專利名稱：數(shù)字自適應濾波器和利用這一設(shè)備的聲音回波消除器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字自適應濾波器和利用這一設(shè)備的聲音回波消除器。
具體地，本發(fā)明涉及數(shù)字自適應濾波器，其中自適應過程是根據(jù)誤差信號的歸一化最小二乘方誤差算法NLMS進行的。
背景技術(shù)：
特別是免提型通信系統(tǒng)增長的需求導致不斷努力開發(fā)聲音回波消除器。這樣的聲音回波消除器需要有效率的帶有低競爭載荷和延時的濾波技術(shù)。
正如通常所知道的那樣，例如，在駕駛期間，使用車輛中的手機大大地降低駕駛者的注意力，增加事故的風險。在此，免提設(shè)備允許駕駛者集中精力到交通上并增加安全性。該免提設(shè)備未廣泛被使用的一個原因是由于可用的系統(tǒng)質(zhì)量差。另一個原因是可用的免提設(shè)備通常是在切換基礎(chǔ)上工作，因而需要兩個使用者高的談話紀律，因為只有半雙工通信是可能的。
通過聲音回波消除可以實現(xiàn)趨于全雙工通信的方法，在其中回波未被壓制而是補償，例如如下文中所描述的那樣“On thelmplementation of a Partitioned Block Frequency Domain AdaptiveFilter(PBFDAF)for Long Acoustic Echo Cancellation”，Jose’M.P.Borrallo，Mariano G.Otero，Signal Processing 27(1992)，pp.309-315。
在EP0 661 832 A2中，描述了一種方法和設(shè)備，用于識別利用自適應濾波器的系統(tǒng)。自適應濾波器處理參考輸入信號，產(chǎn)生輸出信號。減法器從觀測到的信號減去自適應濾波器的輸出信號，和功率估計電路估計參考輸入信號的功率。步距確定電路依據(jù)參考輸入信號被估計的功率確定步距。
在US-A-5,734,715中描述一個過程和設(shè)備，用于利用自動地適應系統(tǒng)經(jīng)受的噪聲條件的步距進行自適應識別和自適應回波消除。
圖1示出回波消除的有關(guān)基礎(chǔ)。特別是，圖1示出，例如，一種免提通信設(shè)備或遠程會議系統(tǒng)的揚聲器200和話筒202。而且，在揚聲器200和話筒202之間用虛線示出回波傳播路徑206。通常，通信設(shè)備的近端談話者通過揚聲器200接收聲音信息，并通過話筒202發(fā)送信息到遠端談話者。然而，通過聲波的反饋傳播，聲波被傳播回到遠端揚聲器。
如圖1中所示，為了克服這種缺點，可將一種自適應濾波器208可用于產(chǎn)生合成的回波，供與實際的回波反相補償。換句話說，自適應濾波器208是回波路徑206的一個模型，并必須適應由于，例如，近端揚聲器或免提通信設(shè)備所安裝的環(huán)境引起的變化著的真實世界環(huán)境。
也如圖1中所示，為了實行反相補償，在此提供一個實際回波和合成回波相減的相加點210。然而，因為相加以后自適應濾波器208通常將未達到真實世界環(huán)境的完全的模擬，在此將仍然有誤差信號，可被返回傳播到遠端揚聲器。
可將自適應濾波器208作為時間域或頻率域自適應濾波器來實現(xiàn)。而且，該濾波器必須是自適應的，以便適合不同的房間環(huán)境和近端談話者的移動。將調(diào)節(jié)濾波器系數(shù)的過程稱為收斂，該收斂速度在很大程度上規(guī)定了聲音回波消除器的性能。
濾波器系數(shù)的調(diào)節(jié)依賴于自適應濾波器的輸入信號，對該輸入信號功率的估計和最終取決于自適應濾波器中濾波的輸入信號與通過話筒202即通過自適應濾波器模擬的路徑206接收的信號之間的誤差信號。
圖2示出用于估計輸入信號功率的信號流程圖。在此得到輸入信號的瞬時功率，然后在第一乘法器214中用因數(shù)β加權(quán)。為了也執(zhí)行相關(guān)器步驟，將該估計的功率電平通過第二乘法器216用因數(shù)(1-β)標定，在延時單元218中延時，并最終通過加法器220加到瞬時功率上，如圖2中所示。
然而，在圖2中所示的進行功率電平估計的方法并未考慮在輸入信號上的任何信息，只利用預先規(guī)定的因數(shù)，不管信號特性如何。而且，任何占優(yōu)勢的周圍條件沒有對功率水平的估計造成影響，例如，周圍的噪聲。因此，圖2中所示的通常的方法只實現(xiàn)自適應濾波器有限的收斂作用并帶有對通信質(zhì)量的相關(guān)負面影響。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于以上的情況，本發(fā)明的目的是在背景噪聲以下提供一種具有增強的收斂速度的數(shù)字自適應濾波器。
