專利名稱：用于多輸出無線通信系統(tǒng)中最大似然譯碼的系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于多輸入多輸出(MIMO)無線通信系統(tǒng)中簡化的最大似然(ML)譯碼方法的系統(tǒng)和方法。
多輸入多輸出(MIMO)在無線網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用中正獲得越來越多的關(guān)注，因?yàn)楸M管其實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度比單個(gè)天線通信系統(tǒng)要高，但MIMO具有提供比單個(gè)天線系統(tǒng)更好的頻率效率的潛力。
其實(shí)現(xiàn)成本較高，不僅僅是因?yàn)橛捎谠黾拥奶炀€數(shù)而導(dǎo)致的硬件增加，還因?yàn)榕c譯碼的更高復(fù)雜度相關(guān)聯(lián)的成本。當(dāng)系統(tǒng)具有多個(gè)輸入時(shí)，該多個(gè)輸入的聯(lián)合檢測(cè)是最佳的。然而，聯(lián)合檢測(cè)以非常高的計(jì)算復(fù)雜度為條件。因此，大多數(shù)MIMO譯碼集中在非最佳但是計(jì)算上擔(dān)負(fù)得起的方法，諸如迫零(ZF)和排序連續(xù)干擾抵消(OSIC)，參見Wolniansky，P.W.等人的“V-BLASTan architecture for realizingvery high data rates over the rich-scattering wireless channel(V-BLAST用于在富散射無線信道上實(shí)現(xiàn)非常高的數(shù)據(jù)速率的結(jié)構(gòu))”，ISSSE 98，第295-300頁，其在此被整體引入作為參考。Speth等人的“Low complexity spaced frequency MLSE for multi-user COFDM(用于多用戶COFDM的低復(fù)雜度間隔頻率MLSE)”，GLOBECOM’99，Vol.5，1999，第2395-2399頁，其在此被整體引入作為參考，提供了基于最佳ML譯碼的簡化譯碼。但是主要思想仍然是ZF。其差別在于Speth等人提出的方法使用信道狀態(tài)信息來對(duì)比特量度(bit metric)加權(quán)，由此它被稱作加權(quán)的迫零(WZF)譯碼。
盡管當(dāng)前WZF由于其簡單性而成為MIMO譯碼的選擇，但是在最佳ML譯碼和WZF之間仍然有幾個(gè)dB的性能差距(performance gap)。正在進(jìn)行研究來找到以合理的實(shí)現(xiàn)成本消除該性能差距的譯碼方法。
因此，需要一種用于改善現(xiàn)有的WZF MIMO譯碼的系統(tǒng)和方法。
本發(fā)明為MIMO無線系統(tǒng)提供了一種與ZF完全不同的譯碼方法。
本發(fā)明的系統(tǒng)和方法基于最佳ML譯碼，其不是執(zhí)行聯(lián)合檢測(cè)的模(norm)2計(jì)算，而是執(zhí)行更簡單的計(jì)算。該更簡單的計(jì)算將所需要的乘法次數(shù)減少到對(duì)于實(shí)現(xiàn)而言的一個(gè)更擔(dān)負(fù)得起的級(jí)別。
根據(jù)仿真，簡化的ML譯碼方法的第一實(shí)施例的性能提供了在10-的分組差錯(cuò)率(PER)級(jí)別上、比WZF高2dB的增益。
根據(jù)仿真，簡化的ML譯碼方法的第二實(shí)施例的性能提供了在10-2的PER級(jí)別上，對(duì)于16/64正交幅度調(diào)制(QAM)調(diào)制的、比WZF高4dB的增益，以及對(duì)于二相相移鍵控(BPSK)調(diào)制的、比WZF高8dB的增益。


