專利名稱：接收機、發(fā)送裝置以及接收方法
技術領域：
本發(fā)明一般與無線通信的技術領域相關，特別涉及將從多個發(fā)送天線接收的信號各自分離的接收機以及接收方法。
背景技術：
在這種技術領域中，主要從增加通信容量的觀點出發(fā)，關注多輸入多輸出(MIMOMulti Input Multi Output)方式的無線通信技術。該技術如下，在發(fā)送側和接收側分別設置多個天線，利用在各天線之間形成的傳播路(或信道)，增加通信容量(對于MIMO方式，例如參照非專利文獻1。)。從提高對多路傳播環(huán)境的耐性和頻率利用效率的觀點出發(fā)，關注正交頻分復用(OFDMOrthogonal Frequency Division Multiplexing)方式的無線通信技術。在OFDM方式中，使用在頻率軸上排列的相互正交的多個副載波傳送信號，從而抑制頻率選擇性衰減和多路傳播環(huán)境產(chǎn)生的影響。此外，也可以有望看到將MIMO方式和OFDM方式組合的無線通信系統(tǒng)(對于這種系統(tǒng)，參照非專利文獻2。)。
圖1是示出MIMO方式的概要的圖。如圖所示，發(fā)送側設置有Nt個發(fā)送天線，從各個發(fā)送天線分別發(fā)送出發(fā)送信號x0～xNt-1。這些發(fā)送信號以同一時間和同一頻率發(fā)送，但為了相互獨立地傳送信號，適當?shù)卦O定各發(fā)送天線之間的距離和配置形式。從各發(fā)送天線發(fā)送的發(fā)送信號被Nr(≥Nt)個接收天線接收，得到Nr個接收信號y0～yNr-1。圖中，附加在各接收信號上的信號n0～nNr-1分別表示噪聲成分。發(fā)送天線和接收天線之間的無線區(qū)間用信道矩陣H表現(xiàn)，信道矩陣H的各個矩陣要素Hnm相當于第m個發(fā)送天線和第n個接收天線之間的信道傳遞函數(shù)。圖示的例子中，0≤m≤Nt-1以及0≤n≤Nr-1。
圖2示出一般的OFDM方式的發(fā)送機的概要圖。映射(mapping)到預定信號點的已調(diào)制的發(fā)送信號被進行串并轉換(S/P202)、快速傅立葉逆變換(IFFT204)，由此進行基于OFDM方式的調(diào)制。對IFFT后的時間區(qū)域的信號進行并串轉換(P/S206)，之后附加保護間隔(guard interval)(GI208)，從發(fā)送天線210進行無線發(fā)送。另外，作為信號的映射方式，可以采用QPSK、16QAM、64QAM及其它任意方式。
圖3示出一般的OFDM方式的接收機的概要圖。去除接收天線302所接收的信號的保護間隔(-GI306)。之后，對接收信號進行串并轉換(S/P306)、快速傅立葉變換(FFT308)。由此，進行OFDM方式的解調(diào)。對變換后的頻域的信號進行并串轉換(P/S310)，之后進行解調(diào)(312)，進行解碼等其它處理。
圖4示出將MIMO方式和OFDM方式組合的系統(tǒng)中使用的發(fā)送機的概要圖。如圖所示，發(fā)送信號通過串并轉換(S/P402)分為Nt個信號。分別對Nt個發(fā)送信號進行信號處理之后，分別從Nt個發(fā)送天線發(fā)送。例如，對第一發(fā)送信號進行編碼(404-1)、映射(406-1)、快速傅立葉逆變換(408-1)之后，附加保護間隔(410-1)，從發(fā)送天線412-1發(fā)送。其它發(fā)送信號也進行相同的處理后發(fā)送。
圖5示出將MIMO方式和OFDM方式組合的系統(tǒng)中使用的接收機的概要圖。如圖所示，接收信號被Nr個接收天線502-1～Nr接收，去除它們的保護間隔(504-1～Nr)，分別進行快速傅立葉變換(506-1～Nr)。傅立葉變換后的信號被分離成Nt個發(fā)送信號(508)，對每個發(fā)送信號進行解調(diào)和解碼。
關于信號分離部508的信息處理，存在多種將多個接收天線接收的信號分離成從多個發(fā)送天線發(fā)送的各個發(fā)送信號的方法。第一方法利用被稱為迫零(Zero Forcing)法的算法。該算法計算信道矩陣H的偽逆矩陣(pseudo inverse of H)H+，對接收信號乘以偽逆矩陣，從而得到發(fā)送信號。
第二方法利用被稱為最小均方誤差(MMSMinimum Mean Square Error)法的算法。該算法將(αI+H*H)-1H*所表現(xiàn)的矩陣乘到接收信號中，從而得到發(fā)送信號。此處，α是信噪比的倒數(shù)(SNR-1)，I表示單位矩陣，H*表示矩陣H的共軛轉置矩陣。
第三方法利用被稱為迫零分層空時(ZF-BLASTZero Forcing BellLaboratories Layered Space Time)法的算法。該算法反復從1個發(fā)送天線選擇信號并去除，從而實現(xiàn)快速數(shù)據(jù)傳送(對于該方法，例如參照非專利文獻3。)。
第四方法利用被稱為最小均方誤差分層空時(MMSE BLASTMinimumMeaNSquare Error BLAST)法的算法。該算法相當于將最小均方誤差和BLAST法組合的算法。
第五方法利用被稱為最大似然判斷(MLDMaximum LikelihoodDecoding)法的算法。該算法計算所有可能的發(fā)送碼元(symbol)的組合和接收信號的平方歐幾里德距離(Euclidean space)，判斷賦予了最小距離的碼元的組合作為發(fā)送信號最可靠。