依據(jù)本發(fā)明的第一方面，利用一種數(shù)字自適應濾波器實現(xiàn)此目的，該濾波器包括濾波器系數(shù)更新裝置，依據(jù)輸入信號，對輸入信號所估計的功率，和在該數(shù)字自適應濾波器中濾波的輸入信號與沿著由該數(shù)字自適應濾波器模擬的外部路徑傳播的輸入信號之間的誤差信號不斷地更新濾波器系數(shù)；和輸入信號功率估計裝置，用于對于不對稱地增長輸入功率和/或減少輸入功率實行遞推平滑。
在此，當與利用一個公共因數(shù)的方案作比較時，為了較快的收斂，允許選擇兩個不同的平滑因數(shù)。在輸入功率快速增長的情況下要防止步距太大以避免任何的不穩(wěn)定。
依據(jù)本發(fā)明的最佳實施方案，輸入信號功率估計裝置利用不同的加權(quán)因數(shù)分別對增長的和減少的輸入信號功率電平實行對所估計的輸入功率的遞推平滑。
因此，可以考慮，通常在開始，輸入信號的功率水平開始并增長非常快，然后在較長的時間周期上返回到零電平。通過對于功率水平的快增長和慢減小采用專用的加權(quán)因數(shù)，可以實現(xiàn)總的顯著改善的收斂特性。
依據(jù)本發(fā)明的另一最佳實施方案，數(shù)字自適應濾波器在頻率域中對輸入信號功率電平進行估計并對于至少一個頻段依據(jù)該頻段的背景噪聲水平單獨地計算步距。
本發(fā)明的這個實施方案允許特別考慮平直譜內(nèi)的背景噪聲或換句話說，考慮在頻率范圍上不均勻分布的背景噪聲。通過對于單個頻段的專用步距計算，可以實現(xiàn)適合于主要情況的最佳收斂，從而利用這樣一種數(shù)字自適應濾波器實現(xiàn)了聲音回波消除器總的較好的性能。
而且，依據(jù)本發(fā)明的再一個最佳實施方案，該頻率域自適應濾波器具有可變的輸入塊長度，并不限于2的冪數(shù)。
因此，依據(jù)本發(fā)明，對于頻率域自適應濾波器輸入塊長度要按照2的冪數(shù)選取的限制被避免，從而增加了可用的范圍。一個例子是GSM語音編碼解碼器，以20ms為基數(shù)運行，也就是，160個樣本。
依據(jù)本發(fā)明的第二方面，通過一種子頻帶自適應濾波器達到這個目的，該濾波器包括一個分析濾波器組，用于按照至少兩個頻帶過濾輸入信號；一個子頻帶濾波器，用于該分析組的每個頻帶，以過濾有關(guān)頻帶的輸出信號；一個合成濾波器組，用于從子頻帶濾波器輸出信號產(chǎn)生時間域輸出信號，其中每個子頻帶濾波器包括濾波器系數(shù)更新裝置，依據(jù)所提供的有關(guān)頻帶的輸出信號，它的估計功率，和有關(guān)的頻帶輸出信號與沿著通過子頻帶濾波器模擬的外部路徑傳播的相應頻帶輸入信號之間的子頻帶誤差信號不斷地更新濾波器系數(shù)，并且該濾波器系數(shù)更新裝置，用于依據(jù)每個頻帶的背景噪聲水平單獨地計算每個頻帶的步距。
對于以上概述的優(yōu)點，提供一種自適應子頻帶濾波器允許在時間域和頻率域范圍之間靈活定標?？紤]的頻帶越多，在選頻干擾的情況下收斂狀況將越好。更進一步，在特定的頻帶中干擾越低，對于有關(guān)子頻帶濾波器的濾波器系數(shù)更新過程的步距越大，可以實現(xiàn)快速收斂。
依據(jù)本發(fā)明的另一個最佳實施方案，在此對通信設(shè)備提供一種聲音回波消除器，包括數(shù)字自適應濾波器裝置，接收通信設(shè)備的輸入信號并產(chǎn)生與揚聲器裝置和通信設(shè)備的接收裝置之間的實際回波近似的合成回波，用以反相補償；和通信監(jiān)視裝置，用以檢測該通信設(shè)備的當前通信狀態(tài)和據(jù)此控制該數(shù)字自適應濾波器裝置，其中該數(shù)字自適應濾波器裝置是依據(jù)以上概述的，本發(fā)明的實施方案之一實施的。
因此，將依據(jù)本發(fā)明的數(shù)字自適應濾波器用在聲音回波消除器中，特別用于免提通信設(shè)備中。通過本發(fā)明的自適應濾波器的改進性能，合成的回波被提供，改進對于通過例如，免提通信設(shè)備的揚聲器和話筒之間回波傳播路徑所產(chǎn)生的實際回波的匹配。
依據(jù)本發(fā)明的再一最佳實施方案，該聲音回波消除器包括一個估計裝置，用以確定輸入信號能量的線性包括；和一個背景噪聲估計裝置。因而，可將該輸入信號能量和背景噪聲提供給活動性判決裝置，它在由聲音回波消除器處理的不同運行狀態(tài)之間是不同的。根據(jù)所估計的輸入信號能量水平和背景噪聲水平，可以在背景噪聲上打上中斷標記，以增加通過應用聲音回波消除器的舒適度。


