專利名稱：多輸入多輸出系統(tǒng)和方法
相關(guān)申請本申請要求2003年11月4日提交的題為“Method For Multiple Input MultipleOutput Systems(多輸入多輸出系統(tǒng)的方法)”的美國臨時專利申請第60/517,445號的優(yōu)先權(quán)。
背景技術(shù)：
發(fā)明領(lǐng)域本發(fā)明涉及無線通信環(huán)境中的多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)和方法，并且在一個實施例中，涉及便于與傳統(tǒng)設(shè)備實現(xiàn)后向兼容的MIMO方法和系統(tǒng)。
相關(guān)技術(shù)的描述對無線局域網(wǎng)(WLAN)通信系統(tǒng)的設(shè)計是基于IEEE 802.11中所描述的標準族。例如，802.11a規(guī)范在5GHz的頻段中提供最高達54Mbps，而802.11g規(guī)范也提供高達54Mbps，但是在2.4GHz的頻段中。802.11a/g規(guī)范都使用正交頻分復(fù)用(OFDM)編碼方案。
特別地，802.11a/g規(guī)范規(guī)定在任何給定時間僅有一個數(shù)據(jù)流被發(fā)送或接收。例如，

圖1示出簡化系統(tǒng)100，它包括可在任何給定時間提供單個輸出的發(fā)射器101、以及可在任何給定時間處理單個輸入的接收器102。由此，系統(tǒng)100被表征為單輸入單輸出系統(tǒng)。
為解決多徑、尤其是多徑引起的衰落(其中環(huán)境中的物體可反射所發(fā)射的無線信號)及其它狀況，無線系統(tǒng)可采用各種技術(shù)。一種此類技術(shù)是切換分集，其中發(fā)射器和/或接收器可選擇性地在多根天線之間切換。例如，圖2示出簡化系統(tǒng)200，其中發(fā)射器101可選擇從天線201A或天線201B發(fā)送信號(使用開關(guān)203)，而接收器102可選擇處理來自天線202A或天線202B的信號(使用開關(guān)204)。由此，系統(tǒng)200被表征為切換分集天線配置。
圖3示出簡化的多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)300，它可在多根天線上同時發(fā)射，并在多根天線上同時接收。具體而言，發(fā)射器301可同時從天線302A(使用發(fā)射器鏈303A)和從天線302B(使用發(fā)射器鏈303B)發(fā)射信號。類似地，接收器304可同時從天線305A(使用接收器鏈306A)和從天線305B(使用接收器鏈306B)接收信號。
注意，有數(shù)種類型的MIMIO系統(tǒng)。例如，MIMO-AG是指與802.11a和802.11g都兼容的MIMO系統(tǒng)。反之，MIMO-SM是指具空間多路復(fù)用的MIMO系統(tǒng)。以下所使用的縮寫“MIMO”是指MIMO-SM。
取決于具體實現(xiàn)，多根天線的使用或可擴大范圍，或可提高給定范圍的數(shù)據(jù)率。例如，圖4示出各種天線配置在相對距離上的中值數(shù)據(jù)率。波形401表示單天線配置；波形402表示切換分集天線配置；而波形403表示MIMO天線配置。特別地，在2和4之間的任何相對距離，MIMO天線配置的中值數(shù)據(jù)率明顯高于單天線配置或切換分集天線配置的中值數(shù)據(jù)率。例如，在表示典型歸屬空間404的高端的相對距離3，MIMO天線配置的中值數(shù)據(jù)率(50Mbps)明顯高于單天線配置(18Mbps)或甚至是切換分集天線配置(33Mbps)的中值數(shù)據(jù)率。
MIMO系統(tǒng)還可有利地減小不同頻率槽上的信噪比(SNR)之差。例如，圖5示出各個頻率槽上各種天線的SNR，即，第一天線(波形由點線表示)的SNR 501，第二天線(波形由虛線表示)的SNR 502，以及第一和第二天線同時使用(波形由實線表示)的SNR 503。注意，SNR 501和502在頻率槽0-60上都明顯變化。相反，SNR 503所表示的同時使用第一和第二天線的MIMO系統(tǒng)可將不同頻率槽上的SNR之差最小化(即，一個信道上的陷波由另一個信道中的非陷波補償)，由此允許對接收器鏈和/或發(fā)射器鏈中的此類SNR進行更有效的補償。
在MIMO系統(tǒng)300(圖3)中，接收器304使用多條鏈(即，鏈306A和306B)來接收由發(fā)射器301發(fā)射的多個數(shù)據(jù)流(例如，分組)并將它們解碼。不幸的是，因為傳統(tǒng)的802.11a/g設(shè)備不能對多個數(shù)據(jù)流解碼，所以這樣的傳統(tǒng)設(shè)備可能會因為在MIMO分組的發(fā)射完成之前進行發(fā)射而“重疊”在MIMO分組上。
因此，產(chǎn)生了對允許傳統(tǒng)設(shè)備對MIMO分組長度解碼，并禁止在該段時間期間進行發(fā)射的MIMO系統(tǒng)和方法的需求。進一步產(chǎn)生了對發(fā)射MIMO分組的高效方法的需求。
發(fā)明概述多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)可在多根天線上同時發(fā)射，并在多根天線上同時接收。不幸的是，因為傳統(tǒng)的802.11a/g設(shè)備不能夠?qū)Χ鄠€數(shù)據(jù)流解碼，所以這樣的傳統(tǒng)設(shè)備可能會因為在MIMO分組的發(fā)射完成之前進行發(fā)射而“重疊”在MIMO分組上。因此，本文中提供了允許傳統(tǒng)設(shè)備對MIMO分組長度解碼，并禁止在該段時間期間進行發(fā)射的MIMO系統(tǒng)和方法。并針對MIMO分組的高效發(fā)送對這些MIMO系統(tǒng)和方法進行了優(yōu)化。
例如，提供了MIMO分組的時分訓(xùn)練模式。在此模式中，第一天線可發(fā)射短碼元、第一長碼元，然后是傳統(tǒng)的信號碼元。第二天線可在傳統(tǒng)信號碼元發(fā)射之后發(fā)射第二長碼元。第一和第二天線可在第二長碼元發(fā)射之后實質(zhì)上同時發(fā)射信號碼元(與MIMO數(shù)據(jù)相關(guān)聯(lián))。
提供了MIMO分組的另一種模式。在此模式中，可由第一天線和第二天線發(fā)射短碼元。該短碼元可在預(yù)定的一組短槽之間拆分。特別地，可將第一天線與第一組短槽相關(guān)聯(lián)，而將第二天線與第二組短槽相關(guān)聯(lián)?？捎傻谝缓偷诙炀€在第二短碼元發(fā)射之后實質(zhì)上同時發(fā)送長碼元?？蓪⒃撻L碼元與第一組長槽和第二組長槽相關(guān)聯(lián)。特別地，第一天線可在使用第二組長槽之前使用第一組長槽進行發(fā)射。相反，第二天線可在使用第一組長槽之前使用第二組長槽來進行發(fā)射。與多輸入多輸出數(shù)據(jù)相關(guān)聯(lián)的信號碼元可由第一和第二天線實質(zhì)上同時發(fā)射。
在一個實施例中，第一組短槽可包括-24、-16、-8、4、12、20，而第二組短槽可包括-20、-12、-4、8、16、24。在另一個實施例中，第一組短槽可包括-24、-16、-8、8、16、24，而第二組短槽可包括-20、-12、-4、4、12、20。
在一個實施例中，第一組長槽可包括-26、-24、...、-2、1、3、...25，而第二組長槽可包括-25、-23、...-1、2、4、...26。在另一個實施例中，第一組長槽可包括-26、-24、...、-2、2、4、...26，而第二組長槽可包括-25、-23、...-1、1、3、...25。
在一個實施例中，該模式還可包括為短槽的至少兩種拆分模式計算峰均比(PAR)的值，并使用具有最低PAR值的拆分模式。在另一個實施例中，該模式還可包括為長槽的至少兩種拆分模式計算峰均比(PAR)的值，并使用具有最優(yōu)化的PAR值的拆分模式。
第一和第二組短槽可使用不同的頻移。例如，如果該模式是使用每N個槽中的一個，則頻移模式可包括1到最多至N-1個槽。
在一個實施例中，第一天線可使用一組天線來實現(xiàn)。在此情形中，在第一組天線的槽上可應(yīng)用復(fù)權(quán)重，由此減輕了波束成形效應(yīng)。復(fù)權(quán)重包括相移或相幅中的至少一個，并且其中減輕波束成形效應(yīng)就造成了實質(zhì)上全向的發(fā)射。
在具有傳統(tǒng)報頭的一個實施例中，該模式還可包括在傳統(tǒng)報頭之后發(fā)射的用于指示正在發(fā)射MIMO分組的編碼碼元。該編碼碼元至少可指示若干發(fā)射的數(shù)據(jù)流。在一個實施例中，該編碼碼元可包括與MIMO數(shù)據(jù)相關(guān)聯(lián)的信號碼元。這些信號碼元可包括被翻轉(zhuǎn)的導(dǎo)頻音，其中被翻轉(zhuǎn)的導(dǎo)頻音與本該出現(xiàn)在該位置的常規(guī)碼元不同。
提供了一種在傳統(tǒng)設(shè)備環(huán)境中發(fā)射MIMO分組的方法。在此方法中，可將傳統(tǒng)信號碼元中的一組保留的比特設(shè)為預(yù)定值，由此來指示正在發(fā)射多輸入多輸出信號。在另一種方法中，傳統(tǒng)信號碼元中的一組比特可指示與MIMO分組相關(guān)聯(lián)的信息。在一個實施例中，該組比特可包括傳統(tǒng)信號碼元的長度字段的多個最低比特。與MIMO分組相關(guān)聯(lián)的信息可指示與該MIMO分組相關(guān)聯(lián)的發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)。在另一種方法中，可對傳統(tǒng)信號碼元中的一組比特執(zhí)行‘?！\算，以指示與MIMO分組相關(guān)聯(lián)的信息(例如，流的個數(shù))。
提供了一種跟蹤和校正MIMO信號的多個接收數(shù)據(jù)碼元的相位變化的方法。在此方法中，可將多個導(dǎo)頻槽插入每個數(shù)據(jù)碼元中。在一個實施例中，可通過在多個導(dǎo)頻槽上使用一種模式來增加相移。例如，可在多個導(dǎo)頻槽上旋轉(zhuǎn)(例如，循環(huán)地)相移的模式。在一個實施例中，可將四個導(dǎo)頻槽以[1 1 1 -1]*pl的格式插入每個數(shù)據(jù)碼元中，其中[1 1 1 -1]是這四個導(dǎo)頻槽上的模式，而pl是碼元l的導(dǎo)頻極性。
還提供了另一種跟蹤和校正MIMO信號的多個接收數(shù)據(jù)碼元的相位變化的方法。在此方法中，在M個數(shù)據(jù)碼元長的任何間隔上，提供各數(shù)據(jù)流上的正交模式。提供正交模式可符合以下公式1MΣl=kk+M-1qm(l)qn*(l)=δmn,]]>其中M表示發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)，m表示流，k表示M個正交數(shù)據(jù)碼元的開始索引，l表示MIMO碼元的索引，而δmn對于m＝n等于1，對于m≠n等于0。對于M個發(fā)射數(shù)據(jù)流，則流m的調(diào)制模式為qm(l)=ej2πM(m-1)l,]]>其中1≤m≤M且l≥0。
提供了一種在數(shù)個流上進行聯(lián)合導(dǎo)頻跟蹤的方法。在此方法中，可基于信道估算和已知導(dǎo)頻模式來估算每個導(dǎo)頻槽中的接收信號。接收器n上在導(dǎo)頻K中的接收信號由下式表示yn,k=ΣmHn,m,kejθ·sm,k+nn,k]]>其中sm，k是流m的導(dǎo)頻碼元，θ是公共相位偏移，Hn，m，k是信道響應(yīng)，而nn，k是噪聲，其中公共相位偏移由下式表示
θ=angle(Σn,kyn,k·(ΣmH^n,m,ksm,k)*)]]>其中 是信道估算。
提供了一種對每一發(fā)射鏈進行導(dǎo)頻跟蹤的方法。在此方法中，可對導(dǎo)頻槽應(yīng)用MIMO檢測算法以檢測導(dǎo)頻 其中s^m,k≈sm,k·ejθt(m),]]>其中θt(m)是流m的相位偏移?？蓪γ總€數(shù)據(jù)流的各導(dǎo)頻槽上的已解碼導(dǎo)頻與理想導(dǎo)頻之間的相位差求平均值，以生成相位估算θ^t(m)=angle(Σks^m,k·sm,k*).]]>提供了一種對每一發(fā)射/接收鏈進行導(dǎo)頻跟蹤的方法。此方法可包括以正交模式來調(diào)制導(dǎo)頻極性序列，由此單獨為每條發(fā)射/接收鏈估算相位。如果發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)為M，則流m的調(diào)制模式可由qm(l)=ej2πM(m-1)l]]>表示，其中1≤m≤M，其中l(wèi)≥0是MIMO碼元的索引。該方法還可包括通過在多個導(dǎo)頻槽上求平均值來估算接收天線n上的流m的相位偏移，該偏移由下式表示θn,m=angle(Σkvn,m,k)=angle(ΣkΣlyn,k(l)·rm,k*(l)·Hn,m,k*).]]>提供了一種拆分源數(shù)據(jù)比特以構(gòu)成MIMO信號的方法。在此方法中，可向源數(shù)據(jù)比特添加比特以初始化和終止編碼器，由此創(chuàng)建經(jīng)修改的源數(shù)據(jù)比特?？蓪⒔?jīng)修改的源數(shù)據(jù)比特提供給編碼器，由此創(chuàng)建已編碼的源數(shù)據(jù)比特。然后可將已編碼的源數(shù)據(jù)比特拆分為N個數(shù)據(jù)流。
提供了另一種拆分源數(shù)據(jù)比特以構(gòu)成MIMO信號的方法。在此方法中，可將源數(shù)據(jù)比特拆分為N個數(shù)據(jù)流?？上蜻@N個數(shù)據(jù)流添加比特以初始化和終止N個編碼器，由此創(chuàng)建N個經(jīng)修改的數(shù)據(jù)流。該方法還可包括選擇比特的總數(shù)，以使當在這N個數(shù)據(jù)流中的每一個流的碼元上進行拆分時，每個數(shù)據(jù)流中的碼元個數(shù)實質(zhì)上相等。