非專利文獻1A.Van Zelst，“Space division multiplexingalgorithm”，Proc.10thMed.ElectrotechnicalConference2000，pp.1218-1221非專利文獻2A.Van Zelst et al.，“Implementation of a MIMOOFDM based wireless LAN system”，IEEE Trans.Signal.Process.52，no.2，2004，pp.483-494非專利文獻3P.W.Wolniansky et al.，“V-BLASTAn architecturefor realizing very high data rates over the rich scattering wirelesschannel”，in Proc.Int.Symposium on Advanced Radio Technologies，Boulder，CO，Sept.1998發(fā)明內(nèi)容這樣利用各種方法，能夠?qū)⒔邮招盘柗謩e分離成多個發(fā)送信號，但即使采用任何方法，運算負擔都不減小。大體上隨著從第一方法邁向第五方法，可以提高信號分離精度或信號推測精度，但信號處理所需的運算負擔也具有增加的趨勢。特別是第五方法，需要對所有可能的信號點的組合數(shù)、即(可以進行碼元映射的信號點數(shù))(發(fā)送天線數(shù))的組合數(shù)計算距離，所以運算負擔變得非常大。即使采用第一方法，求出逆矩陣的運算負擔也不減小。因此，MIMO方式或?qū)IMO方式和其它技術組合的通信系統(tǒng)具備有望在將來發(fā)展的性質(zhì)，但存在區(qū)分從多個發(fā)送天線同時發(fā)送的多個發(fā)送信號所需的運算負擔大的問題。這在便攜終端或簡易移動終端等產(chǎn)品用途中尤其成為問題。
本發(fā)明是鑒于上述問題而進行的，本發(fā)明的課題是提供一種接收機和接收方法，其能夠減輕將包括從多個發(fā)送天線同時發(fā)送的多個發(fā)送信號的接收信號分離成各個發(fā)送信號所需的運算負擔。
本發(fā)明中使用的接收機，其特征在于，所述接收機具備自適應陣列天線單元，其在多個發(fā)送天線發(fā)送的多個發(fā)送信號中，接收為了區(qū)分發(fā)送天線而在發(fā)送前抑制了預定值的副載波信號成分的發(fā)送信號；計算權重系數(shù)的單元，所述權重系數(shù)抑制接收信號中包含的副載波成分內(nèi)、設定為所述預定值的副載波的信號成分；以及將所述權重系數(shù)應用于所述自適應陣列天線單元，區(qū)分接收所述多個發(fā)送信號的單元。
根據(jù)本發(fā)明，在接收從多個發(fā)送天線同時發(fā)送的多個發(fā)送信號的接收機中，能夠減輕將接收信號分離成各個發(fā)送信號所需的運算負擔。


圖1示出MIMO方式的無線通信系統(tǒng)的概念圖。
圖2示出OFDM方式的發(fā)送機的概念圖。
圖3示出OFDM方式的接收機的概念圖。
圖4示出MIMO方式和OFDM方式的發(fā)送機的概念圖。
圖5示出MIMO方式和OFDM方式的接收機的概念圖。
圖6示出本發(fā)明的一實施例的接收機的框圖。
圖7示出用于說明本發(fā)明的一實施例的動作的說明圖。
圖8是示出頻率軸上的發(fā)送信號和接收信號的圖。
圖9是示出本發(fā)明的一實施例的接收機的變形例的框圖。
圖10示出本發(fā)明的一實施例的接收機的框圖。
圖11示出本發(fā)明的一實施例的發(fā)送機的框圖。
圖12示出本發(fā)明的一實施例的接收機的框圖。
圖13示出本發(fā)明的一實施例的動作的流程圖。
圖14示出本發(fā)明的一實施例的動作的流程圖。
圖15是示出發(fā)送信號的到來方向和指向性的關系的圖。
圖16示出本發(fā)明的一實施例的發(fā)送機的框圖。
符號說明202串并轉換部；204快速傅立葉逆變換部；206并串轉換部；208保護間隔附加部；210發(fā)送天線；302接收天線；304保護間隔去除部；306串并轉換部；308快速傅立葉變換部；310并串轉換部；402串并轉換部；404-1～Nt編碼器；406-1～Nt映射部；408-1～Nt快速傅立葉逆變換部；410-1～Nt保護間隔附加部；412-1～Nt發(fā)送天線部；502-1～Nr接收天線部；504-1～Nr保護間隔去除部；506-1～Nr快速傅立葉變換部；508信號分離部；602-1～NA天線元件；604-1～NA保護間隔去除部；606-1，2信號分離部；608-1～NA權重乘法部；610加法部；612，612’ 快速傅立葉變換部；614信道補償部；616解調(diào)部；618，618’權重控制部；710，720發(fā)送天線；1002-1～NA天線元件；1004-1～NA保護間隔去除部；1008-1～NA權重乘法部；1010加法部；1012快速傅立葉變換部；1014信道補償部；1016，1018乘法部；1020加法部；1022并串轉換部；1024解調(diào)部；1026權重控制部；1102快速傅立葉變換部；1104虛擬副載波設定部；1106快速傅立葉逆變換部；1108并串轉換部；1110編碼部；1112映射部；1113串并轉換部(S/P)；1114保護間隔附加部；1116數(shù)模轉換部；1118頻率變換部；1120發(fā)送天線；1202-1～NA接收天線；1204-1～NA帶通濾波器；1206-1～NA頻率變換部；1208-1～NA模數(shù)轉換部；1210-1～NA保護間隔去除部；1212-1～NA權重乘法部；1214加法部；1216串并轉換部；1218快速傅立葉變換部；1220信道補償部；1222乘法部；1224快速傅立葉逆變換部；1226并串轉換部；1228解調(diào)部；1230權重控制部；1232選擇的信號線。
具體實施例方式