圖1圖示了在其中應(yīng)用本發(fā)明的實(shí)施例的、具有多個(gè)天線設(shè)備的典型無線網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)；圖2圖示了根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例修改的多天線無線設(shè)備的簡化框圖；圖3圖示了2×2MIMO系統(tǒng)結(jié)構(gòu)；圖4圖示了在第一實(shí)施例中BER和PER對(duì)SNR的曲線；以及圖5圖示了在第二實(shí)施例中對(duì)于不同調(diào)制的PER對(duì)SNR的曲線。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解以下描述被提供用于說明而非限制的目的。技術(shù)人員明白存在位于本發(fā)明的精神和所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)的很多變化。已知功能和操作的不必要的細(xì)節(jié)可從當(dāng)前描述中被忽略以便于不遮蔽本發(fā)明。
圖1圖示了在其中應(yīng)用本發(fā)明的實(shí)施例的、有代表性的多天線無線通信網(wǎng)絡(luò)100。該網(wǎng)絡(luò)包括多個(gè)無線設(shè)備101，每個(gè)無線設(shè)備根據(jù)本發(fā)明被修改以執(zhí)行使用簡化的距離計(jì)算的ML譯碼。根據(jù)本發(fā)明的原理，提供了一種簡化的距離計(jì)算方案以使能無線設(shè)備101接收信號(hào)并以計(jì)算上成本有效的方式基于ML譯碼來譯碼信號(hào)。
現(xiàn)在參考圖2，圖1中示出的WLAN 100內(nèi)的每個(gè)無線設(shè)備101可能包括一個(gè)系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括在圖2中圖示的結(jié)構(gòu)。每個(gè)無線設(shè)備101可能包括多個(gè)天線205，這些天線被耦合到在信道集102上通信的一個(gè)接收機(jī)201。設(shè)備101各自還包括處理器202和帶有簡化的距離計(jì)算的最大似然譯碼器。處理器被配置成從接收機(jī)接收包括一個(gè)或多個(gè)符號(hào)的序列的信號(hào)并且處理所述信號(hào)以提供其比特量度給解交織器和維特比譯碼器204，所述比特量度已經(jīng)根據(jù)本發(fā)明、通過使用具有簡化距離計(jì)算的ML技術(shù)來計(jì)算。
本發(fā)明提供了一種用于根據(jù)觀察的距離計(jì)算的系統(tǒng)和方法。在最佳ML譯碼中，下列等式被用于計(jì)算維特比譯碼器的比特量度
m1ip=minam∈Cipan∈C(||r1-h11am-h21an||2+||r2-h12am-h22an||2)]]>m2ip=minam∈Can∈Cip(||r1-h11am-h21an||2+||r2-h12am-h22an||2)]]>其中m1ip和m2ip代表發(fā)送的符號(hào)s1和s2中比特i的比特量度為‘p’，p∈{0，1}；C代表整個(gè)星座點(diǎn)集并且Cip代表使得比特i等于p的星座點(diǎn)的子集。然后比特量度對(duì)(m1i0，m1i1)(m2i0，m2i1)被發(fā)送到相應(yīng)的解交織器和維特比譯碼器用于譯碼兩個(gè)比特流。在本發(fā)明的第一實(shí)施例中，度量計(jì)算被簡化為m1ip=minam∈Cipan∈C(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))]]>m2ip=minam∈Can∈Cip(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))]]>從而通過用比較來替換乘法而降低計(jì)算成本，同時(shí)對(duì)于10-2的PER級(jí)別提供比WZF高2dB的增益。
