專利名稱：Rf接收機失配校準系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及無線通信領(lǐng)域。更準確地說，本發(fā)明涉及RF接收機失配的校準。
背景技術(shù)：
最近，對無線通信(例如，無線局域網(wǎng)(LAN)、家用無線控制系統(tǒng)和無線多媒體中心)的需求已經(jīng)有了相當大的增長。隨著這種需求的增長，對更寬的帶寬、功能更強和更便宜的芯片的興趣也已經(jīng)有了增長。例如，由IEEE 802.11b標準提供的最大11Mb/s的帶寬不能滿足在更高帶寬上正在增長的需求。相反，優(yōu)選的是由802.11g或11a標準提供的54Mb/s的速率。為了在所述帶寬上以僅僅20MHz寬的信道傳輸，應(yīng)該采用更先進的調(diào)制方法，而不是簡單的二進制相移鍵控(BPSK)或正交相移鍵控(QPSK)。在IEEE 802.11a/g的廣域的局域網(wǎng)(WLAN)系統(tǒng)中，用BPSK、QPSK、16QAM(正交幅度調(diào)制)或64QAM調(diào)制數(shù)據(jù)，并且還將數(shù)據(jù)映射到正交頻分多路復用(OFDM)信號的52個副載波中。
為了利用高帶寬，基于OFDM的無線系統(tǒng)和用復雜調(diào)制方法的其他無線電系統(tǒng)提出了有意義的實現(xiàn)的挑戰(zhàn)。這些挑戰(zhàn)包括需要低的帶內(nèi)相位噪音、高線性度和在RF芯片內(nèi)的精確的正交匹配。在它們中，正交匹配是最復雜的問題，因為它由裝置的失配而引起，并且因為它從芯片到芯片之間是變化的。同樣，對失配的要求一般是非常嚴格的。例如，在有3dB實現(xiàn)余量(implementation margin)的WLAN系統(tǒng)中對54Mb/s方式為了滿足接收機的誤差矢量幅度(EVM)(其表示數(shù)字調(diào)制信號的質(zhì)量)的規(guī)格，系統(tǒng)模擬表明需要小于1°/0.2dB的I/Q失配。
用于無線系統(tǒng)的RF接收機執(zhí)行RF信號解調(diào)、信號的下變換、鄰近干擾的抑制和基帶信號的放大。與沒變化的發(fā)射機的實現(xiàn)比較，在RF接收機的實現(xiàn)中，有許多要尋址的參數(shù)。這是由于對接收機的設(shè)計有更多的考慮，例如，噪音、線性度、干擾抑制和頻帶選擇。雖然零拍(直接變換)接收機的結(jié)構(gòu)已經(jīng)使用了許多年，但是，首先廣泛使用的是外差式接收機的結(jié)構(gòu)。外差式接收機結(jié)構(gòu)利用混頻器將中心在高頻上的濾波通道轉(zhuǎn)換到更低得多的中頻，以便放寬所需的通道選擇濾波器的品質(zhì)要求。由于混頻器的本地振蕩(LO)頻率與輸入的RF頻率不同，它不得不處理在接收過程中出現(xiàn)的圖像問題。利用圖像載波抑制濾波器和其他布局(例如，二重IF結(jié)構(gòu))來改善接收。然而，如果在RF芯片內(nèi)出現(xiàn)I/Q分離，那么，同相與正交(I/Q)分支之間的失配會降低接收機的性能。由于I/Q分離出現(xiàn)在往往具有較小失配的較低頻路徑上，所以二重IF結(jié)構(gòu)具有緩解所述問題的優(yōu)點。與分離出現(xiàn)在較高頻路徑相比，對于相位失配，情況尤其是這樣。
如果RF接收機的下變換混頻器將高頻信號直接變換成零中頻，所述RF接收機稱作零拍無線接收機，其還稱為“直接變換”或“零-IF”接收機。它避免了在外差式接收機結(jié)構(gòu)中出現(xiàn)的圖像問題，但是，它在接收期間引入了DC失調(diào)電壓，失調(diào)電壓是由接收機和發(fā)射機的LO信號和LO泄漏之間的自混頻產(chǎn)生的。而且，由于在零拍接收機結(jié)構(gòu)中I/Q分離出現(xiàn)在RF頻率上，所以它遭受更大的相位失配。
控制圖像抑制濾波器在外差式接收機結(jié)構(gòu)中的使用的折衷辦法已激發(fā)RF設(shè)計人員去尋找其他用于抑制圖像的技術(shù)。Hartley結(jié)構(gòu)和Weaver結(jié)構(gòu)是兩個這樣的例子。由于這些結(jié)構(gòu)利用正交分支中的信號進行圖像抑制，所以，與零拍和外差式接收機結(jié)構(gòu)相比，它們更傾向于失配。同樣，在數(shù)字域中執(zhí)行I/Q分離的數(shù)字IF接收機消除RF接收機中的失配，但是增加數(shù)字處理電路的復雜性。
圖1至圖3示出上面的傳統(tǒng)情況。圖1示出RF接收機，在所述接收機中，在高頻域出現(xiàn)正交信號的分離。一步直接變換接收機和圖像抑制接收機(例如，Weaver或Hartley型)采用所述變換方法。圖1示出的結(jié)構(gòu)對正交失配最敏感。如圖1所示，由接收機天線110接收輸入RF信號fLO+fs(fs是由RF發(fā)射機(未示出)調(diào)制在載波頻率fLO上的輸入信號)，并提供給低噪音放大器(LNA)120。LNA 120的輸出提供給I/O混頻器125，由此輸入的RF信號與本地振蕩器127輸出的本地振蕩器信號LO混頻，以提供由濾波器130濾波的基帶I和Q信號，以便消除鄰近干擾。因此，獲得輸入信號fs，并提供給可變增益放大器VGA 140，由此VGA 140的輸出對應(yīng)于解調(diào)的RF信號。然后，給數(shù)字基帶電路提供解調(diào)的RF信號供另外的處理用(例如，數(shù)字信號處理)。