提供了又一種拆分源數(shù)據(jù)比特以構(gòu)成MIMO信號的方法。在此方法中，可向源數(shù)據(jù)比特添加比特以初始化和終止編碼器，由此創(chuàng)建經(jīng)修改的源數(shù)據(jù)比特?？蓪⒔?jīng)修改的源數(shù)據(jù)比特提供給編碼器，由此創(chuàng)建已編碼的源數(shù)據(jù)比特?？蓪⒁丫幋a的源數(shù)據(jù)比特提供給穿孔器，由此創(chuàng)建經(jīng)穿孔的源數(shù)據(jù)比特。然后，可將經(jīng)穿孔的源數(shù)據(jù)比特拆分為N個數(shù)據(jù)流。
提供了一種使用傳統(tǒng)信號碼元來指示MIMO分組的長度的方法。此傳統(tǒng)信號碼元可包括數(shù)據(jù)率字段和長度字段。但是，MIMO分組的長度可能會比使用長度字段所能表示的更長。在此情形中，該方法可包括使用長度字段以及數(shù)據(jù)率字段來表示MIMO分組的長度。例如，可在數(shù)據(jù)率字段中提供偽數(shù)據(jù)率值，并可在長度字段中提供偽長度值。在一個實施例中，偽數(shù)據(jù)率值可以是最低的傳統(tǒng)數(shù)據(jù)率，而偽長度值可以是表示發(fā)射持續(xù)時間的實際傳統(tǒng)長度。在另一個實施例中，MIMO分組的MIMO信號碼元包括相對分組長度。
提供了MIMO分組的一種模式。該模式可包括傳統(tǒng)報頭和MIMO報頭。傳統(tǒng)報頭可包括多個短碼元，用于確定傳統(tǒng)報頭的接收的自動增益控制。與之相對，MIMO報頭可包括第二多個短碼元，以便用于MIMO報頭的接收的自動增益控制。
提供了MIMO分組的另一種模式。此模式可包括由多根天線發(fā)射的第一短碼元。特別地，可在預(yù)定的一組短槽之間拆分該第一短碼元，其中可將這多根天線中的每一根與這些短槽的一個子集相關(guān)聯(lián)。該第一短碼元可用于對MIMO分組(包括該第一短碼元的MIMO分組)進行自動增益控制。
該模式還可包括由這多根天線實質(zhì)上同時發(fā)射的第一長碼元。特別地，可將該第一長碼元與各組長槽相關(guān)聯(lián)，其中每根天線使用不同次序的長槽組來發(fā)射。第一長碼元可用于MIMO信道估算(該MIMO分組還包括該第一長碼元)。
在一個實施例中，這多根天線包括第一和第二天線。在此情形中，第一和第二天線可在傳統(tǒng)信號碼元的發(fā)射之后發(fā)射第一短碼元。可將第一天線與第一組短槽相關(guān)聯(lián)，而將第二天線與第二組短槽相關(guān)聯(lián)。第一和第二天線可實質(zhì)上同時發(fā)射第一長碼元。特別地，可將第一長碼元與第一組長槽和第二組長槽相關(guān)聯(lián)，其中第一天線在使用第二組長槽之前，使用第一組長槽來發(fā)射，而第二天線在使用第一組長槽之前，使用第二組長槽來發(fā)射。
該模式還可包括與第一和第二天線在第一短碼元和第一長碼元之后實質(zhì)上同時發(fā)射的MIMO相關(guān)聯(lián)的信號碼元。該模式還可包括第二短碼元、第二長碼元、以及傳統(tǒng)信號碼元。第二短碼元可用于傳統(tǒng)報頭的自動增益控制。傳統(tǒng)報頭可包括第二短碼元、第二長碼元、以及傳統(tǒng)信號碼元。特別地，傳統(tǒng)報頭是在MIMO報頭之前發(fā)射的。
提供了MIMO分組的又一種模式。此模式還可包括傳統(tǒng)報頭和MIMO報頭。傳統(tǒng)報頭可包括用于進行傳統(tǒng)設(shè)備信道估算的第一多個長碼元。MIMO報頭可包括用于進行MIMO設(shè)備信道估算的第二多個長碼元。
提供了多輸入多輸出(MIMO)分組的另一種模式。此模式可包括由多根天線發(fā)射的第一長碼元。該第一長碼元可由這多根天線實質(zhì)上同時發(fā)射。特別地，可將該第一長碼元與數(shù)組長槽相關(guān)聯(lián)，其中每根天線使用不同次序的這些長槽組來發(fā)射。該第一長碼元可用于MIMO分組(包括該第一長碼元的MIMO分組)的MIMO信道估算。
該模式還可包括第一短碼元。該第一短碼元也可由這多根天線發(fā)射。特別地，可在預(yù)定的一組短槽之間拆分該第一短碼元，其中這多根天線中的每一根與這些短槽的一個子集相關(guān)聯(lián)。第一短碼元可用于對MIMO分組(包括該第一短碼元的MIMO分組)的自動增益控制。
在一個實施例中，這多根天線可包括第一和第二天線。該第一和第二天線可在傳統(tǒng)信號碼元的發(fā)射之后發(fā)射第一短碼元?？蓪⒌谝惶炀€與第一組短槽相關(guān)聯(lián)，而將第二天線與第二組短槽相關(guān)聯(lián)。第一和第二天線可實質(zhì)上同時發(fā)射第一長碼元?？蓪⒌谝婚L碼元與第一組長槽和第二組長槽相關(guān)聯(lián)。特別地，第一天線可在使用第二組長槽之前使用第一組長槽來進行發(fā)射。與之相對，第二天線可在使用第一組長槽之前使用第二組長槽來進行發(fā)射。
該模式還可包括與由第一和第二天線在第一短碼元和第一長碼元之后實質(zhì)上同時發(fā)射的MIMO相關(guān)聯(lián)的信號碼元。
提供了一種對多個已編碼的數(shù)據(jù)流解碼以便進行MIMO發(fā)射的方法。在此方法中，對于解碼，與來自壞槽的數(shù)據(jù)比特相比，可對來自好槽的數(shù)據(jù)比特進行較重的加權(quán)。例如，槽權(quán)重可與信噪比(SNR)或SNR的平方根成正比。
加權(quán)會影響維特比分支度量計算。在一個實施例中，該方法還可包括基于以下計算第二和第三個流的有效噪聲項的公式來確定誤差傳播的影響σ~22=σ22+|w2*h1|2·σ12]]>σ~32=σ32+|w3*h2|2·σ22+|w3*h1|2·σ12]]>其中，σm2是原始噪聲項，wm是調(diào)零矢量，hm是信道，而 是第m個數(shù)據(jù)流的有效噪聲項。
提供了一種修改多條接收器鏈的信道校正的方法。在此方法中，可接收多條接收器鏈的信道估算?？苫诠逃性肼曤娖?noise floor)和自動增益控制值來計算這多條接收器鏈的增益調(diào)整值。然后，可將這些增益調(diào)整值應(yīng)用于這多條接收器鏈。
提供了一種為MIMO系統(tǒng)使用相位估算的方法。在此方法中，可從多個數(shù)據(jù)流使用單個聯(lián)合相位估算，以計算適用于所有數(shù)據(jù)流的相位校正。在一個實施例中，這多個數(shù)據(jù)流包括所有數(shù)據(jù)流。
提供了一種為每個發(fā)射/接收對提供相位估算的方法。在此方法中，可從導(dǎo)頻估算信道矩陣H的每個元的相位偏移θn，m(1≤m≤M，1≤n≤N)，并將相位偏移轉(zhuǎn)換為θt(m)(1≤m≤M)和θr(n)(1≤n≤N)。在信道矩陣H中， 其中，1N是全部為1的N乘1矢量，IN是大小為N的單位矩陣，θr＝[θr(1) θr(2) … θr(N)]T是N個接收器處的相位矢量，而θm＝[θ1，mθ2，m… θN，m]T是矩陣H的第m列的相位矢量。
提供了一種優(yōu)化MIMO信號發(fā)射的方法。在此方法中，可使用由預(yù)期的接收器從MIMO信號的發(fā)射器接收的分組來訪問信道的質(zhì)量。此時，可從預(yù)期的接收器向發(fā)射器發(fā)送分組(例如，CTS分組或ACK分組)，該分組包括用于優(yōu)化發(fā)射的反饋信息。這一反饋信息可從先前實質(zhì)上同時發(fā)射的多個數(shù)據(jù)流獲得。例如，反饋信息可包括(1)信道估算，或(2)從經(jīng)信道校正的導(dǎo)頻和已知的干凈信道計算所得的檢測導(dǎo)頻EVM。
在一個實施例中，反饋信息可包括要由發(fā)射器使用的數(shù)據(jù)率。在另一個實施例中，反饋信息可包括要由發(fā)射器使用的最小數(shù)據(jù)率、最大數(shù)據(jù)率、較高數(shù)據(jù)率和/或較低數(shù)據(jù)率的指示符。
提供了一種優(yōu)化發(fā)射MIMO信號的發(fā)射的方法。在此方法中，可使用MIMO分組來訪問信道質(zhì)量，該MIMO分組是由MIMO信號的發(fā)射器從預(yù)期的接收器接收的。可基于該MIMO分組來確定經(jīng)優(yōu)化的發(fā)射數(shù)據(jù)。
提供了一種在分集天線系統(tǒng)中確定MIMO信號的接收器選擇的方法。至少一條接收器鏈可被連接到多根接收天線。在此方法中，對于每條接收器鏈，可選擇具有最強信號的接收天線。
還提供了一種在分集天線系統(tǒng)中確定MIMO信號的接收器選擇的方法。在此方法中，可確定接收天線可能的組合，其中至少一條接收器鏈可被連接到多根接收天線?？蔀槊總€組合計算信噪比(SNR)。然后可選擇具有最小SNR的組合。
還提供了一種選擇已拆分序列的方法。在此方法中，可為多個已拆分序列計算峰均比(PAR)。然后可選擇具有最優(yōu)PAR的已拆分序列。
現(xiàn)在將參考以下附圖來描述這些MIMO系統(tǒng)和方法的優(yōu)點。
附圖簡述圖1示出一種包括單輸入單輸出天線配置的簡化系統(tǒng)。
圖2示出一種包括切換分集天線配置的簡化系統(tǒng)。
圖3示出一種簡化的多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)，它可在多根天線上同時發(fā)射，并可在多根天線上同時接收。
圖4示出各種天線配置在相對距離上的中值數(shù)據(jù)率。
圖5示出各種天線在各個頻率槽上的SNR。
圖6示出一種包括傳統(tǒng)報頭的MIMO分組的示例性時分訓(xùn)練模式。
圖7A示出一種包括已拆分的短和長碼元以便改善接收器增益控制的MIMO分組的示例性模式。
圖7B示出三個數(shù)據(jù)流的一種示例性已拆分的短和長碼元。
圖7C示出傳統(tǒng)信號碼元中可被設(shè)置以指示MIMO分組以及發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)的一組比特。
圖8示出一種示例性的用于兩個空間流的共享編碼器系統(tǒng)。
圖9示出另一種示例性的用于兩個空間流的共享編碼器系統(tǒng)。
圖10示出一種示例性的用于兩個空間流的單獨編碼器系統(tǒng)。
圖11示出一種可修改多條接收器鏈的信道校正的示例性接收器的一部分。
圖12示出數(shù)種發(fā)射器/接收器天線配置在相對距離上的數(shù)據(jù)率。
圖13示出各種turbo和非turbo天線配置在相對距離上的數(shù)據(jù)率。
附圖詳述傳統(tǒng)報頭和碼元拆分根據(jù)一個實施例，通過接收在MIMO分組之前的后向兼容前同步碼，就可防止傳統(tǒng)設(shè)備“重疊”在MIMO信號上(即，在MIMO分組發(fā)射完成之前進行發(fā)射)。與IEEE 802.11a/g系統(tǒng)兼容的這一后向兼容前同步碼可有利地允許傳統(tǒng)設(shè)備進行MIMO分組長度的解碼，并禁止在該段時間期間進行發(fā)射。此外，這一前同步碼可指示所附的分組是否為MIMO分組，以及如果它是MIMO分組，則可指示正被發(fā)射的數(shù)據(jù)流的個數(shù)。
圖6示出包括此前同步碼的MIMO分組的一種示例性時分訓(xùn)練模式600。具體而言，本文中也稱為傳統(tǒng)報頭的前同步碼612可包括一個或多個標準的802.11a/g短碼元、長碼元和信號碼元。注意，盡管以下對這些碼元的引述是復(fù)數(shù)形式，但是這些引述可表示復(fù)數(shù)或單數(shù)的碼元。
在一個實施例中，可分別從兩根(例如，第一和第二)天線發(fā)射空間流610和611。在其它實施例中，可從波束成形天線配置中的多根天線發(fā)射空間流610。由此，空間流610可被表征為由一組天線發(fā)射。為方便起見，將空間流610描述為由第一天線發(fā)射，而將空間流611描述為由第二天線發(fā)射。
在傳統(tǒng)報頭612中，可使用短碼元601來進行粗略的ppm估算和定時?？墒褂脧牡谝惶炀€發(fā)射的長碼元602來估算從第一天線出發(fā)的信道。特別地，在一個實施例中，信號碼元603可有利地包括MIMO分組的長度信息，由此防止傳統(tǒng)設(shè)備重疊在MIMO分組上。除了是從第二天線發(fā)射，其它與長碼元602相同的長碼元604可被用來估算從第二天線出發(fā)的信道。信號碼元605A和605B可分別包括關(guān)于空間流610和611的MIMO部分的調(diào)制和長度的信息(其中MIMO部分是在傳統(tǒng)報頭612之后的那些部分)。
圖7A示出包括傳統(tǒng)報頭612的MIMO分組的另一種示例性模式700。模式700可有利地拆分短和長碼元，以便改善接收器增益控制(即，即使發(fā)射路徑不相似也能確保連續(xù)的接收功率)。在模式700中，可在傳統(tǒng)報頭612之后插入附加的短碼元704A和704B，由此允許接收器執(zhí)行次級增益調(diào)整。
為獲得恒定的接收功率，從這兩根(即，第一和第二)天線發(fā)射的訓(xùn)練碼元應(yīng)當是不相干的。這種不相干可通過在頻域中拆分短碼元和長碼元來實現(xiàn)。換言之，短碼元704A使用短碼元601所使用的各個槽中的一半，而短碼元704B使用這些槽中的另一半(由此，704A+704B＝601)。類似地，長碼元705A使用長碼元602所使用的各個槽中的一半，而長碼元705B使用這些槽中的另一半(由此，705A+705B＝602)。在一個實施例中，每根天線可使用這些槽的兩半中的任何一個在不同的時間進行發(fā)射。
因為在一根發(fā)射天線上僅使用一半的槽，所以對于已拆分的短碼元和長碼元，每個槽的功率應(yīng)加倍。特別地，從已拆分的短碼元開始，接收功率將保持恒定。因此，已拆分短碼元期間的增益設(shè)置對這些數(shù)據(jù)碼元將是有效的。在接收器處，在某個時間可抽出對一半槽的信道估算，并在兩半都可用之后將其組合并平滑。