根據(jù)本發(fā)明的一方式，利用自適應陣列天線單元接收從多個發(fā)送天線發(fā)送的多個發(fā)送信號。所述多個發(fā)送信號根據(jù)發(fā)送前設定為預定值的副載波的位置關系相互區(qū)分。計算出權重系數(shù)，所述權重系數(shù)抑制接收信號中包含的副載波內(nèi)、設定為所述預定值的副載波的信號成分。所述權重系數(shù)應用于所述自適應陣列天線單元，區(qū)分并接收所述多個發(fā)送信號。
由此，不執(zhí)行MIMO方式的接收機中所不進行的信號分離法，利用朝向各發(fā)送信號的到來方向的指向性，可以區(qū)分各個發(fā)送信號。通過活用與數(shù)據(jù)傳送中未使用的副載波相關的知識，導出實現(xiàn)這種敏捷的指向性的權重系數(shù)。即，計算出能夠抑制接收信號中包含的預定副載波成分的權重系數(shù)，此時的運算負擔(與MIMO方式的信號分離相比)較輕。因此，能夠減輕為了將包含從多個發(fā)送天線同時發(fā)送的多個發(fā)送信號的接收信號分離成各個發(fā)送信號所需的運算負擔。
根據(jù)本發(fā)明的一方式，所述預定值實質(zhì)上為零。由此，為使數(shù)據(jù)傳送中未使用的副載波的信號成分為零，進行自適應控制，設定權重系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的一方式，所述自適應陣列天線單元所接收的信號是從多個發(fā)送天線同時以同一頻率發(fā)送的信號。
根據(jù)本發(fā)明的一方式，所述自適應陣列天線單元所接收的信號是利用正交頻分復用(OFDM)方式調(diào)制的信號。并且，在該方式中，所述自適應陣列天線單元所接收的信號是利用多載波碼分多址(MC-CDMA)方式調(diào)制的信號。
本發(fā)明的一方式中的接收機中，權重系數(shù)抑制從某一發(fā)送天線以外的1個以上的發(fā)送天線在某一期間內(nèi)發(fā)送且利用所述自適應陣列天線單元接收的信號，所述接收機使用該權重系數(shù)，接收從所述某一發(fā)送天線在其它期間內(nèi)發(fā)送的信號。由此，能夠?qū)嘀叵禂?shù)設定成發(fā)送信號不形成最大值而得到抑制，所以能夠可靠且有效地設定與各發(fā)送天線對應的權重系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的一方式，使用接收機，所述接收機接收從第一和第二發(fā)送天線分別發(fā)送的第一和第二發(fā)送信號。該接收機的特征在于，其包括自適應陣列天線單元，其包括多個天線元件，所述多個天線元件接收第一副載波成分設定為預定值的所述第一發(fā)送信號和第二副載波成分設定為預定值的所述第二發(fā)送信號；權重控制單元，其分別計算出第一和第二權重系數(shù)，所述第一和第二權重系數(shù)分別抑制傅立葉變換后的接收信號中包含的所述第一和第二副載波成分；以及將所述第一和第二權重系數(shù)應用于所述自適應陣列天線單元，區(qū)分各個發(fā)送信號的單元。
根據(jù)本發(fā)明的一方式，設定為所述預定值的第一和第二副載波中的至少一方由2個以上的副載波構成。由此，相互區(qū)分多個發(fā)送信號的自由度增大。
根據(jù)本發(fā)明的一方式，所述自適應陣列天線單元所接收的信號是進行如下處理后得到的單載波信號在發(fā)送側實施傅立葉變換，將所述第一和第二副載波成分設定為預定值，進行傅立葉逆變換后進行無線發(fā)送。由此，即使在單載波方式的通信系統(tǒng)中也能夠應用本發(fā)明。
根據(jù)本發(fā)明的一方式，分別接收以不同的時隙分別發(fā)送的所述第一和第二發(fā)送信號。并且，使用權重系數(shù)接收所述第二發(fā)送信號，所述權重系數(shù)抑制所接收的所述第一發(fā)送信號。
下面，說明在MIMO-OFDM方式(實施例1)、MIMO-OFDM-CDMA方式(實施例2)以及MIMO-單載波方式(實施例3)中應用本發(fā)明的例子，以及其它實施例(實施例4)。
實施例1圖6示出本發(fā)明的一實施例的接收機的概要圖。本實施例中，采用了MIMO方式和OFDM方式。對于發(fā)送機，可以采用圖4所示的結構。為了便于說明，采用如下結構的發(fā)送機具有2個發(fā)送天線，從2個發(fā)送天線同時以同一頻率發(fā)送2種發(fā)送信號x1，x2。圖6所示的接收機具有多個(NA)天線元件602-1～NA、NA個保護間隔去除部(-GI)604-1～NA、第一信號分離部606-1、以及第二信號分離部606-2。第一和第二信號分離部606-1，2實質(zhì)上具有相同的結構，所以將第一信號分離部606-1作為它們的代表進行說明。第一信號分離部606-1具有NA個權重乘法部608-1～NA、加法部610、快速傅立葉變換部(FFT)612、信道補償部614、解調(diào)部616、以及權重控制部618。
NA個天線元件602-1～NA的相互位置關系確定為由NA個整體構成一個自適應陣列天線。實現(xiàn)自適應陣列天線的方式可以有很多，作為一個例子，舉出相鄰的天線元件以接收信號的半波長左右的距離排列而成的等間隔直線配置陳列天線。
保護間隔去除部(-GI)604-1～NA去除各天線元件所接收的信號中相當于保護間隔的信號部分。
第一信號分離部606-1進行與接收信號中包含的第一發(fā)送信號x1相關的信號處理。第二信號分離部606-2進行與接收信號中包含的第二發(fā)送信號x2相關的信號處理。如上所述，第一和第二信號分離部實質(zhì)上具有相同的結構，所以將第一信號分離部606-1作為它們的代表進行說明。另外，需要注意的是信號處理部的數(shù)量可以根據(jù)發(fā)送信號的種類、即發(fā)送天線數(shù)量設定。
