專利名稱：利用頻譜估計的通信系統(tǒng)信道估計的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及通信，更具體地，涉及對通信系統(tǒng)的信道估計。
背景技術：
在無線通信系統(tǒng)中，射頻(RF)調(diào)制信號可以通過若干信號路徑從發(fā)射機傳送到接收機。如果信號路徑具有不同的延遲，那么在接收機處的接收信號將包括所發(fā)射信號在不同增益和延遲上的多個實例。無線信道中的這種時間彌散性造成了頻率選擇性衰落，利用在系統(tǒng)帶寬上幅度和相位發(fā)生變化的頻率響應來表示該頻率選擇性衰落的特征。
為了有效地接收由發(fā)射機發(fā)送的數(shù)據(jù)傳輸，通常需要對發(fā)射機和接收機之間的無線信道執(zhí)行精確的估計。典型地，通過從發(fā)射機發(fā)送導頻并且在接收機處測量該導頻來執(zhí)行信道估計。由于導頻由接收機預先已知的調(diào)制符號組成，所以可以將信道響應估計為接收導頻符號與發(fā)射導頻符號之比。
導頻傳輸意味著系統(tǒng)中的開銷。因此，期望盡可能使導頻傳輸最小化。這可以通過如下方式實現(xiàn)，即，在一小部分系統(tǒng)帶寬上發(fā)送“窄帶”導頻，并使用該導頻獲得對無線信道的信道估計(例如，頻率響應估計或者脈沖響應估計)。無論信道估計是在時域還是在頻域中，信道估計的分辨率(resolution)通常都受限于用于信道估計的導頻帶寬。因此，可以從單一窄帶導頻傳輸/實例獲得僅具有粗分辨率的信道估計。如果接收機使用該粗信道估計恢復數(shù)據(jù)傳輸，那么該粗信道估計可能提供較差的性能。
因此，本領域需要基于窄帶導頻導出具有良好分辨率的信道估計的技術。

發(fā)明內(nèi)容
本文描述了基于窄帶導頻或?qū)拵ьl獲得具有高分辨率的改進的信道估計的技術。這些技術可以用于無線或無線多載波通信系統(tǒng)(例如，基于OFDM的系統(tǒng))，并且還可以用于前向鏈路(或下行鏈路)以及反向鏈路(或上行鏈路)。
在用于執(zhí)行信道估計的實施例中，首先獲得對通信信道(例如，無線信道)的第一信道估計。該第一信道估計可以是頻率響應估計，從(1)在不同符號周期內(nèi)的不同子帶集合上發(fā)送的窄帶導頻，或(2)在系統(tǒng)中全部或大量子帶上發(fā)送的寬帶導頻中獲得該頻率響應估計。隨后，對第一信道估計執(zhí)行頻譜估計，以確定該信道估計的至少一個頻率分量。如果第一信道估計是頻率響應估計，那么，可以對用于不同子帶的信道增益執(zhí)行頻譜估計。頻率響應估計的每個頻率分量指示在對無線信道的脈沖響應估計中的一個信道抽頭的延遲。如下文所描述的，可以使用各種技術來執(zhí)行頻譜估計。隨后，基于由頻譜估計確定的頻率分量獲得對無線信道的第二信道估計。
第二信道估計可以包括(1)具有L個信道抽頭的無線信道的脈沖響應估計，其中L≥1，(2)在多達全部N個子帶上具有信道增益的無線信道的改進頻率響應估計，(3)指示在對無線信道的脈沖響應估計中的信道抽頭的長期時間平均能量的信道配置，(4)指示通過無線信道發(fā)射的信號的到達時間的延遲值，或者(5)關于無線信道的某些其它相關信息?？梢砸远喾N方式利用第二信道估計。例如，可以將改進頻率響應估計的信道增益用于對通過無線信道接收到的數(shù)據(jù)傳輸?shù)钠ヅ錇V波或均衡?？梢詫⒌竭_時間的延遲值用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)臅r間同步。
下文進一步詳細描述本發(fā)明的各種方案和實施例。


從以下結(jié)合附圖的詳細描述中，本發(fā)明的特征和特性將變得更加顯而易見，在附圖中相似的參考符號相應地標識相同的內(nèi)容，其中圖1A和1B示出兩個示例性傳輸方案；圖2示出無線信道的脈沖響應；圖3示出用于執(zhí)行信道估計的特定處理；圖4示出利用頻譜估計執(zhí)行信道估計的處理；圖5示出終端和基站的方框圖；以及圖6示出OFDM解調(diào)器和信道估計器。
具體實施例方式
詞語“示例性”在本文可以用于指“用作例子、實例或示例”。不必將本文描述為“示例性”的任何實施例或設計理解為優(yōu)選于或優(yōu)于其它實施例或設計。
本文描述的信道估計技術可以用于各種無線和有線多載波通信系統(tǒng)。可以通過正交頻分復用(OFDM)、離散多音(DMT)、某些其它多載波調(diào)制技術或者某些其它構造來獲得多個載波。OFDM將整個系統(tǒng)帶寬有效地分割成多個(N個)正交子帶，這些正交子帶也被稱為音調(diào)、子載波、頻段和頻道。通過OFDM，每個子帶與各自的可以調(diào)制數(shù)據(jù)的子載波相關聯(lián)。
為清楚起見，下文針對基于OFDM的無線系統(tǒng)描述信道估計技術。這種系統(tǒng)之一是正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)，該系統(tǒng)可以同時支持對多個無線終端的通信。通過OFDM，在每個OFDM符號周期(或簡稱“符號周期”)內(nèi)，可以在全部N個子帶上發(fā)送多達N個調(diào)制符號(例如，用于數(shù)據(jù)和/或?qū)ьl)。利用N點逆快速傅里葉變換(IFFT)將這些調(diào)制符號轉(zhuǎn)換到時域，以便獲得包含N個時域采樣或碼片的“轉(zhuǎn)換”符號。為了抑制由頻率選擇性衰落引起的符號間干擾(ISI)，對轉(zhuǎn)換符號中的C個碼片進行重復，以便形成包含N+C個碼片的OFDM符號，其中典型地C是N的一部分(例如，1/4或1/8)。通常把所述C個重復碼片稱為循環(huán)前綴，C是循環(huán)前綴長度。