拆分能以各種方式來實現(xiàn)。例如，在一個實施例中，長碼元705A可使用槽-26、-24、...、-2、1、3、...25，而長碼元705B可使用槽-25、-23、...-1、2、4、...26。在另一個實施例中，長碼元705A可使用槽-26、-24、...、-2、2、4、...26，而長碼元705B可使用槽-25、-23、...-1、1、3、...25。注意，如果長碼元602的峰均比(PAR)是3.18dB，而每個槽中的數(shù)據(jù)在拆分之后保持不變，則第一槽使用實施例分別對長碼元705A和705B產(chǎn)生5.84dB和6.04dB的PAR，而第二槽使用實施例分別對長碼元705A和705B產(chǎn)生5.58dB和5.85dB的PAR。
特別地，已拆分的短和長碼元可被推廣到任意多個數(shù)據(jù)流。例如，如圖7B中所示，如果有三個流，則應(yīng)將這些槽拆分為在所有槽上交錯并且間隔平均的三個組，A、B和C。由此，對于已拆分的短碼元，第一天線可發(fā)射短碼元414A(使用槽A)，第二天線可發(fā)射短碼元414B(使用槽B)，而第三天線可發(fā)射短碼元414C(使用槽C)。
對于已拆分的長碼元，第一天線可順序地發(fā)射長碼元415A、415B和415C(分別使用槽A、B和C)，第二天線可順序地發(fā)射長碼元415B、415C和415A(分別使用槽B、C和A)，而第三天線可順序地發(fā)射長碼元415C、415A和415B(分別使用槽C、A和B)。這一旋轉(zhuǎn)模式允許對所有槽進行信道估算，并且總是確保頻域中的正交性。兩個20MHz的流的示例性長序列可以是L-26:26＝{-1 1 -1 1 1 1 -1-1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 1 0 -1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 -11 1 1 1 1 1 1}，其中長碼元705A使用PAR為2.73dB的槽[-26:2:-2 2:2:26]，而長碼元705B使用PAR為2.67dB的槽[-25:2:-1 1:2:25]。
三個20MHz的流的示例性序列可以是L-26:26＝{-1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1-1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 0 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -11}，其中第一單音組是PAR為3.37dB的[-26:3:-2 2:3:26]，第二單音組是PAR為3.10dB的[-25:3:-1 3:3:24]，而第三單音組是PAR為3.10dB的[-24:3:-3 1:3:25]。四個20MHz的流的示例性序列可以是L-26:26＝{-1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 -1 1-1 -1 -1 1 1 1 -1 1 0 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1}，其中第一單音組是PAR為3.05dB的[-26:4:-2 3:4:23]，第二單音組是PAR為3.05dB的[-25:4:-1 4:4:24]，第三單音組是PAR為3.11dB的[-24:4:-4 1:4:25]，而第四單音組是PAR為3.11dB的[-23:4:-3 2:4:26]。
一個40MHz的流的示例性長序列可以是L-58:58＝{-1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1-1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1-1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1}兩個40MHz的流的示例性長序列可以是L-58:58＝{-1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1-1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -11 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 1}其中，第一單音組是[-58:2:-2 2:2:58]，第二單音組是[-57:2:-3 3:2:57]。
三個40MHz的流的示例性長序列可以是L-58:58＝{-1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 11 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 11 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1}其中，第一單音組是[-58:3:-4 2:3:56]，第二單音組是[-57:3:-3 3:3:57]，而第三單音組是[-56:3:-2 4:3:58]。
四個40MHz的流的示例性長序列可以是L-58:58＝{-1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1- 1 1 -1 -1 -1-1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 0 0 0 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 11 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 -11 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1}其中，第一單音組是[-58:4:-2 5:4:57]，第二單音組是[-57:4:-5 2:4:58]，第三單音組是[-56:4:-4 3:4:55]，而第四單音組是[-55:4:-3 4:4:56]。注意，為降低PAR，可執(zhí)行數(shù)據(jù)模式的隨機搜索。
可類似地拆分短碼元，同時認識到每4個槽中僅使用一個。例如，在一個實施例中，短碼元704A可使用槽-24、-16、-8、4、12、20，而短碼元704B可使用槽-20、-12、-4、8、16、24。在另一個實施例中，短碼元704A可使用槽-24、-16、-8。8、16、24，而短碼元704B可使用槽-20、-12、-4、4、12、20。如果短碼元601的PAR是2.09dB，則第一槽使用實施例對短碼元704A和704B都產(chǎn)生4.67dB的PAR，而第二槽使用實施例對短碼元704A產(chǎn)生4.32dB的PAR，對短碼元704B產(chǎn)生2.79dB的PAR。注意，對第一槽使用實施例的窮舉搜索產(chǎn)生4.26dB的最小PAR。對第二槽使用實施例類似的窮舉搜索對極性為{1 -1 1 -1 -1 -1}的短碼元704A產(chǎn)生1.68dB的最小PAR，而對極性為{1 -1 -1 -1 -1 1}的短碼元704B產(chǎn)生2.79的最小PAR。
注意，對于每個已拆分的短碼元，僅使用少數(shù)幾個槽。因此，當信道是頻率選擇性的，并且假定已拆分的短碼元、已拆分的長碼元、以及信號碼元具有相同的發(fā)射功率時，在已拆分的短碼元中，平均接收功率可能大不相同。這種功率差會引起接收器增益控制的問題。因此，在一個實施例中，可對短碼元使用24個槽，由此確保每個已拆分的短碼元有更多的槽。在另一個實施例中，在所有數(shù)據(jù)流中可使用12個槽的頻移短碼元，但每個數(shù)據(jù)流可使用不同的頻移，即，從原始短碼元移1、2或3個槽。這種頻移確保了從頻移短碼元到已拆分的長碼元及其后的接收功率的連續(xù)性。但是要注意，在此方案中，可支持的發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)不超過四個。此外，頻移短碼元的周期長于傳統(tǒng)短碼元的周期，這可能會要求頻率偏移估算實現(xiàn)的修改。
如以上所提及的，可從一組天線發(fā)射傳統(tǒng)報頭。在該組包括多根天線的情形中，可能會發(fā)生波束成形效應(yīng)。為實現(xiàn)全向發(fā)射，可對每根天線的每個頻率槽的復(fù)分量進行加權(quán)。例如，可在其它天線上的各個槽上應(yīng)用相移(例如，相位斜升或者任何類型的相移)和/或相幅，以使不同的槽經(jīng)受不同的波束成形。創(chuàng)建相位斜升的一種示例性技術(shù)包括無線技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員所熟知的循環(huán)延遲分集(CDD)。
相幅的一個示例可以是使用一根天線上的偶數(shù)槽和另一根天線上的奇數(shù)槽。在相幅的另一個示例中，對一根天線可使用所有正頻率槽，而對另一根天線可使用所有負頻率槽。由此，一般而言，可使用與兩根天線不相關(guān)地對每個頻率槽的分量進行加權(quán)來創(chuàng)建全向發(fā)射。
因為能夠接收MIMO分組的接收器應(yīng)當也能夠接收傳統(tǒng)的802.11a/g分組，所以可提供一種將MIMO分組與傳統(tǒng)分組區(qū)分地標記的機制。此外，如果分組是MIMO分組，則接收器還需要知道發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)。在圖7C中所示的一個實施例中，傳統(tǒng)信號碼元603中的第一組比特可指示MIMO分組，而傳統(tǒng)信號碼元603中的第二組比特可指示發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)。例如，可將信號碼元603的保留比特R設(shè)為“1”以指示正在發(fā)射的是MIMO分組。此外，可使用信號碼元603的長度字段721中預(yù)定個數(shù)的最低比特來指示發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)。由此，如果使用了兩個最低比特，則長度字段721中的長度值將被舍入到第三最低比特。
注意，在MIMO接收器對傳統(tǒng)信號碼元603解碼之后，它可檢查保留比特R。如果該比特為“0”，則該分組是傳統(tǒng)分組，而長度字段721中的長度值是按字節(jié)計的真實分組長度。但是，如果保留比特是“1”，則該分組是MIMO分組，并且長度字段的最后兩個比特是發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)。在后一種情形中，分組的長度在2個字節(jié)內(nèi)是精確的。特別地，傳統(tǒng)接收器僅使用長度值來計算它應(yīng)禁止發(fā)射的時間。因此，對于傳統(tǒng)設(shè)備，長度字段721中的值無需非常精確。有利的是，如上文所提及的，每個數(shù)據(jù)流的真實長度可被包括在MIMO信號碼元(例如，圖7A中的706A和706B)中。因此，MIMO接收器實際上可忽略存儲在長度字段721中的值。
在另一個實施例中，可使用‘?！\算來表示MIMO流的個數(shù)。具體而言，如果分組的數(shù)據(jù)字節(jié)數(shù)是L，每碼元的數(shù)據(jù)字節(jié)數(shù)是B，并且服務(wù)和報尾字節(jié)數(shù)是C，則所需碼元個數(shù)是 其中 表示上舍入到最接近的整數(shù)。假設(shè)數(shù)據(jù)流的個數(shù)為M，并且M≤B。在此情形中，經(jīng)修改的長度是L~=B·(Nsym-1)-C+M]]>注意，由傳統(tǒng)設(shè)備計算所得的碼元個數(shù)仍然是Nsym MIMO設(shè)備可根據(jù)下式計算流的個數(shù)M^=(L~+C)modB=M]]>如果M＝B，則 將為0。在此情形中，將發(fā)生M^=B]]>的映射。注意，可應(yīng)用這一相同的技術(shù)來表示除流的個數(shù)以外的其它信息，其中所要表示的信息被編碼為以上的M。
在又一個實施例中，可在傳統(tǒng)信號碼元603之后插入編碼碼元722以指示MIMO分組(并將保留比特留作它用)。編碼碼元722可包括具有被翻轉(zhuǎn)的導(dǎo)頻音(即，+/-)的MIMO信號碼元(相對于本該出現(xiàn)在該位置的常規(guī)碼元)。例如，編碼碼元722可包括用BPSK調(diào)制以增強健壯性的經(jīng)修改信號碼元706A′和706B′。在此實施例中，MIMO接收器可基于編碼碼元722的導(dǎo)頻的相位來確定傳入的分組是MIMO分組還是傳統(tǒng)分組。如果它是MIMO分組，則可提取發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)，并以符合MIMO的方式來檢測分組的其余部分。否則，將該分組作為傳統(tǒng)的802.11g分組來處理。
導(dǎo)頻導(dǎo)頻被插入到802.11a/g系統(tǒng)中以便進行頻率偏移和相位噪聲跟蹤。在發(fā)射器和接收器處使用多種無線電的MIMO系統(tǒng)中，不同的發(fā)射和接收鏈可能會經(jīng)受共同或不相關(guān)的相位噪聲。根據(jù)本發(fā)明的一個方面，可有利地為聯(lián)合鏈、為每條發(fā)射鏈、或為每個發(fā)射/接收對提供導(dǎo)頻跟蹤方案。
由于發(fā)射器和接收器之間的頻率偏移以及相位噪聲，接收數(shù)據(jù)碼元的相位在分組的發(fā)射期間可能有所不同。為跟蹤并校正相位變化，在802.11a/g中，將四個導(dǎo)頻槽以[1 1 1 -1]*pl的格式插入每個OFDM碼元中，其中[1 1 1 -1]是各導(dǎo)頻槽上的模式，而pl是碼元l的導(dǎo)頻極性。對于MIMO OFDM碼元，4比特模式和導(dǎo)頻極性序列都可被推廣到多個空間流。