圖2示出RF接收機200，與圖1中的RF接收機100相比，其中正交信號的分離出現(xiàn)在相對較低的頻率上。與圖1的RF接收機100相比，圖2的RF接收機200具有較小的正交失配問題，由此，二重IF直接變換接收機系統(tǒng)或外差式接收機系統(tǒng)可使用圖2的RF接收機200。如圖2所示，接收機天線210接收輸入RF信號fLO1+fLO2+fs(fs是由RF發(fā)射機(未示出)調(diào)制在載波fLO1和fLO2上的輸入信號)，并提供給LNA 220。LNA 220的輸出提供給第一混頻器225，由此，輸入的RF信號與由第一本地振蕩器227輸出的第一本地振蕩器信號LO1混頻，以提供中頻(IF)信號fLO2+fs(和它的邊帶圖像)。由芯片外濾波器230濾波邊帶圖像，然后，將中頻信號提供給第二混頻器(I/Q混頻器)240，由此，I/Q分離出現(xiàn)在IF上。第二混頻器240將IF信號與由第二本地振蕩器242輸出的第二本地振蕩器信號LO2混頻，以提供基帶信號(和它的邊帶圖像)。濾波器250濾除鄰近干擾，從而將輸入信號fs提供給VGA 260，由此VGA 260的輸出對應(yīng)于解調(diào)的RF信號。然后，給數(shù)字基帶單元(未示出)提供解調(diào)的RF信號，用于接收到的數(shù)據(jù)(例如，數(shù)字信號處理)的進一步處理。
圖3示出RF接收機300，其中在RF接收機之后并且在量化后在數(shù)字基帶電路中出現(xiàn)正交信號的分離。圖3的方法沒有正交失配(在這也簡稱為“失配”)。RF接收機300和圖2的RF接收機200之間的差別在于，I/Q分離出現(xiàn)在圖3中的VGA 360的輸出(數(shù)字I/Q分離)，由此I/Q分離出現(xiàn)在圖2中的第二混頻器240的輸出(模擬I/Q分離)。在圖3的RF接收機300中，第二混頻器340不是I/Q混頻器。
已經(jīng)利用了不同校準方法來執(zhí)行傳統(tǒng)的RF收發(fā)信機的校準。某些校準方法使用已經(jīng)校準過的本地發(fā)射機，給RF接收機發(fā)送測試矢量，并通過RF收發(fā)信機的數(shù)字基帶電路中的數(shù)字信號處理(DSP)機計算失配補償因子。這稱作“本地校準”，且一般在系統(tǒng)加電過程期間或空閑時間(例如，當數(shù)據(jù)從RF發(fā)射機發(fā)送給RF接收機的時間之間)執(zhí)行。如果在RF收發(fā)機的RF芯片中有檢測的失配補償，那么補償因子可以應(yīng)用于RF收發(fā)信機，或者在數(shù)字域中的模數(shù)變換(ADC)后能直接應(yīng)用它們。
在另一種類型的校準方法中，遠程發(fā)射機將特殊信息(例如，預定數(shù)據(jù))加到傳輸序列中，以幫助在RF接收機上的接收機校準。這種類型的校準可以實時進行，由此，它導致降低的信道效率(由執(zhí)行校準花費的額外編碼引起)。這種校準方法一般稱作為“遠程校準”。
根據(jù)失配檢測和校準位置，傳統(tǒng)的校準方法可以分成兩個子類型。在第一子類型中，由RF收發(fā)信機的數(shù)字基帶電路進行失配檢測和校準。如圖4所示，數(shù)字基帶電路410向RF芯片(RF收發(fā)信機)420發(fā)送引導序列，從而通過發(fā)射機(包括在數(shù)字基帶電路410中)將引導序列調(diào)制到高頻信號中。RF芯片420通過RF天線450向遠程RF收發(fā)信機空中發(fā)送信號和/或通過RF天線450從遠程RF收發(fā)信機空中接收信號。在校準期間，RF芯片420將數(shù)字基帶電路410的發(fā)射機輸出連接到它的接收機輸入(經(jīng)由芯片上的RF開關(guān)，未示出)。那樣，本地數(shù)字基帶能夠接收從RF芯片420(經(jīng)由A/D變換器440)輸出的解調(diào)信號，同時，它給RF芯片420(經(jīng)由本地回路)提供校準數(shù)據(jù)。從本地回路(其對應(yīng)于原始校準信號的數(shù)字表示)中的A/D變換器440的A/D輸出減去由數(shù)字基帶電路410輸出的誤差信號，從而給數(shù)字基帶電路410(其用于校準RF芯片420)提供校正信號。
數(shù)字基帶電路410中功能強大的DSP機需要計算RF鏈路的相位和幅度失配，并產(chǎn)生校準RF鏈路的“誤差”信號。雖然在數(shù)字域中容易控制校準，但是它強加了幾個缺點1)使DSP機變復雜且為了達到所希望的精度要花長時間的計算；2)沒有RF發(fā)射機它不能工作；3)由于發(fā)射機的失配不能完全消除，不得不考慮由發(fā)射機引入的失配；4)硬件失配原封未動，由這些失配引起的性能下降(例如，二階互調(diào))仍然存在；以及5)RF芯片420的發(fā)射機和接收機之間的額外連接使設(shè)計變復雜。