通過以下優(yōu)選實施方案的詳述連同附圖，可達到對本發(fā)明更好的理解，其中圖1示出進行自適應濾波的基本結(jié)構(gòu)，用以消除在例如，免提通信設(shè)備中揚聲器和話筒之間傳播的回波；圖2示出對于圖1中所示的電路結(jié)構(gòu)，用于估計輸入信號功率水平的信號流程圖；圖3示出進行確定用于依據(jù)本發(fā)明的功率水平估計的加權(quán)因數(shù)的基本概念；圖4示出利用依據(jù)本發(fā)明確定的選擇性的加權(quán)因數(shù)的一種功率水平估計單元的簡圖；圖5示出利用依據(jù)本發(fā)明的不對稱功率電平估計的一種數(shù)字自適應濾波器的時間域?qū)崿F(xiàn)方案；圖6示出利用依據(jù)本發(fā)明的不對稱功率電平估計的子頻帶型自適應濾波器實現(xiàn)方案；圖7示出進行自適應頻率域濾波的基本方法；圖8示出利用依據(jù)本發(fā)明的不對稱功率電平估計的數(shù)字自適應濾波器頻率域?qū)崿F(xiàn)方案的簡圖；圖9示出用于依據(jù)本發(fā)明的頻率域中不對稱功率電平估計的信號程流圖；圖10示出利用依據(jù)本發(fā)明的不對稱功率電平估計的數(shù)字自適應濾波器的一種方框隔開的頻率域?qū)崿F(xiàn)方案；圖11示出依據(jù)本發(fā)明的聲音回波消除器的一種方框圖；和圖12示出在圖11中所示的通信監(jiān)視單元的一種方框圖。
具體實施例方式
圖3示出實行本發(fā)明不同實施方案的基本概念，也就是例如，輸入信號功率電平的不對稱估計。在圖3中只示出在，例如免提雙工通信設(shè)備中使用的揚聲器10和話筒12。
圖3示出沿著揚聲器10和話筒12之間的路徑的傳輸狀況。假如揚聲器輸出沿著回波路徑16傳播的短周期信號14，由話筒12接收到的有關(guān)信號將是較長持續(xù)時間的回波信號。對于揚聲器輸出信號14的包絡20和回波信號18的包絡22同樣成立。
如圖3中所示，通常揚聲器信號14的包絡20具有近似與功率電平的上升和下降相同的持續(xù)時間。作為對照，對于回波信號18，應該注意到，起初，在開始階段功率電平上升很快，以后與揚聲器輸出信號包絡20相比較，在較長時間周期上具有衰減的趨勢。換句話說，在依據(jù)揚聲器輸出信號估計回波信號的功率電平中應該考慮到功率電平的上升大大地快于降低。這導致增加對于功率電平估計的準確度，結(jié)果改進了收斂狀況。
因此，依據(jù)本發(fā)明，一種估計功率電平的遞推方法是按照下式PI|t＝β·Pin|t+(1-β)·PI|t-1利用不同的加權(quán) 因而，在時間t上被估計的功率PI|t是從時間t的瞬時功率Pin|t，和在時間t-1上被估計的功率PI|t-1算得。而且，依據(jù)本發(fā)明，提出較高的加權(quán)因數(shù)βup被用于增加的輸入功率電平和較低的加權(quán)因數(shù)βdown被用于降低的輸入功率電平。換句話說，依據(jù)本發(fā)明，輸入信號功率電平的估計是以不對稱方式實現(xiàn)的。
以下，將示出，這種概念可用于時間域或頻率域中。也可能用頻帶選擇方式更新不同的濾波器系數(shù)以實現(xiàn)通過考慮背景噪聲達到非常良好的收斂狀況。
依據(jù)本發(fā)明的第一實施方案，自適應數(shù)字濾波器是在時間域中實現(xiàn)的。因此，輸入功率電平估計是依照下式實現(xiàn)的PX|n＝β·x(n)·x(n)+(1-β)·PX|n-1 正如從上式可見，從輸入信號的瞬時功率X(n)·X(n)和對于以前時間點n-1估計的功率電平估計在新的時刻上的輸入信號的功率電平。
圖4示出對于輸入信號功率電平估計的時間域?qū)崿F(xiàn)方案電路圖。
在此，第一乘法器24被用于得出輸入信號的瞬時功率X2(n)。然后在第二乘法器26中該瞬時功率對于增長的和減少的輸入功率電平，分別被有選擇地用βup和βdown相乘。然后，分別在增長和減少功率電平的情況下用1-βup和1-βdown相乘以后，對于以前時間點n-1的功率電平PX在第三乘法器28中被加到第二乘法器26的輸出。這就有可能得到被估計的功率電平的新值。
也如圖4中所示，每個被估計的功率電平值在比較器中與第一乘法器24輸出的瞬時功率相比較，以便分別對于校正因數(shù)βup，βdown，1-βup，1-βdown有選擇地操作開關(guān)34和36。特別是，在X2＞PX的情況下比較器32將指明增長的功率電平，而作為對照，在X2≤PX的情況下比較器32將指明減少的功率電平。
因此，時間域方法允許直截了當?shù)膶崿F(xiàn)功率電平估計，因而對于小的濾波器長度是一種非常有效的解決方案。一種利用圖4所示的不對稱功率電平估計電路的自適應數(shù)字濾波器的這樣的例子示于圖5中。