在基于OFDM的系統(tǒng)中，可以以各種方式發(fā)射數(shù)據(jù)和導頻。下文描述一些示例性傳輸方案。
圖1A示出可以用于基于OFDM的系統(tǒng)的跳頻(FH)傳輸方案110。跳頻可以提供抵制有害路徑效應的頻率分集以及干擾的隨機化。通過跳頻，可以為每個終端(或用戶)分配不同的FH序列，該FH序列指示在每個“跳躍”周期內(nèi)使用的特定子帶。每個FH序列可以是偽隨機序列，其為指定的終端隨機地選擇子帶。用于與同一基站進行通信的不同終端的FH序列彼此正交，使得在任意給定的跳躍周期內(nèi)沒有兩個終端使用相同的子帶。這避免了在與同一基站進行通信的終端之間的(“扇區(qū)內(nèi)”)干擾。用于每個基站的FH序列相對于用于鄰近基站的FH序列是偽隨機的。無論何時，只要在相同的跳躍周期內(nèi)，用于與兩個不同基站進行通信的兩個終端的FH序列選擇了相同的子帶，就會在這兩個終端之間出現(xiàn)干擾。然而，由于FH序列的偽隨機特性，該(“扇區(qū)間”)干擾是隨機化的。
如圖1A所示，每個跳躍周期可以跨越多個符號周期?？梢栽诿總€跳躍周期內(nèi)為每個終端分配一個包含M個子帶的集合，其中M可以大于1。數(shù)據(jù)符號(其為數(shù)據(jù)的調(diào)制符號)可以與導頻符號(其為導頻的調(diào)制符號)進行時分復用(TDM)。M個子帶可以是連續(xù)的(如圖1A所示)或者不連續(xù)的(例如，由S個子帶均勻間隔開)。例如，傳輸方案110可以用于OFDMA系統(tǒng)的反向鏈路。
圖1B示出也可以用于基于OFDM的系統(tǒng)的“交織”傳輸方案120。對于圖1B中所示的實例，形成了S個不同的導頻子帶集合，每個集合包含用于導頻傳輸(或“導頻子帶”)的M＝N/S個子帶。為了提高性能，可以利用S個子帶將每個集合中的多個導頻子帶均勻間隔開，并且如圖1B所示，可以對S個導頻子帶集合進行交織。可以在未用于導頻傳輸?shù)钠渌訋习l(fā)送數(shù)據(jù)符號。通常，可以形成任意數(shù)量的導頻子帶集合，并且每個集合可以包含任何數(shù)量的子帶。例如，傳輸方案120可以用于OFDMA系統(tǒng)的前向鏈路。
本文描述的信道估計技術可以與多種傳輸方案一起使用。這些技術可以用于窄帶導頻，所述窄帶導頻按照圖1A或1B中所示或者以某種其它方式發(fā)射。這些技術還可以用于寬帶導頻，所述寬帶導頻在全部N個子帶的全部或大量子帶上以TDM方式與數(shù)據(jù)一起發(fā)射。
可以通過時域信道脈沖響應或者相應的頻域信道頻率響應來表示基于OFDM的系統(tǒng)中的無線信道的特征。如本文所使用的且與傳統(tǒng)術語相一致的術語，“信道脈沖響應”是信道的時域響應，并且“信道頻率響應”是信道的頻域響應。在采樣數(shù)據(jù)系統(tǒng)中，信道頻率響應是信道脈沖響應的離散傅里葉變換(DFT)。為清楚起見，在下文的描述中，信道脈沖響應由“信道抽頭”序列組成，每個信道抽頭由信道抽頭增益(或簡稱為“抽頭增益”)和信道抽頭延遲(或簡稱為“抽頭延遲”)定義。信道頻率響應由“信道增益”集合組成，每個信道增益對應于特定的子帶。
圖2示出無線信道的脈沖響應210。信道脈沖響應210包括L個有效(例如，具有足夠強度)的信道抽頭。每個信道抽頭具有復增益hi并且位于延遲di處。通常，每個信道抽頭可以位于1和N之間的任意位置處(或1≤di≤N)，其中N也是無線信道的時間跨度或長度。L個抽頭增益被表示為{hi}，或hi，i＝1，2，...L。L個抽頭延遲被表示為{di}，或di，i＝1，2，...L。抽頭增益{hi}是相關隨機變量，該相關隨機變量以由無線信道的多普勒展寬所確定的速率變化。L個抽頭增益{hi}以及L個抽頭延遲{di}都是未知的，并且可以如下文所描述的對其進行估計。
在z域中，可以利用L抽頭有限脈沖響應(FIR)濾波器來表示信道脈沖響應H(z)，如下H(z)=Σi=1Lhi·z-di,]]>方程(1)其中，z-1表示一個采樣(或碼片)周期的延遲，并且z-di表示第i個信道抽頭的延遲。還可以利用L×1向量h表示信道脈沖響應，而無需準確地參考抽頭延遲{di}，如下
h＝[h1h2...hL]T， 方程(2)其中“T”表示轉(zhuǎn)置。
可以將信道配置(channel profile)定義如下P＝diag<h·hT>，方程(3)其中<>表示時間平均(time-averaging)運算；diag{M}是僅具有矩陣M的對角元素的對角矩陣；以及P是信道配置的L×L對角矩陣。
對角矩陣包含沿對角線方向的可能非零值以及其它位置的零值。P的對角元素表示由h定義的信道配置。信道配置指示信道脈沖響應中信道抽頭的長期時間平均能量。信道配置不包括諸如衰落、多普勒等短期效應。因此，信道配置指示信號傳輸所經(jīng)由的介質(zhì)的反射率/透射率。
可以為用于導頻傳輸?shù)拿總€子帶估計頻域信道增益，如下Hk=ykpk,k=1,2,···M,]]>方程(4)其中，yk是子帶k的接收導頻符號；Pk是在子帶k上發(fā)射的導頻符號；以及Hk是對子帶k的信道增益估計。