圖5示出用于執(zhí)行校準的第二子類型，由此所述系統(tǒng)使用數(shù)字基帶電路以檢測信號失配，而RF芯片(RF收發(fā)信機)內(nèi)的電路520執(zhí)行校準(根據(jù)數(shù)字基帶電路510提供的信息)。象圖4的系統(tǒng)一樣，包括D/A變換器530和A/D變換器540的本地回路用于提供往返于數(shù)字基帶電路510和RF芯片520校準數(shù)據(jù)。在正常的應(yīng)用期間，RF芯片520通過RF天線550向遠程RF收發(fā)信機空中發(fā)送信號和/或從遠程RF收發(fā)信機空中接收信號。在校準期間，RF芯片520通過芯片上RF開關(guān)(未示出)接收由它自己發(fā)送的信號。應(yīng)當指出，圖5的系統(tǒng)利用從數(shù)字基帶電路510輸出的直接到RF芯片520的校準命令，其與在圖4的系統(tǒng)中執(zhí)行的校準方法不同。
所述第二子類型校準的缺點是1)使DSP機變復雜，并需要相當大的計算能力；2)依賴于RF發(fā)射機；3)由于不能完全校準發(fā)射機的失配，因而引入了發(fā)射機失配；以及4)RF芯片內(nèi)的接收機和發(fā)射機之間的額外連接使設(shè)計變復雜。
對于上面討論的第一和第二校準子類型，由于失配的檢測或校準是由基帶數(shù)字電路完成的，所以，即使對一個單一頻率并在具體的測試矢量下校準失配，它們的影響仍然會在其他頻帶或以不同的輸入信號表現(xiàn)出來。為了改進現(xiàn)有的校準方法，把不同的補償因子應(yīng)用到各頻帶和各種輸入信號中，其利用額外的外存儲器，例如，隨機訪問存儲器(RAM)或電可擦可編程只讀存儲器(EEPROM)，以便存儲補償查找表。同樣，由于應(yīng)優(yōu)選地在不同條件下計算失配，因此，校準周期變得更長。
在上述所有傳統(tǒng)的校準方法中，一起校準相位失配和幅度失配，由此，在它們之間做區(qū)分是困難的。實際上，在RF接收機中，相位失配比幅度失配更嚴重。相位失配是由本地振蕩(LO)信號和下變換混頻器促成的，且很難使其最小化。這是因為在高頻，小的裝置失配被變換成相當大的相位偏移，在RF域中工作的電路不能容許太大的寄生電容，太大的寄生電容會限制布局的最佳方法(例如，交叉(crossing)或叉指式(interdigitation))的應(yīng)用。Monte Carlo模擬顯示，在5GHz，LO信號容易有1.5度的相位失配，而下變換混頻器貢獻1度。因此，有總共至少2.5度的相位失配。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個方面提供在不需要發(fā)射機或數(shù)字基帶的情況下校準RF收發(fā)信機的相位失配。
本發(fā)明的另一個方面提供利用滑動混頻技術(shù)來執(zhí)行RF接收機的下變換混頻器的自校準。
本發(fā)明的又一個方面提供獨立的校準回路來執(zhí)行RF接收機鏈的LO發(fā)生器、混頻器和/或二分頻電路的相位失配校準。
本發(fā)明還有一個方面是通過高頻相位失配到低頻定時失配提供提高了的校準精度。在定時失配轉(zhuǎn)換中使用的頻率越低，獲得的校準精度越高(但是所需的的校準時間越長)。
本發(fā)明的另一個方面提供本地振蕩器和/或下變換混頻器的相位失配校準，其中既減小了增益失配又減小了相位失配。
根據(jù)本發(fā)明的至少一個方面，提供用于RF系統(tǒng)的校準系統(tǒng)，其包括能以正常方式和校準方式工作的RF接收機。所述RF系統(tǒng)還包括設(shè)置在RF接收機的I通路輸出端和Q通路輸出端中的至少一個上的相位延遲單元。所述RF系統(tǒng)還包括相位檢測器，其配置成檢測RF接收機的I通路輸出和RF接收機的Q通路輸出之間的相位差。所述RF系統(tǒng)還包括校準控制單元，其配置成基于相位檢測器提供的相位差，給RF接收機提供數(shù)字校準控制信號。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供校準RF接收機的方法，其包括在正常方式期間，給RF接收機的輸入提供作為校準輸入信號的第一本地振蕩信號。所述方法還包括將校準輸入信號與其頻率與第一本地振蕩信號相同的第二本地振蕩信號混頻，以及將校準輸入信號與其頻率比第一和第二本地振蕩信號低的第三本地振蕩信號混頻。所述方法還包括延遲RF接收機的I和Q通路輸出端上的信號中的至少一個。所述方法還包括檢測在I和Q通路上延遲了的至少一個信號間的相位差。所述方法還包括基于檢測到的相位差給RF接收機提供校準信號。
對本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，從以下的詳細說明將明白本發(fā)明其他特征和優(yōu)點。然而，應(yīng)該明白，所述詳細說明和具體實例在表示本發(fā)明的優(yōu)選實施例時是為了說明而不是限制給出的。在不脫離本發(fā)明的精神的情況下，在本發(fā)明的范圍內(nèi)可以做許多變化和修改，且本發(fā)明包括所有這樣的修改。


