專利名稱：用空間－時間編碼矩陣對編碼信號解碼的接收機和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬無線通信技術(shù)領(lǐng)域。更準確地說，本發(fā)明與在接收機內(nèi)對通過一個或多個傳輸信道接收到的信號進行接收特別是解碼的技術(shù)有關(guān)。
再具體些說，本發(fā)明與對用非正交空間-時間編碼矩陣編碼的數(shù)據(jù)進行迭代解碼的技術(shù)有關(guān)。
因此，本發(fā)明特別可用于(但不只是可用于)用多個天線(至少兩個天線)進行發(fā)射和/或接收的傳輸系統(tǒng)。因此，本發(fā)明非常適用于基于MIMO(多輸入多輸出)和MISO(多輸入單輸出)系統(tǒng)的具有Nt個(Nt≥2)發(fā)射天線、Nr個(Nr≥2)接收天線的非正交空間-時間碼的接收機。
本發(fā)明的典型應(yīng)用領(lǐng)域是無線電通信，特別是第三、第四和以后各代的系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
對于這樣的有超過兩個發(fā)射天線的系統(tǒng)，碼率為1的空間-時間碼是非正交的。這是例如使用Tirkkonen[6]和Jafarkhani[7]碼(在本專利申請內(nèi)所引用的參考文獻都列在附錄1內(nèi))的情況。
這些碼的不可避免的非正交性導(dǎo)致接收機實現(xiàn)復(fù)雜，需要使用最大似然解碼或球形解碼。實現(xiàn)這些算法的復(fù)雜性隨天線數(shù)和調(diào)制狀態(tài)數(shù)指數(shù)增大。因此，對非正交空間-時間碼解碼的技術(shù)具有在采用碼率為1的空間-時間碼時在接收系統(tǒng)內(nèi)實現(xiàn)復(fù)雜的主要缺點?，F(xiàn)有的非迭代技術(shù)是基于最大似然(ML)準則。
就當(dāng)前的技術(shù)進展?fàn)顟B(tài)來說，一旦天線數(shù)或調(diào)制狀態(tài)數(shù)增大，由于實現(xiàn)的復(fù)雜性隨著需處理的格構(gòu)(trellis)狀態(tài)數(shù)指數(shù)增大，因此非常復(fù)雜，甚至是不可能的。
在不久前，業(yè)已發(fā)表了一些與空間-時間碼有關(guān)的迭代方法在[1]中，Tujkovic介紹了循環(huán)格構(gòu)空間-時間turbo碼。接收用MAP(最大后驗)解碼器迭代實現(xiàn)(正如在turbo碼的情況下)；在[2]中，S.Jayaweera研究了卷積碼與碼率為1的空間-時間碼的并置。解碼用MAP算法迭代實現(xiàn)；此外，在[3]中，A.Guillen和G.Caire分析了一些具體的空間-時間碼(即自然空間-時間碼和線程空間-時間碼)的性能。他們用了一個迭代干擾消除器來分離不同的發(fā)射天線的影響；在[4]中，Bauch用了一個迭代系統(tǒng)以消除由不同的信道引入的碼元間干擾。在每次迭代中所用的元使MAP(最大后驗)型解碼器可以運行。
這些現(xiàn)有技術(shù)的迭代技術(shù)可以用于一定類型的空間-時間碼，其中大多數(shù)都使用實現(xiàn)起來也很復(fù)雜的非線性均衡器(或檢測器)?？梢酝ㄟ^在發(fā)射時將卷積信道碼(甚至turbo碼)與空間-時間碼并置來改善性能。
Boariu和M.Ionescu[5]介紹了一類干擾最小的準正交空間-時間分組碼。這些碼可以通過一種迭代干擾消除方法解碼。
在[5]中所給出的技術(shù)局限于4天線和(4狀態(tài))QPSK調(diào)制，而且碼率要等于1。有許多方案不能有效和以執(zhí)行良好的方式例如在一個CDMA型系統(tǒng)內(nèi)實現(xiàn)。此外，適配MRC(最大比例組合)濾波器除了所提出這種碼對于其他類型的碼性能不好。
此外，Boariu的方案假設(shè)了所用的矩陣大小與空間-時間碼相同。
本發(fā)明旨在克服現(xiàn)有技術(shù)的不同缺點。

發(fā)明內(nèi)容
具體地說，本發(fā)明的目的是提供一種對空間-時間碼解碼的技術(shù)，這種技術(shù)比現(xiàn)有技術(shù)更為有效，同時還減小了復(fù)雜性。
因此，本發(fā)明的一個目的是提供這種實現(xiàn)一個非正交的空間-時間編碼矩陣而不依賴于最大似然準則的技術(shù)。
也就是說，本發(fā)明的一個目的是提供一種在一個實現(xiàn)很多天線(4個、8個或更多個天線)和/或具有許多狀態(tài)的調(diào)制的系統(tǒng)內(nèi)可以以可接受的代價在接收機內(nèi)切實可行地實現(xiàn)的技術(shù)。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種技術(shù)，這種技術(shù)特別是比Boariu所提出的更有效，且不局限于具體的碼類型，而可用于所有的分組空間-時間碼，無論它們的效率如何。類似，本發(fā)明的一個目的是啟用一些比空間-時間編碼矩陣大的矩陣。
這些目的以及其他將在下面可更清楚地看到的目的是通過一種對一個包括一些特別是用一個空間-時間或空間-頻率編碼矩陣分布在空間、時間和/或頻率上的碼元的接收信號解碼和實現(xiàn)一個空間-時間解碼步驟和至少一個迭代(有益的是至少兩個迭代)的方法來達到的，每個迭代包括下列子步驟執(zhí)行為在發(fā)射所述信號時執(zhí)行的分集預(yù)編碼的逆操作的分集預(yù)解碼，給出經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)；根據(jù)所述經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)估計形成所述信號的碼元，給出估計碼元；以及對所述估計碼元執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的所述分集預(yù)編碼相同的分集預(yù)編碼，給出一個估計信號。
因此，本發(fā)明的這個方案利用分集預(yù)編碼優(yōu)化解碼的質(zhì)量。為此，在每個迭代期間執(zhí)行相應(yīng)的預(yù)解碼、碼元估計和對估計碼元的預(yù)編碼。
所述預(yù)編碼特別可以用下列方法之一達到擴頻技術(shù)；以及線性預(yù)編碼。
因此，本發(fā)明可以用于實現(xiàn)OFDM、CDMA、MC-CDMA或類似技術(shù)的所有系統(tǒng)，也可以用于實現(xiàn)如在[10]中所揭示的線性預(yù)解碼的系統(tǒng)。
按照本發(fā)明的一個有益的實施例，這種方法在所述均衡步驟前或后和/或在至少一個所述迭代期間執(zhí)行一個自動增益控制步驟。
本發(fā)明的方法可以有益地包括一個與在發(fā)射時執(zhí)行的信道編碼步驟對稱的信道解碼步驟。
這個信道解碼步驟特別可以執(zhí)行一個turbo解碼操作，如果必要的話，在本發(fā)明的每個迭代內(nèi)turbo解碼迭代數(shù)可變。
按照一個有益的執(zhí)行一個信道編碼操作的變型，這種方法包括下列步驟執(zhí)行對角化，從一個考慮了至少所述編碼矩陣和一個與所述編碼矩陣的共軛轉(zhuǎn)置矩陣相應(yīng)的解碼矩陣的總編碼/信道/解碼矩陣得到一個對角矩陣；執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的調(diào)制對稱的解調(diào)；執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的交織對稱的去交織；執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的信道編碼對稱的信道解碼；執(zhí)行與發(fā)射時所執(zhí)行的相同的重新交織；執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的相同的重新調(diào)制，給出一個估計信號；以及執(zhí)行至少一個包括從一個經(jīng)均衡的信號減去所述估計信號乘以一個干擾矩陣的干擾消除步驟的迭代，給出一個最佳化信號。
這種方法還可以包括執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的交織相應(yīng)的至少一個去交織和至少一個重新交織的步驟。
有益的是，這種解碼方法還可以包括考慮在至少一個所述迭代期間所估計的數(shù)據(jù)改善信道估計的步驟。