NA個權重乘法部608-1～NA與天線元件602-1～NA的各個天線相對應地設置，分別對各天線元件所接收的信號乘以權重或權重系數(shù)。
加法部610合成加權后的接收信號。
快速傅立葉變換部612對加權合成后的接收信號進行快速傅立葉變換，進行OFDM方式的解調(diào)。更準確地說，進行離散快速傅立葉變換(DFTDiscrete FFT)。由此，生成頻域的接收信號，得到接收信號中的N個副載波成分。
信道補償部614根據(jù)接收信號和已知信號求出信道推測值，對每個副載波修正接收信號，從而補償傳播路上導入的信號失真。
解調(diào)部616根據(jù)信道補償后的接收信號，進行數(shù)據(jù)解調(diào)，將解調(diào)結果輸出到解碼部(未圖示)。
權重控制部618根據(jù)來自各天線元件的信號和來自快速傅立葉變換部612的信號的一部分，計算一組權重系數(shù)w(1)＝(w1，…，wNA)，將這些權重系數(shù)提供給權重乘法部608-1～NA。與通常的自適應陣列天線的權重控制不同，本實施例中，確定權重系數(shù)，以便能夠抑制來自快速傅立葉變換部612的輸出的一部分、即接收信號中的某個副載波成分(圖示的例子中，第p個副載波成分)。并且，第二信號分離部606-2內(nèi)的權重控制部618’確定權重系數(shù)，以便能夠抑制接收信號中的第q個(q≠p)的副載波成分。對于權重系數(shù)的確定方法等，在下面的動作說明中予以明確。
參照圖7以及相關的附圖，說明動作。從2個發(fā)送天線710，720分別發(fā)送不同的發(fā)送信號x1，x2。發(fā)送天線710，720設置成相互不相關，同時以同一頻率發(fā)送第一和第二發(fā)送信號x1，x2。這一點與圖4中說明的MIMO方式的發(fā)送機相同。圖中，AAA是指圖6的接收機的自適應陣列天線，用8個白圈表示多個天線元件。并且，圖7中，還描繪了表示自適應陣列天線的指向性的2個曲線(對此將在后面敘述)。
但是，在OFDM方式的發(fā)送信號中，將數(shù)據(jù)映射到多個副載波上，對其進行快速傅立葉逆變換，從而進行OFDM方式的調(diào)制。各副載波相互相隔1個碼元期間的倒數(shù)的倍數(shù)距離，維持相互正交的位置關系。因此，發(fā)送信號x1，x2在頻率軸上具有圖8上半部分所示的多個頻率成分(副載波成分)。但是，像與發(fā)送信號x1相關的第p個副載波或與發(fā)送信號x2相關的第q個副載波那樣，在部分副載波上并未映射到數(shù)據(jù)。設定這種不用于數(shù)據(jù)傳送的副載波(又被稱為“虛擬(virtual)副載波”。)是為了例如抑制DC偏移成分、或避免相鄰的頻帶之間的干擾等。未用于數(shù)據(jù)傳送的副載波的位置可以由通信標準決定，也可以由系統(tǒng)運營商決定，也可以根據(jù)其它觀點決定。無論怎樣，只要向發(fā)送側和接收側雙方通知該副載波沒有在數(shù)據(jù)傳送中使用，能夠以虛擬副載波的位置關系區(qū)分多個發(fā)送信號即可。
從其它發(fā)送天線710，720發(fā)送第一和第二發(fā)送信號x1，x2。在發(fā)送時刻，各信號分別具有圖8上側所示的頻率特性。這些信號經(jīng)由互不相同(至少一部分不同)的傳播路到達接收機的自適應陣列天線602-1～NA，第一和第二發(fā)送信號x1，x2作為第一和第二接收信號y1，y2接收。第一接收信號y1是進行如下處理后得到的信號以權重控制部618決定的權重系數(shù)w(1)對圖6的自適應陣列天線接收的接收信號進行加權，利用加法部610進行相加。第二接收信號y2是進行如下處理后得到的信號以權重控制部618’決定的權重系數(shù)w(2)對接收信號進行加權，利用加法部610進行相加。
如圖8所示，第一發(fā)送信號x1的第p個副載波成分為零，所以可以期待第一接收信號y1的第p個副載波成分也為零。但是，接收第一接收信號y1時，也同時接收第二接收信號y2，主要由于該原因，有可能具有第一接收信號y1的第p個副載波成分不為零的信號成分。這樣的信號成分為干擾成分，用圖8下側的接收信號y1的第p個副載波附近的虛線表示。第一接收信號y1中包含的頻率成分，全部從圖6的FFT部612的輸出信號獲得，將其中的與第p個副載波相關的信號成分提供給權重控制部618。權重控制部618計算與第p個副載波成分相關的評價函數(shù)或成本函數(shù)，并計算一組權重系數(shù)w(1)＝(w1，w2，…，wNA)，使得將該評價函數(shù)最小化，即第p個副載波成分為零。評價函數(shù)可以考慮各種函數(shù)形式，作為一個例子，可以采用如下的函數(shù)。
|ξR(i)|2=Σj=N-1iλi-j|wHRP|2]]>此處，i是表示反復次數(shù)的參數(shù)，λ是例如采用0.995這樣的值的遺忘因子，wH是將權重系數(shù)作為成分的向量的共軛轉置向量，Rp是表示接收信號中的第p個副載波成分的量。對于權重系數(shù)的算法，可以利用遞推最小二乘(RLSRecursive Least Square)法、最小均方(LMSLeast Mean Square)等最小均方誤差(MMSEMinimum Mean Square Error)法及其它現(xiàn)有技術。只要在接收機側已知發(fā)送信號和虛擬副載波(未映射數(shù)據(jù)的副載波)的對應關系，就能夠根據(jù)與該虛擬副載波相關的知識，利用接收機計算出自適應陣列天線中使用的權重系數(shù)。
若利用權重乘法部608-1～NA將抑制第p個副載波成分的權重系數(shù)w(1)提供給各天線元件，則如圖7所示，自適應陣列天線的指向性為將零位(null)朝向第二發(fā)送信號x2到來的方向。若充分抑制了第p個副載波成分，則根據(jù)第一接收信號y1解調(diào)的信號準確地表示第一發(fā)送信號x1。
