專利名稱：一種頻偏估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種頻偏估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
近些年來(lái)，以O(shè)FDM(正交頻分復(fù)用)為代表的多載波傳輸技術(shù)受到了越來(lái)越多人們的關(guān)注。多載波傳輸可以把數(shù)據(jù)流分解為若干個(gè)獨(dú)立的子數(shù)據(jù)流，使每個(gè)子數(shù)據(jù)流具有低得多的比特速率。用這樣低比特率形成的低速率符號(hào)去調(diào)制相應(yīng)的子載波，就構(gòu)成了多個(gè)低速率符號(hào)并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。
經(jīng)過(guò)多年的發(fā)展，OFDM技術(shù)已經(jīng)成功應(yīng)用于ADSL(非對(duì)稱數(shù)字用戶環(huán)路)、WLL(無(wú)線本地環(huán)路)、DAB(數(shù)字音頻廣播)、HDTV(高清晰度電視)、WLAN(無(wú)線局域網(wǎng))等系統(tǒng)中。
OFDMA(正交頻分多址)是以O(shè)FDM調(diào)制為基礎(chǔ)的新一代無(wú)線接入技術(shù)，是第二代寬帶無(wú)線接入的一種新的多址方法，它將接入和調(diào)制有效地結(jié)合在一起。
OFDM將經(jīng)過(guò)編碼的待傳輸數(shù)據(jù)作為頻域信息，然后將頻域信息調(diào)制為時(shí)域信號(hào)在信道上傳輸，而在接收端則進(jìn)行逆過(guò)程解調(diào)。OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)可以分別由IDFT(離散傅立葉逆變換)和DFT(離散傅立葉變換)來(lái)代替。通過(guò)N點(diǎn)IDFT運(yùn)算，把頻域數(shù)據(jù)符號(hào)變換為時(shí)域數(shù)據(jù)符號(hào)，經(jīng)過(guò)載波調(diào)制之后，發(fā)送到信道中。在接收端，將接收信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)，然后將基帶信號(hào)進(jìn)行N點(diǎn)DFT運(yùn)算，即可獲得發(fā)送的數(shù)據(jù)符號(hào)。
在實(shí)際應(yīng)用中，IDFT/DFT采用IFFT(快速傅立葉逆變換)和FFT(快速傅立葉變換)來(lái)實(shí)現(xiàn)。IFFT/FFT技術(shù)的使用使得OFDM系統(tǒng)的復(fù)雜度大大降低，再加上高性能信息處理器件，如PLD(可編程邏輯器件)、DSP(數(shù)字信號(hào)處理器)、μP(微處理器)等的發(fā)展和應(yīng)用，使得OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)更加容易，成為應(yīng)用最廣的一種多載波傳輸方案。
另外，OFDM作為一種復(fù)用技術(shù)，將多路信號(hào)復(fù)用在不同正交子載波上。傳統(tǒng)的FDM(頻分復(fù)用)技術(shù)將帶寬分成幾個(gè)子信道，中間用保護(hù)頻帶來(lái)降低干擾，它們同時(shí)發(fā)送數(shù)據(jù)。OFDM系統(tǒng)比傳統(tǒng)的FDM系統(tǒng)要求的帶寬要少得多，由于使用無(wú)干擾正交載波技術(shù)，子載波間無(wú)需保護(hù)頻帶，這樣使得可用頻譜的使用效率更高。
OFDM技術(shù)的成功應(yīng)用原因在于OFDM系統(tǒng)擁有如下優(yōu)點(diǎn)1)高速數(shù)據(jù)流通過(guò)了串并變換，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)持續(xù)長(zhǎng)度相對(duì)增加，從而可以有效減少無(wú)線信道的時(shí)間彌散所帶來(lái)的ISI(符號(hào)間干擾)，這樣就減少了接收機(jī)內(nèi)均衡的復(fù)雜度，甚至可以不采用均衡器，僅通過(guò)采用插入循環(huán)前綴的方法消除ISI的不利影響。