在本發(fā)明的第二實(shí)施例中，度量計(jì)算被簡化為m1ip=minam∈Cipan∈C[abs(real(r1-h11am-h21an))+abs(imag(r1-h11am-h21an))+]]>abs(real(r2-h12am-h22an))+abs(imag(r2-h12am-h22an))]]]>m2ip=minam∈Can∈Cip[abs(real(r1-h11am-h21an))+abs(imag(r1-h11am-h21an))+]]>abs(real(r2-h12am-h22an))+abs(imag(r2-h12am-h22an))]]]>其通過用加法來替換乘法而降低計(jì)算成本，同時(shí)對(duì)于10-2的PER級(jí)別、對(duì)于16/64QAM調(diào)制提供比WZF高4dB的增益，以及對(duì)于BPSK調(diào)制提供比WZF高8dB的增益。
最佳單輸入單輸出SISO編碼正交頻分復(fù)用(COFDM)系統(tǒng)譯碼正交頻分復(fù)用(OFDM)的基本原理是將高速率數(shù)據(jù)流分離成同時(shí)在多個(gè)副載波上發(fā)送的多個(gè)較低速率流。因?yàn)閷?duì)于較低速率并行副載波，符號(hào)持續(xù)時(shí)間增大，所以由多徑延遲擴(kuò)展引起的時(shí)間上的相對(duì)擴(kuò)散量減少。符號(hào)間干擾通過在每個(gè)OFDM符號(hào)中引入保護(hù)間隔而近乎完全被消除。
在單個(gè)載波系統(tǒng)中，由于時(shí)間擴(kuò)散信道(頻率選擇性衰落信道)將信道記憶帶入系統(tǒng)中，所以因?yàn)楦叩挠?jì)算成本，聯(lián)合最大似然均衡和譯碼是不現(xiàn)實(shí)的。通常的實(shí)踐是首先使用最小均方誤差(MMSE)作為均衡信道的準(zhǔn)則。接著均衡后的信號(hào)被發(fā)送到最大似然檢測(cè)器用于進(jìn)一步譯碼。這是次最佳系統(tǒng)。在COFDM系統(tǒng)中，因?yàn)橄到y(tǒng)被設(shè)計(jì)成讓每個(gè)副載波經(jīng)歷平衰減信道，因此實(shí)際的最大似然均衡和譯碼可以以擔(dān)負(fù)得起的計(jì)算成本來實(shí)現(xiàn)。
基于IEEE 802.11a的COFDM系統(tǒng)的典型收發(fā)信機(jī)的結(jié)構(gòu)可以在第11部分中找到無線LAN介質(zhì)訪問控制(MAC)和物理層(PHY)技術(shù)規(guī)范5GHz頻帶中的高速物理層，IEEE Std 802.11a，199，因此其被整體引入作為參考。在該收發(fā)信機(jī)中，使用與格雷映射相組合的逐比特交織。該技術(shù)被稱為比特交織的編碼調(diào)制(BICM)，其以相似的復(fù)雜度在瑞利衰落信道上提供了比TCM好得多的性能。接收到的信號(hào)在頻域中可以被表示為rk＝hksk+nk(1)其中hk是信道頻率響應(yīng)，sk是發(fā)送的信號(hào)，以及nk在第k個(gè)副載波上具有方差σN2的復(fù)高斯白噪聲。
BICM允許通過使用與條件概率P(rk|bki)的對(duì)數(shù)成比例的度量、經(jīng)由標(biāo)準(zhǔn)軟輸入維特比譯碼器而進(jìn)行的基于ML的譯碼，其中P(rk|bk,i=p)=Πa∈Cip12πσNe-||rk-hka||22·πσN2---(2)]]>并且其中
bk，i是符號(hào)中在副載波k上發(fā)送的比特i，Cip是使得比特i等于p的星座點(diǎn)的子集，其中p等于0或1。
根據(jù)等式(2)確定軟比特仍然非常復(fù)雜。普通的簡化只考慮(2)的最大項(xiàng)，參見，例如Speth，M.；Senst，A.；Meyr，H的“Low complexityspace-frequency Maximum Likelihood Sequence Estimation(MLSE)for Multi-user COFDM(用于多用戶COFDM的低復(fù)雜空間-頻率最大似然序列估計(jì)(MLSE))”，GLOBECOM’99，Vol.5，1999，第2395-2399頁，因此其被整體引入作為參考。這樣，最大似然序列估計(jì)要求將如下度量發(fā)送給維特比譯碼器mip=mina∈Cip||rk-hka||2,p=0,1---(3)]]>對(duì)于64QAM情形，為了獲得對(duì)于是“1”或“0”的比特的比特量度，人們需要計(jì)算與不同的星座點(diǎn)a的32個(gè)距離‖rk-hka‖2其中比特i為“1”或者“0”，以找到這些距離中的最小值。