有益的是，這種解碼方法包括下列步驟執(zhí)行為在發(fā)射時執(zhí)行的空間-時間編碼的逆操作的空間-時間解碼，給出一個經(jīng)解碼的信號；對所述經(jīng)解碼的信號執(zhí)行均衡，給出一個經(jīng)均衡的信號；執(zhí)行對角化，通過將所述經(jīng)均衡的信號乘以一個矩陣，得到一個考慮了至少所述編碼矩陣和一個與所述編碼矩陣的共軛轉(zhuǎn)置矩陣相應(yīng)的解碼矩陣的總對角編碼/信道/解碼矩陣；執(zhí)行為發(fā)射所述信號時執(zhí)行的分集預(yù)編碼的逆操作的分集預(yù)解碼，給出經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)；根據(jù)所述經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)估計形成所述信號的碼元，給出估計碼元；對所述估計碼元執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的所述分集預(yù)編碼相同的分集預(yù)編碼，給出一個估計的信號；以及執(zhí)行至少一個執(zhí)行下列子步驟的干擾消除步驟的迭代從所述經(jīng)均衡的信號減去所述估計信號乘以一個干擾矩陣，給出一個經(jīng)最佳化的信號，對所述經(jīng)最佳化的信號執(zhí)行為發(fā)射所述信號時執(zhí)行的分集預(yù)編碼的逆操作的分集預(yù)解碼，給出經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)，根據(jù)所述經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)估計形成所述經(jīng)最佳化的信號的碼元，給出新的估計碼元，以及除最后的迭代外，對所述新的估計碼元執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的所述分集預(yù)編碼相同的分集預(yù)編碼，給出一個新的估計信號。
因此，可以用一個適用于所有空間-時間分組碼的方案得到比已知技術(shù)高的效率。
本發(fā)明還提出了一種單迭代系統(tǒng)，這種單迭代系統(tǒng)只包括下列子步驟執(zhí)行為發(fā)射時執(zhí)行的空間-時間編碼的逆操作的空間-時間解碼，給出一個經(jīng)解碼的信號；對所述經(jīng)解碼的信號執(zhí)行均衡，給出一個經(jīng)均衡的信號；執(zhí)行對角化，通過將所述經(jīng)均衡的信號乘以一個矩陣，得到一個考慮了至少所述編碼矩陣和一個與所述編碼矩陣的共軛轉(zhuǎn)置矩陣相應(yīng)的解碼矩陣的總對角編碼/信道/解碼矩陣；執(zhí)行為發(fā)射所述信號時執(zhí)行的分集預(yù)編碼的逆操作的分集預(yù)解碼，給出經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)；以及根據(jù)所述經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)估計形成所述信號的碼元，給出估計碼元。
對于一些系統(tǒng)來說，這些子步驟對于要得到可接受的增益來說確實是足夠了。因此，可以用一個適用于所有空間-時間分組碼的方案得到比已知技術(shù)高的效率。
在一些具體實施例中，所述空間-時間解碼和均衡步驟和/或所述均衡和變換步驟可以聯(lián)合在一起執(zhí)行。
按照一個有益的特征，所述編碼碼元通過至少兩個天線發(fā)射。于是，接收機綜合考慮不同的相應(yīng)傳輸信道。
本發(fā)明還可以用于一種只有一個發(fā)射天線的系統(tǒng)。接收天線的數(shù)目也可以是可變的。
優(yōu)選的是，所述均衡步驟按照包括下列技術(shù)的組中的一種技術(shù)執(zhí)行均衡MMSE型均衡；EGC型均衡；ZF型均衡；以及考慮表示接收信號與接收噪聲之間的信噪比的信息的均衡。
這些技術(shù)在其他應(yīng)用中是眾所周知的。
要注意的是，執(zhí)行均衡而不是如Boariu所提出的自適應(yīng)濾波可以給出更高的效率。
按照一個有益的實施例，所述碼元估計步驟執(zhí)行將置信度信息與判決關(guān)聯(lián)的軟判決，而所述減去步驟考慮所述置信度信息。
當(dāng)然，執(zhí)行硬判決也是可行的。
也可以將均衡步驟合并入對角化步驟。在這種情況下，經(jīng)對角化的信號等于經(jīng)解碼的信號乘以總編碼/信道/解碼矩陣和噪聲方差矩陣之和的逆矩陣。
有益的是，所述接收信號是一個多載波信號，接收機包括相應(yīng)的處理裝置。如果使用預(yù)編碼和OFDM，編碼就成為空間-時間-頻率編碼。
在一些實施例中，所述空間-時間碼可以具有不同于1的碼率。
有益的是，所述方法在所述均衡步驟前或后和/或在所述迭代期間還執(zhí)行一個自動增益控制步驟。
按照第一具體實施例，所述接收信號是用四個天線發(fā)射的，而所述總矩陣為G=γA00J0A-J00-JA0J00A]]>其中A＝|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2J=2Re{h1h4*-h2h3*},]]>代表干擾，和γ=1|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+1SNR]]>這里，H=h1h2h3h4-h2*h1*-h4*h3*-h3*-h4*h1*h2*h4-h3-h2h1]]>為一個將空間-時間編碼和傳輸信道組合在一起的矩陣，而SNR表示信噪比。
按照另一個具體實施例，所述接收信號是用八個天線發(fā)射的，而所述總矩陣為G=γ·HH·H=γA000J0000A000J0000A000J0000A000JJ000A0000J000A0000J000A0000J000A]]>其中A＝|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+|h5|2+|h6|2+|h7|2+|h8|2J=2Im{h1h5*+h2h6*+h3h7*+h4h8*}]]>和
γ=1|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+|h5|2+|h6|2+|h7|2+|h8|2+1SNR]]>這里，H=h1h2h3h4h5h6h7h8h2-h1h4-h3h6-h5h8-h7h3-h4-h1h2h7-h8-h5h6h4h3-h2-h1h8h7-h6-h5h1*h2*h3*h4*h5*h6*h7*h8*h2*-h1*h4*-h3*h6*-h5*h8*-h7*h3*-h4*-h1*h2*h7*-h8*-h5*h6*h4*h3*-h2*-h1*h8*h7*-h6*-h5*h5h6h7h8h1h2h3h4h6-h5h8-h7h2-h1h4-h3h7-h8-h5h6h3-h4-h1h2h8h7-h6-h5h4h3-h2-h1h5*h6*h7*h8*h1*h2*h3*h4*h6*-h5*h8*-h7*h2*-h1*h4*-h3*h7*-h8*-h5*h6*h3*-h4*-h1*h2*h8*h7*-h6*-h5*h4*h3*-h2*-h1*]]>為一個將空間-時間編碼和傳輸信道組合在一起的矩陣，而SNR表示信噪比。
本發(fā)明還提出了一種編碼和解碼的方法，按照這種方法，編碼執(zhí)行一個如下的空間-時間編碼矩陣
H=h1h2h3h4h5h6h7h8h2-h1h4-h3h6-h5h8-h7h3-h4-h1h2h7-h8-h5h6h4h3-h2-h1h8h7-h6-h5h1*h2*h3*h4*h5*h6*h7*h8*h2*-h1*h4*-h3*h6*-h5*h8*-h7*h3*-h4*-h1*h2*h7*-h8*-h5*h6*h4*h3*-h2*-h1*h8*h7*-h6*-h5*h5h6h7h8h1h2h3h4h6-h5h8-h7h2-h1h4-h3h7-h8-h5h6h3-h4-h1h2h8h7-h6-h5h4h3-h2-h1h5*h6*h7*h8*h1*h2*h3*h4*h6*-h5*h8*-h7*h2*-h1*h4*-h3*h7*-h8*-h5*h6*h3*-h4*-h1*h2*h8*h7*-h6*-h5*h4*h3*-h2*-h1*]]>而解碼為如以上所揭示的解碼。
本發(fā)明還提出了實現(xiàn)執(zhí)行以上所揭示的方法的解碼裝置的接收機。