在一個實施例中，在所有的發(fā)射數(shù)據(jù)流中重復(fù)與802.11a/g相同的導(dǎo)頻格式。例如，如果802.11a/g碼元的導(dǎo)頻極性序列是p0，p1，p2，p3，p4...，則可對MIMO碼元使用以下的導(dǎo)頻極性，其中不同的行表示不同的發(fā)射流p0p1p2p3p4…p0p1p2p3p4…p0p1p2p3p4…因為導(dǎo)頻極性在不同的空間流上是相同的，所以如果也在各個流上重復(fù)該4比特導(dǎo)頻模式，則將在導(dǎo)頻槽中形成固定的波束成形模式。為確保壞槽不會始終逗留在零位，可增加相移，并一個碼元一個碼元地在這4個槽上循環(huán)旋轉(zhuǎn)。例如碼元1 碼元2 碼元3 碼元4天線1[1 1 1 1] [1 1 1 1] [1 1 1 1] [1 1 1 1]天線2[1 j -1 -j] [j -1 -j 1] [-1 -j 1 j] [-j 1 j -1]第二天線(天線2)上的導(dǎo)頻在第一碼元(碼元1)中有0、90、180和270度的相移，并被循環(huán)地向左旋轉(zhuǎn)作為后續(xù)碼元。注意，在上例中使用了4個導(dǎo)頻槽的初始導(dǎo)頻模式[1 1 1 1]，但此方案可被應(yīng)用于任何初始導(dǎo)頻模式以及4個以上的導(dǎo)頻槽。由此，一般而言，可在任何頻譜上將導(dǎo)頻隔開以執(zhí)行估算。
能以不同的方式來執(zhí)行導(dǎo)頻跟蹤。例如，如果相位噪聲在所有發(fā)射和接收鏈上是公共的(由此允許進行聯(lián)合導(dǎo)頻跟蹤)，則每條接收鏈可基于信道估算和已知導(dǎo)頻模式來估算每個導(dǎo)頻槽中的接收信號。然后可將此估算的復(fù)共軛乘以實際的接收導(dǎo)頻信號。可將各導(dǎo)頻槽以及各鏈上的結(jié)果組合。由此最終結(jié)果的相位就是所求的相位偏移。在數(shù)學(xué)公式中，接收器n上在導(dǎo)頻槽k中的接收信號由下式表示yn,k=ΣmHn,m,kejθ·sm,k+nn,k]]>公式1其中sm，k是流m的導(dǎo)頻碼元，θ是公共相位偏移，Hn，m，k是信道響應(yīng)，而nn，k是噪聲。公共相位偏移由下式表示θ=angle(Σn,kyn,k·(ΣmH^n,m,ksm,k)*)]]>公式2
其中 是估算的信道。
與之相對，如果在不同的發(fā)射鏈上存在單獨的相位噪聲(由此使每條發(fā)射鏈的導(dǎo)頻跟蹤成為必要)，則首先可將MIMO檢測算法應(yīng)用于導(dǎo)頻槽以檢測導(dǎo)頻 因為s^m,k≈sm,k·ejθt(mm),]]>其中θt(m)是流m的相位偏移，所以可對每個數(shù)據(jù)流的各導(dǎo)頻槽上的已解碼導(dǎo)頻與理想導(dǎo)頻之間的相位差求平均值，以生成相位估算，θ^t(m)=angle(Σks^m,k·sm,k*)]]>公式3如果相位噪聲在發(fā)射鏈路和接收鏈上是不相關(guān)的(由此使每個發(fā)射-接收對的導(dǎo)頻跟蹤成為必要)，則可用正交模式來調(diào)制導(dǎo)頻極性序列，以便能單獨為每個發(fā)射-接收對估算相位。例如，如果發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)是M，則流m的調(diào)制模式可由qm(l)=ej2πM(m-1)l]]>表示，其中1≤m≤M，其中l(wèi)≥0是MIMO碼元的索引。例如，三個發(fā)射流的示例性已調(diào)制導(dǎo)頻極性序列可以是p0p1p2p3p4…p0p1ej2π/3p2e-j2π/3p3p4ej2π/e…p0p1e-j2π/3p2ej2π/3p3p4e-j2π/e…注意，1MΣl=kk+M-1qm(l)qn*(l)=δm,n,]]>其中 即，在M個碼元長的任何間隔上，各數(shù)據(jù)流上的模式是正交的，其中k表示M個正交數(shù)據(jù)碼元的開始索引。在此情形中，應(yīng)對所有的流使用同一個4比特導(dǎo)頻模式以維持正交性。
在一個實施例中，可將在每根天線上接收的最后(M-1)個碼元保存在緩沖區(qū)中。此后，當在每根天線上接收到新的碼元時，將這M個碼元的導(dǎo)頻的復(fù)共軛乘以這些碼元并求和， 其中yn，k(l)是鏈n上在第l個碼元的槽k中的接收信號，而rm，k(l)是流m中在第l個碼元的槽k中的導(dǎo)頻碼元。項rm，k(l)包括槽導(dǎo)頻模式、原始導(dǎo)頻極性、以及正交調(diào)制。對所有導(dǎo)頻槽k中的所有發(fā)射-接收對(m，n)執(zhí)行此計算。然后可將結(jié)果與信道估算的復(fù)共軛相乘，由此產(chǎn)生經(jīng)正交組合和信道校正的導(dǎo)頻，它可由下式表示vn,m,k=Σlyn,k(l)·rm,k*(l)·Hn,m,k*]]>公式4然后通過在各導(dǎo)頻槽上求平均值來估算流m在接收天線n上的相位偏移，它由下式表示
θn,m=angle(Σkvn,m,k)=angle(ΣkΣlyn,k(l)·rm,k*(l)·Hn,m,k*)]]>公式5對于前(M-1)個MIMO碼元，可使用聯(lián)合的或每條發(fā)射鏈的導(dǎo)頻跟蹤方法，因為歷史還不夠長。此外，可使用滿足以下條件的任何正交模式qm(l)(其中m和l定義如上)來調(diào)制導(dǎo)頻極性序列1MΣl=kk+M-1qm(l)qn*(l)=δm,n,]]>其中 其中m、n、l、k和M定義如上。例如，上例的三個發(fā)射流的已調(diào)制導(dǎo)頻極性序列將會是p0q1(0) p1q1(1) p2q1(2) p3q1(3) p4q1(4) …p0q2(0) p1q2(1) p2q2(2) p3q2(3) p4q2(4) …p0q3(0) p1q3(1) p2q3(2) p3q3(3) p4q3(4) …注意，802.11a/g導(dǎo)頻極性序列的繼承純粹是為簡單起見，并且可被一起棄用，即，設(shè)pl＝1。此設(shè)置引出第三和第四實施例。在第三實施例中，導(dǎo)頻極性序列全部為1，如以下序列所表示1 1 1 1 1 …1 1 1 1 1 …1 1 1 1 1 …與第一實施例相類似，應(yīng)當包括導(dǎo)頻槽上的循環(huán)旋轉(zhuǎn)相移以避免固定的波束成形效應(yīng)?？蓤?zhí)行聯(lián)合導(dǎo)頻跟蹤或每條發(fā)射鏈的導(dǎo)頻跟蹤。
在第四實施例中，導(dǎo)頻序列僅僅是qm(l)，它可由以下序列表示q1(0) q1(1) q1(2) q1(3) q1(4) …q2(0) q2(1) q2(2) q2(3) q2(4) …q3(0) q3(1) q3(2) q3(3) q3(4) …在此情形中，可對所有流使用各個槽上的同一個導(dǎo)頻模式。可執(zhí)行每個發(fā)射-接收對的導(dǎo)頻跟蹤。
數(shù)據(jù)流拆分為構(gòu)造MIMO信號碼元，需要將源數(shù)據(jù)比特適當?shù)夭鸱譃槎鄠€數(shù)據(jù)流。在802.11a/g中，使用編碼率為1/2、2/3和3/4的卷積碼，并提供四種調(diào)制方案(即，BPSK、QPSK、16QAM和64QAM)。編碼率和調(diào)制方案確定每個OFDM碼元中的比特數(shù)。為實現(xiàn)最優(yōu)MIMO性能，應(yīng)對不同的數(shù)據(jù)流允許不同的調(diào)制和編碼率。因此，對于不同的數(shù)據(jù)流，每個MIMO信號碼元中的比特數(shù)可以是不同的。
典型的編碼塊包括編碼器和穿孔器，這兩者在WLAN技術(shù)領(lǐng)域中都是公知的(例如，穿孔器在IEEE 802.11a，第17.3.5.6節(jié)中描述)。根據(jù)本發(fā)明的一個方面，可通過使用相同的編碼器和不同的穿孔器，或通過使用相同的穿孔器和不同的編碼器來構(gòu)造不同的碼。如果使用相同的編碼器，則拆分可在編碼器之前或在穿孔器之前完成。另一方面，如果使用不同的編碼器，則拆分必須在編碼器之前完成。在穿孔器之前的拆分在本文中稱為“共享”編碼器，而在編碼器之前的拆分在本文中稱為“單獨”編碼器。注意，在802.11a/g中，編碼率為2/3和3/4的碼都是從編碼率為1/2的卷積碼穿孔而得的。因此，可實現(xiàn)共享編碼器或單獨編碼器。
可在源數(shù)據(jù)比特之前或之后插入附加的比特來初始化和終止編碼器。例如，在802.11a/g中，可在源數(shù)據(jù)比特之前添加16個服務(wù)比特，并在源數(shù)據(jù)比特之后添加6個報尾比特。因此，在單獨編碼器的情形中，可為每個編碼器插入這些添加的比特。
圖8示出一種示例性的用于兩個空間流的共享編碼器系統(tǒng)800。在系統(tǒng)800中，可將源數(shù)據(jù)比特801提供給塊802，塊802添加上述服務(wù)/報尾比特。編碼器803接收經(jīng)修改的比特，并生成n1+n2個比特。拆分器804接收n1+n2個比特，并生成兩個空間流，它們進而分別被提供給穿孔器805A和805B。
在一個實施例中，對于編碼器803之后的每n1+n2個比特，第一空間流取得前n1個比特，而第二空間流取得后n2個比特。一種示例性的組塊大小是ni＝Ncbps(i)(其中Ncbps是穿孔之前每個碼元的已編碼比特數(shù))，由此將碼元一一拆分。另一種示例性的組塊大小是ni＝Ncbps(i)/gcd(Ncbps(1)，Ncbps(2))(其中g(shù)cd()表示最大公約數(shù))，由此在維持適當比率的同時減小了拆分組塊的大小，從而縮短了處理延遲。
在此實施例中，MIMO信號碼元中的長度字段被設(shè)為按字節(jié)計的分組真實長度。MIMO信號碼元中的R14字段被設(shè)為個別的數(shù)據(jù)率。傳統(tǒng)信號碼元中的R14字段可被設(shè)為第一數(shù)據(jù)流的數(shù)據(jù)率，或總是設(shè)為最低數(shù)據(jù)率。如將在以下更加詳細描述的，可操縱傳統(tǒng)信號碼元中的長度字段，以使由傳統(tǒng)設(shè)備計算所得的碼元數(shù)與分組的實際持續(xù)時間一致。
圖9示出另一種示例性的用于兩個空間流的共享編碼系統(tǒng)900。在系統(tǒng)900中，可將源數(shù)據(jù)比特901提供給塊902，塊902添加服務(wù)/報尾比特。編碼器903接收經(jīng)修改的比特，并生成n1+n2個比特。穿孔器接收這n1+n2個比特，并以預(yù)定數(shù)據(jù)率生成輸出碼。拆分器905以預(yù)定數(shù)據(jù)率接收這n1+n2個比特，并生成兩個空間流，即，n1個比特和n2個比特。同樣，對于編碼器903之后的每n1+n2個比特，第一空間流取得前n1個比特，而第二空間流取得后n2個比特。
圖10示出一種示例性的用于兩個空間流的單獨編碼器系統(tǒng)1000。在系統(tǒng)1000中，可將源數(shù)據(jù)字節(jié)1001，即N1+N2提供給拆分器1002，拆分器1002生成兩個空間流(第一空間流取得前N1個字節(jié)，而第二空間流取得后N2個字節(jié))。塊1003A和1003B分別接收這N1和N2個字節(jié)，并向它們添加服務(wù)/報尾比特。編碼器904A和904B接收經(jīng)修改的字節(jié)，對經(jīng)修改的字節(jié)編碼，并將它們已編碼的輸出分別提供給穿孔器905A和905B。
注意，在單獨編碼器系統(tǒng)中，最小數(shù)據(jù)單元是按字節(jié)計，因為信號碼元中的長度字段是按字節(jié)計。因此，在此情形中，每個流可在開始處添加2字節(jié)的服務(wù)比特，并在結(jié)束處添加6個報尾比特(～1字節(jié))。注意，N1可以是每碼元的數(shù)據(jù)字節(jié)數(shù)，或是該字節(jié)數(shù)除以每碼元數(shù)據(jù)字節(jié)總數(shù)的最大公約數(shù)。每碼元的字節(jié)數(shù)對于除9Mbps以外的所有數(shù)據(jù)率都是整數(shù)，在9Mbps的情形中，每個碼元包含4.5個字節(jié)。因此，在此情形中，對于使用9Mbps的數(shù)據(jù)流，組塊大小可在4字節(jié)和5字節(jié)之間交替。
例如，假定有兩個空間流(流1和流2)，并且每碼元的數(shù)據(jù)字節(jié)數(shù)分別是27(54Mbps)和4.5(9Mbps)。起初，可向流1和流2中的每一個發(fā)射2個服務(wù)字節(jié)。然后，可將前25個(27-2)數(shù)據(jù)字節(jié)發(fā)射到流1，將下2個(4-2)數(shù)據(jù)字節(jié)發(fā)射到流2，再下27個字節(jié)發(fā)射到流1，再下5個字節(jié)發(fā)射到流2，依此類推。
在執(zhí)行實際的拆分之前，需要MIMO信號碼元的長度字段的值。上述的直接順序拆分導(dǎo)致稍微復(fù)雜的長度計算。以下是一種簡單的長度計算，對拆分稍作修改即可實現(xiàn)該計算。首先，計算所需的碼元總數(shù) 公式6其中L是分組中未編碼字節(jié)的總數(shù)，M是數(shù)據(jù)流的個數(shù)，而B(i)是流i的每碼元未編碼字節(jié)數(shù)。 表示上舍入到最接近的整數(shù)。如果有K個使用9Mbps的數(shù)據(jù)流，并且Nsym為奇數(shù)，則重新計算 公式7由此，第一數(shù)據(jù)流中的字節(jié)數(shù)是 其中 表示下舍入到最接近的整數(shù)，第二個流中的字節(jié)數(shù)是 依此類推。可對每個流使用字節(jié)計數(shù)器。一旦達到流的字節(jié)限額，即可在順序拆分中跳過該流。注意，公式6和7都適用于一般的編碼器和穿孔器、一般個數(shù)的數(shù)據(jù)流、以及一般個數(shù)的服務(wù)/報尾比特。注意，系統(tǒng)900僅具有一個長度，因此公式6和7不適用于該系統(tǒng)。