最佳2×OFDM系統(tǒng)譯碼圖3中圖示了基于IEEE 802.11a 54Mbps模式OFDM系統(tǒng)的2×MIMO系統(tǒng)的圖。定義無線信道為H=h11h21h12h22]]>其中hij代表副載波k上從發(fā)射機(jī)天線i到接收機(jī)天線j的信道。因?yàn)槊總€(gè)副載波的操作是相同的，因此為了節(jié)省空間，在以下討論中下標(biāo)k被省略。不失一般性，假設(shè)四個(gè)信道是獨(dú)立的瑞利衰落信道。接收到的信號(hào)可以表示為r1r2=h11h21h12h22s1s2+n1n2---(4)]]>類似于SISO系統(tǒng)的ML檢測(cè)，對(duì)于每個(gè)接收到的信號(hào)對(duì)r1和r2，為了找出對(duì)于符號(hào)S1和S2中比特的比特量度，應(yīng)當(dāng)滿足下列等式
m1ip=minam∈Cipan∈C(||r1-h11am-h21an||2+||r2-h12am-h22an||2)]]>m2ip=minam∈Can∈Cip(||r1-h11am-h21an||2+||r2-h12am-h22an||2)---(5)]]>其中m1ip和m2ip代表發(fā)送的符號(hào)s1和s2中比特i的比特量度為‘p’，p ∈{0，1}；C代表整個(gè)星座點(diǎn)集并且Cip代表使得比特i等于p的星座點(diǎn)的子集。比特量度對(duì)(m1i0，m1i1)(m2i0，m2i1)被發(fā)送到相應(yīng)的解交織器和維特比譯碼器用于譯碼兩個(gè)比特流。
加權(quán)的ZF譯碼對(duì)了簡便起見，只詳細(xì)給出了2×2MIMO分析。相同的原理可以容易地被n×n MIMO系統(tǒng)使用。以矩陣格式重寫(4)中接收到的信號(hào)得到r＝Hs+n (6)利用ZF濾波器，發(fā)送信號(hào)的估計(jì)為s^=(HHH)-1HHr---(7)]]>利用MMSE濾波器，發(fā)送信號(hào)的估計(jì)為s^=((HHH)-1HH+σ2)r---(8)]]>估計(jì)誤差(僅僅對(duì)于ZF，MMSE分析將遵從相同的原理，帶有附加的噪聲方差項(xiàng))為ϵ=s^-s=(HHH)-1HHn---(9)]]>具有方差Rϵ=E[ϵ·ϵH]=σN2(HHH)-1---(10)]]>因此多維復(fù)聯(lián)合概率分布為p(s^|s)=1πN|Rϵ|e(-(s^-s)HRϵ-i(s^-s))---(11)]]>因?yàn)镽ε不是對(duì)角矩陣，因此對(duì)于這些二符號(hào)檢測(cè)，比特量度計(jì)算不能被分開。為了簡化計(jì)算，為(11)的分量假設(shè)一個(gè)不相關(guān)的正態(tài)分布。這樣比特量度可以計(jì)算為
mlip=mina∈Cip(||s^1-a||2Rϵ11)]]>m2ip=min2∈Cip(||s^1-a||2Rϵ22)---(12)]]>其中m1ip和m2ip代表發(fā)送的符號(hào)s1和s2中比特i的比特量度為‘p’，p∈{0，1}；Cip代表使得比特i等于p的星座點(diǎn)的子集。然后比特量度對(duì)(m1i0，m1i1)(m2i0，m2i1)被發(fā)送到相應(yīng)的解交織器和維特比譯碼器用于譯碼兩個(gè)比特流。
簡化的ML譯碼如果信道矩陣是病態(tài)的(ill-conditioned)，則ZF譯碼具有提升噪聲的問題。加權(quán)的ZF通過將低權(quán)重給予從病態(tài)信道計(jì)算的比特量度而部分地解決了該問題。利用該方法，維特比譯碼器不被一些錯(cuò)誤嚴(yán)重的比特量度干擾。這類似于對(duì)一個(gè)序列鑿孔以將那些錯(cuò)誤的比特量度近乎設(shè)置為零。下面的譯碼器試圖通過使用在那些比特周圍的一些可靠比特信息來恢復(fù)那些比特。