2)OFDM系統(tǒng)中的各個(gè)子載波之間存在正交性，允許子載波的頻譜互相重疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，能夠最大限度地利用頻譜資源；3)采用IFFT/FFT進(jìn)行OFDM調(diào)制和解調(diào)，易于實(shí)現(xiàn)；4)無(wú)線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般存在非對(duì)稱性，OFDM系統(tǒng)可以通過(guò)使用不同數(shù)量的子信道來(lái)實(shí)現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率；5)OFDM易于與其他多種接入方法結(jié)合使用，構(gòu)成OFDMA系統(tǒng)，其中包括MC-CDMA(多載波碼分多址)、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多個(gè)用戶可以同時(shí)利用OFDM技術(shù)進(jìn)行信息的傳遞；6)因?yàn)檎瓗Ц蓴_只能影響一小部分的子載波，因此OFDM系統(tǒng)可以在某種程度上抵抗這種窄帶干擾。
7)無(wú)線信道存在頻率選擇性，但是不可能所有的子載波同時(shí)處于比較深的衰落情況中，因此可以通過(guò)動(dòng)態(tài)比特分配以及動(dòng)態(tài)子信道分配的方法，充分利用信噪比較高的子信道，從而提高系統(tǒng)的性能。
但是，由于OFDM系統(tǒng)內(nèi)存在多個(gè)正交子載波，而且其輸出信號(hào)是多個(gè)子信道的疊加，因此與單載波系統(tǒng)相比，存在如下缺點(diǎn)(1)易受頻率偏差的影響由于系統(tǒng)中子載波的頻譜互相覆蓋，這就對(duì)它們之間的正交性提出了嚴(yán)格的要求，由于無(wú)線信道存在時(shí)變性，在傳輸過(guò)程中會(huì)出現(xiàn)無(wú)線信號(hào)的頻率偏移，例如多普勒頻移；或者由于發(fā)射機(jī)載波頻率和接收機(jī)本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會(huì)使得OFDM系統(tǒng)中子載波之間的正交性遭到破壞，進(jìn)而引入ICI(子載波間干擾)。如果系統(tǒng)中的ICI過(guò)大，會(huì)對(duì)系統(tǒng)性能帶來(lái)非常嚴(yán)重的地板效應(yīng)，即無(wú)論如何增加信號(hào)的發(fā)射功率，也不能顯著改善系統(tǒng)的性能；(2)存在較高的峰值平均功率比與單載波系統(tǒng)相比，由于多載波調(diào)制系統(tǒng)的輸出是多個(gè)子信道信號(hào)的疊加，因此如果多個(gè)信號(hào)相位一致時(shí)，所得到的疊加信號(hào)的瞬時(shí)功率就會(huì)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號(hào)的平均功率，導(dǎo)致出現(xiàn)較大的峰值平均功率比。這樣就對(duì)發(fā)射機(jī)內(nèi)放大器的線性提出了很高的要求，如果放大器的動(dòng)態(tài)范圍不能滿足信號(hào)的變化，則會(huì)為信號(hào)帶來(lái)畸變，使疊加信號(hào)的頻譜發(fā)生變化，從而導(dǎo)致各個(gè)子信道之間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生相互干擾，使系統(tǒng)性能惡化；由于OFDM系統(tǒng)還存在上述缺點(diǎn)，因此OFDM系統(tǒng)中的頻率同步技術(shù)是一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，直接關(guān)系到OFDM系統(tǒng)性能的好壞，在一些無(wú)線通信系統(tǒng)中，如802.11a和802.16d，為了實(shí)現(xiàn)頻率同步，關(guān)鍵在于估計(jì)出系統(tǒng)中的頻偏，通常采用時(shí)域上具有重復(fù)特性的Preamble(前導(dǎo)碼)，Preamble在時(shí)域上的重復(fù)結(jié)構(gòu)，可以通過(guò)頻域上有規(guī)律的插零得到，詳細(xì)推導(dǎo)如下首先觀察時(shí)域序列x1(n)(0≤n≤N-1)，對(duì)x1(n)作N點(diǎn)DFT得到