如方程(4)中所示，可以基于在用于導頻傳輸?shù)腗個子帶上接收的導頻符號，對這些子帶的M個信道增益{Hk}執(zhí)行估計。信道增益是頻域值?？梢詫⒚總€信道增益表示為具有L個(未知)時域信道抽頭的傅里葉變換，如下；Hk=Σi=1L(hi·ej2π·di(k-1)/N+ni)=Σi=1L(hi·ejωi(k-1)+ni),k=1,2,...M,]]>方程(5)其中，ωi＝2πdi/N是第i個信道抽頭的(弧度中的)角頻率；并且ni是第i個信道抽頭的噪聲。
角頻率ωi，i＝1，2...L，是信道增益{Hk}的頻率分量，并且與用于無線信道脈沖響應的未知抽頭延遲直接相關。因此，如下文所述，可以通過對信道增益{Hk}執(zhí)行頻譜(或音調(diào))估計而估計出抽頭延遲。
可以以矩陣的形式表示方程(5)，如下
方程(6)或者H＝Qh+n，方程(7)其中Q是包含方程(6)中所示元素的M×L“傅里葉型”矩陣，并且n是L×1噪聲向量。
可以在不同的時間間隔，在M個子帶的不同集合上發(fā)射導頻(例如，圖1A或1B所示)。例如，在一個時間間隔內(nèi)，可以在子帶k＝1，2，...M上發(fā)送導頻，隨后，在下一個時間間隔內(nèi)，在子帶k＝1+b，2+b，...M+b上發(fā)送導頻，依此類推，其中，b可以是任意偏移值。在子帶k＝1+b，2+b，...M+b上發(fā)送的導頻的信道增益可以表示為Hb＝QBh+n， 方程(8)其中B是由B＝diag(ejbω1，ejbω2，...ejbωL)給出的L×L對角矩陣。
可以將H的M×M相關(或外積)矩陣定義為H·HH，其中“H”表示共軛轉(zhuǎn)置。H的相關矩陣的長期時間平均被表示為R，其可以表示為R＝<H·HH>＝Q·P·QH+σ2·I方程(9)基于方程(3)、(7)和(8)得到方程(9)?？梢赃m當?shù)剡x擇b偏移值(例如，以圖1A中所示的偽隨機方式或者以圖1B中所示的確定方式)，使得用于一組不同偏移值的B矩陣平均為零。在這種情況下，如果對為不同時間間隔獲得的相關矩陣進行足量的平均，那么，B矩陣將抵消并且不出現(xiàn)在R中。方程(9)還假設信道噪聲為加性高斯白噪聲(AWGN)，其均值為零，方差為σ2且自協(xié)方差矩陣為_nn＝σ2·I，其中I是沿對角線方向為1、其它位置為零的單位矩陣。
可以對矩陣R進行本征值分解，如下R＝V·D·VH， 方程(10)其中，V是R的本征向量的M×M酉矩陣；并且D是R的本征值的M×M對角矩陣。
以屬性MHM=I來表示酉矩陣M的特征。酉矩陣的列彼此正交，并且每一列具有單位能量(unity power)。Gilbert Strang在名稱為“LinearAlgebra and Its Applications”(線性代數(shù)及其應用)(第二版，AcademicPress(學術出版社)，1980)一書中描述了本征值分解。
D的M個對角元素被稱為R的本征值。V的M個列被稱為R的本征向量。V的每一列對應于D中的一個本征值。這樣，V的第一列或最左側(cè)一列對應于D的第一列中的對角元素，V的第二列對應于D的第二列中的對角元素，依此類推。
可以將D中的M個本征值從最小到最大進行排序，并且在排序后將其表示為{λ1，λ2，...λM}，其中λ1是最小的本征值并且λM是最大的本征值。當對D中的本征值進行排序時，也對V中的本征向量相應地進行排序。D中的M-L個最小本征值(即，λ1到λM-L)等于噪聲方差σ2，并且被稱為“噪聲”本征值。V中對應于M-L個噪聲本征值的M-L個本征向量(即，排序后V的M-L個最左側(cè)的列)被稱為R的“噪聲”本征向量，并且被表示為{r1，r2，...rM-L)。噪聲本征向量與Q的列正交。
L個抽頭增益／功率包含于矩陣P中，并且L個抽頭延遲包含于矩陣Q中。Q的L列中的每一列具有如下形式ql=[1，ej2π(l-1)/N，ej2π(l-1)/N，...ej2π(M-1)(l-1)/N]， 方程(11)其中，l是代表未知抽頭延遲的索引，并且位于從1到N的范圍內(nèi)，或者l∈{1，2,...N}。
可以將代價函數(shù)(cost function)定義如下C(l)=1Σk=1M-L|q-lH·r-k|2,l=1,2,...N,]]>方程(12)如下，可以基于代價函數(shù)c(l)獲得L個未知的抽頭延遲。為l的N個可能值中的每一個(即l=1，2...N)估計代價函數(shù)。l的每個值表示信道抽頭的假定延遲值。對于l的每個值，首先如方程(11)中所示確定向量ql，并且將ql與M-L個噪聲本征向量中的每一個相乘，以便獲得M-L個內(nèi)積，gK=q-lH·r-k,k-1,2,...M-L]]>。將每個內(nèi)積的功率計算為|gk|2＝gk·gk*，其中“*”表示復共軛。隨后，對M-L個內(nèi)積的功率求和，并且將求和功率的倒數(shù)提供作為該l值的代價值Cl。對于l的N個可能值，獲得N個代價值Cl，l＝1，2，...N。
由于Q的列正交于噪聲本征向量，Q的任意列與任意噪聲本征向量的內(nèi)積很小或者為零。因此，對于Q的每一列的M-L個內(nèi)積的求和功率很小，并且該求和功率的倒數(shù)很大。從而識別出N個代價值中的L個最大值。對應于所述L個最大代價值的L個l值表示用于信道脈沖響應的L個未知的抽頭延遲。所述L個識別的l值可以用于形成矩陣Q。隨后，可以按照如下公式導出L個抽頭增益hb＝B-1Q-1Hb，方程(13)其中，Hb是用于一個包含M個導頻子帶的集合的頻率響應估計的M×1向量；并且Hb是用于具有L個抽頭的信道脈沖響應估計的L×1向量。