從以下以簡單的說明性的而不是限制性的例子的方式給出的對本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例的說明和附圖中可以更清楚地看到本發(fā)明的其他特征和優(yōu)點，在這些附圖中圖1介紹了已知的Jafarkhani編碼和解碼原理；圖2例示了解碼迭代的一般結(jié)構(gòu)；圖3給出了圖2的方案的第一迭代情況；圖4給出了圖2的方案的隨后迭代的結(jié)構(gòu)；圖5例示了這種迭代途徑與圖1的解碼相比較的性能；圖6和7例示了這種迭代途徑在具有兩種碼和八個發(fā)射天線時的性能；圖8為本發(fā)明的執(zhí)行線性分集預(yù)編碼的途徑的一般原理圖；圖9例示了圖8的第一迭代；
圖10例示了圖8的隨后迭代；圖11給出了圖8的方法與一些已知的解碼方法相比較的性能曲線；圖12例示了本發(fā)明的另一個執(zhí)行擴頻預(yù)編碼的實施例；圖13和14分別給出了圖12中的第一迭代和隨后迭代；圖15給出了圖12的方法與一些已知的解碼方法相比較的性能曲線；圖16至18例示了本發(fā)明的另一個還執(zhí)行信道編碼和預(yù)編碼的實施例；圖19至21例示了本發(fā)明的又一個還執(zhí)行信道編碼的實施例；圖22和23例示了本發(fā)明的一個執(zhí)行聯(lián)合對角化和均衡的實施例；圖24給出了本發(fā)明的一個執(zhí)行信道估計的變型。
具體實施例方式
因此，本發(fā)明提出了一種新穎的方案，可以更有效和更簡單地執(zhí)行對空間-時間碼解碼。為此，特別是提出在編碼階段執(zhí)行分集預(yù)編碼(擴頻或線性預(yù)編碼方法)和在接收階段執(zhí)行迭代處理。按照本發(fā)明，在每次迭代執(zhí)行與這預(yù)編碼相應(yīng)的解碼和再重新編碼。這可以給出對所發(fā)射的碼元越來越精確的估計，從接收信號中越來越有效地消除傳輸所產(chǎn)生的干擾。
第一迭代是一個特別的迭代，包括對角化(因為整個矩陣原來不是對角矩陣)。在這之前是對接收信號進行均衡。
隨后的那些迭代都是完全相同的，按需要通過減去干擾的影響使估計更為精確。
為了便于理解本發(fā)明，首先將簡明地介紹一下已知的Jafarkhani方案(§1)，再介紹不使用對4天線碼的預(yù)編碼的迭代途徑(§2)，然后介紹兩種分別為已知碼(§3)和新碼(§4)的8天線碼。然后，再介紹本發(fā)明的兩個分別使用線性預(yù)編碼(§5)和擴頻編碼(§6)的解碼的例子。
1.Jafarkhani方案1.1引言這種具有4個發(fā)射天線和一個接收天線、碼率為1的空間-時間碼由H.Jafarkhani在[7]中提出。
對于有M個相位狀態(tài)數(shù)字調(diào)制，圖1示出了包括4個發(fā)射天線E1、E2、E3和E4和一個接收天線R1的通信方案。將4個傳播信道E1-R1、E2-R1、E3-R1和E4-R1考慮為沒有碼間干擾(平坦衰落)和在4個相繼的發(fā)射時間間隔IT1、IT2、IT3和IT4期間不變。
它們各自的復(fù)衰落系數(shù)分別為h1、h2、h3和h4。在這里假設(shè)這些hi的值各遵從獨立的Rayleigh規(guī)則。
項s1、s2、s3和s4分別為在時間間隔IT1、IT2、IT3和IT4期間發(fā)射的復(fù)碼元。在這些相同的時間間隔期間接收的碼元分別為r1、r2、r3和r4。接收天線引入的熱噪聲表示為樣值n1、n2、n3和n4。
1.2發(fā)射Jafarkhani編碼包括在4個時間間隔IT1、IT2、IT3和IT4內(nèi)在不同的發(fā)射天線上發(fā)射以下表中所給出的碼元

(.)*表示復(fù)共軛算符。
1.3接收在接收中，按照圖1，在天線R1上得到以下信號在IT1期間r1＝h1s2+h2s2+h3s3+h4s4+n1
在IT2期間r2=-h1s2*+h2s1*-h3s4*+h4s3*+n2]]>在IT3期間r3=-h1s3*-h2s4*+h3s1*+h4s2*+n3]]>在IT4期間r4＝h1s4-h2s3-h3s2+h4s1+n4等效的矩陣表示為r~=Hs+n]]>其中r~=r1-r2*-r3*r4,H=h1h2h3h4-h2*h1*-h4*h3*-h3*-h4*h1*h2*h4-h3-h2h1,s=s1s2s3s4,n=n1n2n3n4]]>總編碼率等于1。
假設(shè)，在接收期間，確切知道信道h1、h2、h3和h4的狀態(tài)。于是執(zhí)行如下解碼在IT1期間x1=h1*r1+h2r2*+h3r3*+h4*r4]]>在IT2期間x2=h2*r1-h1r2*+h4r3*-h3*r4]]>在IT3期間x3=h3*r1+h4r2*-h1r3*-h2*r4]]>在IT4期間x4=h4*r1-h3r2*-h2r3*+h1*r4]]>按照矩陣表示，解碼通過應(yīng)用矩陣HH實現(xiàn)，其中算符H表示共軛轉(zhuǎn)置運算，有x=HHr~=HHHs+n′]]>其中n′=h1*n1+h2n2*+h3n3*+h4*n4h2*n1-h1n2*+h4n3*-h3*n4n3*n1+h4n2*-h1n3*-h2*n4h4*n1-h3n2*-h2n3*+h1*n4,]]>和x=x1x2x3x4]]>取矩陣積，有
x=A00J0A-J00-JA0J00As+n′]]>其中，A＝|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2，和J=2Re{h1h4*-h2h3*}]]>設(shè)G=A00J0A-J00-JA0J00A]]>稱之為總編碼/信道/解碼矩陣。
對角線上的這些項A遵從χ28律。分集因此最大。然而，干擾項J使直接線性檢測的性能不夠最佳。因此，作者提出最大似然(ML)檢測。這種檢測實現(xiàn)起來麻煩而復(fù)雜。
以上給出的Jafarkhani的編碼因此可以用于4個發(fā)射天線的分集。然而，與2天線Alamouti編碼[8]不同，在總矩陣中剩有干擾項Jr。這些項使編碼不是最佳的，在接收中需要使用實現(xiàn)復(fù)雜的ML檢測算法。
2.迭代方案4天線例本發(fā)明的一個方面是通過對發(fā)射信號的先驗知識迭代地消除干擾項。為此，如圖2所示用了兩個模塊在初始化(迭代1)中，用第一模塊21(稱為對角化模塊)首先估計發(fā)射信號；以及從第二迭代222到最后迭代22p，用第二模塊(稱為干擾消除模塊)從接收信號減去上個迭代給出的用對發(fā)射信號的先驗知識重構(gòu)的干擾項。
所用的空間-時間解碼23是以上所給出的空間-時間解碼。
在MMSE均衡24期間，將信號乘以因子γ=1|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+1SNR,]]>其中SNR為信噪比。因此，矩陣G乘以γ。
2.1第一迭代矩陣G4的對角化圖3所示的第一迭代21與以后的各個迭代不同。它將信號乘以一個矩陣使得矩陣總體上為對角矩陣。為此，首先將矩陣G對角化(31)。這個操作只是通過將G乘以一個對角化矩陣Ф(它除了一個因子之外是G的伴隨矩陣)的矩陣相乘來執(zhí)行的。即將G=γA00J0A-J00-JA0J00A]]>乘以Φ=A00-J0AJ00JA0-J00A]]>得Gdiag=Φ·G=γA2-J20000A2-J20000A2-J20000A2-J2]]>要注意的是，矩陣G的對角化操作相當(dāng)于將樣本xi線性組合，因此實現(xiàn)非常簡單。
從而可以得到xdiag=Φ·x=γA2-J20000A2-J20000A2-J20000A2-J2s+n′′]]>其中n″＝Фn′由于矩陣Gdiag是對角矩陣，因此線性檢測32是可行的。然而，這些對角項不再遵從χ28律，因此分集不再最佳。
然而，可得到一個對碼元向量的估計，為
s^(0)=s^1(0)s^2(0)s^3(0)s^4(0)]]>注意，在圖5的性能曲線上，這個估計要比沒有對角化作出的估計好一些。
這些碼元變換為一些比特分組(例如通過硬判決的解調(diào)操作，找出星座的最接近所考慮的碼元的點)，從而得到b-(0)=b1‾(0)b2‾(0)b3‾(0)b4‾(0)]]>其中， 表示一個長度為2M的比特向量。
最后，對b(0)執(zhí)行調(diào)制操作，得到“判決”碼元向量s(0)。這些碼元將在下一個迭代中使用。
2.2迭代p(p＞1)干擾消除然后可得到上個迭代s(p-1)所判決的數(shù)據(jù)項。圖4示出了迭代情況。
構(gòu)建一個干擾矩陣J4411，為J4=γ000J00-J00-J00J000]]>干擾消除4l是通過如下將均衡器24的輸出減去s(p-1)乘以J4的結(jié)果來實現(xiàn)的，即x~(p)=x-J4s-(p-1)]]>x~(p)=γA00J0A-J00-JA0J00As+n′-γ000J00-J00-J00J000s‾(p-1)]]>如果s(p-1)是s的一個良好近似，就可以切實可行地消除在矩陣G內(nèi)的那些干擾項。