參照以下的詳細說明和附圖，本發(fā)明的前述優(yōu)點和特征將變得更加明顯，附圖中圖1說明傳統(tǒng)的RF接收機中的高頻IQ分離；圖2說明傳統(tǒng)的RF接收機中的低頻IQ分離；圖3說明傳統(tǒng)的數(shù)字基帶接收機中的IQ分離；圖4說明用于接收機失配的第一傳統(tǒng)類型的數(shù)字基帶校準；圖5說明用于接收機失配的第二傳統(tǒng)類型的數(shù)字基帶校準；圖6說明根據(jù)本發(fā)明第一實施例的校準系統(tǒng)；圖7A和7B分別說明接收到的由相位失配和幅度失配引起的QPSK星座(constellation)；圖8說明根據(jù)本發(fā)明至少一個實施例的LO發(fā)生器中的相位內(nèi)插法；圖9說明根據(jù)本發(fā)明的至少一個實施例，二分頻電路中通過偏置電流的相位和幅度調(diào)整；圖10說明根據(jù)本發(fā)明的至少一個實施例，通過偏置電流執(zhí)行失配校準的下變換混頻器；圖11說明根據(jù)本發(fā)明至少一個實施例的增益失配校準電路；圖12說明根據(jù)本發(fā)明至少一個實施例的帶有校準設(shè)置的NMOS下變換混頻器；圖13說明根據(jù)本發(fā)明至少一個實施例的用于執(zhí)行失配校準的接收機的結(jié)構(gòu)；圖14說明以校準方式工作的圖13的接收機的結(jié)構(gòu)；圖15說明以正常方式工作的圖13的接收機的結(jié)構(gòu)；圖16說明圖13的接收機結(jié)構(gòu)的VCDL校準設(shè)置部分；以及圖17A和17B分別說明VCDL和接收機失配的校準流程。
具體實施例方式
圖6示出根據(jù)本發(fā)明第一實施例的接收機相位失配校準系統(tǒng)。在第一實施例中，RF接收機610中的下變換混頻器能夠以校準方式工作，校準方式將LO信號(fLO)與另一個低頻信號(fLO2，圖6中未示出)混頻。在校準期間，來自RF接收機610內(nèi)的頻率合成器的LO信號用作給RF接收機610的測試輸入音調(diào)(fLO)。下變換混頻器(RF接收機610內(nèi))設(shè)置成校準方式，由此，下變換混頻器把輸入的RF信號與第一LO信號(具有與輸入的RF信號相同頻率)和另一個用作第二LO信號的低頻信號混頻，由此，這種混頻稱作為“滑動混頻”。這樣，下變換混頻器產(chǎn)生具有頻率等于第二LO頻率的正交輸出。
在根據(jù)第一實施例的系統(tǒng)和方法，把所述各LO信號和下變換混頻器自身的相位失配加一起，從而，相位失配被疊加到輸出的正交信號中。由于低頻的LO信號有微小的相位失配，因此，輸出的正交信號的相位失配主要來自高頻LO信號和下變換混頻器，從而，通過滑動混頻技術(shù)相位失配被轉(zhuǎn)換到低頻域。
事前最好已經(jīng)校準過的電壓控制延遲電路(VCDL)給低頻正交信號中的一個添加一定量的延遲，使得如果沒有失配，I和Q信號具有相等的相位。VCDL電路被表示為圖6中的四分之一周期相位延遲電路620。在這種情況下，導致Q通路延遲90度的VCDL使I通路的信號延遲90度，從而，在假設(shè)不存在相位失配的情況下，Q通路與延遲信號同相位。當確實存在相位失配時，相位檢測器(PD)電路630以高精度測量延遲了的正交信號之間的相位差，并調(diào)節(jié)LO信號和下變換混頻器中的的相位延遲，以降低失配。例如，如果使用0.18um CMOS技術(shù)，則PD電路630的精度可以精確到10微微秒或更低。
代替圖6所示的結(jié)構(gòu)，在RF接收機610的Q路徑的輸出端上可以設(shè)置四分之三周期相位延遲單元，代替圖6中所示的系統(tǒng)，后者在RF接收機610的I路徑的輸出端上有四分之一周期相位延遲單元。在另外又一個可供選擇的結(jié)構(gòu)中，可以在I和Q的路徑上設(shè)置兩根分離的相位延遲線，從而，預先確定它們之間的不同(例如，在I路徑上有二分之一周期相位延遲而在Q路徑上有四分之一周期延遲；在I路徑上有四分之三周期相位延遲而在Q路徑上有二分之一周期相位延遲)。應(yīng)當指出，本發(fā)明的這個實施例，沒有限制Q通路比I通路超前四分之一周期這種情況。它也能用于I通路比Q通路超前四分之一周期的情況。
圖6還示出了校準控制邏輯單元640，所述邏輯單元接收PD電路630輸出的檢測的相位，并給RF接收機610提供校準控制(經(jīng)由校準位)。校準控制邏輯單元640可以包括硬件部件(例如，邏輯門電路)和/或經(jīng)由微處理器執(zhí)行的軟件。
假設(shè)在校準方式中，1MHz的低頻信號用作為低頻信號(FLO2)，且校準的VCDL電路620遠離四分之一周期0.3納秒的延遲偏差，那么，所述延遲偏差與通常的VCDL電路相比不小，校準的定時精度估計為0.31納秒，對于1MHz的信號其相當于的0.13度。因此，RF接收機610的校準的相位失配理論上能夠小到0.13度。根據(jù)第一實施例的校準系統(tǒng)和方法，利用滑動混頻技術(shù)將不能測量的高頻相位失配轉(zhuǎn)換到可測量的低速定時失配，以便提高校準精度。如果需要較小的相位失配，可以使用甚至更低頻率的第二LO信號(例如，500KHz)。然而，在校準方式中這將需要另外的操作時間，以確定和校正相位失配。
與前面描述的傳統(tǒng)的校準方法比較，根據(jù)第一實施例的校準系統(tǒng)和方法具有以下優(yōu)點1)不需要發(fā)射機和基帶DSP的孤立的校準電路；2)對于接收機電路，校準電路引入的額外失配?。?)能將接收機校準到最小的相位失配；4)芯片面積小；5)校準速度快，不存在穩(wěn)定性問題；以及6)如果增益(幅度)失配的要求嚴格，則可以在數(shù)字基帶電路中利用的額外的電路，所述額外的電路還為孤立的接收機芯片工作并且在不用關(guān)心相位失配的情況下變得非常簡單。