在802.11a/g分組中，信號碼元中的長度字段是12比特長，這對應(yīng)于4095字節(jié)的最大分組大小。在MIMO系統(tǒng)中，為維持高有效負荷效率，需要大于4K字節(jié)的分組。因此，表示確切的分組長度可能需要比單個信號碼元中所能包含的更多的比特。
根據(jù)一個實施例，可在傳統(tǒng)信號碼元中使用偽數(shù)據(jù)率和偽長度來指示將和MIMO分組占據(jù)相同的發(fā)射時間的數(shù)據(jù)率和長度?？墒褂米畹偷暮戏▊鹘y(tǒng)數(shù)據(jù)率(例如，對于802.11a/g是6Mbps)，以允許分組具有最長的持續(xù)時間(以6Mbps數(shù)據(jù)率發(fā)射的4096個字節(jié)＝5.46毫秒，或者對于最長的有效802.11分組長度，以6Mbps數(shù)據(jù)率發(fā)射的2304個字節(jié)＝3.07ms)。
在一個實施例中，對于MIMO信號碼元，可使用相對分組長度來代替絕對長度以限制所需比特數(shù)。相對長度是在具有相同碼元個數(shù)的分組中可被發(fā)射的字節(jié)總數(shù)減去實際發(fā)射的字節(jié)數(shù)，或大約為所填充的字節(jié)數(shù)。如上所述，字節(jié)總數(shù)可使用分組中的碼元數(shù)(從傳統(tǒng)信號碼元來確定)和數(shù)據(jù)率(被編碼在MIMO信號碼元中)來計算。
對于共享編碼器，確定單個相對長度，并僅在第一個流的MIMO信號碼元中發(fā)射該相對長度。其它數(shù)據(jù)流中的長度字段可留作它用。對于單獨編碼器，可為每個數(shù)據(jù)流計算相對長度，并單獨發(fā)射這些相對長度?；蛘撸蔀樗袛?shù)據(jù)流計算單個相對長度，并僅在第一數(shù)據(jù)流中發(fā)射該相對長度(即，個別的相對長度可從發(fā)射器和接收器之間達成一致的任何字節(jié)分配方案的總相對長度得出)。
AGC和信道估算回到圖7A，可使用傳統(tǒng)短碼元601來進行粗略頻率估算、粗略定時估算、以及自動增益控制(AGC)。可使用傳統(tǒng)長碼元602來進行精細頻率估算、精細定時估算、以及信道估算。傳統(tǒng)信號碼元603可包括防止傳統(tǒng)設(shè)備重疊在MIMO分組上所需的信息，以及MIMO分組的簽名和所發(fā)射的數(shù)據(jù)流個數(shù)?？墒褂靡巡鸱值亩檀a元704A/B來進行分組的MIMO選擇的自動增益控制，以及進行天線分集選擇(若適用)?？墒褂靡巡鸱值拈L碼元705A/B來進行MIMO信道估算。MIMO信號碼元706A/B可包括發(fā)射數(shù)據(jù)流的長度和調(diào)制信息。
因為傳統(tǒng)報頭612可從一根天線發(fā)射，而MIMO報頭(包括短碼元704A/B、長碼元705A/B、以及信號碼元706A/B)是從多根天線發(fā)射的，所以每根接收天線上的接收功率在傳統(tǒng)報頭和MIMO報頭之間可能會有所改變。在此情形中，可將已拆分的短碼元設(shè)計成便于AGC調(diào)整增益設(shè)置，以使對ADC的輸入的大小將被適當調(diào)整。注意，AGC可對所有接收鏈使用單個狀態(tài)機，但每條接收鏈可根據(jù)信號的大小來對其對應(yīng)的接收信號施加不同的增益。
如有必要，則使用從多根天線接收的已拆分短碼元，來聯(lián)合地進行另外的定時恢復(fù)和頻率偏移估算。此聯(lián)合操作可通過組合這多個接收信號來執(zhí)行。此聯(lián)合操作還可包括選擇最佳信號，并使用該最佳信號來進行定時恢復(fù)和偏移估算。
在一個實施例中，可從最佳天線將傳統(tǒng)報頭612發(fā)射到預(yù)期的接收器。這表示對于具有M個空間流的系統(tǒng)，從傳統(tǒng)報頭到MIMO報頭的功率增長不超過10*log10(M)。對于非預(yù)期的接收器，功率增長可能更高，但是按dB計的平均增長仍然是10*log10(M)。因此，只需要精細增益改變。
所提出的已拆分長碼元持續(xù)2M個OFDM碼元的長度，其中M是空間流的個數(shù)。為對每個空間流計算信道估算，可在頻域中從這2M個OFDM碼元的FFT提取每個流所使用的對應(yīng)的槽，對它們求平均值并合并?？蓪︻l域信道響應(yīng)施加平滑濾波器以降低估算誤差。對于較大的M，2M個OFDM碼元上的相位改變可能是很大的。在一個實施例中，可在采取FFT、平均和平滑之前，使用從傳統(tǒng)報頭獲得的精細頻率估算，在時域中校正每個OFDM碼元的相位?？墒褂迷?M長的碼元期間對相位改變(由于精細頻率估算的不精確以及相位噪聲)的其它測量，在平滑之前正確地將它們對齊。
MIMO信號的檢測可使用數(shù)種不同的技術(shù)來檢測MIMO信號。兩種已知的技術(shù)是MMSE-LE和MMSE-DFE檢測方案?？墒褂米钚【秸`差(MMSE)線性均衡(LE)或判定反饋均衡(DFE)算法來分離和檢測多個數(shù)據(jù)流。為注釋簡單起見，在以下描述中僅考慮一個副載波，其中將對每個副載波重復(fù)相同的過程。
假設(shè)有M根發(fā)射天線和N根接收天線。如果頻域發(fā)射信號是x，信道是H，噪聲是n，而接收信號是y，其中x是M乘1，y和n是N乘1，并且H是N乘M，則y＝Hx+nE(nn*)＝σ2IN
可以示出，將E‖W*y-x‖2最小化的MMSE解法W是W*＝(H*H+σ2IM)-1H*Re＝σ2(H*H+σ2IM)-1其中Re是所得的誤差方差矩陣。在MMSE-IE算法中，W*嚴格如上計算，并被施加于y以并行地檢測所有數(shù)據(jù)流。
MMSE-DFE檢測算法使用兩個步驟(1)和(2)來執(zhí)行連續(xù)的消去。在步驟(1)中，可計算調(diào)零矢量。計算調(diào)零矢量進而可包括三個步驟(a)、(b)和(c)。在步驟(a)中，可計算Re的對角元并找到最小元。最小元對應(yīng)于具有最佳信號質(zhì)量的發(fā)射天線。在步驟(b)中，可計算W*的對應(yīng)行。這將是所選擇的發(fā)射天線的調(diào)零矢量。在步驟(c)中，可檢測H中的對應(yīng)列，并將M遞減1。可重復(fù)步驟(a)、(b)和(c)直至M＝0。
在步驟2中，可檢測多個數(shù)據(jù)流。步驟2進而可包括四個步驟(d)、(e)、(f)和(g)。在步驟(d)中，可將y乘以最佳發(fā)射天線的調(diào)零矢量，由此生成最佳發(fā)射天線的原始判定。在步驟(e)中，可將H的對應(yīng)列乘以此原始判定，并從y減去所得的結(jié)果。在步驟(f)中，可對次最佳發(fā)射天線重復(fù)步驟(d)和(e)，直至所有天線都被解碼。在步驟(g)(可任選)中，可使用數(shù)據(jù)判定來執(zhí)行受判定指導(dǎo)的反饋信道估算更新。
注意，原始判定可以是硬判定或軟判定，其中硬判定僅僅是最靠近經(jīng)信道校正的接收碼元的星座點，而軟判定是若干可能性最大的星座點的加權(quán)和(權(quán)重與每個星座的似然性成正比)。
維特比槽加權(quán)在一個實施例中，在接收器處檢測到已卷積編碼的數(shù)據(jù)流之后，可使用維特比解碼器來對其解碼。對于頻率選擇性衰落的信道，信號在不同頻率槽中的可靠性可能是不同的。因此，在維特比峰值度量計算中，可對來自好槽的數(shù)據(jù)比特賦予較多的權(quán)重，并對來自壞槽的數(shù)據(jù)比特賦予較少的權(quán)重。在一個實施例中，最優(yōu)槽權(quán)重可與SNR(信噪比)成正比。
在僅發(fā)射一個數(shù)據(jù)流的802.11a/g中，在假定噪聲在各個槽上是加性高斯白噪聲的情況下，SNR可由信道幅度的平方來逼近。但是，在實際的系統(tǒng)中，由于信道估算誤差、相位噪聲和量化噪聲，SNR的增長通常比信道幅度的增長要慢。因此，在一個實施例中，可使用信道幅度來進行槽加權(quán)。
在MIMO系統(tǒng)中，在假定某個噪聲功率密度的情況下，可計算每個發(fā)射數(shù)據(jù)流的檢測SNR。類似地，可使用兩種不同的方法來確定維特比槽加權(quán)。在第一實施例中，可使維特比槽權(quán)重與檢測SNR成正比。在第二實施例中，可使維特比槽權(quán)重與檢測SNR的平方根成正比。
對于MMSE-DFE，從MMSE公式計算所得的檢測SNR不包括誤差傳播的影響，由此導(dǎo)致對稍后檢測的數(shù)據(jù)流的過優(yōu)檢測SNR。這一過優(yōu)的檢測SNR會降低解碼器的性能，這是人們所不希望的。
為改善解碼器的性能，可將誤差傳播的影響包括在噪聲項中來進行SNR計算。以下是計算第二和第三數(shù)據(jù)流的有效噪聲項的示例σ~22=σ22+|w2*h1|2·σ12]]>σ~32=σ32+|w3*h2|2·σ22+|w3*h1|2·σ12]]>其中，σm2是原始噪聲項，wm是調(diào)零矢量，hm是信道，而 是第m個數(shù)據(jù)流的有效噪聲項。
對不同固有噪聲電平的補償以上對MMSE檢測器的推導(dǎo)是基于噪聲功率在y的各分量上相同這一假定。因為接收器鏈中有不同的固有噪聲電平和/或增益設(shè)置，所以這一假定在實際的系統(tǒng)中一般不為真。因此，可如下將述地修改該公式。
y＝Hx+n， 在AGC之后，接收信號變?yōu)?其中σn2是固有噪聲電平，而gn分別是第n根接收天線上的幅度增益。 是信道估算，因為信道是在AGC之后才估算的。
為了應(yīng)用MMSE解法，應(yīng)將噪聲方差按比例縮放到相同的值。為此，令K＝minn(gnσn)，并定義縮放矩陣
經(jīng)縮放的信道是Heq=Π·H~,]]>而所得的噪聲方差是σeq2=K2,]]>它在所有接收天線上恒定。此時，可使用Heq和σeq2來計算調(diào)零矢量Weq*。
應(yīng)對yeq=Π·y~]]>施加Weq*。作為為每個碼元縮放 的替代，優(yōu)選計算W~*=Weq*·Π]]>一次，并直接對 施加 對于MMSE-DFE，使用 和 來進行連續(xù)的消去。不需要進行任何縮放。
圖11示出一種可修改多條接收器鏈的頻道校正的接收器1100的一部分。在接收器1100中，可變增益放大器1101從天線接收無線信號(包括相關(guān)聯(lián)的信道信息)，并將它們經(jīng)放大的輸出提供給信道反轉(zhuǎn)塊1102來進行處理。自動增益控制(AGC)塊1103可為可變增益放大器1101生成AGC控制值。信道反轉(zhuǎn)塊1102可接收這些AGC控制值以及固有噪聲電平(也由AGC塊1103生成)以計算適當?shù)男诺佬Ｕ？蓪⒋诵诺佬Ｕ峁┙oAGC 1103以調(diào)整AGC控制值。
對相位誤差的補償由于發(fā)射器和接收器之間的信道中有相位噪聲、殘余頻率偏移、感生相位誤差、和/或多普勒變化，所以有效信道矩陣H的相位在整個分組上會緩慢改變。為對這些效應(yīng)建模，可將有效信道寫為Λr·H·Λt，其中Λr=diag(ejθr(1)ejθr(2)···ejθr(N)),]]>而Λt=diag(ejθt(1)ejθt(2)···ejθt(N))]]>分別捕捉N根接收天線和M根發(fā)射天線處的相位變化。對應(yīng)的均衡矩陣是Λt*·W*·Λr*，當相位估算可用時，該矩陣能很容易地被修改。
如上所述，可使用允許聯(lián)合的、每發(fā)射鏈的、或每發(fā)射-接收對的導(dǎo)頻跟蹤的不同的導(dǎo)頻方案。對于聯(lián)合導(dǎo)頻跟蹤，僅為所有發(fā)射和接收鏈估算一個公共相位偏移，即Λt和Λr縮滅為標量ejθ。對均衡矩陣的修改僅僅是乘以標量e-jθ。
對于每發(fā)射鏈的導(dǎo)頻跟蹤，可估算每個發(fā)射數(shù)據(jù)流的一個相位估算，即Λt和Λr縮滅為一個Λt。因此，可將均衡矩陣修改為Λt*·W*。如有必要，可在各發(fā)射鏈上對相位估算求平均值以獲得一個公共相位，并將其作為標量來應(yīng)用。平均值可從角度的平均值得到，θ=1MΣMθt(m),]]>或可從平均值(等效地，和)的角度得到，θ=angle(Σmejθt(m)).]]>對于每發(fā)射-接收對的導(dǎo)頻跟蹤，首先導(dǎo)出經(jīng)正交組合和相位校正的導(dǎo)頻(見公式4)。在第一實施例中，可從這些導(dǎo)頻估算信道矩陣H的每個元的相位偏移θn，m(1≤m≤M，1≤n≤N)，并將相位偏移轉(zhuǎn)換為θt(m)(1≤m≤M)和θt(n)(1≤n≤N)。
注意以下映射關(guān)系 其中，1N是全部為1的N乘1矢量，IN是大小為N的單位矩陣，θr＝[θr(1) θr(2) … θr(N)]T是N個接收器處的相位矢量，而θm＝[θ1，mθ2，m… θN，m]T是矩陣H的第m列的相位矢量。偽反轉(zhuǎn)是發(fā)射器和接收器處的相位的最小平方(LS)，它僅取決于發(fā)射和接收天線的數(shù)目，因此可被離線地計算。
在此可解決兩個實現(xiàn)問題。首先，不應(yīng)允許Θ2中的角度一個碼元一個碼元地卷繞2π，因為在Θ2中2π的變化并不導(dǎo)致Θ1中2π的變化。為將Θ2展開，要通過加上或減去2π來將當前碼元和前一碼元之間的Θ2中的變化調(diào)整到(-π，π)之內(nèi)，并將其加到先前的Θ2上。
第二，如果Θ2中的一些角度是不可靠的(例如，矩陣信道中的弱分量)，則解可能也是不穩(wěn)定的。解是在構(gòu)造價值函數(shù)時根據(jù)Θ2中的分量的可靠性對這些分量加權(quán)，并求解加權(quán)的LS問題，即，將‖Г(A·Θ1-Θ2)‖2＝‖ГA·Θ1-ГΘ2‖2最小化，而不是將‖A·Θ1-Θ2‖2最小化，其中Г是帶加權(quán)因子的對角矩陣。解由此變?yōu)棣?＝pinv(ГA)·ГΘ2應(yīng)對可靠性較高的分量進行較重的加權(quán)，并對可靠性較低的分量進行較輕的加權(quán)。可靠性的一個度量是信道分量的幅度。權(quán)重可由最大值歸一化，并且如有必要，為簡單起見，權(quán)重可被量化為離散的等級。