可以為對每個導頻子帶集合的頻率響應估計Hb獲得脈沖響應估計Hb。對不同導頻子帶集合的脈沖響應估計可以被取平均，以便獲得具有L個抽頭的平均脈沖響應估計(由向量hL表示)。
可以基于具有L個抽頭的平均信道脈沖響應估計hL形成具有N個抽頭的“全”信道脈沖響應估計(由向量hN表示)。N×1向量hN將包含在正確抽頭索引(由對應于L個最大代價值的L個l值所確定)處的L×1向量hL的全部L個元素以及在所有其它抽頭索引處的N-L個零。可以通過對全信道脈沖響應估計hN執(zhí)行N點快速傅里葉變換(FFT)，獲得對全部N個子帶的“全”信道頻率響應估計(由向量HN表示)，如下HN＝W·hN，方程(14)其中W是按如下方式定義的N×N傅里葉矩陣，即其第(i，j)項wi，j給定如下wi,j=e-j2π(i-1)(j-1)N,i=1,2,...N]]>且j＝1，2...N， 方程(15)其中，i是行索引，j是列索引?？梢詫⑷诺李l率響應估計HN用于對通過無線信道接收的數(shù)據(jù)傳輸執(zhí)行匹配濾波、均衡等。
在上文描述中，L表示將要被估計的信道抽頭數(shù)量。通常，L可以等于或者可以不等于無線信道實際脈沖響應中的信道抽頭數(shù)量(Lact)。如果L＝Lact＜M，那么可以如上文所述對Lact個信道抽頭執(zhí)行估計。如果L≠Lact且L＜M，那么可以如上文所述獲得表示無線信道的信道配置的L個信道抽頭。如果L＝1，那么只要M大于1，就可以獲得位于信道配置(長Lact)中心處的單一信道抽頭。對應于該單一信道抽頭的抽頭延遲(表示為ds)可被用作對通過無線信道發(fā)射的信號的到達時間的估計。通常，隨著M的增加，可以對更多具有更好精確度和更高分辨率的信道抽頭執(zhí)行估計。對于M等于或接近于N的寬帶導頻，可以基于寬帶導頻對具有多達N個抽頭的全信道脈沖響應執(zhí)行估計。
可以將本文描述的技術用于獲得改進的信道估計。如本文所使用的，“信道估計”可以包括任何類型的無線信道信息及其任意組合。例如，信道估計可以包括信道配置、用于頻率響應估計的信道增益集合、用于脈沖響應估計的信道抽頭序列、單一信道抽頭、通過無線信道發(fā)射的信號的到達時間和/或無線信道的某些其它相關信息。
圖3示出用于執(zhí)行信道估計的處理300的流程圖。將時間平均相關矩陣R初始設定為零(方框312)。從無線信道獲得接收的OFDM符號并且對其執(zhí)行處理(例如，OFDM解調(diào))，以便獲得M個導頻子帶的M個接收的導頻符號(方框314)。如圖1A和1B所示，可以在不同符號周期內(nèi)使用不同的子帶集合發(fā)射導頻。對于窄帶導頻，如方程(4)中所示，將接收的導頻符號用于獲得部分頻率響應估計(由向量H表示)(仍為方框314)。隨后，基于向量H對矩陣R進行更新(方框316)，如下Rm+1＝Rm+H·HH， 方程(16)其中，Rm是用于第m個更新間隔的相關矩陣。
隨后，確定是否已經(jīng)在足量的具有導頻的OFDM符號上對矩陣R進行了平均(方框318)。如果答案是“否”，那么處理返回到方框312，以便對另一個具有導頻的OFDM符號進行接收和處理。否則，如上文所述，獲得矩陣R的噪聲本征向量(方框320)。隨后，例如，如方程(12)中所示，基于噪聲本征向量并且針對l的N個可能值計算代價函數(shù)C(l)(方框322)。隨后，如上文所描述的，基于為代價函數(shù)C(l)獲得的代價值識別信道配置(方框324)。隨后，可以基于識別的信道配置導出信道估計(方框326)。例如，可以如方程(13)所示獲得信道脈沖響應估計，并且如方程(14)所示獲得信道頻率響應估計。隨后，處理返回到方框312以便獲得另一個信道估計。
也可以基于矩陣R的持續(xù)(running)平均獲得信道估計。例如，在方框316中，可以基于無限脈沖響應(IIR)濾波器對矩陣R進行更新，如下Rm+1＝α·Rm+(1-α)·H·HH， 方程(17)其中α是確定平均量的系數(shù)。較大的α值對應于更多的平均。隨后，可以將處理300修改為從方框326轉(zhuǎn)移到方框314(而不是方框312)。然后，例如，無論何時只要接收到具有導頻的OFDM符號，就可以獲得更新的信道配置和信道估計。
如上文所描述的信道估計基于如下認知，即，將要確定的未知抽頭延遲(di，i＝1，2，...L)是可用頻域信道增益的未知頻率分量(ωi，i＝1，2，...L)。隨后，使用頻譜估計(或頻譜分析)來確定信道增益的未知頻率分量。這些頻率分量一旦確定，就作為對用于信道脈沖響應估計的未知抽頭延遲的估計。
為清楚起見，上文描述了一種通常被稱為多信號分類(MUSIC)技術的特定頻譜估計技術。也可以使用其它頻譜估計技術來確定頻率響應估計的頻率分量(并因此確定用于脈沖響應估計的抽頭延遲)，并且其將落入本發(fā)明的范圍內(nèi)。例如，可以基于周期圖技術、Prony估計器、Pisarenko諧波分解技術等執(zhí)行頻譜估計。S.L.Marple Jr.在“ATutorial Overview of Modern Spectral Estimation”(現(xiàn)代頻譜估計指導概述)(Proc.IEEE，1989，pp.2152-2157)中，以及B.D.Kao和K.S.Arun在“Model Based Processing of SignalsA State Space Approach”(基于信號處理的模型一種狀態(tài)空間方法)(Proc.IEEE，Vol.80，No.2，1992年2月，pp.283-309)中對包括MUSIC技術在內(nèi)的所述各種頻譜估計技術進行了描述。