同樣地對于第二接收信號y2，也可以期待第q個副載波成分為零，但由于第一接收信號y1，會在第q個副載波成分上產(chǎn)生干擾成分。因此，從第二接收信號y2提取第q個副載波成分，將其提供給權重控制部618’，計算出能夠抑制第q個副載波成分的一組權重系數(shù)w(2)。利用與第二接收信號相關的權重乘法部608-1～NA將這些權重系數(shù)提供給各天線元件時，自適應陣列天線的指向性將零位朝向第一發(fā)送信號x1的到來方向。若充分抑制了第q個副載波成分，則根據(jù)第二接收信號y2解調(diào)的信號準確地表示第二發(fā)送信號x2。
另外，對于1個發(fā)送信號，可以存在1個未用于數(shù)據(jù)傳送的副載波，也可以存在多個。從多個發(fā)送天線發(fā)送的多個信號只要能夠以虛擬副載波的位置關系相互區(qū)分即可。因此，1個發(fā)送信號中包含多個虛擬副載波時，在不同的發(fā)送信號之間，需要虛擬副載波的至少一部分不同。如上所述，虛擬副載波的位置可以進行多種設定。不僅可以將已作為未使用頻率設定的頻率用作虛擬副載波，還可以將可用于數(shù)據(jù)傳送的副載波的一部分設定為虛擬副載波。該情況下，因新設置虛擬副載波而發(fā)生數(shù)據(jù)傳送質(zhì)量劣化，但只要這種劣化在可補償程度的通信環(huán)境的惡化范疇內(nèi)，就能夠利用糾錯及其它補償技術補償劣化。將已作為未使用頻率設定的頻率用作虛擬副載波時，變更濾波器的截止頻率，從而也能夠確保未使用頻率。
在IEEE802.11a/g標準中，相同內(nèi)容的2個連續(xù)的OFDM碼元(方便起見，稱為第一碼元和第二碼元。)作為前置碼序列(preamble sequence)傳送。在該標準中應用本實施例的情況下，(相同內(nèi)容的)第一和第二碼元上設定的虛擬副載波需要設定在互不相同的位置上。例如，第一碼元中將第p個副載波設定為虛擬副載波，第二碼元中將第q(q≠p)個設定為虛擬副載波。相反，若第一和第二碼元的雙方都將第p個設定為虛擬副載波，則與前置碼序列相關的第p個副載波成分變得不明確。
本實施例在多輸出型的發(fā)送裝置中，為了區(qū)分第一天線和第二天線發(fā)出的無線波，在從第一天線和第二天線輸出的多載波內(nèi)設置不配置載波的頻域，使得第一天線和第二天線中不配置載波的頻域不同。不配置載波的頻域通過縮小該頻域的功率來實現(xiàn)，從接收側來看，包括實質(zhì)上沒有載波的任意狀態(tài)。
本實施例中，從發(fā)送側發(fā)送2種發(fā)送信號，但發(fā)送信號的種類或發(fā)送天線數(shù)量不限于2個，可以使用任意的發(fā)送天線數(shù)量。但是，需要與發(fā)送天線數(shù)量對應的數(shù)量的信號分離部606，以及所有的發(fā)送信號能夠在虛擬副載波的位置實現(xiàn)相互區(qū)別。
圖9示出圖6所示的接收機的變形例。圖9中，需要注意的是，方便起見，僅描繪了與第一發(fā)送信號x1和第一接收信號y1相關的部分。圖9和圖6所示的接收機均對第一發(fā)送信號計算抑制接收信號中的第p個副載波成分的權重系數(shù)，從而實現(xiàn)將零位朝向第一發(fā)送信號以外的信號的到來方向的指向性。在圖9的接收機中，與圖6的接收機不同，對輸入到加法部之前的信號實施快速傅立葉變換。
實施例2圖10是本發(fā)明的一實施例的接收機的部分框圖。本實施例的接收機在將MIMO方式、OFDM方式以及碼分多址(CDMA)方式組合的系統(tǒng)中使用。需要注意的是，方便起見，僅描繪了與第一發(fā)送信號x1和第一接收信號y1相關的部分。對于發(fā)送機，可以利用采用MIMO方式、OFDM方式以及CDMA方式的通常的發(fā)送機(未圖示)。圖10所示的接收機具有多個(NA個)天線元件1002-1～NA、NA個保護間隔去除部(-GI)1004-1～NA、NA個權重乘法部1008-1～NA、加法部1010、快速傅立葉變換部(FFT)1012、信道補償部1014、副載波個數(shù)的乘法部1016，1018、合成部1020、并串轉換部(P/S)1022、解調(diào)部1024、以及權重控制部1026。圖示時，副載波個數(shù)的乘法部1016，1018全部用相同的參照符號表示。
NA個天線元件1002-1～NA的相互位置關系確定為由NA個整體構成一個自適應陣列天線。保護間隔去除部(-GI)1004-1～NA從各天線元件接收的信號中去除相當于保護間隔的信號部分。NA個權重乘法部1008-1～NA與天線元件1002-1～NA的各個天線相對應地設置，分別對各天線元件所接收的信號乘以權重或權重系數(shù)。加法部1010合成加權后的接收信號。
快速傅立葉變換部1012對加權合成后的接收信號進行快速傅立葉變換，進行OFDM方式的解調(diào)。由此，生成頻域的接收信號，對N個副載波成分的每個副載波成分得到接收信號。信道補償部1014求出信道推測值，對每個副載波修正接收信號，從而補償傳播路上導入的信號失真。副載波個數(shù)(N個)的乘法部1018對傅立葉變換后的信號乘以解擴碼。合成部1020合成解擴后的預定個數(shù)的信號。并串轉換部1022將合成后的并行信號進一步轉換為串行信號。解調(diào)部1024進行數(shù)據(jù)解調(diào)，將解調(diào)結果輸出到解碼部(未圖示)。