x1(k)=Σn=0N-1x1(n)e-j2πnk/N0≤k≤N-1---(1),]]>按照(2)式對(duì)X1(k)插值，得到X2(k)=Σl=0N-1X1(l)δ(k-2l)0≤k≤2N-1---(2),]]>對(duì)X2(k)作2N點(diǎn)IDFT得到x2(n)=12NΣk=02N-1X2(k)ej2πnk/2N]]>=12NΣk=02N-1Σl=0N-1X1(l)δ(k-2l)ej2πnk/2N]]>=12NΣl=0N-1X1(l)ej2πn2l/2N]]>=12NΣl=0N-1X1(l)ej2πnl/N0≤n≤2N-1---(3),]]>從(3)式可以看出，x2(n)=12x1(n)0≤n≤N-112x1(n-N)N≤n≤2N-1,]]>是一個(gè)兩段重復(fù)的時(shí)域序列；由上面的推導(dǎo)可知，如果按照(4)式對(duì)X1(k)插值，就會(huì)得到頻域序列Xm(k)=Σl=0N-1X1(l)δ(k-ml)0≤k≤m*N-1---(4),]]>對(duì)Xm(k)作m*N點(diǎn)IDFT得到的序列xm(n)是一個(gè)m(m≥2)段重復(fù)的時(shí)域序列；無(wú)線通信系統(tǒng)發(fā)送在時(shí)域上具有重復(fù)特性的Preamble，然后在接收端對(duì)接收到的Preamble時(shí)域信號(hào)進(jìn)行處理就能夠估計(jì)出頻偏，具體方法如下設(shè)x2(n)(0≤n≤2N-1)為發(fā)射端發(fā)射的Preamble時(shí)域信號(hào)，接收端采樣頻率為fs，采樣間隔為ΔT=1fs,]]>接收端存在頻偏foffest，不考慮信道和噪聲的影響，則接收信號(hào)為
r(n)＝x2(n)*exp(j2πfoffestnΔT)0≤n≤2N-1(5)，根據(jù)(3)式可知，x2(n)＝x2(n+N)，(0≤n≤N-1)。對(duì)r(n)做自相關(guān)運(yùn)算得到序列corr(n)=r*(n)r(n+N)]]>=x2*(n)*exp(-j2πfoffestnΔT)*x2(n+N)*exp[j2πfoffest(n+N)ΔT]]]>=|x2(n)|2*exp(j2πfoffestNΔT)---(6),]]>0≤n≤N-1頻偏估計(jì)值為f^offest=angle(Σn=0N-1corr(n))2πNΔT---(7),]]>angle(·)表示取相位；如果發(fā)射信號(hào)在時(shí)域上滿足M(M＞2)段重復(fù)的特性，也能夠用上述方法對(duì)接收序列進(jìn)行處理，估計(jì)出頻偏。
目前，提出了依靠無(wú)線通信系統(tǒng)Preamble的時(shí)域近似重復(fù)特征，將接收到的Preamble時(shí)域序列進(jìn)行自相關(guān)，來(lái)實(shí)現(xiàn)頻偏估計(jì)。下面以該方案應(yīng)用在802.16e系統(tǒng)為例對(duì)現(xiàn)有的技術(shù)方案進(jìn)行說(shuō)明在802.16e協(xié)議中規(guī)定了下行Preamble的子載波分配方式，802.16e下行有3個(gè)Segment，分別是Segment 0、1、2，每個(gè)Segment對(duì)應(yīng)的Preamble子載波分配方式類(lèi)似但不完全相同，如圖1所示，設(shè)子載波個(gè)數(shù)為1024，圖1示出了Segment O對(duì)應(yīng)的Preamble子載波分配方式；圖1中的子載波86、89、92、......、929、932、935上承載有數(shù)據(jù)，這些數(shù)據(jù)為合適的PN(偽隨機(jī))序列，其他子載波上均為0，記作子載波0-1023上的數(shù)據(jù)值為P(k)(0≤k≤1023)，根據(jù)公式(1)-(4)可知，由于子載波512為DC(直流)子載波，因此對(duì)P(k)(0≤k≤1022)作1023點(diǎn)IDFT，得到的時(shí)域序列p(n)(0≤n≤1022)具有三段重復(fù)特性；
而現(xiàn)在發(fā)射端發(fā)射的Preamble時(shí)域序列是對(duì)P(k)(0≤k≤1023)作1024點(diǎn)IDFT后得到的時(shí)域序列p′(n)(0≤n≤1023)，p′(n)不具備三段重復(fù)特性?，F(xiàn)在將p′(n)(0≤n≤1022)看成是p(n)(0≤n≤1022)的近似，可以認(rèn)為p′(n)(0≤n≤1022)具有近似的三段重復(fù)特性。Segment 1、2對(duì)應(yīng)的Preamble子載波分配方式與Segment O類(lèi)似，其時(shí)域信號(hào)也滿足近似的三段重復(fù)特性。