如有必要，可在各接收天線上對所有發(fā)射-接收天線對的估算相位偏移求平均值，以獲得每根發(fā)射天線一個相位估算，θt(m)=1NΣnθn,m,]]>或在所有發(fā)射和接收鏈上求平均值，以獲得一個公共的相位估算，θ=1MNΣn,mθn,m.]]>在第二實施例中，θt和θr可從經(jīng)正交組合和信道校正的導(dǎo)頻vn，m，k(見公式4)的組合導(dǎo)出。各導(dǎo)頻槽和接收天線上的和的角度是每根發(fā)射天線的偏移，θt(m)=angle(Σn,kvn,m,k).]]>各發(fā)射天線上的和的角度是每根接收天線的偏移，θr(n)=angle(Σm,kvn,m,k).]]>計算所有發(fā)射和接收天線上的和的角度θ=angle(Σn,m,kvn,m,k),]]>并從發(fā)射偏移和接收偏移都減去該角度的一半以消除偏差，θt(m)＝θt(m)-θ/2，以及θr(m)＝θr(m)-θ/2。
如有必要，僅計算并應(yīng)用每條發(fā)射鏈的偏移，θt(m)=angle(Σn,kvn,m,k).]]>或者，僅計算并應(yīng)用所有發(fā)射和接收鏈上的公共相位偏移，θ=angle(Σn,m,kvn,m,k).]]>對于連續(xù)的殘余頻率偏移校正，使用所有發(fā)射和接收鏈上的公共相位偏移θ，因為它捕捉到由于殘余頻率偏移而產(chǎn)生的公共相位偏移，并抑制了由于相位噪聲而產(chǎn)生的波動。
閉環(huán)發(fā)射優(yōu)化如果MIMO發(fā)射器對MIMO信道有所知，就能夠優(yōu)化發(fā)射方案，包括要發(fā)射的數(shù)據(jù)流的個數(shù)，對每個流所使用的數(shù)據(jù)率，對每個流所使用的副載波，發(fā)射天線的選擇、每根天線的發(fā)射功率，等等。這些優(yōu)化提高了MIMO系統(tǒng)的健壯性和吞吐量。
回到圖3，在第一實施例中，接收器304可訪問信道的質(zhì)量，并將該信息反饋給發(fā)射器301。該信息或可為信道信息的格式(例如，信道估算或檢測導(dǎo)頻EVM)，或可為推薦發(fā)射方案的格式。注意，可從經(jīng)信道校正的導(dǎo)頻和已知的干凈的導(dǎo)頻計算檢測導(dǎo)頻EVM，由此它可以是信號質(zhì)量很好的度量。可使用兩個不同的分組來發(fā)回信道信息標準RTS/CTS交換中的CTS分組、以及ACK分組。
在第二實施例中，發(fā)射器301可使用從接收器304接收的分組來估算信道。假定了此方案的互易性，其中對于上行鏈路和下行鏈路，兩邊都使用了相同的天線。因此，發(fā)射器301可基于估算所得的信道來確定最佳發(fā)射方案。
注意，在高空間維度的信道中可支持較多的數(shù)據(jù)流，而在底維度的信道中可支持較少的數(shù)據(jù)流?？墒褂玫淖顑?yōu)數(shù)據(jù)流個數(shù)是基于MIMO信道估算的維度來確定的。對于無發(fā)射分集的系統(tǒng)，從所有可用發(fā)射天線中選擇相同個數(shù)的具有最佳信道的發(fā)射天線。
對于有發(fā)射分集的系統(tǒng)，可對每個數(shù)據(jù)流進行適當?shù)南嘁疲⑼瑫r從多根天線發(fā)射這些數(shù)據(jù)流以構(gòu)成合并的波束(稱為發(fā)射波束成形(TxBF))。可使用2003年10月8日提交的題為“Apparatus and Method of Multiple Antenna TransmitterBeamforming of High Data Rate...Signals(高數(shù)據(jù)率...信號的多天線發(fā)射器波束成形的裝置和方法)”的美國專利申請第10/682,381號，以及2003年10月8日提交的題為“Apparatus and Method of Multiple Antenna Receiver Combining of Higj DataRate Wideband Signals(高數(shù)據(jù)率寬帶信號的多天線接收器組合的裝置和方法)”的美國專利申請第10/682,787號中所描述的技術(shù)來執(zhí)行每個數(shù)據(jù)流的BF過程，這兩個專利申請的內(nèi)容通過引用被包含于此。
一般而言，要將不同的數(shù)據(jù)流朝向接收天線進行波束成形以提高接收SNR。此技術(shù)對于有很重的下行鏈路話務(wù)量的系統(tǒng)中的接入點特別有用?？赏ㄟ^發(fā)射1個以上M個以下的獨特數(shù)據(jù)流、并使用余下的天線來冗余地對發(fā)射編碼，并將發(fā)射朝預(yù)期的方向波束成形來將發(fā)射波束成形與高數(shù)據(jù)率MIMO組合。
在離散多音(DMT)技術(shù)中，每個副載波的功率和調(diào)制類型可基于信道估算來確定。與有不良信號質(zhì)量的副載波相比，有良好信號質(zhì)量的副載波使用較多的功率和較高的調(diào)制等級。
接收器選擇分集由于成本和功耗的約束，MIMO接收器可具有的接收器鏈的數(shù)量通常是有限的。相反，RF天線的成本要低得多。因此，具有多于接收器鏈的接收天線，并能動態(tài)地選擇最佳接收天線是合乎需要的。動態(tài)選擇接收天線的這一能力帶來了分集增益，并提高了系統(tǒng)的健壯性。為降低復(fù)雜性和切換損耗，在一個實施例中，將RF天線分為和接收器鏈的數(shù)量相同個數(shù)的組。每個天線組通過開關(guān)連接到其對應(yīng)的接收器鏈。
在第一實施例中，可使用快速天線分集。在快速天線分集中，每條接收器鏈可迅速對其所連接的RF天線上的信號強度進行采樣，并選擇具有最強信號的天線。
在第二實施例中，選擇準則是基于檢測SNR?？蓪λ蠷F天線進行信道估算。對于接收天線每個可能的組合，可對所有發(fā)射數(shù)據(jù)流計算檢測SNR。然后可在所有可能的天線組合上比較最小SNR?？蛇x擇給出最大的最小SNR的那組天線。
數(shù)據(jù)率自適應(yīng)MIMO系統(tǒng)的數(shù)據(jù)率自適應(yīng)比傳統(tǒng)802.11a/g系統(tǒng)的數(shù)據(jù)率自適應(yīng)更難。具體而言，需要隱式反饋(利用互易性)或顯式反饋(使用顯式消息)來訪問從每根發(fā)射天線出發(fā)的信道的質(zhì)量。
這一反饋可具有不同的細節(jié)等級。在最粗略的等級，可使用單個確認來指示所有流中的所有數(shù)據(jù)都是正確的。這甚至會使對所有流有相同數(shù)據(jù)率的方案變得困難，因為很難確定能夠支持的發(fā)射流的個數(shù)、以及哪些是最優(yōu)的發(fā)射流。
下一個反饋等級是每個數(shù)據(jù)流的個別確認。這一確認技術(shù)可允許每個流上的獨立速率自適應(yīng)調(diào)整，盡管確定最優(yōu)發(fā)射天線和所支持的數(shù)據(jù)流的個數(shù)可能是困難的。
在又一個反饋等級中，預(yù)期的接收器可在信道估算前同步碼和/或分組數(shù)據(jù)部分期間對傳入分組執(zhí)行信道估算。這些估算可確定每個頻率/發(fā)射天線對的個別SNR，或可將該信息聚合成發(fā)射器用來調(diào)整其速率的成批的每天線的值。中間解法是僅確定并報告縮減的一組頻率槽(諸如導(dǎo)頻音頻率的頻率槽等)的SNR。
在一個實施例中，預(yù)期的接收器可基于其接收來確定應(yīng)當使用的最佳數(shù)據(jù)率，并在ACK中向發(fā)射器發(fā)送這些數(shù)據(jù)率。發(fā)射器對ACK解碼，檢索數(shù)據(jù)率，并將這些數(shù)據(jù)率應(yīng)用于發(fā)往該用戶的下一個分組。該信息可包括每個流的數(shù)據(jù)率信息，或單個數(shù)據(jù)率及可支持該數(shù)據(jù)率的發(fā)射天線的列表，或單個數(shù)據(jù)率及可支持該數(shù)據(jù)率的發(fā)射天線的個數(shù)。
在另一個實施例中，發(fā)射器從預(yù)期的接收器所發(fā)送的特殊MIMO ACK來估算預(yù)期的接收器所見的信道。為確保互易性，預(yù)期的接收器將使用它將用來接收的所有天線來發(fā)送該ACK。該ACK僅包含傳統(tǒng)的前同步碼和MIMO前同步碼，而不包含任何數(shù)據(jù)碼元。發(fā)射器在需要更新數(shù)據(jù)率自適應(yīng)調(diào)整參數(shù)時可請求該特殊ACK，或可一直使用該ACK。(注意，可使用丟失分組的統(tǒng)計數(shù)據(jù)作為緩慢調(diào)整數(shù)據(jù)率的輔助手段。)數(shù)據(jù)率調(diào)整信息，特別是如果采用顯式的一個或一組數(shù)據(jù)率的形式，必須隨時間推移或隨失敗的發(fā)射來老化，以允許數(shù)據(jù)率在由于變化的信道條件而產(chǎn)生多次失敗的情況下有所下降。
聚合、多校驗和以及部分ACKMIMO報頭大大地增加了分組額外開銷。另一方面，為發(fā)射相同字節(jié)數(shù)的信息，MIMO分組通常需要少得多的數(shù)據(jù)碼元。因此，MIMO分組的總效率要比相同大小的傳統(tǒng)分組的效率低得多。
在一個實施例中，為保持MIMO數(shù)據(jù)發(fā)射系統(tǒng)所提供的高數(shù)據(jù)率的好處，將僅以MIMO格式發(fā)射大小超過某個最小閾值的分組?？墒褂梅纸M聚合來增加分組的大小，其中數(shù)個較小的數(shù)據(jù)分組被聚合為一個大的“超”分組。
在802.11a/g中，在分組的尾部添加CRC校驗和，并將其傳遞給物理層。接收器MAC檢查維特比解碼器的輸出中的CRC出錯，以確定該分組是否被正確接收。在高數(shù)據(jù)率的MIMO系統(tǒng)中，分組中的數(shù)據(jù)字節(jié)數(shù)通常大得多，從而可如前所述地提高效率。這些長分組的出錯概率通常較高，因此重新發(fā)射這些分組的成本也較高。
為克服這一問題，可使用兩種方法中的一種在每個MIMO分組中包括多個校驗和。使用第一種方法，為每個預(yù)聚合的分組指定各個校驗和。使用第二種方法，可將后聚合的超分組分成等長的部分，并為每個部分計算校驗和，并將其插入到該部分之后。
在接收器處(并且在解碼器之后)，可為每個分組/部分檢查校驗和以確定是否正確接收該分組/部分(例如，使用確認比特矢量)。如果至少有一個分組/部分被正確接收，則接收器可向發(fā)射器發(fā)送部分ACK，以表示哪些分組/部分被正確接收。然后發(fā)射器僅需重試失敗的分組/部分。為降低MAC的復(fù)雜性，MAC可選擇在有任何子分組出錯的情況下重新發(fā)射所有子分組。注意，MAC仍可為速率調(diào)整目的而使用確認比特矢量中的各個比特。
盡管本文中已參考附圖詳細描述了示意性實施例，但是應(yīng)當理解，本發(fā)明并不限于那些精確的實施例。也不旨在使它們成為窮盡性的或是將本發(fā)明限于所公開的精確形式。同樣，許多修改和變更方案對本領(lǐng)域技術(shù)人員將是顯見的。
例如，圖12是示出數(shù)種發(fā)射器/接收器天線配置在相對距離上的數(shù)據(jù)率的圖表1200。在圖表1200中，線1201表示3天線發(fā)射器和3天線接收器配置(3×3)，線1202表示2×3配置，而線1203表示2×2配置。注意，所選擇的天線配置可為峰值數(shù)據(jù)率和健壯性之間的折衷。由此，在一個實施例中，可基于經(jīng)濟考慮而選擇由線1202所表示的2×3配置。
注意，可向MIMO-SM以及MIMO-AG添加“turbo”模式。這一turbo模式是指更寬的信道帶寬，它在2003年2月14日提交的題為“Receiving and TransmittingSignals Having Multiple Modulation Types Using Sequencing Interpolator(使用定序內(nèi)插器來接收和發(fā)射具有多種調(diào)制類型的信號)”的美國專利申請第10/367,527號，以及2003年11月6日提交的題為“Multi-Channel Binding In Data Transmission(數(shù)據(jù)發(fā)射中的多信道綁定)”的美國專利申請第10/XXX,XXX號中描述，這兩個申請的內(nèi)容都通過引用而被包含于此。一般而言，turbo模式可通過(1)雙重計時或(2)信道接合(即，將兩個常規(guī)的20MHz信道、以及還可能有它們之間的間隙一起使用)來實現(xiàn)。雙重計時產(chǎn)生和普通模式相同的副載波結(jié)構(gòu)，但每個副載波是兩倍寬。信道接合維持每個副載波的寬度，但增加副載波的個數(shù)。信道接合的一個具體示例是，使用從-58到-2、以及+2到+58的114個單音，其中不使用靠近DC的三個單音(-1，0，1)。
注意，上述MIMO系統(tǒng)的所有實施例都適用于turbo模式。
圖13是示出各種turbo和非turbo天線配置在相對距離上的數(shù)據(jù)率的圖表1300。如圖表1300中所示，turbo MIMO-SM提供高達216Mbps的數(shù)據(jù)率。但是，turbo MIMO-AG實際上可比MIMO-SM高不到60Mbps。
由此，旨在使本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求書及其等效技術(shù)方案來定義。
權(quán)利要求
1.一種用于多輸入多輸出分組的時分訓(xùn)練模式，所述模式包括由第一天線發(fā)射的短碼元；在所述短碼元的發(fā)射之后由所述第一天線發(fā)射的第一長碼元；在所述第一長碼元的發(fā)射之后由所述第一天線發(fā)射的傳統(tǒng)信號碼元；在所述傳統(tǒng)信號碼元的發(fā)射之后由第二天線發(fā)射的第二長碼元；以及與在所述第二長碼元的發(fā)射之后由所述第一天線和所述第二天線實質(zhì)上同時發(fā)射的多輸入多輸出數(shù)據(jù)相關(guān)聯(lián)的信號碼元。