在本發(fā)明中，使用了一種具有與ML譯碼相同的基本原理的譯碼方法。唯一的不同是將ML準(zhǔn)則的距離計(jì)算替換成計(jì)算強(qiáng)度較小的近似距離計(jì)算。這樣，比特量度可以如下地簡化(1)在第一實(shí)施例中m1ip=minam∈Cipan∈C(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))]]>m2ip=minam∈Can∈Cip(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))---(13)]]>通過用比較來替換乘法而降低了計(jì)算成本，同時(shí)對(duì)于10-2的PER級(jí)別提供比WZF高2dB的增益。
對(duì)于簡化的ML譯碼而言，為找到在一個(gè)分組中發(fā)送的所有比特的比特量度而需要的乘法次數(shù)是4*M，其中M是星座階(constellationorder)，假設(shè)信道對(duì)一個(gè)OFDM分組保持準(zhǔn)靜態(tài)。對(duì)于WZF方法，一個(gè)分組所需要的乘法是8*N*K，其中N是一個(gè)OFDM符號(hào)中數(shù)據(jù)副載波的數(shù)量并且K是一個(gè)分組中的OFDM符號(hào)的數(shù)量。
僅僅作為示例，對(duì)于SML、WZF和ML譯碼器的乘法次數(shù)被計(jì)算如下a.分組包含-(i)1000字節(jié)，(2)一個(gè)OFDM符號(hào)中96個(gè)數(shù)據(jù)副載波；并且b.64QAM被用于利用第一實(shí)施例的2×2MIMO系統(tǒng)發(fā)送數(shù)據(jù)。
對(duì)于整個(gè)分組-a.SML需要4*64*96＝24567次復(fù)數(shù)乘法，b.WZF需要6*96+8*96*10＝8256次復(fù)數(shù)乘法，而c.最佳ML譯碼需要4*64*96+96*10*2+64*64*96*10*2＝7890816次復(fù)數(shù)乘法。
對(duì)于單個(gè)比特-a.SML需要大約24567/(1000*8)～＝3次復(fù)數(shù)乘法，b.WZF需要大約8256/(1000*8)～＝1次復(fù)數(shù)乘法，而c.最佳ML譯碼需要大約7890816/(1000*8)～＝986次復(fù)數(shù)乘法。通過對(duì)比，在第一實(shí)施例中為了搜索最小距離的比較次數(shù)為-a.對(duì)于SML，64*64＝4096b.對(duì)于WZF，64*2＝128，而c.對(duì)于最佳ML譯碼，64*64＝4096。
第一實(shí)施例已被仿真來測(cè)量簡化的ML譯碼方法相比于SML和WZF的性能。結(jié)果呈現(xiàn)為圖4中圖示的PER對(duì)SNR曲線。仿真參數(shù)列于表1中。
表1.對(duì)于圖4的仿真參數(shù)
從圖4顯而易見，在沒有RS碼的情況下，在10-2的PER級(jí)別上SML比WZF高大約2dB增益。如果RS碼是有效的，則性能增益更大，因?yàn)檎缛藗兛梢詮膱D中看出，在28dB之后，PER為0。
(2)在第二實(shí)施例中m1ip=minam∈Cipan∈C[abs(real(r1-h11am-h21an))+abs(imag(r1-h11am-h21an))+]]>abs(real(r2-h12am-h22an))+abs(imag(r2-h12am-h22an))]]]>m2ip=minam∈Can∈Cip[abs(real(r1-h11am-h21an))+abs(imag(r1-h11am-h21an))+---(14)]]>abs(real(r2-h12am-h22an))+abs(imag(r2-h12am-h22an))]]]>簡化的ML譯碼需要4*M次復(fù)數(shù)乘法以找到一個(gè)副載波中發(fā)送的所有比特的比特量度，其中M是星座階。對(duì)于WZF方法，不論使用什么調(diào)制方案，一個(gè)副載波需要的乘法是8。僅僅作為例子，比較SML、WZF和ML譯碼器的乘法次數(shù)。假設(shè)一個(gè)分組包含1000個(gè)信息字節(jié)，一個(gè)OFDM符號(hào)中96個(gè)數(shù)據(jù)副載波，64QAM被用于發(fā)送數(shù)據(jù)并且根據(jù)本發(fā)明與2×2MIMO系統(tǒng)相比較。對(duì)于給定的OFDM和調(diào)制參數(shù)，一個(gè)分組包含大約10個(gè)OFDM符號(hào)。