由上述可知，發(fā)射端發(fā)射的時(shí)域序列為p′(n)(0≤n≤1023)，設(shè)接收端接收到的Preamble時(shí)域信號(hào)為r′(n)(0≤n≤1023)，參照(6)、(7)兩式對(duì)r′(n)(0≤n≤1023)進(jìn)行自相關(guān)運(yùn)算得到序列corr(n)＝r′*(n)r′(n+N)0≤n≤2N-1(8)，其中N＝341，頻偏估計(jì)值為f^offest=angle(Σn=02N-1corr(n))2πNΔT---(9),]]>其中N＝341，ΔT為采樣間隔，angle(·)表示取相位。
由上述對(duì)現(xiàn)有技術(shù)方案的描述可知，利用上述技術(shù)對(duì)無(wú)線通信系統(tǒng)進(jìn)行載波頻偏的估計(jì)，估計(jì)誤差的均值和方差都比較大，最終會(huì)導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)的性能下降，不能充分發(fā)揮OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì)。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于上述現(xiàn)有技術(shù)所存在的問(wèn)題，本發(fā)明的目的在于提供一種頻偏估計(jì)方法，通過(guò)對(duì)接收端接收到的、在時(shí)域上具有近似重復(fù)特征的無(wú)線通信系統(tǒng)Preamble(前導(dǎo)碼)進(jìn)行處理，構(gòu)造出時(shí)域重復(fù)序列，并利用時(shí)域重復(fù)序列精確估計(jì)出系統(tǒng)的頻偏。
本發(fā)明的目的是通過(guò)以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的一種頻偏估計(jì)方法，包括A、接收端接收具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列，利用所述具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列；B、對(duì)上述構(gòu)造的時(shí)域重復(fù)序列作自相關(guān)運(yùn)算；C、根據(jù)所述自相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，估計(jì)頻偏值。
所述步驟A包括通過(guò)插值運(yùn)算實(shí)現(xiàn)對(duì)接收的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列。
所述具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列與構(gòu)造的時(shí)域重復(fù)序列之間的關(guān)系為對(duì)于接收端接收的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列r′(n)，0≤n≤m-1，m為前導(dǎo)碼點(diǎn)數(shù)，對(duì)應(yīng)的頻域序列為R′(k)，0≤k≤m-1；r(n)為具有M段重復(fù)的時(shí)域序列，0≤n≤m-s-1，對(duì)應(yīng)的頻域序列為R(k)，0≤k≤m-s-1，R′(k)為在R(k)的高頻位置插s個(gè)0得到的頻域序列，根據(jù)上述條件，所述兩頻域序列對(duì)應(yīng)的時(shí)域序列關(guān)系為r′(n)=m-smr(m-sm*n),]]>0≤n≤m-1。
所述通過(guò)插值運(yùn)算實(shí)現(xiàn)對(duì)接收的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列的方法具體包括通過(guò)公式r′(n)=m-smr(m-sm*n),]]>0≤n≤m-1，計(jì)算出r(m-sm*n),]]>0≤n≤m-1的值，再通過(guò)插值運(yùn)算得到r(n)的估計(jì)值 0≤n≤m-s-1。
所述插值運(yùn)算包括線性插值、樣條插值、或分片插值。
所述步驟A包括通過(guò)離散傅立葉變換DFT或IDFT實(shí)現(xiàn)對(duì)接收的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列。
所述方法具體包括對(duì)接收端接收到的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列r′(n)，0≤n≤m-1，做m點(diǎn)DFT運(yùn)算，m為前導(dǎo)碼點(diǎn)數(shù)，得到頻域序列R′(k)，0≤k≤m-1，確定所述頻域序列R′(k)的高頻位置，將R′(k)中高頻位置的s個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)去掉，得到一個(gè)新的頻域序列R(k)，0≤k≤m-s-1，對(duì)R(k)作m-s點(diǎn)IDFT運(yùn)算得到時(shí)域M段重復(fù)的序列 0≤n≤m-s-1。