因此，矩陣就成為對角矩陣，從而可以用線性檢測得到碼元估計42。通過執(zhí)行與在迭代1的情況下相同的均衡、解調(diào)和檢測操作，就可以得到一個對s的新的估計s(p)。
2.3結(jié)果圖5示出了以上對于沒有編碼(譜效率＝2bits/Hz)的4狀態(tài)調(diào)制(QPSK)所說明的系統(tǒng)的性能(誤碼率BER)。這些瑞利信道考慮為白色的(沒有經(jīng)濾波)。
曲線SISO示出了一個有一個發(fā)射天線和一個接收天線的系統(tǒng)的性能。這個系統(tǒng)沒有空間分集。因此，它是最小極限。
曲線Lin給出了線性檢測的Jafarkhani系統(tǒng)(矩陣G)的性能，而曲線ML表示同一個系統(tǒng)的用ML算法檢測的二進制誤碼率。
曲線ite 1和ite 2表示本發(fā)明的系統(tǒng)的最初兩個迭代的性能(系統(tǒng)從迭代2后收斂)。
要注意的是，ite 2與Jafarkhani ML就很難區(qū)分。因此有可能以較小的復(fù)雜性成功地達到與最大似然算法相同的性能。
還要注意的是，通過增添編碼即用經(jīng)編碼的調(diào)制(卷積編碼器、交織器和調(diào)制)代替簡單的調(diào)制可以改善系統(tǒng)。在接收中，硬判決解調(diào)制器足以用軟判決解調(diào)器后接一個交織器和一個信道解碼器來代替。通過保持軟信息，所發(fā)射的碼元可以通過再應(yīng)用經(jīng)編碼的調(diào)制級重構(gòu)。
3.碼率為3/4的8發(fā)射天線方案所用的這種碼由H.Jafarkhani在[7]中提出?？紤]的是8個發(fā)射天線E1、E2、E3、E4、E5、E6、E7、E8和一個接收天線R1。這樣的結(jié)果是有8個傳播信道(也沒有碼間干擾)h1、h2、h3、h4、h5、h6、h7、h8。
要發(fā)射的復(fù)碼元標為S1、S2、S3、S4、S5和S6，有8個發(fā)射時間間隔IT1、IT2、IT3、IT4、IT5、IT6、IT7和IT8，假設(shè)在這些時間間隔期間hi的影響是不變的。
3.1發(fā)射發(fā)射方案如下表所列

(.)*表示復(fù)共軛算符。
要注意的是，這種碼的碼率為3/4。
在這8個時間間隔期間，接收到的樣本為rn=Σi=18Si,nT·hi+nn]]>其中1＜i＜8，1＜n＜8，而s為與以上發(fā)射方案相應(yīng)的映射矩陣。
忽略噪聲后，等效的矩陣表示為r~=Hs]]>其中
H=h1h2h3h5h6h700-h400h8h2*-h1*0-h6*h5*00-h400h80-h3*0h1*h7*0-h5*-h400h8000h3*-h2*0-h7*h6*h5h6h7-h1-h2-h300h800h4h6*-h5*0h2*-h1*00h800h40-h7*0h5*-h3*0h1*-h800-h4000-h7*h6*0-h3*h2*,s=s1s2s3s4s5s6]]>和r~=r1r2r2*r3r3*r4r4*r5r6r6*r7r7*r8r8*]]>3.2接收在解碼時，乘以矩陣HH，再乘以MMSE均衡系數(shù)γ，即x=γ·HH·r~=γ·HH·H·s]]>從而可得到以下總矩陣G=γ·HH·H=γA00-J000A00-J000A00-JJ00A000J00A000J00A]]>其中A＝|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+|h5|2+|h6|2+|h7|2+|h8|2J=2Im{h1h5*+h2h6*+h3h7*+h4h88}]]>而γ=1|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+|h5|2+|h6|2+|h7|2+|h8|2+1SNR]]>要注意的是，A遵從χ28定律(8階分集)。
正如在4天線的情況那樣，可以將解碼再分成對角化和干擾消除兩個子步驟。
3.2.1對角化對角化操作通過應(yīng)用矩陣ФΦ=γA00J000A00J000A00J-J00A000-J00A000-J00A]]>執(zhí)行，可得Gdiag=Φ·G=γA2+J2000000A2+J2000000A2+J2000000A2+J2000000A2+J2000000A2+J2]]>因此，線性檢測是可行的，可以得到 在判決后可得到s(0)。
3.2.2干擾消除通過將上個步驟估計的數(shù)據(jù)向量s(p-1)乘以矩陣J6J6=γ000-J000000-J000000-JJ000000J000000J000]]>重構(gòu)干擾現(xiàn)象。
從經(jīng)解碼的信號x減去這些干擾現(xiàn)象，即可得到s(p)。
3.3結(jié)果圖6給出了所提出的碼率為3/4的4狀態(tài)調(diào)制(QPSK)沒有信道編碼(譜效率＝1.5bits/Hz)的系統(tǒng)的性能。這些瑞利信道考慮為白色的(沒有經(jīng)濾波)，在16個碼元時間間隔上保持不變。
曲線Lin給出了線性檢測的碼(粗解碼)的性能，而曲線ML表示同一個系統(tǒng)用ML算法檢測的二進制誤碼率。曲線ite 1和ite 2表示所提出的系統(tǒng)的最初兩個迭代的性能，而最佳曲線(optimum)給出了這個系統(tǒng)在有完全消除干擾(適配濾波器)時的最佳極限。
4.8天線1/2碼率發(fā)射方案下面所介紹的碼在文獻中是沒有的。它是根據(jù)遵從Tirkkonen的ABBA方案[6]的Tarokn的G4碼[8]產(chǎn)生的。所考慮的仍然是8個發(fā)射天線E1、E2、E3、E4、E5、E6、E7、E8和一個接收天線R1，從而有八個傳播信道h1、h2、h3、h4、h5、h6、h7、h8。
要發(fā)射的復(fù)碼元為s1、s2、s3、s4、s5、s6、s7和s8。有16個發(fā)射時間間隔可用，假設(shè)在IT1、IT2、IT3、IT4、ITS、IT6、IT7和IT8，這些時間間隔期間影響hi是不變的。
4.1發(fā)射發(fā)射方案如下表所列

(.)*表示復(fù)共軛算符。
要注意的是，這種碼的碼率為1/2。
在這16個時間間隔期間，接收到的樣本為rn=Σi=18si,n·hi+nn]]>其中1≤i≤8，1≤n≤16，而S為與以下方案相應(yīng)的映射矩陣。
忽略噪聲后，等效的矩陣表示為r~=Hs]]>其中H=h1h2h3h4h5h6h7h8h2-h1h4-h3h6-h5h8-h7h3-h4-h1h2h7-h8-h5h6h4h3-h2-h1h8h7-h6-h5h1*h2*h3*h4*h5*h6*h7*h8*h2*-h1*h4*-h3*h6*-h5*h8*-h7*h3*-h4*-h1*h2*h7*-h8*-h5*h6*h4*h3*-h2*-h1*h8*h7*-h6*-h5*h5h6h7h8h1h2h3h4h6-h5h8-h7h2-h1h4-h3h7-h8-h5h6h3-h4-h1h2h8h7-h6-h5h4h3-h2-h1h5*h6*h7*h8*h1*h2*h3*h4*h6*-h5*h8*-h7*h2*-h1*h4*-h3*h7*-h8*-h5*h6*h3*-h4*-h1*h2*h8*h7*-h6*-h5*h4*h3*-h2*-h1*,s=s1s2s3s4s5s6s7s8]]>和r~=r1r2r3r4r1*r2*r3*r4*r5r6r7r8r5*r6*r7*r8*]]>4.2接收在解碼時，乘以矩陣HH，再乘以MMSE均衡系數(shù)γ，即x=γ·HH·r~=γ·HHH·s]]>總矩陣G可寫為
G=γ·HH·H=γA000J0000A000J0000A000J0000A000JJ000A0000J000A0000J000A0000J000A]]>其中A＝2·(|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+|h5|2+|h6|2+|h7|2+|h8|2)J=2Re{h1h5*+h2h6*+h3h7*+h4h8*}]]>而γ=12·1|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+|h5|2+|h6|2+|h7|2+|h8|2+1SNR]]>要注意的是，A遵從χ28律(8階分集)。
本發(fā)明的兩個步驟執(zhí)行如下。
4.2.1對角化用來將G對角化的矩陣為Φ=A000-J0000A000-J0000A000-J0000A000-J-J000A0000-J000A0000-J000A0000-J000A]]>從而可得Gdiag=Φ·G=γA2-J200000000A2-J200000000A2-J200000000A2-J200000000A2-J200000000A2-J200000000A2-J200000000A2-J2]]>
因此，線性檢測是可行的。于是可得到 在判決后可得到s(0)。