如圖5所示，輸入信號X(n)是由揚聲器10輸出，沿著回波路徑16傳播，然后通過話筒12拾取。進一步，如以上概述的那樣，在此提供一種時間域自適應數(shù)字濾波器38，模擬回波傳播路徑16，用以產(chǎn)生合成回波供反相補償。因而，這種時間域自適應數(shù)字濾波器 在相加點40上被加到話筒12的輸出y(n)上。因為合成回波的合成只是對實際回波的一種近似，在相加點40以后將仍然有誤差信號e(n)=y(n)-y^(n)]]>。對于這種情況的另一個原因是通常噪聲信號n可通過話筒12被附帶地拾取。
如圖5所示，不僅輸入信號X(n)，而且誤差信號e(n)=y(n)-y^(n)]]>是對時間域數(shù)字自適應濾波器的輸入信號。該濾波器也劃分為通常的延時單元42-1，...，42-L，系數(shù)單元44-0，44-1，...，44-L和相加單元46，將乘法單元44-0，...，44-L的輸出相加。為了靈活地將這些系數(shù)Co，n，...CL，n適應于揚聲器10和話筒12之間的傳播條件，在此也提供一個分別帶有功率估計單元50和系數(shù)更新單元52的自適應單元48。
如圖5所示，功率估計單元50接收揚聲器10的輸入信號作為輸入信號并利用圖4所示的方法和電路結(jié)構(gòu)由此得到所估計的功率電平。利用所估計的功率電平PX|n或等效地||X||，對濾波器系數(shù)Cn＝[Co，n，...，CL，n]T的更新按下式進行C‾n+1=C‾n+μ·e(n)·X‾||X‾||]]>其中，X＝[X(n)，X(n-1)，...，X(n-L)]T。在此，系數(shù)更新單元52需要估計輸入信號功率電平。通過不對稱平滑過程實現(xiàn)；其中遞推平滑是依據(jù)對于以上所解釋的時間域的遞推等式，對于增長的和減少的輸入功率電平，分別利用不同的因數(shù)βup和βdown來實施。
因此，自適應數(shù)字濾波器的時間域?qū)崿F(xiàn)方案允許按照歸一化的最小二乘方算法收斂自適應濾波器，與輸入信號的功率電平無關(guān)。而且，步距μ是確定時間域數(shù)字自適應濾波器收斂狀況的自由度。
依據(jù)本發(fā)明，不同的β因數(shù)允許避免步距太大，在輸入功率快速增長的情況下最終會引起不穩(wěn)定。因而，與只利用單一因數(shù)的解決辦法相比，實現(xiàn)總的較快的收斂。這導致時間域自適應濾波器較好的性能，從而導致利用這種時間域自適應濾波器的設(shè)備較好的質(zhì)量。
本發(fā)明的另一實施方案涉及如圖6所示的子頻帶自適應數(shù)字濾波器。在此，提供一個分析濾波器組54，將對揚聲器10的輸入信號X過濾，進入至少兩個頻帶。另外，第二分析濾波器56再次過濾話筒12的輸出。進行至少兩個頻帶，與通過第一分析濾波器組54提供的頻帶對應。
如圖6所示，對于通過第一和第二分析濾波器54和56提供的每個頻帶，分別提供子頻帶濾波器58-1，...，58-n，用以模擬在此頻帶中沿著回波傳播路徑16的傳輸狀況。然后每個子頻帶濾波器58-1，...，58-n的輸出信號可與第二分析濾波器組56的有關(guān)輸出信號組合，以便得到對于每個頻帶的誤差信號，然后可用于調(diào)諧有關(guān)的子頻帶濾波器58-1，...，58-n。為了得到誤差信號，在此提供有關(guān)的加法器60-1，...，60-n，其輸出送到合成的濾波器組，對于子頻帶輸出信號產(chǎn)生時間域輸出信號。
本發(fā)明的這個實施方案的優(yōu)點是允許實現(xiàn)在不同的頻帶中進行濾波的可比性。子頻帶自適應濾波器非常適于過濾在回波傳播路徑上的選頻干擾信號，因為這些干擾信號可被通過單一的子頻帶濾波器專門補償。而且，對于每個子頻帶，為了更新濾波器系數(shù)可以選擇各自的步距。
本發(fā)明的再一實施方案依據(jù)頻率域方法，需要一種對頻率域的變換，因此只在濾波器長度超過一定的閾值長度的情況下增加付出附加的努力。對于非常長的濾波器長度，在處理復雜性方面頻率域方法比時間域方法優(yōu)越。
而且，如果頻率域濾波技術(shù)是以塊為基礎(chǔ)運行，必須收集一系列的輸入樣本直到塊處理可被實行為止。這就產(chǎn)生固有的延時，取決于變換長度，在以下要描述的實施方案中必須被考慮。
如圖7中所示，輸入信號被分成例如，相等長度的段，順序地與脈沖響應卷積，或者等效地，輸入信號X(n)的快速富里哀變換X(κ)被與脈沖響應h(n)的傳遞函數(shù)H(κ)相乘。然后，在逆快速富里哀變換以后，結(jié)果的最后塊被作為輸出信號存儲。
圖8示出圖7中所示的頻率域自適應濾波器是如何可用于回波消除的。
在此，輸入信號x(n)是被提供給揚聲器10的線路RCV-IN上的信號。在自適應濾波器內(nèi)，該信號被輸入信號分段單元64再劃分。該輸入信號分段單元64被連到FFT變換單元66。共軛復數(shù)單元68被連到該FFT變換單元66的輸出，得到輸入信號x(n)的頻率域表示式x(κ)的共軛復數(shù)X*(κ)。