所述步驟B包括對(duì)所述構(gòu)造的M段時(shí)域重復(fù)序列作自相關(guān)運(yùn)算得到如下序列corr(n)=r^*(n)r^(n+N),]]>N＝(m-s)/M，0≤n≤(M-1)*N-1。
所述步驟C包括根據(jù)所述自相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，估計(jì)頻偏值為f^offest=angle(Σn=0(M-1)*N-1corr(n))2πNΔT,]]>ΔT為采樣間隔，angle(·)表示取相位。
由上述本發(fā)明提供的技術(shù)方案可以看出，本發(fā)明實(shí)現(xiàn)了利用插值運(yùn)算或DFT/IDFT運(yùn)算構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列，并根據(jù)時(shí)域重復(fù)序列進(jìn)行自相關(guān)運(yùn)算，從而得到頻偏估計(jì)值，具有估計(jì)精度高實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)。


圖1為現(xiàn)有技術(shù)Segment O對(duì)應(yīng)的Preamble子載波分配示意圖；圖2為本發(fā)明所述方法操作流程圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明的核心思想是提供一種頻偏估計(jì)方法，通過(guò)對(duì)接收端接收到的、在時(shí)域上具有近似重復(fù)特征的無(wú)線通信系統(tǒng)Preamble(前導(dǎo)碼)進(jìn)行處理，構(gòu)造出時(shí)域重復(fù)序列，并利用時(shí)域重復(fù)序列精確估計(jì)出系統(tǒng)的頻偏。
本發(fā)明提供一種頻偏估計(jì)方法，所述方法適用于各種點(diǎn)數(shù)的Preamble，如128點(diǎn)、256點(diǎn)、512點(diǎn)、1024點(diǎn)、2048點(diǎn)等，且可以應(yīng)用于多種通信系統(tǒng)，本實(shí)施例以1024點(diǎn)的Preamble應(yīng)用于802.16e系統(tǒng)構(gòu)造三段重復(fù)序列為例進(jìn)行說(shuō)明，其操作流程如圖2所示，具體包括如下步驟
步驟10接收端接收具有近似重復(fù)特征的Preamble時(shí)域序列；假定接收端接收具有1024點(diǎn)Preamble，且具有近似重復(fù)特征的時(shí)域序列為r′(n)(0≤n≤1023)；步驟11利用接收的具有近似重復(fù)特征的時(shí)域序列構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列；802.16e系統(tǒng)發(fā)射端發(fā)射的1024點(diǎn)的Preamble時(shí)域序列，是對(duì)Preamble頻域序列P(k)(0≤k≤1023)作1024點(diǎn)IDFT后得到的時(shí)域序列p′(n)(0≤n≤1023)，P(k)的結(jié)構(gòu)如圖1所示，由于子載波512為DC(直流)子載波，如果對(duì)P(k)(0≤k≤1022)作1023點(diǎn)IDFT，將得到時(shí)域序列p(n)(0≤n≤1022)，p(n)具有三段重復(fù)特性，而對(duì)P(k)(0≤k≤1023)作1024點(diǎn)IDFT后得到的時(shí)域序列p′(n)(0≤n≤1023)沒(méi)有重復(fù)特性；在一個(gè)頻域序列的高頻位置插0，在時(shí)域上就表現(xiàn)為提高了采樣率；比較序列P(k)(0≤k≤1023)與序列P(k)(0≤k≤1022)，可以將序列P(k)(0≤k≤1023)看成是在序列P(k)(0≤k≤1022)的高頻位置插了一個(gè)0后得到的，因此時(shí)域序列p′(n)(0≤n≤1023)和p(n)(0≤n≤1022)存在如下的關(guān)系p′(n)=10231024p(10231024*n)0≤n≤1023;]]>因此，若接收到的Preamble時(shí)域序列為r′(n)(0≤n≤1023)，則r′(n)=10231024r(10231024*n)0≤n≤1023]]>根據(jù)上式可以求出{r(0),r(10231024*1),r(10231024*2),...,r(10231024*1023)}]]>的值，然后對(duì){r,(0),r(10231024*1),r(10231024*2),...,r(10231024*1023)}]]>進(jìn)行插值得到r(n)(0≤n≤1022)的估計(jì)值r^(n)(0≤n≤1022):]]>r^(n)=1023-n1023r(10231024*n)+n1023r(10231024*(n+1))0≤n≤1022;]]>插值的方法包括線性插值、樣條插值、分片插值等，上述為采用線性插值進(jìn)行運(yùn)算的過(guò)程。