4.2.2干擾消除通過將上個步驟估計的數(shù)據(jù)向量s(p-1)乘以矩陣J8J8=γ0000J00000000J00000000J00000000JJ00000000J00000000J00000000J0000]]>重構(gòu)干擾。
通過從經(jīng)解碼的信號x減去干擾，就可得出s(p)。
4.3結(jié)果圖7給出了所提出的碼率為1/2的4狀態(tài)調(diào)制(QPSK)沒有信道編碼(譜效率＝1bIT/Hz)的系統(tǒng)的性能。這些瑞利信道考慮為白色的(沒有經(jīng)濾波)，在16個碼元時間間隔上保持不變。
曲線Lin給出了線性檢測的碼(粗解碼)的性能。曲線ite 1和ite 2表示所提出的系統(tǒng)的最初兩個迭代的性能，而最佳曲線給出了這個系統(tǒng)在有完全干擾消除(適配濾波器)時的最佳極限。
在結(jié)果中沒有給出曲線ML，它太長了以至于不能模擬(它會與曲線ite 2很難區(qū)分)?？梢钥吹剑c碼率為3/4的碼相比較，ite 2的性能還稍接近最佳值一些。
5.與線性預(yù)編碼技術(shù)配合V.Le Nir在[10]中所提出的預(yù)編碼可以用來在保持相同的譜效率的同時增加分集增益，對于正交空間-時間碼也是這樣。
5.1原始方案該文件提出了一個為正交空間-時間碼設(shè)計的方案，按照這個方案，要發(fā)射的碼元先用一個特定的線性預(yù)編碼矩陣預(yù)編碼后再用分組空間-時間編碼操作編碼。這個途徑簡化了接收時的處理。
5.2本發(fā)明的方案對于非正交空間-時間碼，在這個文件內(nèi)給出的預(yù)編碼方案由于該碼的非正交性產(chǎn)生的干擾而不再起作用。
對于這樣的碼，本發(fā)明通過最有效地利用空間-時間碼以及預(yù)編碼方案所提供的分集提供簡單的解碼。圖8示出了與預(yù)編碼配合的(非正交)空間-時間編碼系統(tǒng)以及相應(yīng)的接收機。
因此在發(fā)射時進行在[10]中所提出的這種類型的預(yù)編碼81，然后再進行交織82和空間-時間編碼83。信號用n個發(fā)射天線Ei通過n個傳輸信道hp發(fā)射給一個接收天線R1(當(dāng)然，也可以是部署幾個接收天線)。
在接收時，首先執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的編碼對稱的空間-時間解碼84，繼之以均衡85，例如為MMSE型的均衡。
再執(zhí)行按照以上所說明的途徑設(shè)計的不同迭代迭代1 圖9詳細示出的對角化86；以及隨后的迭代 圖10詳細示出的干擾消除872至87p。
如圖9所示，對角化步驟包括首先執(zhí)行如以上所說明的適當(dāng)對角化91。然后是執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的交織操作對稱的去交織操作92，接著是執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的預(yù)編碼操作對稱的預(yù)解碼操作93，再執(zhí)行碼元估計94。然后，對所估計的碼元執(zhí)行與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的新的預(yù)編碼操作95，最后執(zhí)行與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的交織操作96。
相應(yīng)的信號饋給如圖10所示的第一干擾消除迭代。從經(jīng)均衡的信號減去所饋的信號乘以干擾矩陣1011的結(jié)果(1012)，實現(xiàn)干擾消除101。在實現(xiàn)軟判定的情況下，可以考慮可靠性信息1013。
然后，在每個迭代中，重復(fù)在對角化步驟期間也執(zhí)行的操作與在發(fā)射時執(zhí)行的交織對稱的去交織102，與在發(fā)射時執(zhí)行的預(yù)編碼對稱的預(yù)解碼103，再是碼元估計104。然后對所估計的信號執(zhí)行與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的新的預(yù)編碼105，最后執(zhí)行與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的交織105。結(jié)果s(p-1)再輸入下一個迭代，或者在最后一個迭代的情況下供其余處理操作考慮。
5.3結(jié)果采用4天線發(fā)射系統(tǒng)的模擬條件(Jafarkhani空間-時間碼，不加濾波的白色和在四個碼元時間周期內(nèi)不變的Rayleigh信道，沒有信道編碼的QPSK調(diào)制，2bits/Hz的譜效率)。預(yù)編碼選為長度64，交織為IQ型，是均勻的，長度為10000個碼元時間間隔。
圖11示出了這些結(jié)果。
Lin表示具有預(yù)編碼64的線性解碼系統(tǒng)(粗解碼)的性能。Ite 1和Ite 2表示所提出的系統(tǒng)的最初兩個迭代的性能。最后，Optimum為具有預(yù)編碼(最佳干擾消除和預(yù)編碼)的系統(tǒng)的最佳極限。
曲線Ite 2示出了本發(fā)明的方案利用兩種分集(預(yù)編碼和空間-時間碼)的情況。得出的分集等于64*4＝256。這為譜效率為2bits/Hz的準高斯分集。為了進一步提高分集增益，可以使用以上給出的兩個8天線碼。
6.使用擴頻預(yù)編碼一個類似的途徑可以通過使用例如CDMA、MC-CDMA、WCDMA、DS-CDMA及其他技術(shù)配合擴頻預(yù)編碼使用。
圖12例示了這個途徑的一般原理。在發(fā)射時例如用CDMA碼對一組k個用戶執(zhí)行擴頻操作121。然后施加空間-時間碼122。
通過n個逆FFT操作1231至123n，執(zhí)行n個OFDM調(diào)制后，在n個天線E1至En上發(fā)射。接收天線R1接收與通過n個信道h1至hn傳輸相應(yīng)的信號，加有加性噪聲n(124)。
在接收時，首先，通過FFT 125執(zhí)行OFDM解調(diào)。然后，以與已說明的相同的方式執(zhí)行空間-時間解碼126和均衡127。然后重復(fù)對角化步驟128和p個干擾消除迭代1292至129p。
圖13所示的對角化與以上所說明的類似，但預(yù)解碼操作包括按照用戶碼執(zhí)行的CDMA去擴頻操作131，而預(yù)編碼操作包括按照用戶碼執(zhí)行的CDMA擴頻操作132。
在每個干擾消除迭代中也出現(xiàn)去擴頻操作141和擴頻操作142，如圖14所示。
圖13和14中所示的其他操作不再說明，它們與以上結(jié)合圖9和10所說明的完全相同。
還要注意的是，在這種類型的擴頻預(yù)解碼的情況下，通過不僅可以將編碼、信道和解碼而且還可以將擴頻和去擴頻操作綜合入總矩陣內(nèi)，不同地實現(xiàn)同樣的處理。
在這種情況下，對角化和干擾消除所用的矩陣G就要比空間-時間碼的大，但整個處理得到簡化。必須指出的是，通常，在任何場合，這個矩陣可以比空間-時間碼大，與Boariu所提出的方案中的不同。
圖15給出了這個途徑對于長度為16的碼、8個用戶和一個載波的結(jié)果。
可以將MRC(最大比值合并)濾波技術(shù)與本發(fā)明的途徑結(jié)合在一起實現(xiàn)均衡(在這種情況下為MMSE或最小均方誤差型均衡)。這后一個方案給出好得多的結(jié)果。
7.與信道編碼配合按照本發(fā)明的一個如圖16所示的實施例，所提出的是用信道編碼對碼元編碼。然后，再將這些碼元用空間-時間碼編碼。信道編碼由于增添了冗余信息因此改善了整個系統(tǒng)的性能。
因此，在發(fā)射時，需要對要發(fā)射的比特執(zhí)行信道編碼操作161(參見文獻)，再執(zhí)行交織162和調(diào)制操作163。然后，將所得到的碼元用分組空間-時間碼168編碼。信號用n個發(fā)射天線Ei通過n個傳輸信道hp發(fā)射給一個接收天線R1(當(dāng)然，也可以是部署幾個接收天線)。
在接收時，首先執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的空間-時間編碼對稱的空間-時間解碼164，繼之以均衡165，例如為MMSE型的均衡。
然后，執(zhí)行符合以上所說明的方案的迭代-迭代1對角化166，詳細示于圖17；以及-隨后的迭代干擾消除1672至167p，詳細示于圖18。
如圖17所示，對角化步驟包括首先進行如以上所說明的適當(dāng)?shù)膶腔?71。接著執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的調(diào)制對稱的解調(diào)操作172。這個解調(diào)在它提供經(jīng)解調(diào)的比特的置信度信息的意義上可以是軟解調(diào)。