圖4示出用于使用頻譜估計而執(zhí)行信道估計的處理400的流程圖。從通信信道獲得接收的OFDM符號并且對其執(zhí)行處理，以便獲得部分或全部頻率響應估計(方框412)。通信信道可以是無線信道或有線信道。對于窄帶導頻，在具有導頻的每個OFDM符號中，可以針對全部N個子帶的較小子集獲得部分頻率響應估計。對于寬帶導頻，在具有導頻的每個OFDM符號中，可以針對全部N個子帶的全部或大部分子帶獲得全頻率響應估計。
隨后，對于對當前接收的OFDM符號的頻率響應估計以及對先前接收的OFDM符號的可能頻率響應估計執(zhí)行頻譜估計，以便確定頻率響應估計的一個或多個頻率分量(方框414)。頻譜估計可以基于MUSIC、周期圖、Prony估計器、Pisarenko諧波分解或某些其它技術。典型地，每種頻譜估計技術采用某種類型的平均，以便獲得對正在被搜索的頻率分量的良好估計。隨后，確定是否終止頻譜估計(方框416)?？梢曰诙喾N標準終止頻譜估計，例如，在已經(jīng)處理了預定數(shù)量的具有導頻的OFDM符號以后，如果所計算的誤差標準低于預設的閾值等，則終止頻譜估計。終止標準可以取決于選擇使用的頻譜估計技術。如方框416中所確定的，如果繼續(xù)執(zhí)行頻譜估計，那么該處理返回到方框412，以便處理另一個具有導頻的OFDM符號。否則，基于由頻譜估計確定的頻率分量獲得信道估計(方框418)。例如，信道估計可以包括用于信道脈沖響應估計的L個信道抽頭和/或L個抽頭延遲、用于信道頻率響應估計的信道增益、信號到達時間、信道配置等，其中L≥1。
即使對導頻進行發(fā)射使得在任何給定時間上只可以觀測到系統(tǒng)帶寬的一小部分，也能使用本文描述的技術來獲得具有良好分辨率的信道估計。如果在某個時刻僅在M個子帶上發(fā)送導頻，其中M可以遠小于N，那么，接收機可以基于在所述M個子帶上接收的導頻而僅在相對較窄的頻帶上觀測無線信道。因此，可以基于用于每個具有M個子帶的集合的窄帶導頻獲得1/M的延遲分辨率，其中，如果M遠小于N，那么1/M遠粗略于1/N。本文描述的技術可以提供具有1/N延遲分辨率的信道抽頭，其分辨率遠好于具有任一窄帶導頻傳輸?shù)男诺莱轭^的可能分辨率。
本文描述的技術還可以用于處理過量的延遲展寬?；贠FDM的系統(tǒng)可以經(jīng)受小于或等于循環(huán)前綴長度的延遲展寬。無線信道的延遲展寬是無線信道脈沖響應的時間跨度(或持續(xù)時間)，其等于dlast-d1，其中，d1是最初的信道抽頭并且dlast是最后的信道抽頭。如果延遲展寬小于或等于循環(huán)前綴長度，那么N個子帶彼此正交。如果延遲展寬大于循環(huán)前綴長度，則會出現(xiàn)過量的延遲展寬。在這種情況下，具有大于C的延遲(即信道脈沖響應的“過量”部分)的信道抽頭可能引起諸如ISI和信道估計誤差等各種有害效應，這些效應都會降低系統(tǒng)性能。使用本文所描述的技術，可以確定抽頭延遲，并且可以識別信道脈沖響應的過量部分?？梢詫Τ霈F(xiàn)過量延遲展寬的認知用于“快速”對接收機進行優(yōu)化以獲得更好的性能。例如，如在共同轉(zhuǎn)讓的、名稱為“Pilot Transmission and Channel Estimation for anOFDM System With Excess Delay Spread”(具有過量延遲展寬的OFDM系統(tǒng)的導頻傳輸及信道估計)、遞交日為xxx的美國專利申請No.[代理方案號030488]中所描述的，為了獲得可以捕獲到過量部分的更長的脈沖響應估計，接收機可以基于在多個子帶集合(而不是每個子帶集合)上接收的導頻符號執(zhí)行信道估計。
本文所描述的技術可以被接收機用于獲得時間同步，這需要確定信號在接收機處的到達時間。典型地，由于發(fā)射機可以在任意時刻進行發(fā)射并且無線信道可能引入未知的延遲，所以接收機預先不知道信號的到達時間?？梢源_定信號到達時間的分辨率受到信道觀測帶寬的限制。因此，如果M遠小于N，那么基于在任意一個具有M個子帶的集合上接收的導頻，僅可以估計出粗略的到達時間。本文描述的技術可以提供通過無線信道發(fā)射的信號的更加精確的到達時間(如上文所述，L＝1)。信號接收時間的精確信息是重要的，這是由于典型地大部分接收機處理(例如，解調(diào)和解碼)都是基于該信息執(zhí)行的。
圖5示出在基于OFDM的系統(tǒng)(例如OFDMA系統(tǒng))中，終端500和基站550的方框圖。在反向鏈路上，在終端500處，發(fā)射(TX)數(shù)據(jù)處理器510對業(yè)務和控制數(shù)據(jù)進行接收、格式化、編碼、交織和調(diào)制(即符號映射)，并且提供調(diào)制符號(或數(shù)據(jù)符號)。OFDM調(diào)制器520接收數(shù)據(jù)符號和導頻符號，如上文所述執(zhí)行OFDM調(diào)制，并且提供OFDM符號流?？梢砸愿鞣N方式(例如，如圖1A或1B中所示)對導頻和數(shù)據(jù)符號進行發(fā)射。對于OFDMA系統(tǒng)，可以在分配給終端500的M個子帶上發(fā)射數(shù)據(jù)和導頻符號(例如，如圖1A所示)。發(fā)射機單元(TMTR)522對OFDM符號流進行接收和調(diào)節(jié)(例如，模擬變換、放大、濾波以及上變頻)，以便產(chǎn)生反向鏈路信號，通過天線524將該反向鏈路信號發(fā)射到基站550。