上述為利用插值運(yùn)算構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列的過(guò)程，本發(fā)明也可以利用DFT/IDFT運(yùn)算構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列，具體說(shuō)明如下對(duì)接收端接收到的1024點(diǎn)的Preamble時(shí)域序列r′(n)(0≤n≤1023)作1024點(diǎn)的DFT運(yùn)算，得到頻域序列R′(k)(0≤k≤1023)；確定頻域序列R′(k)(0≤k≤1023)的高頻位置，將R′(k)中頻率最高的數(shù)據(jù)點(diǎn)去掉，這樣就構(gòu)造出一個(gè)新的頻域序列R(k)(0≤k≤1022)；對(duì)R(k)(0≤k≤1022)作1023點(diǎn)的IDFT運(yùn)算得到時(shí)域序列，記為r^(n)(0≤n≤1022);]]>當(dāng)接收到其他點(diǎn)數(shù)Preamble時(shí)域序列時(shí)，可根據(jù)具體情況確定插值個(gè)數(shù)；步驟12對(duì)構(gòu)造的時(shí)域重復(fù)序列作自相關(guān)運(yùn)算；對(duì)上述時(shí)域重復(fù)序列作自相關(guān)運(yùn)算過(guò)程為對(duì)r^(n)(0≤n≤1022)]]>做自相關(guān)運(yùn)算得到序列corr(n)=r^*(n)r^(n+N)0≤n≤2N-1]]>其中N＝341，即N＝(1024-1)/3；步驟13從自相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果中估計(jì)頻偏；從上述自相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果中得到頻偏估計(jì)值為f^offest=angle(Σn=02N-1corr(n))2πNΔT]]>其中N＝341，ΔT為采樣間隔，angle(·)表示取相位。
綜上所述，本發(fā)明實(shí)現(xiàn)了利用插值運(yùn)算或DFT/IDFT運(yùn)算構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列，并根據(jù)時(shí)域重復(fù)序列進(jìn)行自相關(guān)運(yùn)算，從而得到頻偏估計(jì)值，具有估計(jì)精度高實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)。
以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實(shí)施方式
，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)該以權(quán)利要求的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種頻偏估計(jì)方法，其特征在于，包括A、接收端接收具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列，利用所述具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列；B、對(duì)上述構(gòu)造的時(shí)域重復(fù)序列作自相關(guān)運(yùn)算；C、根據(jù)所述自相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，估計(jì)頻偏值。
2.如權(quán)利要求1所述的一種頻偏估計(jì)方法，其特征在于，所述步驟A包括通過(guò)插值運(yùn)算實(shí)現(xiàn)對(duì)接收的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列。