為了譯碼一個(gè)分組SML需要4*64*96＝24576次復(fù)數(shù)乘法，WZF需要大約6*96+8*96*10＝8256次復(fù)數(shù)乘法，最佳ML譯碼需要大約4*64*96+64*64*96*10*2＝7888896次。
對(duì)于單個(gè)比特SML需要大約24576/(1000*8)～＝3次復(fù)數(shù)乘法，WZF需要8256/(1000*8)～＝1次乘法，并且最佳ML需要7888896/(1000*8)～＝986次乘法。
為了找到最小距離SML需要64*64＝4096次加法，WZF需要64*2＝128次加法，并且最佳ML需要64*64＝4096次加法。
第二實(shí)施例被仿真以確定簡化的ML譯碼方法相比于SML和WZF的性能。結(jié)果表示為圖5a-c中圖示的不同調(diào)制方案的PER對(duì)SNR曲線。仿真參數(shù)在表2中列出。
表2圖5a-c的仿真參數(shù)
*數(shù)據(jù)速率在沒有RS碼的情況下計(jì)算。如果考慮RS碼，則相應(yīng)的數(shù)據(jù)速率應(yīng)當(dāng)根據(jù)RS碼速率被減小。
現(xiàn)在參考圖5a-c，可以看出，在10-2的PER級(jí)別上，對(duì)于16QAM和64QAM調(diào)制，在沒有RS碼的情況下，SML比WZF高大約8dB的增益，而對(duì)于BPSK調(diào)制，比WZF高大約8dB的增益。
根據(jù)本發(fā)明的MIMO系統(tǒng)和方法可以用在根據(jù)IEEE 802.11n標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)和方法中，因?yàn)楸景l(fā)明中的譯碼方法可以在任何11n譯碼器中使用。然而，本發(fā)明的應(yīng)用不僅僅限于11n設(shè)備，因?yàn)樘峁┝送ㄓ米g碼系統(tǒng)和方法。也就是，本發(fā)明的系統(tǒng)和方法可以用于任何卷積編碼的BICMMIMO系統(tǒng)，以及尤其對(duì)具有很少數(shù)量天線的無線系統(tǒng)有益，諸如2×2MIMO。由于本發(fā)明的系統(tǒng)和方法包括簡化的ML譯碼方法，所以任何使用ML譯碼的通信系統(tǒng)可以利用本發(fā)明來降低系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的計(jì)算成本。
根據(jù)本發(fā)明系統(tǒng)和方法的譯碼器提供了近似最大似然譯碼器ML所提供的誤差性能級(jí)別的誤差性能級(jí)別。
盡管已經(jīng)圖示并描述了本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，本領(lǐng)域的技術(shù)人員將會(huì)理解這里描述的超幀是說明性的，且可以進(jìn)行各種變化和修改以及等價(jià)物可以替換其元素而不偏離本發(fā)明的真實(shí)范圍。此外，可以進(jìn)行很多修改來使本發(fā)明的教義適應(yīng)特定的情形而不偏離其中心范圍。因此，并不打算使本發(fā)明限于作為為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明預(yù)期的最佳模式而公開的特定實(shí)施例，而是本發(fā)明包括在所附權(quán)利要求范圍內(nèi)的所有實(shí)施例。
權(quán)利要求
1.一種在多輸入多輸出無線通信系統(tǒng)(100)中譯碼接收到的信號(hào)的方法，包括步驟接收(201)至少一對(duì)比特流，每個(gè)比特流包括至少一個(gè)符號(hào)；并且由采用具有降低的計(jì)算成本的簡化比特量度計(jì)算的最佳最大似然ML譯碼器來譯碼(203)所述接收到的至少一對(duì)比特流。
2.權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述簡化的比特量度計(jì)算是用一個(gè)比較操作來替換至少一個(gè)乘法。