在基站550處，天線552對反向鏈路信號進行接收，并且將接收的信號提供給接收機單元(RCVR)554。接收機單元554對接收的信號進行調(diào)節(jié)(例如，濾波、放大和下變頻)，對調(diào)節(jié)的信號進行數(shù)字化，并且將接收的碼片提供給OFDM解調(diào)器556。
圖6示出OFDM解調(diào)器556和信道估計器568的實施例。在OFDM解調(diào)器556中，循環(huán)前綴移除單元612對附加在每個OFDM符號上的循環(huán)前綴進行移除。隨后，F(xiàn)FT單元614使用N點FFT將每個接收的轉(zhuǎn)換符號轉(zhuǎn)換到頻域，并且獲得N個子帶的N個接收符號。FFT單元614將接收的導頻符號提供給信道估計器568，并且將接收的數(shù)據(jù)符號提供給數(shù)據(jù)檢測器616。數(shù)據(jù)檢測器616從信道估計器568進一步接收對反向鏈路的頻率響應估計，利用該頻率響應估計對接收的數(shù)據(jù)符號執(zhí)行檢測(例如，匹配濾波或均衡)，并且將檢測的數(shù)據(jù)符號(其是對發(fā)射的數(shù)據(jù)符號的估計)提供給接收(RX)數(shù)據(jù)處理器558。
信道估計器568獲得接收的導頻符號并且執(zhí)行信道估計。在信道估計器568中，導頻檢測器622移除接收的導頻符號上的調(diào)制，以便獲得對終端500的反向鏈路的頻率響應估計。頻譜估計器624執(zhí)行頻譜估計，以便獲得頻率響應估計的一個或多個頻率分量。頻譜估計器624可以執(zhí)行圖3中的處理300，或者可以采用某些其它頻譜估計技術。后處理器626從頻譜估計器624接收頻率分量，并且使用這些頻率分量，以導出對終端500的反向鏈路的信道估計。后處理器626可以導出全信道脈沖響應估計、全信道頻率響應估計等。對于OFDMA系統(tǒng)，多個終端可以同時在其被分配子帶上的反向鏈路上發(fā)射導頻。隨后，信道估計器568將基于從終端接收到的導頻符號獲得對每個終端的頻率響應估計，確定該頻率響應估計的一個或多個頻率分量，并且導出對該終端的信道估計。
定時回路628從頻譜估計器624接收終端550的信號到達時間，并且執(zhí)行時間同步。例如，定時回路628可以產(chǎn)生定時控制以用于調(diào)整終端500所發(fā)送傳輸?shù)亩〞r，使得傳輸可按時間順序正確地排列在基站550處。對于多址系統(tǒng)，為了確保來自多個終端的傳輸在基站處不相互干擾或者盡量少地干擾，時間同步是重要的?？商鎿Q地或者附加地，定時回路628可以產(chǎn)生用于調(diào)節(jié)OFDM解調(diào)器556的定時的控制信號。定時回路628(例如，其可以實現(xiàn)一階回路)可以檢測來自終端500的傳輸相對于參考時間是早還是晚，并且可以產(chǎn)生提前/滯后控制以用于指令終端500提前或延遲其定時，使得其傳輸在參考時刻到達基站550。
返回參考圖5，RX數(shù)據(jù)處理器558對檢測的數(shù)據(jù)符號執(zhí)行解調(diào)(即符號解映射)、解交織和解碼，以便恢復發(fā)射的數(shù)據(jù)。在終端500處，由OFDM解調(diào)器556和RX數(shù)據(jù)處理器558執(zhí)行的處理與由OFDM調(diào)制器520和TX數(shù)據(jù)處理器510執(zhí)行的處理分別互補。
在前向鏈路上，TX數(shù)據(jù)處理器582對業(yè)務和控制數(shù)據(jù)執(zhí)行處理，并且提供數(shù)據(jù)符號。OFDM調(diào)制器584接收數(shù)據(jù)符號并將其與導頻符號進行復用，執(zhí)行OFDM調(diào)制，并且提供OFDM符號流?？梢詫η跋蚝头聪蜴溌肥褂孟嗤虿煌膫鬏敺桨?。例如，圖1A中所示的傳輸方案可以用于反向鏈路，并且在圖1B中所示的傳輸方案可以用于前向鏈路?？梢詫η跋蚝头聪蜴溌飞系膶ьl傳輸使用相同或不同數(shù)量的子帶。在任意情況下，發(fā)射機單元586對OFDM符號流進行接收和處理，以便產(chǎn)生前向鏈路信號，該前向鏈路信號通過天線552發(fā)射到終端。
在終端500處，來自基站550的前向鏈路信號由天線524進行接收并由接收機單元542執(zhí)行處理，以便獲得接收的碼片。隨后，OFDM解調(diào)器544對接收的碼片執(zhí)行處理，并且將接收的導頻符號提供給信道估計器528，且將檢測的數(shù)據(jù)符號提供給RX數(shù)據(jù)處理器546。例如，信道估計器528使用諸如圖3中所示的頻譜估計技術對前向鏈路執(zhí)行信道估計。還可以如圖6中所示實現(xiàn)信道估計器528。RX數(shù)據(jù)處理器546對檢測的數(shù)據(jù)符號執(zhí)行處理，以便恢復由基站550發(fā)射的業(yè)務數(shù)據(jù)。
處理器530和570分別指令終端500和基站550處的操作。存儲器單元532和572分別存儲由處理器530和570使用的程序代碼和數(shù)據(jù)。處理器530和570還可以分別實現(xiàn)信道估計器528和568，并且可以分別對前向和反向鏈路執(zhí)行信道估計。