無線接收機的失配主要是不對稱的布局和由不完善的光刻和摻雜工藝引入的器件失配的結(jié)果。雖然通過更好的嚴格的制造技術(shù)可以避免布局中的不對稱，但是器件的失配不能完全去除。在高頻域中尤其是這樣，在高頻域中布局優(yōu)化技術(shù)(例如，交叉、叉指式)的應(yīng)用和有更大有效面積的器件可能限制電路的速度。
差動電路之間和I/Q分支之間存在失配，使得輸出信號既不是完全差分的也不是完全正交的。失配的差分信號可以分解成公共信號和帶有另外的失調(diào)DC電壓的全差分信號的總和。在濾波器電路和可變增益放大器(VGA)內(nèi)，共模反饋電路以大的共模抑制比(CMRR)衰減接收機中的公共信號失配，其不會降低信號的接收能力。同樣，可以用DC失調(diào)取消電路去除失調(diào)DC電壓。因此，在接收機設(shè)計中電路的差分失配不是嚴重問題，它不會使接收信號惡化。然而，如果采用比BPSK(例如，8-ary PSK、16-aryPSK、64QAM)更高的調(diào)制方法，則電路的正交失配將使輸入信號失真。
圖7A和7B示出在I和Q分支之間分別存在相位失配和幅度失配時，接收的QPSK信號星座。因此，接收信號的EVM退化了。
假設(shè)，LNA的輸出信號為Acos(ωLOt+ωst)，且正交LO信號之間的相位失配為φiq1，以及下變換混頻器具有增益失配aiq2和相位失配φiq2。那么，下變換混頻器的輸出信號可以表示為SI=A2[cos(2ωLOt+ωst)+cos(ωst)]]]>SQ=A(1+aiq2)2[sin(2LOt+ωst+φiq1+φiq2)+sin(-ωst+φiq1+φiq2)]]]>現(xiàn)在，假設(shè)包括低通濾波器和可變增益放大器(VGA)的基帶電路具有有增益失配aiq3和相位失配φiq3的增益B，有比傳輸RF頻率更低很多的低通角(low pass conner)。在所述情況下，RF芯片的輸出正交信號可以表示為SI=AB2cos(ωst)]]>SQ=AB(1+aiq2)(1+aiq3)2sin(-ωst+φiq1+φiq2+φiq3)]]]>如較早說明的，無線接收機的失配主要是不對稱的布局和由不完善的處理光刻和攙雜處理引入的器件失配的結(jié)果。根據(jù)第一實施例，用一種自校準方式在RF收發(fā)信機芯片本身內(nèi)，校正相位失配和增益失配。由于在接收機鏈中，LO信號和下變換混頻器促成大多數(shù)相位失配，故LO發(fā)生器優(yōu)選地是執(zhí)行相位失配校準的最好候選者。
圖8示出調(diào)整LO信號的正交失配的電路，以便在LO發(fā)生器中執(zhí)行相位內(nèi)插法。在分別施加給I和Q通路的電流偏置信號CAL_I和CAL_Q的控制下，經(jīng)由電流偏置源810、815、820、825實現(xiàn)LO發(fā)生器800的校準。I信號的輸入顯示為差分對IP、IN(“P”表示正信號線，“N”表示負信號線)，而Q信號輸入顯示為差分對QP、QN。LO信號顯示為I通路上的差分LO信號對LOIP、LOIN和Q通路上的差分LO信號對LOQP、LOQN。I通路的輸入信號的差分對IP、IN分別施加給第一對晶體管830和第二對晶體管840的控制極，從而，由第一對晶體管分別產(chǎn)生LOIP、LOIN，由此由第三對晶體管850分別產(chǎn)生LOQP、LOQN。關(guān)于第三對晶體管850和第四對晶體管860，對Q通路的輸入信號差分對QP、QN，存在類似的結(jié)構(gòu)。
圖9示出了另一個電路，用于通過增加或減少正交LO信號發(fā)生器的I或Q分支中的偏置電流單獨地校正相位失配，由此，LO信號發(fā)生器對應(yīng)于二分頻電路900。在圖9中，經(jīng)由BIAS信號和電流偏置信號CAL_I和CAL_Q，通過偏置電流控制相位和幅度調(diào)整?？梢杂妙愃品椒ㄈコ上伦儞Q混頻器產(chǎn)生的相位失配。
圖10示出根據(jù)本發(fā)明第二實施例的下變換混頻器1000，由此，通過改變下變換混頻器1000中的偏置電流來調(diào)整I和Q分支的相位延遲。這不僅改變了相位失配，而且改變了I和Q分支之間的幅度失配。由于下變換混頻器的相位失配和增益失配起源于下變換混頻器內(nèi)相同器件的失配，所以它們往往相互跟蹤。
如在圖11的電路1100中所示的，通過VGA內(nèi)的數(shù)字微調(diào)的反饋電阻器能校正RF接收機的增益失配，根據(jù)由發(fā)明人完成的模擬，其可獲得直到0.1dB的精度。如圖13、14和15所示，在基帶I單元和基帶Q單元可實現(xiàn)圖11的電路1100，由此，這些單元還包括頻率濾波器和VGA。電路1100包括OP Amp 1120、微調(diào)電阻器1130和1140以及輸入電阻器1150和1160。
對于傳統(tǒng)的校準方法，通過發(fā)射機和接收機對之間的協(xié)作，檢測接收機的失配。同樣，在傳統(tǒng)方法的數(shù)字基帶電路中做失配的檢測，其需要相當大的計算能力，并且在校準過程中，其中發(fā)射機的基帶電路還需要發(fā)送出測試引導信號。在這里說明的本發(fā)明的每一個實施例中，以高精度在RF芯片自身(被校準的裝置)內(nèi)檢測相位失配，由此，從RF芯片自身內(nèi)的頻率合成器產(chǎn)生用于校準的所有測試信號。這些信號是來自標準信號發(fā)生器的LO信號和低頻信號，由此，低頻信號例如可以是1MHz信號。其他低頻值可以用于低頻信號，例如50KHz和5MHz之間的值。