2.一種用于多輸入多輸出分組的模式，所述模式包括由第一天線和第二天線發(fā)射的短碼元，所述短碼元在預(yù)定的一組短槽之間被拆分，其中所述第一天線與第一組短槽相關(guān)聯(lián)，且所述第二天線與第二組短槽相關(guān)聯(lián)；在所述第二短碼元的發(fā)射之后由所述第一天線和所述第二天線實質(zhì)上同時發(fā)射的長碼元，所述長碼元與第一組長槽和第二組長槽相關(guān)聯(lián)，其中所述第一天線在使用所述第二組長槽之前使用所述第一組長槽來發(fā)射，并且其中所述第二天線在使用所述第一組長槽之前使用所述第二組長槽來發(fā)射；以及與由所述第一天線和所述第二天線實質(zhì)上同時發(fā)射的多輸入多輸出數(shù)據(jù)相關(guān)聯(lián)的信號碼元。
3.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，所述第一組短槽包括-24、-16、-8、4、12、20，并且所述第二組短槽包括-20、-12、-4、8、16、24。
4.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，所述第一組短槽包括-24、-16、-8、8、16、24，并且所述第二組短槽包括-20、-12、-4、4、12、20。
5.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，所述第一組長槽包括-26、-24、...、-2、1、3、...25，并且所述第二組長槽包括-25、-23、...-1、2、4、...26。
6.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，所述第一組長槽包括-26、-24、...、-2、2、4、...26，并且所述第二組長槽包括-25、-23、...-1、1、3、...25。
7.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，還包括為所述短槽的至少兩種拆分模式計算峰均比(PAR)的值，并使用具有最低PAR值的拆分模式。
8.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，還包括為所述長槽的至少兩種拆分模式計算峰均比(PAR)的值，并使用具有最優(yōu)PAR值的拆分模式。
9.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，所述短碼元使用24個槽。
10.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，所述第一組短槽和所述第二組短槽使用不同的頻移。
11.如權(quán)利要求10所述的模式，其特征在于，如果所述模式是使用每N個槽中的1個，則頻移模式可包括1到最多N-1個槽。
12.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，所述短碼元使用12個槽。
13.如權(quán)利要求2所述的模式，其特征在于，在所述短碼元和長碼元之前還包括傳統(tǒng)報頭，所述傳統(tǒng)報頭包括由所述第一天線發(fā)射的傳統(tǒng)短碼元；在所述傳統(tǒng)短碼元的發(fā)射之后由所述第一天線發(fā)射的傳統(tǒng)長碼元；以及在所述傳統(tǒng)長碼元的發(fā)射之后由所述第一天線發(fā)射的傳統(tǒng)信號碼元。
14.如權(quán)利要求13所述的模式，其特征在于，所述第一天線是使用一組天線來實現(xiàn)的。
15.如權(quán)利要求14所述的模式，其特征在于，在所述第一組天線的槽上施加復(fù)權(quán)重，由此緩解波束成形效應(yīng)。
16.如權(quán)利要求15所述的模式，其特征在于，所述復(fù)權(quán)重包括相移或相幅中的至少一個，并且其中，緩解波束成形效應(yīng)產(chǎn)生實質(zhì)上全向的發(fā)射。
17.如權(quán)利要求13所述的模式，其特征在于，還包括在所述傳統(tǒng)報頭之后發(fā)射的編碼碼元，用于指示正在發(fā)射的是多輸入多輸出分組。
18.如權(quán)利要求17所述的模式，其特征在于，所述編碼碼元至少指示發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)。
19.如權(quán)利要求17所述的模式，其特征在于，所述編碼碼元包括所述與多輸入多輸出(MIMO)數(shù)據(jù)相關(guān)聯(lián)的信號碼元。
20.如權(quán)利要求19所述的模式，其特征在于，所述編碼碼元包括翻轉(zhuǎn)的導(dǎo)頻音，其中所述翻轉(zhuǎn)的導(dǎo)頻音與本該在該位置出現(xiàn)的常規(guī)碼元的單音不同。
21.一種在傳統(tǒng)設(shè)備的環(huán)境中發(fā)送多輸入多輸出分組的方法，所述方法包括將傳統(tǒng)信號碼元中保留的一組比特設(shè)置為預(yù)定值，由此指示正在發(fā)射的是多輸入多輸出信號。
22.一種在傳統(tǒng)設(shè)備的環(huán)境中發(fā)送多輸入多輸出(MIMO)分組的方法，所述方法包括使用傳統(tǒng)信號碼元中的一組比特來指示與所述MIMO分組相關(guān)聯(lián)的信息。
23.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，所述的一組比特包括所述傳統(tǒng)信號碼元的長度字段的多個最低位比特。
24.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，所述信息包括與所述MIMO分組相關(guān)聯(lián)的流的個數(shù)。
25.一種在傳統(tǒng)設(shè)備的環(huán)境中發(fā)送多輸入多輸出(MIMO)分組的方法，所述方法包括對傳統(tǒng)信號碼元中的一組比特執(zhí)行‘模’運算，以指示與所述MIMO分組相關(guān)聯(lián)的信息。
26.如權(quán)利要求25所述的方法，其特征在于，所述信息包括流的個數(shù)。
27.一種跟蹤和校正多輸入多輸出信號的多個接收數(shù)據(jù)碼元的相位變化的方法，所述方法包括將多個導(dǎo)頻槽插入每個數(shù)據(jù)碼元中。
28.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，還包括在所述多個導(dǎo)頻槽上使用模式來增加相移。
29.如權(quán)利要求28所述的方法，其特征在于，還包括在所述多個導(dǎo)頻槽上旋轉(zhuǎn)所述相移的模式。
30.如權(quán)利要求29所述的方法，其特征在于，旋轉(zhuǎn)包括在所述多個導(dǎo)頻槽上循環(huán)地旋轉(zhuǎn)所述模式。
31.如權(quán)利要求28所述的方法，其特征在于，將四個導(dǎo)頻槽以[1 1 1 -1]*pl的格式插入到每個數(shù)據(jù)碼元中，其中[1 1 1 -1]是所述的四個導(dǎo)頻槽上的模式，且pl是碼元l的導(dǎo)頻極性。
32.一種跟蹤和校正多輸入多輸出(MIMO)信號的多個接收數(shù)據(jù)碼元的相位變化的方法，所述方法包括在M個數(shù)據(jù)碼元長的任何間隔上，提供各數(shù)據(jù)流上的正交模式。
33.如權(quán)利要求32所述的方法，其特征在于，提供正交模式符合以下公式1MΣl=kk+M-1qm(l)qn*(l)=δmn]]>其中M表示發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)，m表示流，k表示M個正交數(shù)據(jù)碼元的開始索引，l表示MIMO碼元的索引，并且δmn對于m＝n等于1，或?qū)τ趍≠n等于0。
34.如權(quán)利要求33所述的方法，其特征在于，對于M個發(fā)射數(shù)據(jù)流，則流m的調(diào)制模式為qm(l)=ej2πM(m-1)l,]]>其中1≤m≤M且l≥0。
35.一種在各個流上進行聯(lián)合導(dǎo)頻跟蹤的方法，所述方法包括基于信道估算和已知導(dǎo)頻模式來估算每個導(dǎo)頻槽中的接收信號，其中接收器n上在導(dǎo)頻槽K中的接收信號由下式表示yn,k=ΣmHn,m,kejθ·sm,k+nn,k]]>其中，sm，k是流m的導(dǎo)頻碼元，θ是公共相位偏移，Hn，m，k是信道響應(yīng)，而nn，k是噪聲，其中，公共相位偏移由下式表示θ=angle(Σn,kyn,k·(ΣmH^n,m,ksm,k)*)]]>其中 是信道估算。
36.一種對每條發(fā)射鏈進行導(dǎo)頻跟蹤的方法，所述方法包括對導(dǎo)頻槽應(yīng)用MIMO檢測算法以檢測導(dǎo)頻 其中s^m,k≈sm,k·ejθt(m),]]>其中θt(m)是流m的相位偏移；以及對每個數(shù)據(jù)流的各導(dǎo)頻槽上的已解碼導(dǎo)頻與理想導(dǎo)頻之間的相位差求平均值，以生成相位估算θ^t(m)=angle(Σks^m,k·sm,k*).]]>
37.一種對每條發(fā)射/接收鏈進行導(dǎo)頻跟蹤的方法，所述方法包括以正交模式來調(diào)制導(dǎo)頻極性序列，由此為每條發(fā)射/接收鏈單獨估算相位，其中，如果發(fā)射數(shù)據(jù)流的個數(shù)是M，則流m的調(diào)制模式可由qm(l)=ej2πM(m-1)l]]>表示，其中1≤m≤M，其中l(wèi)≥0是所述MIMO碼元的索引。
38.如權(quán)利要求37所述的方法，其特征在于，還包括通過在多個導(dǎo)頻槽上求平均值來估算接收天線n上的流m的相位偏移，所述偏移由下式表示θn,m=angle(Σkvn,m,k)=angle(ΣkΣlyn,k(l)·rm,k*(l)·Hn,m,k*).]]>
39.一種拆分源數(shù)據(jù)比特以構(gòu)成多輸入多輸出信號的方法，所述方法包括向源數(shù)據(jù)比特添加比特以初始化和終止編碼器，由此創(chuàng)建經(jīng)修改的源數(shù)據(jù)比特；將所述經(jīng)修改的源數(shù)據(jù)比特提供給所述編碼器，由此創(chuàng)建已編碼的源數(shù)據(jù)比特；將所述已編碼的源數(shù)據(jù)比特拆分為M個數(shù)據(jù)流。
40.一種拆分源數(shù)據(jù)比特以構(gòu)成多輸入多輸出信號的方法，所述方法包括將所述源數(shù)據(jù)比特拆分為M個數(shù)據(jù)流；以及向所述M個數(shù)據(jù)流添加比特以初始化和終止M個編碼器，由此創(chuàng)建M個經(jīng)修改的數(shù)據(jù)流。
41.如權(quán)利要求40所述的方法，其特征在于，還包括選擇比特的總數(shù)，以使在所述M個數(shù)據(jù)流中的每一個流的碼元上進行拆分時，每個數(shù)據(jù)流中的碼元數(shù)實質(zhì)上相等。
42.一種拆分源數(shù)據(jù)比特以構(gòu)成多輸入多輸出信號的方法，所述方法包括向源數(shù)據(jù)比特添加比特以初始化和終止編碼器，由此創(chuàng)建經(jīng)修改的源數(shù)據(jù)比特；將所述經(jīng)修改的源數(shù)據(jù)比特提供給所述編碼器，由此創(chuàng)建已編碼的源數(shù)據(jù)比特；將所述已編碼的源數(shù)據(jù)比特提供給穿孔器，由此創(chuàng)建經(jīng)穿孔的源數(shù)據(jù)比特；以及將所述經(jīng)穿孔的源數(shù)據(jù)比特拆分為N個數(shù)據(jù)流。
43.一種使用傳統(tǒng)信號碼元來指示多輸入多輸出(MIMO)分組的長度的方法，所述傳統(tǒng)信號碼元包括數(shù)據(jù)率字段和長度字段，所述MIMO分組的長度比使用所述長度字段所能表示的長度要長，所述方法包括使用所述數(shù)據(jù)率字段和所述長度字段來表示所述MIMO分組的長度。
44.如權(quán)利要求43所述的方法，其特征在于，使用所述數(shù)據(jù)率字段和所述長度字段包括，在所述數(shù)據(jù)率字段中提供偽數(shù)據(jù)率值，并在所述長度字段中提供偽長度值。
45.如權(quán)利要求44所述的方法，其特征在于，所述偽數(shù)據(jù)率值是最低傳統(tǒng)數(shù)據(jù)率，且所述偽長度值是表示發(fā)射持續(xù)時間的實際傳統(tǒng)長度。
46.如權(quán)利要求43所述的方法，其特征在于，所述MIMO分組的MIMO信號碼元包括相對分組長度。
47.一種用于多輸入多輸出(MIMO)分組的模式，所述模式包括傳統(tǒng)報頭，包括第一多個短碼元，用于確定所述傳統(tǒng)報頭的接收的自動增益控制；以及MIMO報頭，包括第二多個短碼元，用于幫助對所述MIMO報頭的接收的自動增益控制。
48.一種用于多輸入多輸出(MIMO)分組的模式，所述模式包括由多根天線發(fā)射的第一短碼元，所述第一短碼元在預(yù)定的一組短槽之間被拆分，其中所述多根天線中的每一根與所述短槽的一個子集相關(guān)聯(lián)，其中，所述第一短碼元用于進行MIMO分組的自動增益控制，所述MIMO分組包括所述第一短碼元。
49.如權(quán)利要求48所述的模式，其特征在于，所述MIMO分組還包括第一長碼元，所述模式還包括由所述多根天線實質(zhì)上同步發(fā)射的所述第一長碼元，所述第一長碼元與若干組長槽相關(guān)聯(lián)，其中每根天線使用不同次序的若干組長槽來發(fā)射，其中，所述第一長碼元用于進行MIMO信道估算。
50.如權(quán)利要求49所述的模式，其特征在于，所述多根天線包括第一天線和第二天線，所述第一短碼元在所述傳統(tǒng)信號碼元的發(fā)射之后由所述第一天線和所述第二天線發(fā)射，所述第一天線與第一組短槽相關(guān)聯(lián)，且所述第二天線與第二組短槽相關(guān)聯(lián)，所述第一長碼元由所述第一天線和所述第二天線實質(zhì)上同時發(fā)射，所述第一長碼元與第一組長槽和第二組長槽相關(guān)聯(lián)，其中所述第一天線在使用所述第二組長槽之前使用所述第一組長槽來發(fā)射，并且其中所述第二天線在使用所述第一組長槽之前使用所述第二組長槽來發(fā)射。