可以通過各種方式來實現(xiàn)本文所描述的這些信道估計技術。例如，可以以硬件、軟件或者其組合來實現(xiàn)這些技術。對于硬件實現(xiàn)，可以在如下硬件中實現(xiàn)用于執(zhí)行信道估計的處理單元，即，一個或多個專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理設備(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、其它設計為執(zhí)行本文所描述功能的電子單元或者其組合。
對于軟件實現(xiàn)，可以利用執(zhí)行本文所描述功能的模塊(例如程序、函數(shù)等)來實現(xiàn)信道估計技術。軟件代碼可以存儲在存儲器單元(例如，圖5中的存儲器單元532或572)中，并且由處理器(例如，控制器530或570)來執(zhí)行該軟件代碼。可以在處理器內(nèi)部或者處理器外部實現(xiàn)存儲器單元，在處理器外部實現(xiàn)存儲器單元的情況下，可以通過現(xiàn)有技術中已知的各種方式將存儲器單元通信連接到處理器上。
提供了已公開實施例的上述說明，以便使本領域的任何技術人員都能夠?qū)崿F(xiàn)或使用本發(fā)明。這些實施例的各種修改對本領域的技術人員來說將是顯而易見的，并且在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下，可以將本文定義的一般原理應用到其它實施例。因此，本發(fā)明并未受限于本文所示的實施例，而應給予與本文公開的原理和新特征一致的最寬范圍。
權利要求
1.一種在通信系統(tǒng)中對通信信道執(zhí)行信道估計的方法，包括獲得對所述通信信道的第一信道估計；對所述第一信道估計執(zhí)行頻譜估計，以確定所述第一信道估計的至少一個頻率分量；以及基于所述第一信道估計的所述確定的至少一個頻率分量，獲得對所述通信信道的第二信道估計。
2.如權利要求1所述的方法，其中，所述第一信道估計包括確定對所述通信信道的頻率響應估計，并且其中，對所述頻率響應估計執(zhí)行頻譜估計。
3.如權利要求2所述的方法，其中，所述至少一個頻率分量中的每個分量指示在對所述通信信道的脈沖響應估計中的信道抽頭的延遲。
4.如權利要求2所述的方法，還包括獲得對多個不同子帶集合的多個部分頻率響應估計，其中，每個部分頻率響應估計對應于所述系統(tǒng)的全部帶寬的一部分，并且所述每個部分頻率響應估計為從一個子帶集合所獲得，并且其中，對所述多個部分頻率響應估計執(zhí)行所述頻譜估計，以確定所述至少一個頻率分量。
5.如權利要求4所述的方法，其中，每個子帶集合包括所述系統(tǒng)的全部N個子帶的一個子集，其中N是大于1的整數(shù)。
6.如權利要求4所述的方法，其中，每個子帶集合包括所述系統(tǒng)中的M個連續(xù)子帶，其中M是大于1的整數(shù)。
7.如權利要求4所述的方法，其中，每個子帶集合包括均勻分布在所述系統(tǒng)的全部N個子帶上的M個子帶，其中M和N是大于1的整數(shù)，并且M小于N。
8.如權利要求4所述的方法，其中，利用用于跳頻的偽隨機序列確定所述不同子帶集合。
9.如權利要求2所述的方法，其中，所述確定的頻率響應估計為基于寬帶導頻所獲得，并且其包括對所述系統(tǒng)的全部或大部分子帶的信道增益估計。
10.如權利要求1所述的方法，其中，所述獲得的第二信道估計包括用于對所述通信信道的脈沖響應估計的至少一個信道抽頭延遲。
11.如權利要求10所述的方法，其中，所述獲得的第二信道估計還包括在所述至少一個信道抽頭延遲處的至少一個信道抽頭增益。
12.如權利要求1所述的方法，其中，所述獲得的第二信道估計包括用于所述通信信道的多個子帶的多個信道增益。
13.如權利要求1所述的方法，其中，所述獲得的第二信道估計包括指示通過所述通信信道發(fā)射的信號的到達時間的延遲值。
14.如權利要求13所述的方法，還包括將所述延遲值用于通過所述通信信道接收的數(shù)據(jù)傳輸?shù)臅r間同步。
15.如權利要求1所述的方法，其中，執(zhí)行所述頻譜估計的步驟包括基于多信號分類(MUSIC)技術來執(zhí)行所述頻譜估計。
16.如權利要求1所述的方法，其中，執(zhí)行所述頻譜估計的步驟包括基于周期圖技術、Prony估計器或者Pisarenko諧波分解技術來執(zhí)行所述頻譜估計。
17.如權利要求1所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)采用正交頻分復用(OFDM)。
18.如權利要求1所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)。
19.一種用于在通信系統(tǒng)中對通信信道執(zhí)行信道估計的設備，包括檢測器，用于獲得對所述通信信道的第一信道估計；頻譜估計器，用于對所述第一信道估計執(zhí)行頻譜估計，以確定所述第一信道估計的至少一個頻率分量；以及處理器，用于基于所述第一信道估計的所述確定的至少一個頻率分量，來獲得對所述通信信道的第二信道估計。
20.如權利要求19所述的設備，其中，所述第一信道估計包括對所述通信信道的頻率響應估計，其中，所述至少一個頻率分量中的每個頻率分量指示在對所述通信信道的脈沖響應估計中的信道抽頭的延遲，并且其中，所述第二信道估計包括用于所述脈沖響應估計的至少一個信道抽頭延遲。
21.如權利要求19所述的設備，其中，所述檢測器用于獲得對多個不同子帶集合的多個部分頻率響應估計，并且其中，所述頻譜估計器用于對所述多個部分頻率響應估計執(zhí)行頻譜估計，以確定所述至少一個頻率分量。