圖12示出根據(jù)本發(fā)明第三實施例的具有校準設(shè)置特征的NMOS下變換混頻器1200。在正常工作方式(例如，非校準方式)下，啟動信號EN為高，輸入SIP、SIN、SQP和SQN為低，于是用LO調(diào)制輸入RF信號，并通過啟動晶體管給電阻器負載發(fā)送輸入RF信號。在校準方式下，啟動信號EN為低，因此，輸入信號不能通過啟動晶體管。在校準方式下，用低頻正交信號置入輸入SIP、SIN、SQP和SQN。在校準方式下，由高頻LO(LOIP、LOIN、LOQP、LOQN)和低頻LO(SQP、SQN、SIP、SIN)調(diào)制RF的輸入信號對RFP、RFN。假設(shè)高頻LO信號為sin(ωLOt)/cos(ωLOt)，且低頻LO信號為sin(ωLt)/cos(ωLt)，則在校準期間，在所述混頻器中的等效LO信號可以表示為Q分支LO信號＝sin(ωLOt+ωLt)I分支LO信號＝cos(ωLOt+ωLt)用等效LO信號sin(ωLOt+ωLt)/cos(ωLOt+ωLt)調(diào)制輸入的RF信號，在下變換混頻器中其稱為滑動混頻。由于第二低頻LO信號SQP、SQN、SIP、SIN具有很小的正交失配，并且來自所述低頻混頻的失配貢獻很小，所以由所述第二低頻LO引入的失配就可以忽略。根據(jù)第三實施例的下變換混頻器的結(jié)構(gòu)還可用于PMOS、BiPolar和BiCMOS技術(shù)的混頻器中。
在校準期間，給LNA的輸入發(fā)送作為接收機的輸入信號的高頻LO信號sin(ωLOt)。如圖12所示，帶有校準設(shè)置的下變換混頻器處于校準方式。因此，混頻器的輸出信號分別為12[sin(2ωLOt+ωLt)-sin(ωLt)]]]>和12[cos(2ωLOt+ωLt)+cos(ωLt)].]]>考慮高頻LO信號的相位失配φiq1和高頻混頻引入的相位失配φiq2，并且忽略濾波器和VGA的小相位失配，來自基帶電路的輸出信號可以表示為12sin(-ωLt+φiq1+φiq2)]]>和12cos(ωLt).]]>這里，還沒有給電路增益和小增益失配乘以因子。
通過滑動混頻的使用，將高頻相位失配轉(zhuǎn)換到低頻相位失配，而沒有引入額外相位誤差。例如，如果利用1MHz低頻LO信號，且高頻LO信號和下變換混頻器總的相位失配為2度，輸出信號為有2度正交相位失配的1MHz正交信號，其等效于I和Q輸出信號(1/1×106*2/360)之間的5.56ns定時失配。如果使用更低的第二LO信號(例如，低于1MHz)，從相位失配到輸出定時失配的變換率甚至變得更大。
圖12的電路中間所示的部件提供下變換混頻器1200的校準。具體地說，在校準控制邏輯單元(例如，見圖6)的控制下，偏置電流源1220、1225、1230、1240接收偏置電流信號CAL_I、CAL_Q。
圖13示出根據(jù)本發(fā)明第四實施例的帶有相位失配校準電路的接收機的結(jié)構(gòu)。當做校準時(把校準/正常操作信號“S”設(shè)置為表示校準模式方式的值)，輸入到LNA 1305的是頻率合成器電路產(chǎn)生的高頻LO信號。這是經(jīng)由將開關(guān)1302設(shè)置為校準方式獲得的，由此，在正常操作期間，給LNA 1305直接提供RF天線1304的輸出，而在校準方式期間，給LNA 1305直接提供高頻LO發(fā)生器1330輸出的LO信號。用作為第一LO的從高頻LO發(fā)生器1330輸出的高頻LO信號和作為第二LO的從標準信號發(fā)生器電路(未示出)輸出的低頻信號，將下變換混頻器1350設(shè)置為校準方式。通過滑動混頻的使用，輸出為帶有高頻LO信號和下變換混頻器1350的相位失配的正交信號，其頻率等于標準信號發(fā)生器電路輸出的低頻信號的頻率。在另一種配置中，LO發(fā)生器1330可以將高頻LO信號和低頻LO信號提供給下變換混頻器1350，由此，在所述情況下，不需要單獨的標準信號發(fā)生器電路。
經(jīng)由舉例而不是限制，高頻LO信號可以具有一般用作無線rf信號(例如，100MHz和15GHz之間的頻率值)的值。例如，2.4GHz和2.5GHz之間的值或4.9GHz和6.0GHz之間的值可以用于無線LAN系統(tǒng)。
由于低頻基帶電路引入可忽略的失配，在通過I和Q模擬基帶電路1365、1370后，信號的失配保持相同。當在校準方式時，由校準電壓控制延遲線(VCDL)1310將I分支信號延遲270度，由此，如果在I和Q信號之間沒有相位失配，則它與Q分支信號有相同的相位。當在校準方式時，相位檢測器電路(PD)1320檢測I和Q信號之間的相位失調(diào)，其實際是它們之間的相位失配，并將相位失配信息傳送給失配控制電路1340。在校準/正常操作信號S的控制下，開關(guān)1375和1377或者在校準方式下把I基帶單元1365和Q基帶單元1370各自的輸出分別發(fā)送給VCDL 1310和PD 1320，或者在正常操作方式下發(fā)送給基帶處理單元(例如，數(shù)字信號處理器，未示出)。