也如圖8中所示，誤差信號e(n)被提供作為通過第二輸入信號分段單元70，對自適應濾波器的第二輸入信號。這第二輸入信號分段單元70被連到第二FFT變換單元72。然后，在第一乘法單元74中，誤差信號e(n)的頻率域表示式E(n)和輸入信號頻率域表示式的共軛復數(shù)X*(κ)相乘。
也如圖8中所示，這第一乘法單元74的輸出被連到梯度約束單元76，其本身被連到濾波器系數(shù)更新單元78。在濾波器系數(shù)更新單元78的輸出上，相應的濾波器系數(shù)被與輸入信號的頻率域表示式X(κ)相乘，以確定濾波器輸出信號的頻率域表示式y(tǒng)(κ)，在第一重新變換單元80中經(jīng)受逆FFT變換。最后，自適應濾波器輸出信號的時間域表示式的最后塊被存儲在存儲單元82中，提供輸出信號。
依據(jù)本發(fā)明，濾波器系數(shù)更新單元78是特別重要的，因為它完成頻率域自適應濾波器。特別是，圖8中所示的結(jié)構(gòu)是約束型的，因為在調(diào)節(jié)頻率域濾波器系數(shù)期間變化的梯度受梯度約束單元76限制。雖然非約束結(jié)構(gòu)導致存儲兩個FFT變換，本發(fā)明的頻率域自適應濾波器的收斂較大，這是由于改進調(diào)節(jié)所致。
圖9示出依據(jù)本發(fā)明用于頻率域中功率估計的一種更詳細的方框圖。在圖9中所示的結(jié)構(gòu)實施以下等式PX(k)|t=β·X(k)·X*(k)+(1-β)·PX(k)|t-1k=0,...,N2+1]]> 并包括第二共軛復數(shù)單元84和延時單元86，以實現(xiàn)功率電平的遞推估計。如上所述，兩個不對稱平滑因數(shù)β和1-β，分別被供給乘法單元88和90。然后兩個乘法結(jié)果被在加法器92中相加，以計算輸入信號被估計的功率。
利用該被估計的輸入信號功率電平，依據(jù)下式在濾波器系數(shù)更新單元78中執(zhí)行頻率域自適應濾波器的濾波器系數(shù)更新過程，H(k)|t+1=H(k)|t+μ(k)·E(k)PX(k)|t·X*(k)·G(k)---k=0,...,N2+1,]]>在此，通過加上一定的增量從老的系數(shù)H(κ)|t得出新的系數(shù)H(κ)|t+1，依據(jù)本發(fā)明被規(guī)定為μ(κ)對于每個頻段單獨的步距E(κ)誤差信號(在相加點以后的剩余信號)X*(κ)變換后揚聲器信號的復數(shù)共軛PX(κ)變換后揚聲器信號被估計的功率G(κ)由于循環(huán)的FFT特性引起的梯度約束操作因此，依據(jù)本發(fā)明步距μ(κ)對于每個頻帶單獨地進行計算并取決于該特定的頻帶中的背景噪聲電平。通常，背景噪聲越低，步距將越大。因而，因為在，例如，車輛內(nèi)部的背景噪聲并不具有平坦的譜，本發(fā)明允許最佳收斂，適應于占優(yōu)勢的情況。結(jié)果，收斂速度可被單獨地適應于背景噪聲的頻率特性，導致自適應濾波器較好的性能，從而導致依據(jù)本發(fā)明利用頻率域自適應濾波器的設(shè)備較好的性能質(zhì)量，例如，聲音回波消除器或遠程會議通信設(shè)備。
專用頻帶歸一化的另一種效果是對輸入信號去相關(guān)的等效的效果。因此，對于彩色信號的收斂像語音一樣可被改進，“A GloballyOptimised Frequency Domain Acoustic Echo Canceller for AdverseEnvironment Applications”，J.Boudy，F(xiàn).Chapman，P.Lockwood，4th International Workshop on Acoustic Echo and Noise Control，21-23 June 1995，Roros，Norway，pp.95-98。
而且，對于圖8中所示的結(jié)構(gòu)，塊長度并不限于2的冪數(shù)。作為對照，在圖8所示的結(jié)構(gòu)中輸入長度κ和FFT長度N也可被選成滿足N≥2κ因而，本發(fā)明的這個實施方案允許增加可能應用的范圍。一個例子是GSM，其中語音編碼器以20毫秒為基數(shù)運行，或等效于160個樣本。此值并不是2的冪數(shù)。
而且，利用圖8所示的自適應頻率域濾波器，濾波技術(shù)以塊為基礎(chǔ)運行，必須收集一系列的輸入樣本直到塊處理可被實施為止。這就產(chǎn)生固有延時，取決于FFT的長度，在實時應用中必須加以考慮。為了克服這個缺點，一個大的FFT變換可被分成較小的部分，也就是它可被分割。依據(jù)本發(fā)明，這導致以下要解釋的被分割塊頻率域自適應濾波器。