權重控制部1026根據(jù)來自各天線元件的信號和來自快速傅立葉變換部1012的信號的一部分(圖示的例子中第p個副載波成分)，計算權重系數(shù)，將它們的權重系數(shù)提供給權重乘法部1008-1～NA。本實施例中，權重系數(shù)確定為能夠抑制來自快速傅立葉變換部1012的輸出的一部分、即接收信號中的某個副載波成分(圖示的例子中為第p個副載波成分)。利用權重乘法部1008-1～NA將抑制第p個副載波成分的權重系數(shù)提供給各天線元件時，自適應陣列天線的指向性為零位朝向第一發(fā)送信號x1以外的信號到來的方向。只要充分抑制第p個副載波成分，則根據(jù)第一接收信號y1解調(diào)的信號可以準確地表示第一發(fā)送信號x1。
實施例3第一和第二實施例中說明的例子使用了采用多載波方式的通信系統(tǒng)。多個副載波的一部分設定為虛擬副載波，抑制接收信號中的虛擬副載波的信號成分，從而將自適應陣列天線的權重調(diào)整成能夠區(qū)分接收發(fā)送信號。因此，不進行任何修正，就不能將這種技術用于現(xiàn)有的單載波方式的通信系統(tǒng)。下面說明將本發(fā)明應用到單載波方式的MIMO方式的系統(tǒng)中的實施例。
圖11是示出本發(fā)明的一實施例的發(fā)送機的部分框圖。該發(fā)送機在MIMO方式中采用單載波方式。本實施例的發(fā)送機中，Nt個發(fā)送天線各自具有編碼部1110、映射部1112、串并轉換部(S/P)1113、快速傅立葉變換部(FFT)1102、虛擬副載波設定部1104、快速傅立葉逆變換部(IFFT)1106、并串轉換部(P/S)1108、保護間隔附加部(GI)1114、數(shù)模轉換部(D/A)1116、Nt個頻率變換部(U/C)1118、以及發(fā)送天線1120。
快速傅立葉變換部1102對發(fā)送信號進行快速傅立葉變換，輸出N個副載波成分。虛擬副載波設定部1104將N個副載波成分中作為虛擬副載波設定的副載波成分(例如第p個副載波成分)強制歸零，并輸出。對于虛擬副載波以外的副載波，不進行任何變更，直接輸出?？焖俑盗⑷~逆變換部1106對輸入的一組信號進行快速傅立葉逆變換，將它們返回到時間區(qū)域的信號。對于將哪個副載波設定為虛擬副載波，預先在發(fā)送機和接收機之間確定，或者由系統(tǒng)事先設定。
編碼部1110-1～Nt進行卷積編碼或糾錯編碼等適當?shù)木幋a。映射部1112-1～Nt利用適當?shù)恼{(diào)制方式將發(fā)送信號映射到星座圖(constellation)上的適當信號點上。保護間隔附加部1114-1～Nt對信號附加保護間隔。數(shù)模轉換部1116-1～Nt將數(shù)字信號轉換為模擬信號。頻率變換部1118-1～Nt將轉換成模擬信號的信號轉換為高頻信號。發(fā)送天線1120-1～Nt將發(fā)送信號獨立發(fā)送。
圖12是本發(fā)明的一實施例的接收機的框圖。本實施例中，對應圖1的發(fā)送機，采用單載波的MIMO方式。需要注意的是，方便起見，僅描繪了與第一發(fā)送信號x1和第一接收信號y1相關的部分。本接收機具有多個(NA個)天線元件1202-1～NA、NA個帶通濾波器部1204-1～NA、NA個頻率變換部(D/C)1206-1～NA、NA個模數(shù)轉換部(A/D)1208-1～NA、NA個保護間隔去除部(-GI)1210-1～NA、NA個權重乘法部1212-1～NA、加法部1214、串并轉換部(S/P)1216、快速傅立葉變換部(FFT)1218、信道補償部1220、副載波個數(shù)(N個)的乘法部1222、快速傅立葉逆變換部(IFFT)1224、并串轉換部(P/S)1226、解調(diào)部1228、以及權重控制部1230。
NA個天線元件1202-1～NA的相互位置關系確定為由NA個整體形成一個自適應陣列天線。帶通濾波器部1204-1～NA限定每個天線元件的信號頻帶。頻率變換部1206-1～NA將高頻信號變換為低頻信號。模數(shù)轉換部1208-1～NA將模擬信號轉換為數(shù)字信號。保護間隔去除部(-GI)1210-1～NA從各天線元件接收的信號中去除相當于保護間隔的信號部分。權重乘法部1212-1～NA對各天線元件接收的信號分別乘以權重系數(shù)。加法部1214合成加權后的接收信號。
串并轉換部1216將合成后的信號轉換為N個并行信號?？焖俑盗⑷~變換部1218對接收信號進行快速傅立葉變換，輸出接收信號中包含的N個副載波成分。信道補償部1220求出信道推測值，對每個副載波修正接收信號，從而補償傳播路中導入的信號失真?？焖俑盗⑷~逆變換部1224對輸入的信號組進行快速傅立葉逆變換，輸出時間區(qū)域的信號組。并串轉換部1226將該信號組轉換成串行信號。解調(diào)部1228進行數(shù)據(jù)解調(diào)，將解調(diào)結果輸出到解碼部(未圖示)。權重控制部1230根據(jù)來自各天線元件的信號和來自快速傅立葉變換部1218的信號的一部分，計算權重系數(shù)，將這些權重系數(shù)提供給權重乘法部1212-1～NA。在不進行頻域均化的情況下，如虛線的信號線1232所示，省略信道補償部1220、副載波個數(shù)(N個)的乘法部1222、快速傅立葉逆變換部(IFFT)1224、以及并串轉換部(P/S)1226，將加法部1214的輸出y1直接引導到解調(diào)部1228。這樣，快速傅立葉變換部1218只要計算設定為虛擬副載波的副載波部分即可，與進行頻域均化的情況相比，簡略化。
本實施例中，權重系數(shù)也被確定為能夠抑制來自快速傅立葉變換部1218的輸出的一部分、即接收信號中的某個副載波成分(例如第p個副載波成分)。權重乘法部將這樣的權重系數(shù)提供給各天線元件，所以自適應陣列天線的指向性為零位朝向第一發(fā)送信號x1以外的信號到來的方向。若充分抑制第p個副載波成分，則根據(jù)第一接收信號y1解調(diào)的信號準確地表示第一發(fā)送信號x1。這樣，即使在單載波方式的通信系統(tǒng)中也能夠應用本發(fā)明。但是，由于虛擬副載波設定部1104中導入的虛擬載波，有可能導致數(shù)據(jù)傳送質(zhì)量稍有劣化。因此，本實施例中，假設這種劣化控制在可進行補償程度的通信環(huán)境惡化范疇內(nèi)。