22.如權利要求20所述的設備，還包括定時單元，用于從所述頻譜估計器獲得延遲值，該延遲值指示通過所述通信信道發(fā)射的信號的到達時間，并且所述定時單元將所述延遲值用于通過所述通信信道接收的數(shù)據(jù)傳輸?shù)臅r間同步。
23.一種用于在通信系統(tǒng)中對通信信道執(zhí)行信道估計的設備，包括用于獲得對所述通信信道的第一信道估計的裝置；用于對所述第一信道估計執(zhí)行頻譜估計以確定所述第一信道估計的至少一個頻率分量的裝置；以及用于基于所述第一信道估計的所述確定的至少一個頻率分量來獲得對所述通信信道的第二信道估計的裝置。
24.如權利要求23所述的設備，其中，所述第一信道估計包括對所述通信信道的頻率響應估計，其中，所述至少一個頻率分量中的每個頻率分量指示在對所述通信信道的脈沖響應估計中的信道抽頭的延遲，并且其中，所述第二信道估計包括用于所述脈沖響應估計的至少一個信道抽頭延遲。
25.一種在通信系統(tǒng)中對通信信道執(zhí)行信道估計的方法，包括獲得對所述通信信道的頻率響應估計；基于所述頻率響應估計導出相關矩陣；基于所述相關矩陣獲得T個噪聲本征向量，其中T是大于1的整數(shù)；以及基于所述T個噪聲本征向量獲得對所述通信信道的信道估計。
26.如權利要求25所述的方法，還包括獲得對多個不同子帶集合的多個部分頻率響應估計，其中，每個部分頻率響應估計對應于所述系統(tǒng)的全部帶寬的一部分，并且所述每個部分頻率響應估計為從一個子帶集合中所獲得，并且其中，對所述通信信道的所述頻率響應估計包括所述多個部分頻率響應估計。
27.如權利要求26所述的方法，其中，所述導出相關矩陣的步驟包括為所述多個部分頻率響應估計中的每一個計算外積矩陣，以及對為所述多個部分頻率響應估計計算的多個外積矩陣進行平均，以獲得所述相關矩陣。
28.如權利要求25所述的方法，其中，所述獲得T個噪聲本征向量的步驟包括執(zhí)行所述相關矩陣的本征值分解，以獲得本征值的對角矩陣和本征向量的酉矩陣，并且其中，所述T個噪聲本征向量是所述酉矩陣中對應于所述對角矩陣中的T個最小本征值的T個本征向量。
29.如權利要求25所述的方法，其中，所述獲得對所述通信信道的信道估計的步驟包括對于N個假定延遲值中的每個假定延遲值，基于該假定延遲值和所述T個噪聲本征向量的代價函數(shù)來計算代價值，其中，N是大于T的整數(shù)，并且其中，為所述N個假定延遲值計算N個代價值，在所述N個代價值中識別L個最大的代價值，其中，L是大于1的整數(shù)，以及將對應于所述L個最大代價值的L個假定延遲值提供作為在對所述通信信道的脈沖響應估計中的L個信道抽頭的延遲，并且其中，對所述通信信道的所述信道估計包括所述L個信道抽頭延遲。
30.如權利要求29所述的方法，其中所述獲得對所述通信信道的信道估計的步驟還包括基于所述L個抽頭延遲和所述頻率響應估計導出在所述脈沖響應估計中的所述L個信道抽頭的增益，并且其中，對所述通信信道的所述信道估計還包括所述L個信道抽頭增益。
31.如權利要求30所述的方法，其中，所述獲得對所述通信信道的信道估計的步驟還包括基于所述脈沖響應估計得到對所述通信信道的全部N個子帶的全頻率響應估計。
32.一種用于在通信系統(tǒng)中對通信信道執(zhí)行信道估計的設備，包括檢測器，用于獲得對所述通信信道的頻率響應估計；以及頻譜估計器，用于基于所述頻率響應估計導出相關矩陣，基于所述相關矩陣獲得T個噪聲本征向量，其中T是大于1的整數(shù)，以及基于所述T個噪聲本征向量獲得對所述通信信道的信道估計。
33.如權利要求32所述的設備，其中所述檢測器用于獲得對多個不同子帶集合的多個部分頻率響應估計，其中，每個部分頻率響應估計對應于所述系統(tǒng)的全部帶寬的一部分，并且所述每個部分頻率響應估計為從一個子帶集合中所獲得，并且其中，所述頻譜估計器用于基于所述多個部分頻率響應估計導出所述相關矩陣。
34.一種用于在通信系統(tǒng)中對通信信道執(zhí)行信道估計的設備，包括用于獲得對所述通信信道的頻率響應估計的裝置；用于基于所述頻率響應估計導出相關矩陣的裝置；用于基于所述相關矩陣獲得T個噪聲本征向量的裝置，其中T是大于1的整數(shù)；以及用于基于所述T個噪聲本征向量獲得對所述通信信道的信道估計的裝置。
35.如權利要求34所述的設備，還包括用于獲得對多個不同子帶集合的多個部分頻率響應估計的裝置，其中，每個部分頻率響應估計對應于所述系統(tǒng)的全部帶寬的一部分，并且所述每個部分頻率響應估計為從一個子帶集合中所獲得，并且其中，用于所述通信信道的所述頻率響應估計包括所述多個部分頻率響應估計。
全文摘要
描述了用于在多載波系統(tǒng)中執(zhí)行信道估計的技術。首先，基于在不同符號周期內(nèi)在不同子帶集合上發(fā)送的窄帶導頻，或者基于在系統(tǒng)中的所有或大部分子帶上發(fā)送的寬帶導頻，獲得對無線信道的頻率響應估計。對頻率響應估計執(zhí)行頻譜估計，以確定頻率信道估計的至少一個頻率分量，每個頻率分量指示在對無線信道的脈沖響應估計中的信道抽頭的延遲。隨后，基于由頻譜估計確定的頻率分量獲得對無線信道的信道估計。該信道估計可以是信道配置、脈沖響應估計、改進的頻率響應估計、信號到達時間或者關于無線信道的某些其它相關信息。
文檔編號H04L27/26GK1939016SQ200580009897
公開日2007年3月28日 申請日期2005年1月26日 優(yōu)先權日2004年1月28日
發(fā)明者阿爾溫德·維賈伊·基爾蒂 申請人:高通股份有限公司