圖10示出這樣一種依據(jù)本發(fā)明的被分割塊頻率域自適應濾波器。如圖10所示，頻率域自適應濾波器的這種實施方案利用四個隔板n＝0，...，3。利用四個隔板導致FFT長度為原來長度的1/4。因而，延時也降低到1/4。然而，依據(jù)這種實施方案，計算量稍有增加，對于輸入信號X(n)的去相關(guān)效果被減少，這是由于較短的FFT長度所致。
如圖10中所示，被分割塊頻率域自適應濾波器具有共軛復數(shù)單元68，梯度約束單元76，和濾波器系數(shù)更新單元78，被復制成頻率域自適應濾波器的每個單獨的塊。特別是，被分割塊頻率域自適應濾波器的不同濾波器系數(shù)更新單元被分別通過參考數(shù)字A0，A1，A2和A3來標記。為了實現(xiàn)塊分割。也必須分別提供附加的延時單元94，96，98。最后，依據(jù)頻率域自適應濾波器中每個分割塊的輸出被在向量相加單元100中相加，其輸出被供給已在圖8中示出的第一逆FFT單元80。
考慮圖10所示的結(jié)構(gòu)的功能，應該注意到FFT長度被選為，例如，128，導致回波路徑長度為32毫秒，也就是在8KHZ采樣頻率時256個抽頭。第一塊H0包含第一個64抽頭，第二塊H1包含下一個64抽頭，依此類推。對于輸入向量塊X0-X3同樣成立。延時單元94-98用一個方框?qū)⒀訒r符號化。分割因數(shù)4具有固定延時8msec加若干處理延時。
濾波器系數(shù)更新類似于在時間域NLMS算法中實施的更新，也就是誤差信號被輸入功率歸一化，新的系數(shù)從老的系數(shù)得到，通過加上取決于輸入向量的步距來達到。與時間域NLMS的差別在于歸一化是對每個頻段單獨地進行的，步距μ是對于每個頻段單獨地控制的，以便如上述的那樣取得最佳的收斂性能。
對輸入功率的估計是基于塊輸入信號X0-X3的功率和老的被估計的輸入功率。依據(jù)本發(fā)明，遞推平滑是用對于增加和減少功率不同的，不對稱的平滑因數(shù)進行的，兩個不同的平滑因數(shù)被使用，以避免在快速增長輸入功率的情況下太大的步距，將引起不穩(wěn)定。對每個頻段估計輸入功率。輸入功率用PX標記。
PX(k)|t=β·Σn=03(Xn(k)·X*n(k))+(1-β)·PX(k)|t-1---k=0,...,N2+1]]> 也如依據(jù)圖8的實施方案，對于依據(jù)本發(fā)明的被分割塊頻率域自適應濾波器，步距μ確定穩(wěn)定性，收斂速度和最后的失調(diào)誤差。大的步距將導致快速收斂，但也導致高的梯度噪聲。反過來也一樣，在存在附加噪聲的情況下，例如，汽車背景噪聲，步距必須被減小，以避免不穩(wěn)定。
雖然在以上的頻率域的不同實施方案中依據(jù)本發(fā)明的自適應濾波器已作了解釋，在以下將參考利用這樣一種頻率域自適應濾波器的聲音回波消除器。這樣一種聲音回波消除器的一種典型的應用是免提通信設(shè)備，遠程會議通信設(shè)備或多媒體終端。
圖11示出依據(jù)本發(fā)明的一種聲音回波消除器的方框圖。在此，自適應濾波器產(chǎn)生合成回波，應該與實際的回波相同用以反相補償。由于自適應濾波器的有限性能，在相加點以后的剩余回波e仍然是可覺察到的，通過一種非線性處理器102將其除去，例如，一種中心削波器。然而，非線性處理器102消除的不僅是剩余回波，而且也消除在話筒12前近端談話者的背景噪聲。這對于遠端談話者產(chǎn)生一種斷線的感覺?？朔@個問題的一種方法是提供一個舒適噪聲發(fā)生器104。
如圖11所示，聲音回波消除器由通信監(jiān)測單元106控制，以下也被稱為雙重談話檢測器。這種雙重談話檢測器106在聲音回波消除器的不同狀態(tài)之間區(qū)分并控制自適應濾波器的自適應過程。
關(guān)于穩(wěn)定性，應該注意到，例如，在汽車中保證最佳通信，通常必須提供相當高音量的揚聲器信號。這意味著系統(tǒng)工作在穩(wěn)定性容限之上，如果自適應濾波器不可能得到足夠的衰減，可能導致嘯聲效應。對于高揚聲器音量，話音切換和聲音回波消除器的組合在本發(fā)明的實際實施中是成功的。
正如以上已提到的那樣，非線性處理器102可作為一種帶有自適應閾值的中心削波器來實現(xiàn)。閾值被選成高于線性補償以后預期的回波電平，以抑制所有的剩余回波。這種預期的回波電平是分別由回波返回損失和回波返回損失增強值降低的RCV-OUT電平。非線性處理器102只在遠端揚聲器單獨活動的情況下是活動的。如果近端揚聲器是活動的，它就不活動，以避免任何的削波和在無人談話時發(fā)送背景噪聲。
而且，圖11中所示的雙重談話檢測器106實現(xiàn)對整個聲音回波消除器的控制。因此，如圖11中所示，它控制自適應濾波器，非線性處理器102，和舒適噪聲發(fā)生器104。