所謂“調(diào)制”在這里應(yīng)理解為一個或多個二進制碼元與一個復(fù)碼元之間的變換。解調(diào)為逆操作。在實現(xiàn)點陣編碼的調(diào)制時，調(diào)制或解調(diào)的相位完全相同。
然后，執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的交織對稱的去交織操作173，再執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的信道編碼操作對稱的信道解碼操作174。這解碼在輸出端產(chǎn)生有關(guān)編碼比特的概率。解碼器可以處理在輸入端和在輸出端上的軟信息。
然后，執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的相同的交織175。接著，執(zhí)行也與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的調(diào)制176。這調(diào)制可以接收在輸入端上的軟數(shù)據(jù)，在輸出端上產(chǎn)生考慮了輸入比特(即經(jīng)加權(quán)的碼元)的置信度的碼元。
按照一個特定的實施例，解調(diào)和信道解碼可以結(jié)合在一起執(zhí)行。
相應(yīng)的信號饋給如圖18中所示的第一干擾消除迭代。從經(jīng)均衡的信號減去所饋的信號乘以干擾矩陣1811的結(jié)果(1812)，實現(xiàn)干擾消除181。如果執(zhí)行的是軟判決，就可以考慮置信度的信息。
然后，在每個迭代中，重復(fù)在對角化步驟期間也執(zhí)行的與在發(fā)射時執(zhí)行的調(diào)制對稱的解調(diào)操作182。這解調(diào)在它可以給出經(jīng)解調(diào)的比特的置信度信息的意義上可以是軟解調(diào)。
然后，執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的交織對稱的去交織183。接著，執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的信道編碼對稱的信道解碼操作184。這解碼在輸出端產(chǎn)生有關(guān)編碼比特的概率。解碼器可以處理在輸入端和在輸出端上的軟信息。
然后，執(zhí)行與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的交織185。接著，執(zhí)行也與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的調(diào)制186。這調(diào)制可以在輸入端接收軟數(shù)據(jù)，和可以在輸出端產(chǎn)生考慮了輸入比特即經(jīng)加權(quán)的碼元的置信度的碼元。結(jié)果s(p-1)再輸入下一個迭代，或者在最后一個迭代的情況下供其余處理操作考慮。
圖16的信道編碼161可以是turbo碼。在這種情況下，圖17的功能174為turbo解碼操作，turbo解碼迭代數(shù)可以不同，取決于總方案的每個迭代。
8.與信道編碼和預(yù)編碼配合按照本發(fā)明的另一個方面，碼元可以用信道編碼操作編碼后預(yù)編碼。然后，再執(zhí)行空間-時間編碼。
因此，在發(fā)射時對要發(fā)射的比特執(zhí)行信道編碼操作191(在文獻中有很好說明)，再執(zhí)行交織192和調(diào)制操作193。然后，對所得到的碼元預(yù)編碼194和最終交織195。最后，用分組空間-時間碼1910對得出的碼元編碼。信號用n個發(fā)射天線Ei通過n個傳輸信道hp發(fā)射給一個接收天線R1(當(dāng)然，也可以是部署幾個接收天線)。
在接收時，首先執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的空間-時間編碼對稱的空間-時間解碼196，再執(zhí)行均衡197，例如為MMSE型的均衡。
然后，執(zhí)行符合以上所說明的方案的不同迭代-迭代1對角化197，詳細示于圖20；以及-隨后的迭代干擾消除1982至198p，詳細示于圖21。
如圖20所示，對角化步驟包括首先進行如以上所說明的適當(dāng)?shù)膶腔?01。接著執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的交織操作195對稱的去交織操作202，再執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的預(yù)編碼操作對稱的預(yù)解碼操作203。
然后，執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的調(diào)制對稱的解調(diào)操作204。這個解調(diào)在它可以給出經(jīng)解調(diào)的比特的置信度信息的意義上可以是軟解調(diào)。
然后，執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的交織(192)對稱的去交織操作205，再執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的信道編碼操作對稱的信道解碼操作206。這解碼在輸出端產(chǎn)生有關(guān)編碼比特的概率。解碼器可以處理在輸入端和在輸出端上的軟信息。然后，執(zhí)行與在發(fā)射時所執(zhí)行的(192)相同的交織207。然后，執(zhí)行也與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的調(diào)制208。這調(diào)制可以接收在輸入端上的軟數(shù)據(jù)，在輸出端上產(chǎn)生考慮了輸入比特(即經(jīng)加權(quán)的碼元)的置信度的碼元。然后，對這些碼元執(zhí)行與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的預(yù)編碼209和交織2010。
相應(yīng)的信號饋給如圖21所示的第一干擾消除迭代。從經(jīng)均衡的信號減去所饋的信號乘以干擾矩陣2111的結(jié)果(2112)，實現(xiàn)干擾消除211。如果執(zhí)行的是軟判決，就可以考慮置信度信息2113。
然后，在每個迭代中，重復(fù)在對角化步驟期間也執(zhí)行的與在發(fā)射時執(zhí)行的交織(195)對稱的去交織212和與在發(fā)射時執(zhí)行的預(yù)編碼對稱的預(yù)解碼213的操作。
然后，執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的操作對稱的解調(diào)操作214。這個解調(diào)在它可以給出經(jīng)解調(diào)的比特的置信度信息的意義上可以是軟解調(diào)。接著，執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的操作(192)對稱的去交織操作215，再執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的信道編碼操作對稱的信道解碼操作216。這解碼在輸出端產(chǎn)生有關(guān)編碼比特的概率。解碼器可以處理在輸入端和在輸出端上的軟信息。
然后，執(zhí)行與在發(fā)射時所執(zhí)行的(192)相同的交織217。接著，執(zhí)行也與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的調(diào)制218。這調(diào)制可以在輸入端上接收軟數(shù)據(jù)，在輸出端上可以產(chǎn)生考慮了輸入比特(即經(jīng)加權(quán)的碼元)的置信度的碼元。然后，對這些碼元執(zhí)行與在發(fā)射時所執(zhí)行的相同的預(yù)編碼219和交織2110。結(jié)果s(p-1)再輸入下一個迭代，或者在最后一個迭代的情況下供其余處理操作考慮。
9.聯(lián)合對角化和均衡可以將均衡并入對角化，如圖22所示。按照前面的系統(tǒng)，首先對接收信號解碼(空間-時間解碼模塊221)，再予以對角化和均衡(對角化和均衡模塊223)。在MMSE的情況下，這操作包括將經(jīng)解碼的信號乘以矩陣 其中H為表示以上所給出的編碼和信道的矩陣，SNR為信噪比，I為單位矩陣，而(.)-1為矩陣求逆運算。在ZF的情況下，將經(jīng)解碼的信號乘以矩陣(HHH)-1。