3.權(quán)利要求2所述的方法，其中所述譯碼步驟還包括步驟利用以下等式來計(jì)算(203)所述簡化的比特量度m1ip=minam∈Cipan∈C(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))]]>m2ip=minam∈Can∈Cip(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))]]>其中m1ip和m2ip代表接收的符號(hào)s1和s2中比特i的比特量度為‘p’，p∈{0，1}；C代表整個(gè)星座點(diǎn)集并且Cip代表使得比特i等于p到星座點(diǎn)的子集；并且發(fā)送所計(jì)算的比特量度對(duì)(m1i0，m1i1)和(m2i0，m2i1)到相應(yīng)的解交織器和維特比譯碼器(204)用于譯碼所述比特流。
4.權(quán)利要求3所述的方法，其中所述譯碼步驟(203)提供了近似由最大似然譯碼器ML所提供的誤差性能級(jí)別的誤差性能級(jí)別。
5.權(quán)利要求4所述的方法，其中所述誤差性能級(jí)別是在10-2的分組差錯(cuò)率PER級(jí)別上，比加權(quán)的迫零WZF高2dB的增益。
6.權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述簡化的比特量度計(jì)算是用一個(gè)加法操作來替換至少一個(gè)乘法。
7.權(quán)利要求6所述的方法，其中所述譯碼步驟還包括步驟利用以下等式來計(jì)算(203)所述簡化的比特量度m1ip=minam∈Cipan∈C(abs(real(r1-h11am-h21an))+abs(imag(r1-h11am-h21an))+]]>abs(real(r2-h12am-h22an))+abs(imag(r2-h12am-h22an))]]]>m2ip=minam∈Can∈Cip[abs(real(r1-h11am-h21an))+abs(imag(r1-h11am-h21an))+]]>abs(real(r2-h12am-h22an))+abs(imag(r2-h12am-h22an))]]]>其中m1ip和m2ip代表接收的符號(hào)s1和s2中比特i的比特量度為‘p’，p∈{0，1}；C代表整個(gè)星座點(diǎn)集并且Cip代表使得比特i等于p到星座點(diǎn)的子集；并且發(fā)送所計(jì)算的比特量度對(duì)(m1i0，m1i1)和(m2i0，m2i1)到相應(yīng)的解交織器和維特比譯碼器(204)用于譯碼所述比特流。
8.權(quán)利要求7所述的方法，其中所述譯碼步驟(203)提供了近似由最大似然譯碼器ML所提供的誤差性能級(jí)別的誤差性能級(jí)別。
9.權(quán)利要求7所述的方法，其中所述誤差性能級(jí)別是在10-2的分組差錯(cuò)率PER級(jí)別上，對(duì)于16/64正交幅度調(diào)制QAM，比加權(quán)的迫零WZF高4dB的增益，以及對(duì)于二相相移鍵控BPSK調(diào)制，比加權(quán)的迫零WZF高8dB的增益。
10.一種用于在多輸入多輸出無線通信系統(tǒng)中譯碼接收到的信號(hào)的裝置，包括可操作來接收至少一對(duì)比特流的接收機(jī)(201)，每個(gè)比特流包括至少一個(gè)符號(hào)；以及被配置來做為最大似然譯碼器而對(duì)所接收到的至少一對(duì)比特流實(shí)施譯碼操作的譯碼器(203)，其利用具有降低的計(jì)算成本的簡化比特量度計(jì)算。
11.權(quán)利要求10所述的裝置，其中，所述簡化的比特量度計(jì)算是用一個(gè)比較操作來替換至少一個(gè)乘法。