如圖12中所示，雙重談話檢測器106包括單元108，用于估計輸入信號的能量，單元110，用于估計背景噪聲，和單元112，用于分別決定近端揚聲器和遠端揚聲器的活動性。特別是，雙重談話檢測器106在四種狀態(tài)之間區(qū)分，根據(jù)狀態(tài)執(zhí)行不同的任務
·空閑無人談話·近端活動話筒前的人正在談話·遠端活動信號正從遠端側(cè)來·雙重談話信號正從遠端來和近端揚聲器是活動的如圖12中所示，雙重談話檢測器106必須估計輸入信號能量和背景噪聲，以便引出可靠的狀態(tài)決策。依據(jù)Parseval定理，能量可在時間域和頻率域中計算Σn=0N-1|x(n)|2=1NΣk=0N-1|X(k)|2]]>在頻率域中，按下式可計算線性包絡“EnVlin”和可被遞推平滑Plin=1N2+1·1N2+1·Σk=0N2X(k)X*(k)]]>Envlin|t＝β·Plin+(1-β)·Envlin|t-1 也如圖12中所示，雙重談話檢測器106包括一個背景噪聲估計單元110。這是考慮到，例如，移動應用意味著高背景噪聲電平。這種噪聲主要來自輪胎和風，是一種短時間的穩(wěn)態(tài)。在背景噪聲和近端談話者之間加以區(qū)分是重要的，以實現(xiàn)可靠的狀態(tài)決策。
對于近端信號和遠端信號，背景噪聲估計單元110是活動的。在遠端側(cè)，切換設(shè)備可被連接，產(chǎn)生快速改變的背景噪聲電平。背景噪聲估計單元110也基于以下的假定·背景噪聲是長時間的穩(wěn)態(tài)；·語音信號是非穩(wěn)態(tài)的；和·背景噪聲電平可快速改變。
基于輸入能量電平和SND-IN及RCV-IN信號被估計的背景噪聲電平，對于SND-IN和RCV-IN輸入的第一活動性決策是通過雙重談話檢測器106的活動性決策單元112實施的。在此，如果輸入電平超過被估計的背景噪聲電平一定的閾值，輸入被標記為活動的，否則為非活動的。因此，活動性決策單元112在四種不同狀態(tài)之間區(qū)分·空閑·近端活動·遠端活動·雙重談話。
縮寫目錄AEC 聲音回波消除器BGN 背景噪聲CNG 舒適噪聲發(fā)生器DTD 雙重談話檢測器遠端信號來自線路和去揚聲器的信號FDAEC 頻率域聲音回波消除器FDAF 頻率域自適應濾波器FFT 快速富里哀變換FIR 有限脈沖響應G 梯度約束IFFT 逆快速富里哀變換K 用于頻帶的指數(shù)L 濾波器長度N FFT的長度近端信號由話筒拾起和去線路的信號NLMS 歸一化最小二乘方NLP 非線性處理器PBFDAF被分割塊頻率域自適應濾波器PX揚聲器信號被估計的輸入功率RCV 接收RCV-IN接收輸入(來自遠端的輸入)RCV-OUT 接收輸出(輸出到揚聲器)SND 發(fā)送SND-IN發(fā)送輸入(來自話筒的輸入)SND-OUT 發(fā)送輸出(輸出到遠端)TDAEC 時間域聲音回波消除器TB一塊的信號延時X(κ) 輸入信號X(n)的頻率域表示式X*(κ) X的共軛復數(shù)向量β平滑因數(shù)μ步距y(n) 頻率域自適應濾波器的時域輸出信號
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字自適應濾波器，該濾波器包括a)濾波器系數(shù)更新裝置(52；78)，用以按以下條款不斷更新濾波器系數(shù)a1)輸入信號(x；X)，a2)輸入信號被估計的功率(PI)，和a3)在數(shù)字自適應濾波器中被濾波的輸入信號和沿著由數(shù)字自適應濾波器模擬的外部路徑(16)傳播的輸入信號之間的誤差信號，和b)輸入信號功率估計裝置(24-36，50；84-92)，用于對增加的輸入功率和/或減少的輸入功率實行不對稱的遞推平滑。
2.依據(jù)權(quán)利要求1的數(shù)字自適應濾波器，其特征在于輸入信號功率估計裝置(24-36，50；84-92)按下式對輸入功率實行遞推平滑PI|t＝β·Pin|t+(1-β)·PI|t-1
3.依據(jù)權(quán)利要求2的數(shù)字自適應濾波器，其特征在于輸入信號功率估計裝置(24-36，50)按下式在時間域中對輸入功率實行遞推平滑PX|n＝β·x(n)·x(n)+(1-β)·PX|n-1
4.依據(jù)權(quán)利要求2的數(shù)字自適應濾波器，其特征在于輸入信號功率估計裝置(84-92)按下式在頻率域中對輸入功率實行遞推平滑PX(k)|t=β·X(k)·X*(k)+(1-β)·PX(k)|t-1---k=0,...,N2+1]]>
5.依據(jù)權(quán)利要求4的數(shù)字自適應濾波器，其特征在于濾波器系數(shù)更新裝置(84-92)被適配成依據(jù)頻帶的背景噪聲電平，對于至少一個頻帶單獨地計算步距(μ(k))。