3.如權(quán)利要求2所述的一種頻偏估計(jì)方法，其特征在于，所述具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列與構(gòu)造的時(shí)域重復(fù)序列之間的關(guān)系為對(duì)于接收端接收的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列r′(n)，0≤n≤m-1，m為前導(dǎo)碼點(diǎn)數(shù)，對(duì)應(yīng)的頻域序列為R′(k)，0≤k≤m-1；r(n)為具有M段重復(fù)的時(shí)域序列，0≤n≤m-s-1，對(duì)應(yīng)的頻域序列為R(k)，0≤k≤m-s-1，R′(k)為在R(k)的高頻位置插s個(gè)0得到的頻域序列，根據(jù)上述條件，確定所述兩頻域序列對(duì)應(yīng)的時(shí)域序列關(guān)系為r'(n)=m-smr(m-sm*n),0≤n≤m-1.]]>
4.如權(quán)利要求3所述的一種頻偏估計(jì)方法，其特征在于，所述通過(guò)插值運(yùn)算實(shí)現(xiàn)對(duì)接收的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列的方法具體包括通過(guò)公式r'(n)=m-smr(m-sm*n),0≤n≤m-1]]>，計(jì)算出(m-sm*n),0≤n≤m-1]]>的值，再通過(guò)插值運(yùn)算得到r(n)的估計(jì)值 0≤n≤m-s-1。
5.如權(quán)利要求4所述的一種頻偏估計(jì)方法，其特征在于，所述插值運(yùn)算包括線性插值、樣條插值、或分片插值。
6.如權(quán)利要求1所述的一種頻偏估計(jì)方法，其特征在于，所述步驟A包括通過(guò)離散傅立葉變換DFT或IDFT實(shí)現(xiàn)對(duì)接收的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列構(gòu)造時(shí)域重復(fù)序列。
7.如權(quán)利要求6所述的一種頻偏估計(jì)方法，其特征在于，所述方法具體包括對(duì)接收端接收到的具有近似重復(fù)特征的前導(dǎo)碼時(shí)域序列廠r′(n)，0≤n≤m-1，做m點(diǎn)DFT運(yùn)算，m為前導(dǎo)碼點(diǎn)數(shù)，得到頻域序列R′(k)，0≤k≤m-1，確定所述頻域序列R′(k)的高頻位置，將R′(k)中高頻位置的s個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)去掉，得到一個(gè)新的頻域序列R(k)，0≤k≤m-s-1，對(duì)R(k)作m-s點(diǎn)IDFT運(yùn)算得到時(shí)域M段重復(fù)的序列 0≤n≤m-s-1。
8.如權(quán)利要求4或7所述的一種頻偏估計(jì)方法，其特征在于，所述步驟B包括對(duì)所述構(gòu)造的M段時(shí)域重復(fù)序列作自相關(guān)運(yùn)算得到如下序列corr(n)=r^*(n)r^(n+N),]]>N＝(m-s)/M，0≤n≤(M-1)*N-1。
9.如權(quán)利要求8所述的一種頻偏估計(jì)方法，其特征在于，所述步驟C包括根據(jù)所述自相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，估計(jì)頻偏值為f^offest=angle(Σn=0(M-1)*N-1corr(n))2πNΔT]]>，ΔT為采樣間隔，angle(·)表示取相位。
全文摘要
本發(fā)明涉及無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域中一種頻偏估計(jì)方法，通過(guò)對(duì)接收端接收到的、在時(shí)域上具有近似重復(fù)特征的無(wú)線通信系統(tǒng)前導(dǎo)碼進(jìn)行處理，構(gòu)造出時(shí)域重復(fù)序列，并利用時(shí)域重復(fù)序列精確估計(jì)出系統(tǒng)的頻偏。采用本發(fā)明技術(shù)方案估計(jì)精度高、實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1964337SQ20051011591
公開(kāi)日2007年5月16日 申請(qǐng)日期2005年11月11日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月11日
發(fā)明者錢(qián)云襄 申請(qǐng)人:華為技術(shù)有限公司