失配控制電路1340調(diào)節(jié)高頻LO發(fā)生器1330和下變換混頻器1350內(nèi)的失配校準設(shè)置，以便消除它們的失配。在一種可能的實現(xiàn)中，利用Monte Carlo模擬，依據(jù)它們的失配貢獻確定高頻LO發(fā)生器1330和下變換混頻器1350之間的抵消比。一旦校準回路控制電路(其包括與失配控制電路1340一起的計數(shù)器1360)搜索到具有最小相位失配的設(shè)置，就終止校準過程，且中止外圍校準電路(例如，VCDL1310)。用數(shù)字形式保存和應(yīng)用所述優(yōu)化設(shè)置，直到下一次校準。
例如，高頻LO發(fā)生器1330可對應(yīng)于圖8和9中所示結(jié)構(gòu)的任一個，以及例如，下變換混頻器1350可對應(yīng)于圖10和12中所示結(jié)構(gòu)的任一個。
圖14示出在校準期間的圖13的接收機結(jié)構(gòu)，由此，設(shè)置在基帶I單元和VCDL 1310之間的開關(guān)1375處于校準設(shè)置中。此處出現(xiàn)根據(jù)第一實施例的失配消除并使過程變化引入的物理失配最小，其對溫度和回路境不敏感。因此，它可以在系統(tǒng)加電時執(zhí)行一次，由此不需要再次執(zhí)行。
在正常操作中，LNA 1305從天線接收輸入信號，并將它發(fā)送給設(shè)置在正常操作方式的下變換混頻器1350。LO發(fā)生器1330將LO信號供給下變換混頻器1350，基帶I單元1365和基帶Q單元1370中的基帶電路放大和濾波來自混頻器1350的I/Q輸出信號，并將它們發(fā)送給數(shù)字基帶單元(未示出)。由于在校準方式期間校準了LO發(fā)生器1330和下變換混頻器1350，它們沒有失配，由此在圖15中示出了在正常操作期間的信號流。在正常操作方式，給LO發(fā)生器1330和混頻器1350提供固定電壓設(shè)置，由此在校準方式期間確定固定電壓設(shè)置。
主要通過PD 1320和通過VCDL 1310來確定本發(fā)明的至少一個實施例的校準精度?？梢岳镁哂蟹浅８叩南辔粰z測精度的數(shù)字相位檢測器。例如，用0.18umCMOS技術(shù)設(shè)計的相位檢測器能確定小于10psec的定時失配。如果對于接收機校準，采用1MHz低頻信號，10psec的定時失配等效于3.6mdeg，與RF接收機要求的1度相位失配相比，其是小的。因此，如果采取極小的LO信號和下變換混頻器的校準精度，則由VCDL的90度相位延遲的精度來確定本發(fā)明的至少一個實施例的可能的校準精度。
圖16示出在進行接收機失配校準之前執(zhí)行VCDL校準的電路，其中使用與先前各圖所示的相同的相位檢測器。在校準后，VCDL 1310具有270度的相位延遲，事實上沒有定時失調(diào)。兩個低頻正交信號作為I和Q信號(圖16標注為S)被發(fā)送，由VCDL延遲一個，另一個直接饋送給PD。計數(shù)器1360用于對I和Q通路上的信號間的時差進行計數(shù)，以便確定這些信號之間的定時失配。如果使用0.18umCMOS技術(shù)，則離開四分之三周期的失調(diào)時間小于100psec，當使用1MHz低頻校準信號時其等效于36mdeg。因此，如果采用1MHz低頻校準音調(diào)，理論上的校準精度小于0.1度，且使用的校準音調(diào)越低，可能的校準精度越高。
圖17A和17B分別示出根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選的實施例的VCDL校準流程和接收機校準流程。例如，可以用圖6所示的校準控制邏輯單元實現(xiàn)這些流程。在圖17A所示的VCDL校準流程中，在步驟1710設(shè)置VCDL校準方式，并在步驟1720發(fā)送低頻測試音調(diào)。在步驟1730，測量VCDL的相位延遲，然后，在步驟1740確定是否獲得90度的相位延遲。如果沒有，在步驟1750更新VCDL設(shè)置，且進程返回步驟1730。更新方法可以是窮舉搜索，或根據(jù)VCDL延遲比預定延遲長或者短來增加或減少VCDL的延遲。如果實現(xiàn)了90度的相位延遲，就保存設(shè)置，并在步驟1755禁止對VCDL校準。
在圖17B所示的接收機校準流程中，在步驟1760，將接收機設(shè)置為校準方式。在步驟1770，給LNA發(fā)送高頻LO信號，且給混頻器發(fā)送低頻測試音調(diào)。在步驟1780，測量I和Q通路之間的相位延遲。然后，在步驟1785，確定I和Q通路之間是否實現(xiàn)90度的相位延遲。如果沒有，在步驟1788，更新LO和混頻器的校準設(shè)置，且進程返回步驟1780。更新方法可以是窮舉搜索，或根據(jù)I和Q通路輸出之間的關(guān)系來增加或減少失配的設(shè)置。例如，如果測量的I和Q通路輸出之間的相位延遲小于預定的90度相位延遲，將更新在LO發(fā)生器和混頻器中的失配設(shè)置，以增加正交信號之間的相位失配。如果實現(xiàn)了90度的相位延遲，在步驟1790，就保存設(shè)置，并禁止接收機的校準方式，由此，現(xiàn)在就能以正常操作方式操作接收機。