實施例4實施例1至實施例3中，抑制接收信號中的部分副載波成分(例如對于第一發(fā)送信號為第p個副載波成分)，同時控制自適應陣列天線的指向性。本實施例中，計算出可以抑制某期間內(nèi)接收的信號的所有的副載波成分的權重系數(shù)。
圖13是示出為了進行這種動作的流程圖的例子。方便起見，假設如圖7所示，從2個發(fā)送天線710，720發(fā)送2種發(fā)送信號x1，x2。但是，與圖7中說明的例子不同，第一和第二發(fā)送信號分別以不同的時隙發(fā)送。流程從步驟1302開始，進入步驟1304。
步驟1304中，從第二發(fā)送天線720發(fā)送第二發(fā)送信號x2。該情況下，不發(fā)送第一發(fā)送信號x1。
步驟1306中，接收機計算出權重系數(shù)w(1)，以抑制所有的接收信號。接收信號中僅包含第二發(fā)送信號x2?？梢灶A測到，抑制該信號的指向性的圖案為將零位朝向第二發(fā)送信號x2的到來方向的圖案。因此，該權重系數(shù)w(1)用于之后抑制來自第二發(fā)送天線的信號、接收來自第一發(fā)送天線的信號的情況。
步驟1308中，從第一發(fā)送天線710發(fā)送出第一發(fā)送信號x1。該情況下，不發(fā)送第二發(fā)送信號。
步驟1310中，接收機計算出權重系數(shù)w(2)，以抑制所有的接收信號。接收信號中僅包含第一發(fā)送信號?？梢灶A測到，抑制該信號的指向性的圖案為使零位朝向第一發(fā)送信號x1的到來方向的圖案，由與上述同樣的理由得知。因此，該權重系數(shù)w(2)用于之后接收來自第二發(fā)送天線的信號的情況。
這樣，計算出第一和第二權重系數(shù)，確定權重系數(shù)的流程進入步驟1212，結束。之后，可以利用這些權重系數(shù)，區(qū)分接收來自各發(fā)送天線的發(fā)送信號。
圖14示出從3個發(fā)送天線發(fā)送3種發(fā)送信號x1，x2，x3的情況下確定3種權重系數(shù)w(1)，w(2)，w(3)用的流程圖的一個例子。流程從步驟1402開始，進入步驟1404。
步驟1404之中，從第二、第三發(fā)送天線同時發(fā)送第二和第三發(fā)送信號x2，x3。該情況下，不發(fā)送第一發(fā)送信號x1。
步驟1406中，接收機計算出權重系數(shù)w(1)，以抑制所有的接收信號。接收信號中包含第二和第三發(fā)送信號。可以預測到，抑制該信號的指向性的圖案如圖15所示，為零位朝向第二和第三發(fā)送信號x2，x3的到來方向的圖案。因此，該權重系數(shù)w(1)用于之后接收來自第一發(fā)送天線的信號x1的情況。
步驟1408之中，從第三、第一發(fā)送天線同時發(fā)送第三和第一發(fā)送信號x3，x1。該情況下，不發(fā)送第二發(fā)送信號x2。
步驟1410中，接收機計算出權重系數(shù)w(2)，以抑制所有的接收信號。根據(jù)與上述相同的理由，抑制包括第三和第一發(fā)送信號的接收信號的指向性的圖案為零位朝向第三和第一發(fā)送信號x3，x1的到來方向的圖案。因此，該權重系數(shù)w(2)用于之后接收來自第二發(fā)送天線的信號x2的情況。
步驟1412之中，從第一、第二發(fā)送天線同時發(fā)送第一和第二發(fā)送信號x1，x2。該情況下，不發(fā)送第三發(fā)送信號x3。
步驟1414中，接收機計算出權重系數(shù)w(3)，以抑制所有的接收信號。根據(jù)與上述相同的理由，抑制包括第一和第二發(fā)送信號的接收信號的指向性的圖案為零位朝向第一和第二發(fā)送信號x1，x2的到來方向的圖案。因此，該權重系數(shù)w(3)用于之后接收來自第三發(fā)送天線的信號x3。
這樣，計算出第一、第二和第三權重系數(shù)，確定權重系數(shù)的流程進入步驟1416，結束。之后，可以利用這些權重系數(shù)，區(qū)分接收來自各發(fā)送天線的發(fā)送信號。
另外，本實施例中，依次求出用于接收第一、第二和第三發(fā)送信號的權重系數(shù)，但其確定順序為任意的。
本發(fā)明的實施例中，使用了正交頻分復用(OFDM)方式，但本發(fā)明不限于此。本發(fā)明中，載波頻率配置的關系不必一定為正交，只要使用多載波即可。因此，頻分復用(FDM)方式中也可以利用本發(fā)明。
本發(fā)明的實施例中，本發(fā)明是以在多輸出型的發(fā)送裝置上從多個天線輸出不同信息的例子說明了區(qū)分無線波的結構。
對于MIMO方式，除了上述方式之外，還可以采用如下方式通過對全部的天線加權來承載相同的信息，從而構成無線波束，使用不同的權重來反復，從而構成多個波束。
本發(fā)明還可以用于這些構成多個波束的方式。
圖16示出具體例子。
圖16中到對發(fā)送信號進行串并轉換(S/P)402、附加保護間隔為止與圖4相同，所以省略說明。
發(fā)送信號被附加了保護間隔之后，根據(jù)天線數(shù)量分支，進行與各個天線對應地加權的加權處理411-1～411-Nt。
加權處理411-1～411-Nt中加權的信號分別輸入天線42-1～412-Nt。
天線412-1～412-Nt相互協(xié)作，構成無線波的波束413-1～413-Nt的波束。
進行這種結構的傅立葉逆變換時產(chǎn)生時產(chǎn)生的副載波與圖8的副載波的關系相同。即，X1～XNt分別為副載波不同的信道的功率實質(zhì)上為零。