然后，用經(jīng)典方法估計碼元。
隨后的這些迭代考慮的是對由空間-時間解碼221得出的數(shù)據(jù)執(zhí)行MMSE均衡222的結(jié)果。迭代由圖23示出。
因此，在MMSE的情況下包括用矩陣 執(zhí)行對角化和均衡的步驟231和執(zhí)行碼元估計的步驟232。
綜合符合章節(jié)5至8的預(yù)編碼和/或信道編碼始終是可行的。
10.信道估計的改善可以將信道估計引入迭代。經(jīng)典的是，信道估計在本文件中所說明的這些功能的上游執(zhí)行。假設(shè)它在空間-時間解碼前完美實現(xiàn)，因為這些數(shù)據(jù)項hi對于圖19的這個作為隨后這些功能(均衡、對角化、信道解碼等)之前的功能196是必需的。
可以設(shè)想一種操作模式，在每次迭代結(jié)束時所估計的數(shù)據(jù)可用于并行執(zhí)行的新的信道估計。新估計的數(shù)據(jù)hi可以用于下一個迭代。
也可以如在圖24中那樣與模塊196閉路。在這種情況下，每個迭代具有空間-時間解碼、均衡和一個如以上所說明的模塊。
11.本發(fā)明的優(yōu)點按照這些不同的方面，本發(fā)明具有許多優(yōu)點，諸如
重構(gòu)考慮隨迭代(例如包括在帶預(yù)編碼的方案內(nèi)的)執(zhí)行的置信度；可應(yīng)用于帶有IES的信道；可使用任意多個天線(4，8，…)；可與任何空間-時間碼配合使用；與分集預(yù)編碼配合；實現(xiàn)均衡，等等。
可以通過在所述均衡步驟前或后和/或在所述迭代期間實現(xiàn)自動增益控制(AGC)進一步改善本發(fā)明的方法的效率。
附錄1參考文獻1.Tujkovic D.，″Recursive Space-Time Treillis Codes for Turbo codedModulation″，IEEE GLOBECOM，2000，p.1010-1015，vol.2.
2.Jayaweera S.K.，Poor H.V.，″Turbo(iterative)decoding of a unitary space-time code with a convolutional code″，IEEE VTC Spring 2002，p.1020-1024.vol.2.
3.Guillen i Fabregas A.，Caire G.，″Analysis and design of natural andthreaded space-time codes with iterative decoding″，Conference on Signals，Systems and Computers，2002，p.279-283，Vol.1.
4.G.Bauch，N.Al-Dahir，″Reduced-complexity Space-Time Turbo-Equalization for Frequency-Selective MIMO Channels″，IEEE journal onSelected areas in communications.2002.
5.Boariu A.，Ionescu M.，″A class of nonorthogonal rate-one space-timeblock codes with controlled interference″，IEEE trans.on wireless comm.，mar.2003，pp.270-276，vol.2.
6.Tirkkonen O.，Boariu A.et Hottinen A.，″Minimal non-orthonality rate 1space-time block code for 3+tx antennas，in proceedings of IEEEISSTA′00，sept.2000，New Jersey，USA.
7.Jafarkhani H.，″A Quasi-Orthogonal Space-Time Block Code″，IEEEWCNC，2000，p.1457-1458 vol.1.
8.Alamouti S.M.，″A Simple Transmitter Diversity Scheme for WirelessCommunications″，IEEE JSAC，oct 1998，p.1457-1458.
9.Tarokh V.，Jafarkhani H.et Calderbanck R.″Space-time block coding forwireless communicationsperformance results″，IEEE JSAC，mar.1999，pp.451-460，vol.17.
10.V.Le Nir et M.Hélard，“Reduced-complexity space-time block codingand decoding schemes with block linear precoding”，Electronics Letters，10th July 2003，Vol.39，N°14.
權(quán)利要求
1.一種用于對一個包括一些通過空間-時間或空間-頻率編碼矩陣分布在空間、時間和/或頻率上的碼元的接收信號進行解碼的方法，其特征是所述方法實現(xiàn)一個空間-時間解碼步驟和至少一個迭代，每個迭代包括下列子步驟執(zhí)行為在發(fā)射所述信號時執(zhí)行的分集預(yù)編碼的逆操作的分集預(yù)解碼，給出經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)；根據(jù)所述經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)估計形成所述信號的碼元，給出估計的碼元；以及除最后的迭代外，對所述所估計的碼元執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的所述分集預(yù)編碼相同的分集預(yù)編碼，給出一個估計的信號。
2.按照權(quán)利要求1所述的解碼方法，其特征在于包括下列步驟執(zhí)行為在發(fā)射時執(zhí)行的空間-時間編碼的逆操作的空間-時間解碼，給出一個經(jīng)解碼的信號；對所述經(jīng)解碼的信號執(zhí)行均衡，給出一個經(jīng)均衡的信號；將經(jīng)均衡的信號的矩陣變換成一個從一個考慮了至少所述編碼矩陣和一個與所述編碼矩陣的共軛轉(zhuǎn)置矩陣相應(yīng)的解碼矩陣的總編碼/信道/解碼矩陣得到的對角矩陣；執(zhí)行為發(fā)射所述信號時執(zhí)行的分集預(yù)編碼的逆操作的分集預(yù)解碼，給出經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)；根據(jù)所述經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)估計形成所述信號的碼元，給出估計碼元；對所述估計碼元執(zhí)行與在發(fā)射時執(zhí)行的所述分集預(yù)編碼相同的分集預(yù)編碼，給出一個估計的信號；以及執(zhí)行至少一個執(zhí)行下列子步驟的干擾消除步驟的迭代從所述經(jīng)均衡的信號減去所述估計信號乘以一個干擾矩陣，給出一個經(jīng)最佳化的信號，對所述經(jīng)最佳化的信號執(zhí)行為發(fā)射所述信號時執(zhí)行的分集預(yù)編碼的逆操作的分集預(yù)解碼，給出經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)，根據(jù)所述經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)估計形成所述經(jīng)最佳化的信號的碼元，給出新的估計碼元，以及除最后的迭代外，對所述新的估計碼元執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的所述分集預(yù)編碼相同的分集預(yù)編碼，給出一個新的估計信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征是所述空間-時間解碼和均衡步驟和/或所述均衡和變換步驟被聯(lián)合執(zhí)行。
4.根據(jù)任何要求1至3中任一項所述的解碼方法，其特征是所述編碼碼元通過至少兩個天線發(fā)射，而不同的相應(yīng)傳輸信道被予以綜合考慮。