為了例證和說明，已經(jīng)介紹了本發(fā)明實施例的前述說明。它不是用來窮盡本發(fā)明或?qū)⒈景l(fā)明限制于所公開的精確的形式，且根據(jù)上述教導的修改和變化是可能的，或者從本發(fā)明的實現(xiàn)中可以得到修改和變化。為了說明本發(fā)明的原理，選擇和描述了實施例，并且它的實際應(yīng)用使本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠在各種實施例中、并以適于預期的具體用途的各種修改來利用本發(fā)明。
權(quán)利要求
1.一種用于包括能夠在正常方式和校準方式工作的RF接收機的RF系統(tǒng)的校準系統(tǒng)，所述校準系統(tǒng)包括相位延遲單元，它設(shè)置在所述RF接收機的I通路輸出端和Q通路輸出端中的至少一個上；相位檢測器，它配置成檢測所述RF接收機的I通路輸出和所述RF接收機的Q通路輸出之間的相位差；以及校準控制單元，它配置成根據(jù)由所述相位檢測器提供的所述相位差，給所述RF接收機提供校準控制信號。
2.如權(quán)利要求1所述的校準系統(tǒng)，其中所述RF接收機包括頻率發(fā)生器單元，它配置成當在校準方式時向所述RF接收機的輸入端提供第一LO信號，并且第二LO信號的頻率低于所述第一LO信號的頻率；以及混頻器，它配置成在輸入端口接收向所述RF接收機的輸入、在校準方式時把所述輸入信號與所述第一和第二LO信號混頻、以及提供作為結(jié)果的混頻輸出信號。
3.如權(quán)利要求2所述的校準系統(tǒng)，其中還包括RF天線，它配置成在正常方式時接收無線信號；以及低噪音放大器，它配置成在正常方式時接收從所述RF天線輸出的所述無線信號，并在校準方式時接收作為向所述RF接收機的輸入信號從所述頻率發(fā)生器單元輸出的所述第一LO信號，所述低噪音放大器配置成向所述RF接收機提供低噪音放大的輸出信號。
4.如權(quán)利要求1所述的校準系統(tǒng)，其中所述相位延遲單元包括電壓控制延遲單元。
5.如權(quán)利要求1所述的校準系統(tǒng)，其中所述相位延遲單元包括設(shè)置在所述RF接收機的I通路或Q通路輸出端上的四分之一相位延遲單元。
6.如權(quán)利要求1所述的校準系統(tǒng)，其中所述相位延遲單元包括設(shè)置在所述RF接收機的I通路或Q通路輸出端上的四分之三相位延遲單元。
7.如權(quán)利要求1所述的校準系統(tǒng)，其中所述校準控制單元包括計數(shù)器，它配置成根據(jù)由所述相位檢測器提供給所述計數(shù)器的所述相位檢測輸出，給所述相位延遲單元提供作為時間延遲信號的計數(shù)值。
8.如權(quán)利要求2所述的校準系統(tǒng)，其中基于由所述相位檢測器提供的所述相位檢測輸出所述校準控制單元給所述頻率發(fā)生器單元提供第一校準信號，并且給所述混頻器提供第二校準信號。
9.如權(quán)利要求1所述的校準系統(tǒng)，其中還包括基帶I濾波器，它設(shè)置在所述RF接收機前端的I通路輸出端與所述相位延遲單元之間；基帶Q濾波器，它設(shè)置在所述RF接收機前端的Q通路輸出端與所述相位延遲單元之間；以及增益失配控制單元，它設(shè)置在所述基帶I濾波器和所述基帶Q濾波器中的至少一個上。
10.如權(quán)利要求9所述的校準系統(tǒng)，其中所述增益失配控制單元包括運算放大器；以及反饋電阻器，它設(shè)置在所述運算放大器的輸入端和輸出端之間。
11.如權(quán)利要求1所述的校準系統(tǒng)，其中所述校準信號為數(shù)字校準信號。
12.一種校準RF接收機的方法，所述方法包括在校準方式期間向所述RF接收機的輸入端提供第一本地振蕩信號，作為校準輸入信號；將所述校準輸入信號與其頻率與所述第一本地振蕩信號相同的第二本地振蕩信號混頻，并且將所述校準輸入信號與其頻率低于所述第一和第二本地振蕩信號的第三本地振蕩信號混頻；延遲所述RF接收機的I和Q通路的輸出端上的信號中的至少一個；檢測所述I和Q通路上各信號中延遲的至少一個信號間的相位差；以及基于所述檢測到的相位差向所述RF接收機提供校準信號。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其中所述延遲步驟包括將所述I通路的輸出信號延遲所述第三本地振蕩信號的四分之一周期。
14.如權(quán)利要求12所述的方法，其中所述提供步驟包括向所述RF接收機提供作為所述校準信號的數(shù)字校準位。
15.如權(quán)利要求12所述的方法，其中所述提供步驟包括向所述RF接收機的混頻器和本地振蕩器中的至少一個提供所述數(shù)字校準位。
全文摘要
一種用于包括能夠以正常方式和校準方式工作的RF接收機的RF系統(tǒng)的校準系統(tǒng)。所述校準系統(tǒng)包括設(shè)置在RF接收機的I通路輸出端和Q通路輸出端中的至少一個上的相位延遲單元。所述系統(tǒng)還包括配置成檢測RF接收機的I通路輸出和RF接收機的Q通路輸出之間相位差的相位檢測器。所述系統(tǒng)還包括配置成根據(jù)相位檢測器提供的相位差，將數(shù)字校準控制信號提供給RF接收機的校準控制單元。
文檔編號H04L27/227GK1728694SQ20051008594
公開日2006年2月1日 申請日期2005年7月11日 優(yōu)先權(quán)日2004年7月9日
發(fā)明者Z·徐, S·姜, C·基恩 申請人:Sst通信公司