51.如權(quán)利要求49所述的模式，其特征在于，還包括在所述第一短碼元和所述第一長碼元之后由所述第一天線和所述第二天線實質(zhì)上同時發(fā)射的與MIMO相關(guān)聯(lián)的信號碼元。
52.如權(quán)利要求49所述的模式，其特征在于，還包括第二短碼元；第二長碼元；傳統(tǒng)信號碼元，其中所述第二短碼元用于進行傳統(tǒng)報頭的自動增益控制，其中所述傳統(tǒng)報頭包括所述第二短碼元、所述第二長碼元、以及所述傳統(tǒng)信號碼元，并且其中所述傳統(tǒng)報頭是在所述MIMO報頭之前發(fā)射的。
53.一種用于多輸入多輸出(MIMO)分組的模式，所述模式包括傳統(tǒng)報頭，包括第一多個長碼元，用于進行傳統(tǒng)設(shè)備的信道估算；以及MIMO報頭，包括第二多個長碼元，用于進行MIMO設(shè)備的信道估算。
54.一種用于多輸入多輸出(MIMO)分組的模式，所述模式包括由多根天線發(fā)射的第一長碼元，所述第一長碼元由所述多根天線實質(zhì)上同時發(fā)射，所述第一長碼元與若干組長槽相關(guān)聯(lián)，其中每根天線使用不同次序的若干組長槽來發(fā)射，其中，所述第一長碼元用于進行MIMO分組的MIMO信道估算，所述MIMO分組包括所述第一長碼元。
55.如權(quán)利要求54所述的模式，其特征在于，2個20MHz的流的長序列是L-26:26＝{-1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 -1 1 1 0 -1 1 1 -1 -1 1 -1 -11 -1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 1 1 1 1 1}，其中第一單音組是[-26:2:-2 2:2:26]73dB，且第二單音組是[-25:2:-1 1:2:25]。
56.如權(quán)利要求54所述的模式，其特征在于，3個20MHz的流的長序列是L-26:26＝{-1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 0 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -11 -1 1 1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 1}，其中第一單音組是[-26:3:-2 2:3:26]，第二單音組是[-25:3:-1 3:3:24]，且第三單音組是[-24:3:-3 1:3:25]。
57.如權(quán)利要求54所述的模式，其特征在于，4個20MHz的流的長序列是L-26:26＝{-1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 1 0 1 1 20:-1 1 -1 -1 1-1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1}，其中第一單音組是[-26:4:-2 3:4:23]，第二單音組是[-25:4:-1 4:4:24]，第三單音組是[-24:4:-4 1:4:25]，且第四單音組是[-23:4:-3 2:4:26]。
58.如權(quán)利要求54所述的模式，其特征在于，一個40MHz的流的示例性長序列是L-58，+58＝{-1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1-1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1-1 1- 1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1}
59.如權(quán)利要求54所述的模式，其特征在于，兩個40MHz的流的示例性長序列是L-58，+58＝{-1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 -1 -1 1 1-1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -11 -1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 1 -1 1 1 1}其中，第一單音組是[-58:2:-2 2:2:58]，且第二單音組是[-57:2:-3 3:2:57]。
60.如權(quán)利要求54所述的模式，其特征在于，三個40MHz的流的示例性長序列是L-58，+58＝{-1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 11 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 0 0 0 -1 -1 -1 -1 -1-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 11 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1}其中，第一單音組是[-58:3:-4 2:3:56]，第二單音組是[-57:3:-3 3:3:57]，而第三單音組是[-56:3:-2 4:3:58]。
61.如權(quán)利要求54所述的模式，其特征在于，四個40MHz的流的示例性長序列是L-58，+58＝{-1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 -1 -1-1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 0 0 0 -1 1 1 -1 -1 -1 -1-1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 11 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1}其中，第一單音組是[-58:4:-2 5:4:57]，第二單音組是[-57:4:-5 2:4:58]，第三單音組是[-56:4:-4 3:4:55]，且第四單音組是[-55:4:-3 4:4:56]。
62.如權(quán)利要求54所述的模式，其特征在于，所述MIMO分組還包括第一短碼元，所述模式還包括由所述多根天線發(fā)射的所述第一短碼元，所述第一短碼元在預(yù)定的一組短槽之間被拆分，其中所述多根天線中的每一根與所述短槽的一個子集相關(guān)聯(lián)，其中，所述第一短碼元用于進行所述MIMO分組的自動增益控制，所述MIMO分組包括所述第一短碼元。
63.如權(quán)利要求62所述的模式，其特征在于，所述多根天線包括第一天線和第二天線，在所述傳統(tǒng)信號碼元的發(fā)射之后，所述第一短碼元由所述第一天線和所述第二天線發(fā)射，所述第一天線與第一組短槽相關(guān)聯(lián)，并且所述第二天線與第二組短槽相關(guān)聯(lián)；所述第一長碼元由所述第一天線和所述第二天線實質(zhì)上同時發(fā)射，所述第一長碼元與第一組長槽和第二組長槽相關(guān)聯(lián)，其中所述第一天線在使用所述第二組長槽之前使用所述第一組長槽來發(fā)射，并且其中所述第二天線在使用所述第一組長槽之前使用第二組長槽來發(fā)射。
64.如權(quán)利要求63所述的模式，其特征在于，還包括在所述第一短碼元和所述第一長碼元之后由所述第一天線和所述第二天線實質(zhì)上同時發(fā)射的與MIMO相關(guān)聯(lián)的信號碼元。
65.一種對多輸入多輸出(MIMO)發(fā)射的多個已編碼數(shù)據(jù)流解碼的方法，所述方法包括對于解碼，對來自好槽的數(shù)據(jù)比特進行比對來自壞槽的數(shù)據(jù)比特更重的加權(quán)。
66.如權(quán)利要求65所述的方法，其特征在于，所述槽權(quán)重與信噪比(SNR)成比例。
67.如權(quán)利要求65所述的方法，其特征在于，所述槽權(quán)重與信噪比(SNR)的平方根成正比。
68.如權(quán)利要求67所述的方法，其特征在于，加權(quán)影響維特比分支度量計算。
69.如權(quán)利要求68所述的方法，其特征在于，所述槽權(quán)重與信噪比(SNR)成正比。
70.如權(quán)利要求68所述的方法，其特征在于，所述槽權(quán)重與信噪比(SNR)的平方根成比例。
71.如權(quán)利要求65所述的方法，其特征在于，還包括基于以下計算第二和第三個流的有效噪聲項的公式來確定誤差傳播的影響σ~22=σ22+|w2*h1|2·σ12]]>σ~32=σ32+|w3*h2|2·σ~22+|w3*h1|2·σ12]]>其中，σm2是原始噪聲項，wm是調(diào)零矢量，hm是信道，而 是第m個數(shù)據(jù)流的有效噪聲項。
72.一種修改多條接收器鏈的信道校正的方法，所述方法包括接收所述多條接收器鏈的信道估算；基于噪聲電平和自動增益控制值來計算所述多條接收器鏈的增益調(diào)整值；以及將所述增益調(diào)整值施加于所述多條接收器鏈。
73.一種為多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)使用相位估算的方法，所述方法包括從多個數(shù)據(jù)流使用單個聯(lián)合相位估算，以計算適用于所有數(shù)據(jù)流的相位校正。
74.如權(quán)利要求73所述的方法，其特征在于，所述多個數(shù)據(jù)流包括所有數(shù)據(jù)流。
75.一種為每個發(fā)射/接收對提供相位估算的方法，所述方法包括從導(dǎo)頻估算信道矩陣H的每個元的相位偏移θn，m(1≤m≤M，1≤n≤N)，并將所述相位偏移轉(zhuǎn)換為θt(m)(1≤m≤M)和θr(n)(1≤n≤N)。
76.如權(quán)利要求75所述的方法，其特征在于， 其中，1N是全部為1的N乘1(N-by-1)矢量，IN是大小為N的單位矩陣，θr＝[θr(1) θr(2) … θr(N)]T是N個接收器處的相位矢量，且θm＝[θ1，mθ2，m… θN，m]T是矩陣H的第m列的相位矢量。
77.一種優(yōu)化多輸入多輸出(MIMO)信號的發(fā)射的方法，所述方法包括使用由預(yù)期的接收器從所述MIMO信號的發(fā)射器接收的分組來訪問信道的質(zhì)量；以及從所述預(yù)期的接收器向所述發(fā)射器發(fā)射分組，所述分組包括用于優(yōu)化發(fā)射的反饋信息，所述反饋信息可從先前實質(zhì)上同時發(fā)射的多個數(shù)據(jù)流獲得。
78.如權(quán)利要求77所述的方法，其特征在于，所述分組包括CTS分組。
79.如權(quán)利要求77所述的方法，其特征在于，所述分組包括ACK分組。
80.如權(quán)利要求77所述的方法，其特征在于，所述反饋信息包括以下兩項中的一個，(1)信道估算，以及(2)從經(jīng)信道校正的導(dǎo)頻和已知的干凈信道計算所得的檢測導(dǎo)頻EVM。
81.如權(quán)利要求77所述的方法，其特征在于，所述反饋信息包括要由所述發(fā)射器使用的數(shù)據(jù)率。
82.如權(quán)利要求77所述的方法，其特征在于，所述反饋信息可包括要由所述發(fā)射器使用的最小數(shù)據(jù)率、最大數(shù)據(jù)率、較高數(shù)據(jù)率、以及較低數(shù)據(jù)率中的至少一個的指示符。
83.一種優(yōu)化發(fā)射多輸入多輸出(MIMO)信號的發(fā)射的方法，所述方法包括使用由所述MIMO信號的發(fā)射器從預(yù)期的接收器接收的MIMO分組來訪問信道質(zhì)量；以及基于所述MIMO分組來確定經(jīng)優(yōu)化的發(fā)射信息。
84.一種在分集天線系統(tǒng)中確定多輸入多輸出(MIMO)信號的接收器選擇的方法，其中至少一條接收器鏈可被連接到多根接收天線，所述方法包括對于每條接收器鏈，選擇具有最強信號的接收天線。
85.一種在分集天線系統(tǒng)中確定多輸入多輸出(MIMO)信號的接收器選擇的方法，其中至少一條接收器鏈可被連接到多根接收天線，所述方法包括確定接收天線可能的組合；為每個組合計算信噪比(SNR)；以及選擇具有最小SNR的組合。
86.一種選擇已拆分序列的方法，包括為多個已拆分序列計算峰均比(PAR)；以及選擇具有最優(yōu)PAR的已拆分序列。
87.如權(quán)利要求86所述的方法，其特征在于，短碼元的所述最優(yōu)PAR是通過計算所述多個已拆分序列中的每一個的PAR來提供的最低PAR。
88.如權(quán)利要求86所述的方法，其特征在于，長碼元的所述最優(yōu)PAR是通過計算所述多個已拆分序列中的隨機的一組中的每一個的PAR來提供的相對較低的PAR。
全文摘要
一種多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)可在多根天線上同時發(fā)射，以及在多根天線上同時接收。不幸的是，因為傳統(tǒng)的802.11a/g設(shè)備不能夠?qū)Χ鄠€數(shù)據(jù)流解碼，所以傳統(tǒng)設(shè)備可能會因為在MIMO分組的發(fā)射完成之前進行發(fā)射而“重疊”在MIMO分組上。因此，本文中提供MIMO系統(tǒng)和方法，以允許傳統(tǒng)設(shè)備進行MIMO分組長度的解碼，并禁止在該段時間期間進行發(fā)射。這些MIMO系統(tǒng)和方法針對MIMO分組的高效發(fā)射進行了優(yōu)化。
文檔編號H04LGK101053172SQ200480035614
公開日2007年10月10日 申請日期2004年11月4日 優(yōu)先權(quán)日2003年11月4日
發(fā)明者Q·孫, W·-J·崔, J·M·吉爾波特, A·M·特拉尼 申請人:美商亞瑟羅斯通訊股份有限公司