5.按照權(quán)利要求2至4中任一項所述的解碼方法，其特征是所述均衡步驟按照包括下列技術(shù)的組中的一種技術(shù)執(zhí)行均衡MMSE型均衡；EGC型均衡；ZF型均衡；以及考慮表示接收的信號與接收噪聲之間的信噪比的信息的均衡。
6.按照權(quán)利要求2至5中任一項所述的解碼方法，其特征是所述碼元估計步驟執(zhí)行將置信度信息與判決關(guān)聯(lián)的軟判決，而所述減去步驟考慮所述置信度信息。
7.按照權(quán)利要求2至5中任一項所述的解碼方法，其特征是所述接收的信號是一個多載波信號。
8.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任一項所述的解碼方法，其特征是所述預(yù)編碼利用下列方法之一執(zhí)行擴頻技術(shù)；以及線性預(yù)編碼。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至8中任一項所述的解碼方法，其特征是在所述均衡步驟前或后和/或在至少一個所述迭代期間執(zhí)行一個自動增益控制步驟。
10.根據(jù)權(quán)利要求1至9中任一項所述的解碼方法，其特征是所述方法還包括一個與在發(fā)射時執(zhí)行的信道編碼步驟對稱的信道解碼步驟。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的解碼方法，其特征是所述信道解碼步驟執(zhí)行turbo解碼操作。
12.根據(jù)權(quán)利要求1至11中任一項所述的解碼方法，其特征是所述方法還包括與在發(fā)射時執(zhí)行的交織相應(yīng)的至少一個去交織步驟和至少一個重新交織步驟。
13.根據(jù)權(quán)利要求1至12中任一項所述的解碼方法，其特征是所述方法還包括考慮在至少一個所述迭代期間估計的數(shù)據(jù)來改善信道估計的步驟。
14.根據(jù)權(quán)利要求1至9中任一項所述的解碼方法，其特征是所述接收的信號是通過四個天線發(fā)射的，而所述總矩陣為G=γA00J0A-J00-JA0J00A]]>其中A＝|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2J=2Re{h1h4*-h2h3*},]]>代表干擾，和γ=1|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+1SNR]]>這里，H=h1h2h3h4-h2*h1*-h4*h3*-h3*-h4*h1*h2*h4-h3-h2h1]]>為一個將空間-時間編碼和傳輸信道組合在一起的矩陣，和SNR代表信噪比。
15.根據(jù)權(quán)利要求1至14中任一項所述的解碼方法，其特征在于所述接收的信號是通過八個天線發(fā)射的，而所述總矩陣為G=γ·HH·H=γA000J0000A000J0000A000J0000A000JJ000A0000J000A0000J000A0000J000A]]>其中A＝|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+|h5|2+|h6|2+|h7|2+|h8|2J=2Im{h1h5*+h2h6*+h3h7*+h4h8*}]]>和γ=1|h1|2+|h2|2+|h3|2+|h4|2+|h5|2+|h6|2+|h7|2+|h8|2+1SNR]]>這里，H=h1h2h3h4h5h6h7h8h2-h1h4-h3h6-h5h8-h7h3-h4-h1h2h7-h8-h5h6h4h3-h2-h1h8h7-h6-h5h1*h2*h3*h4*h5*h6*h7*h8*h2*-h1*h4*-h3*h6*-h5*h87-h7*h3*-h4*-h1*h2*h7*-h8*-h5*h6*h4*h3*-h2*-h1*h8*h7*-h6*-h5*h5h6h7h8h1h2h3h4h6-h5h8-h7h2-h1h4-h3h7-h8-h5h6h3-h4-h1h2h8h7-h6-h5h4h3-h2-h1h5*h6*h7*h8*h1*h2*h3*h4*h6*-h5*h8*-h7*h2*-h1*h4*-h3*h7*-h8*-h5*h6*h3*-h4*-h1*h2*h8*h7*-h6*-h5*h4*h3*-h2*-h1*]]>為一個將空間-時間編碼和傳輸信道組合在一起的矩陣，和SNR代表信噪比。
16.一種編碼和解碼的方法，其特征在于所述編碼執(zhí)行空間-時間編碼，使得H=h1h2h3h4h5h6h7h8h2-h1h4-h3h6-h5h8-h7h3-h4-h1h2h7-h8-h5h6h4h3-h2-h1h8h7-h6-h5h1*h2*h3*h4*h5*h6*h7*h8*h2*-h1*h4*-h3*h6*-h5*h87-h7*h3*-h4*-h1*h2*h7*-h8*-h5*h6*h4*h3*-h2*-h1*h8*h7*-h6*-h5*h5h6h7h8h1h2h3h4h6-h5h8-h7h2-h1h4-h3h7-h8-h5h6h3-h4-h1h2h8h7-h6-h5h4h3-h2-h1h5*h6*h7*h8*h1*h2*h3*h4*h6*-h5*h8*-h7*h2*-h1*h4*-h3*h7*-h8*-h5*h6*h3*-h4*-h1*h2*h8*h7*-h6*-h5*h4*h3*-h2*-h1*]]>并且所述解碼為按照權(quán)利要求14所述的解碼。
17.一種實現(xiàn)用于對一個包括一些通過一個空間-時間編碼矩陣分布在空間和時間和/或頻率上的碼元的接收信號進行解碼的裝置的接收機，其特征是所述接收機包括執(zhí)行為發(fā)射時執(zhí)行的空間-時間編碼的逆操作的空間-時間解碼的裝置，以及所述最佳化信號的分集預(yù)解碼裝置，用于執(zhí)行為發(fā)射所述信號時執(zhí)行的分集預(yù)編碼的逆操作的預(yù)解碼，給出經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)；估計裝置，用來根據(jù)經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)估計形成所述最佳化的信號的碼元，給出新的估計碼元；分集預(yù)編碼裝置，用來對所述新的估計碼元執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的所述分集預(yù)編碼相同的分集預(yù)編碼，給出一個新的估計信號，所述裝置對每個碼元至少執(zhí)行一次。
18.一種用于對一個包括一些通過一個空間-時間或空間-頻率編碼矩陣分布在空間、時間和/或頻率上的碼元的接收信號進行解碼的方法，其特征在于所述方法包括下列步驟執(zhí)行對角化，從一個考慮了至少所述編碼矩陣和一個與所述編碼矩陣的共軛轉(zhuǎn)置矩陣相應(yīng)的解碼矩陣的總編碼/信道/解碼矩陣得到一個對角矩陣；執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的調(diào)制對稱的解調(diào)；執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的交織對稱的去交織；執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的信道編碼對稱的信道解碼；執(zhí)行與發(fā)射時所執(zhí)行的相同的重新交織；執(zhí)行與發(fā)射時執(zhí)行的相同的重新調(diào)制，給出一個估計信號；以及執(zhí)行至少一個包括從一個經(jīng)均衡的信號減去所述估計信號乘以一個干擾矩陣的干擾消除步驟的迭代，給出一個最佳化信號。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種用于對一個包括一些通過空間－時間編碼矩陣分布在空間和時間上的碼元的接收信號進行解碼的方法，這種方法包括一個空間－時間解碼步驟和至少兩個迭代，每個迭代包括以下子步驟執(zhí)行與發(fā)射信號時執(zhí)行的分集預(yù)解碼相對的分集預(yù)解碼，給出預(yù)編碼數(shù)據(jù)；根據(jù)所述經(jīng)預(yù)解碼的數(shù)據(jù)估計形成所述信號的碼元，給出估計碼元；對估計碼元執(zhí)行與發(fā)射期間執(zhí)行的分集預(yù)編碼相同的分集預(yù)編碼，從而給出一個估計信號。
文檔編號H04J99/00GK1842986SQ200480024781
公開日2006年10月4日 申請日期2004年3月5日 優(yōu)先權(quán)日2003年9月1日
發(fā)明者瑪麗林·赫拉爾德, 皮埃爾-簡·布維特, 溫森特·勒尼爾, 羅多爾菲·勒古阿布爾 申請人:法國電信公司