通過這樣做，從多個天線412-1～412-Nt輸出的波束413-1～413-Nt根據(jù)從411-1到411-Nt的加權將X1～XNt分別作為不同的波束進行發(fā)送。
本發(fā)明不限于特定的實施例，本領域的技術人員應該明白，可以對本發(fā)明進行各種改良、修改、變形等。
權利要求
1.一種接收機，其特征在于，所述接收機具備自適應陣列天線單元，其在從多個發(fā)送天線發(fā)送的多個發(fā)送信號中，接收為了區(qū)分發(fā)送天線而在發(fā)送前抑制了預定的副載波的信號成分的發(fā)送信號；計算權重系數(shù)的單元，所述權重系數(shù)抑制接收信號中包含的副載波成分內(nèi)、設定為所述預定值的副載波的信號成分；以及將所述權重系數(shù)應用于所述自適應陣列天線單元，區(qū)分接收所述多個發(fā)送信號的單元。
2.根據(jù)權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述預定值實質(zhì)上為零。
3.根據(jù)權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述自適應陣列天線單元所接收的信號是從多個發(fā)送天線同時以同一頻率發(fā)送的信號。
4.根據(jù)權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述接收機使用抑制從某一發(fā)送天線以外的1個以上的發(fā)送天線在某一期間內(nèi)發(fā)送且利用所述自適應陣列天線單元接收的信號的權重系數(shù)，接收從所述某一發(fā)送天線在其它期間內(nèi)發(fā)送的信號。
5.一種接收機，該接收機接收從第一和第二發(fā)送天線分別發(fā)送的第一和第二發(fā)送信號，該接收機的特征在于，該接收機包括自適應陣列天線單元，其包括多個天線元件，所述多個天線元件接收第一副載波成分被設定為預定值的所述第一發(fā)送信號和第二副載波成分被設定為預定值的所述第二發(fā)送信號；權重控制單元，其分別計算出第一和第二權重系數(shù)，所述第一和第二權重系數(shù)分別抑制傅立葉變換后的接收信號中包含的所述第一和第二副載波成分；以及將所述第一和第二權重系數(shù)應用于所述自適應陣列天線單元，區(qū)分各個發(fā)送信號的單元。
6.根據(jù)權利要求5所述的接收機，其特征在于，被設定為所述預定值的第一和第二副載波中的至少一方由2個以上的副載波構成。
7.根據(jù)權利要求5所述的接收機，其特征在于，所述自適應陣列天線單元所接收的信號是進行如下處理后得到的單載波信號在發(fā)送側實施傅立葉變換，將所述第一和第二副載波成分設定為預定值，進行傅立葉逆變換后進行發(fā)送。
8.一種接收機，該接收機接收從第一和第二發(fā)送天線發(fā)送的第一和第二發(fā)送信號，該接收機的特征在于，該接收機包括自適應陣列天線單元，其包括多個天線元件；權重控制單元，其在分別接收到以不同的時隙發(fā)送的第一發(fā)送信號的導頻信號和第二發(fā)送信號的導頻信號時，分別計算出抑制各個發(fā)送信號的第一和第二權重系數(shù)；以及將所述第一和第二權重系數(shù)應用于所述自適應陣列天線單元，區(qū)分各個發(fā)送信號的單元。
9.一種接收方法，其特征在于，所述接收方法包括如下步驟從某個發(fā)送天線以外的1個以上的發(fā)送天線同時發(fā)送信號，計算出抑制自適應陣列天線所接收的信號的所有副載波成分的權重系數(shù)，在所述自適應陣列天線中應用所述權重系數(shù)，接收從所述某個發(fā)送天線發(fā)送的信號。
10.一種多輸出型的發(fā)送裝置，該發(fā)送裝置從多個天線輸出多載波，所述發(fā)送裝置的特征在于，至少產(chǎn)生從多個天線輸出通過進行不同加權且進行頻率復用而得到的信號的第一波束、和從多個天線輸出通過進行不同加權且進行頻率復用而得到的信號的第二波束，為了區(qū)分該第一波束和第二波束發(fā)出的無線波，在從該第一波束和第二波束輸出的多載波內(nèi)設置不配置載波的頻域，該不配置載波的頻域在該第一波束和第二波束中不相同。
11.一種多輸出型的發(fā)送裝置，該發(fā)送裝置從多個天線輸出多載波，所述發(fā)送裝置的特征在于，至少產(chǎn)生從多個天線輸出通過進行不同加權且進行頻率復用而得到的信號的第一波束、和從多個天線輸出通過進行不同加權且進行頻率復用而得到的信號的第二波束，在該第一波束內(nèi)的進行頻率復用而得到的信號之中設置至少一個實質(zhì)上無載波的頻域，在該第二波束內(nèi)的進行頻率復用而得到的信號之中、在與該第一波束的實質(zhì)上無載波的頻域不同的頻域上設置至少一個實質(zhì)上無載波的頻域。
全文摘要
本發(fā)明的課題是獲得一種接收機、發(fā)送裝置以及接收方法，其中，該接收機減輕了將包括從多個發(fā)送天線同時發(fā)送的多個發(fā)送信號的接收信號分離成各個發(fā)送信號所需的運算負擔。本接收機具有接收從多個發(fā)送天線發(fā)送的多個發(fā)送信號的自適應陣列天線單元。所述多個發(fā)送信號利用發(fā)送前設定為預定值的副載波的位置關系而相互區(qū)分。本接收機具有計算出抑制接收信號中包含的副載波成分內(nèi)、設定為所述預定值的副載波的信號成分的權重系數(shù)的單元；以及將所述權重系數(shù)應用于所述自適應陣列天線單元，區(qū)分接收所述多個發(fā)送信號的單元。
文檔編號H04J11/00GK1998173SQ200480043778
公開日2007年7月11日 申請日期2004年8月12日 優(yōu)先權日2004年8月12日
發(fā)明者弗拉迪米爾·博凱, 中村道春 申請人:富士通株式會社