12.權(quán)利要求11所述的裝置，其中所述裝置還包括可操作來耦合到所述譯碼器(203)的至少一個(gè)解交織器和維特比譯碼器(204)；所述譯碼器(203)還被配置來-a.利用以下等式去計(jì)算所述簡化的比特量度m1ip=minam∈Cipan∈C(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))]]>m2ip=minam∈Can∈Cip(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))]]>其中m1ip和m2ip代表接收的符號(hào)s1和s2中比特i的比特量度為‘p’，p∈{0，1}；C代表整個(gè)星座點(diǎn)集并且Cip代表使得比特i等于p到星座點(diǎn)的子集，并且b.發(fā)送所計(jì)算的比特量度對(duì)(m1i0，m1i1和(m2i0，m2i1)到所述至少一個(gè)解交織器和維特比譯碼器(204)的相應(yīng)的解交織器和維特比譯碼器用于譯碼所述比特流。
13.權(quán)利要求12所述的方法，其中所述譯碼器(203)提供了近似由最大似然譯碼器ML所提供的誤差性能級(jí)別的誤差性能級(jí)別。
14.權(quán)利要求13所述的裝置，其中所述誤差性能級(jí)別是在10-2的分組差錯(cuò)率PER級(jí)別上，比加權(quán)的迫零WZF高2dB的增益。
15.權(quán)利要求10所述的裝置，其中所述簡化的比特量度計(jì)算是用一個(gè)加法操作來替換至少一個(gè)乘法。
16.權(quán)利要求15所述的裝置，其中所述裝置還包括可操作來耦合到所述譯碼器(203)的至少一個(gè)解交織器和維特比譯碼器(204)；所述譯碼器(203)還被配置來-a.利用以下等式去計(jì)算所述簡化的比特量度m1ip=minam∈Cipan∈C(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))]]>m2ip=minam∈Can∈Cip(max(real(r1-h11am-h21an),imag(r1-h11am-h21an))+]]>max(real(r2-h12am-h22an)),imag(r2-h12am-h22an))]]>其中m1ip和m2ip代表接收的符號(hào)s1和s2中比特i的比特量度為‘p’，p∈{0，1}；C代表整個(gè)星座點(diǎn)集并且Cip代表使得比特i等于p的星座點(diǎn)的子集，并且b.發(fā)送所計(jì)算的比特量度對(duì)(m1i0，m1i1)和(m2i0，m2i1)到所述至少一個(gè)解交織器和維特比譯碼器(204)的相應(yīng)的解交織器和維特比譯碼器用于譯碼所述比特流。
17.權(quán)利要求16所述的裝置，其中所述譯碼器(203)提供了近似由最大似然譯碼器ML所提供的誤差性能級(jí)別的誤差性能級(jí)別。
18.權(quán)利要求17所述的裝置，其中所述誤差性能級(jí)別是在10-2的分組差錯(cuò)率PER級(jí)別上，對(duì)于16/64正交幅度調(diào)制QAM，比加權(quán)的迫零WZF高4dB的增益，以及對(duì)于二相相移鍵控BPSK調(diào)制，比加權(quán)的迫零WZF高8dB的增益。
全文摘要
提供了一種用于MIMO系統(tǒng)的簡化的最大似然(ML)譯碼(203)的系統(tǒng)和方法。完全ML譯碼給出了CC編碼的MIMO系統(tǒng)的譯碼下界。然而，計(jì)算成本太高以致不能在實(shí)際系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)。對(duì)于譯碼已經(jīng)提出了很多替代方法。在這些方法中，加權(quán)的迫零(WZF)是一種可以以合理的計(jì)算復(fù)雜度給出能提供的性能的方法，但是對(duì)于WZF譯碼和ML譯碼，仍存在幾個(gè)dB的性能差距。本發(fā)明公開了一種以擔(dān)負(fù)得起的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度譯碼而具有比WZF高的性能的譯碼系統(tǒng)和方法。
文檔編號(hào)H04L25/03GK1977486SQ200580021955
公開日2007年6月6日 申請(qǐng)日期2005年6月27日 優(yōu)先權(quán)日2004年6月30日
發(fā)明者X·歐陽, P·C·李, M·高希 申請(qǐng)人:皇家飛利浦電子股份有限公司