6.一種頻率域自適應濾波器，該濾波器包括a)濾波器系數(shù)更新裝置(78)，用于按以下條款順序地更新濾波器系數(shù)a1)輸入信號(X)，a2)輸入信號被估計的功率(PI)，和a3)在頻率域自適應濾波器中被濾波的輸入信號和沿著由頻率域自適應濾波器模擬的外部路徑(16)傳播的輸入信號之間的誤差信號，其中b)濾波器系數(shù)更新裝置(78)被適配成依據(jù)每個頻帶的背景噪聲電平，對每個頻帶單獨地計算步距。
7.依據(jù)權(quán)利要求6的頻率域自適應濾波器，其特征在于它還包括輸入信號功率估計裝置(84-92)，被適配成對于增加的輸入功率和/或減少的輸入功率不對稱地實行遞推平滑。
8.依據(jù)權(quán)利要求6或7的頻率域自適應濾波器，其特征在于它還包括梯度約束裝置(76)，以便對濾波器系數(shù)實現(xiàn)最佳收斂。
9.依據(jù)權(quán)利要求7或8的頻率域自適應濾波器，其特征在于，濾波器系數(shù)更新裝置(78)按下式更新濾波器系數(shù)H(k)|t+1=H(k)|t+μ(k)·E(k)PX(k)|t·X*(k)·G(k)---k=0,...,N2+1,]]>其中-μ(k)是對于每個頻帶的單獨步距。-E(k)是已變換的誤差信號(在相加點以后的剩余信號)-X*(k)是已變換的揚聲器信號的復數(shù)共軛-PX(k)是已變換的揚聲器信號被估計的功率-G(k)是梯度約束操作(由于循環(huán)的FFT特性引起的)。
10.依據(jù)權(quán)利要求6至9之一的頻率域自適應濾波器，其特征在于它是塊分割型的。
11.依據(jù)權(quán)利要求6至9之一的頻率域自適應濾波器，其特征在于它是帶有可變輸入長度K的類型，K被選成滿足N≥2K，其中N是FFT長度，K并不限于2的冪數(shù)。
12.一種子頻帶自適應濾波器，該濾波器包括a)分析濾波器組(54)，被適配成依據(jù)至少兩個頻帶對輸入信號濾波，b)子頻帶濾波器(58-1，...，58-n)，用于分析組的每個頻帶，用以對有關(guān)的頻帶的輸出信號濾波，c)合成濾波器組(62)，被適配成從子頻帶濾波器輸出信號產(chǎn)生時間域輸出信號，其中d)每個子頻帶濾波器(58-1，...，58-n)包括濾波器系數(shù)更新裝置，用以按以下條款順序地更新濾波器系數(shù)d1)被提供的有關(guān)頻帶輸出信號，d2)被估計的功率，和d3)在有關(guān)的頻帶輸出信號和沿著由子頻帶濾波器模擬的外部路徑傳播的相應頻帶輸入信號之間的子頻帶誤差信號，和e)濾波器系數(shù)更新裝置被適配成依據(jù)每個頻帶的背景噪聲電平，對每個頻帶單獨地計算步距。
13.依據(jù)權(quán)利要求12的子頻帶自適應濾波器，其特征在于每個子頻帶濾波器的濾波器系數(shù)更新裝置被適配成對于增加的輸入功率和減少的輸入功率不對稱地實行遞推平滑。
14.依據(jù)權(quán)利要求13的子頻帶自適應濾波器，其特征在于輸入信號功率估計裝置按下式對輸入功率實行遞推平滑PI|t＝β·Pin|t+(1-β)·PI|t-1
15.一種用于通信設(shè)備的聲音回波消除器，包括a)數(shù)字自適應濾波器裝置(101)，接收通信設(shè)備的輸入信號，并產(chǎn)生合成回波，與通信設(shè)備的揚聲器裝置(10)和接收裝置(12)之間的實際回波近似，用于反相補償，其特征在于b)通信監(jiān)測裝置(106)，用于檢測通信設(shè)備的當前通信狀態(tài)和控制有關(guān)的數(shù)字自適應濾波器裝置(101)的特性，其中c)數(shù)字自適應濾波器裝置(101)被依據(jù)權(quán)利要求1到14之一實施。
16.依據(jù)權(quán)利要求15的聲音回波消除器，其特征在于通信監(jiān)測裝置(106)包括a)能量水平估計裝置(108)，用于確定輸入信號能量的線性包絡，b)背景噪聲估計裝置(110)，對于近端信號和遠端信號實行背景噪聲估計，和c)活動性決策裝置(112)，被適配成分別在四個不同狀態(tài)，空閑，近端活動，遠端活動，和雙重談話之間區(qū)分。
17.依據(jù)權(quán)利要求15或16的聲音回波消除器，其特征在于能量水平估計裝置(108)利用不對稱平滑因數(shù)，確定輸入信號能量的包絡。
18.依據(jù)權(quán)利要求15到17之一的聲音回波消除器，其特征在于數(shù)字自適應濾波器裝置(101)的輸出信號被供給中心削波器作為非線性處理裝置(102)。
19.依據(jù)權(quán)利要求18的聲音回波消除器，其特征在于非線性處理裝置(102)的輸出信號被由舒適噪聲產(chǎn)生裝置(104)輸出的合成噪聲超載。
20.一種免提通信設(shè)備，其特征在于依據(jù)權(quán)利要求15到19之一的回波消除器。
21.一種遠程會議通信系統(tǒng)，其特征在于依據(jù)權(quán)利要求15到19之一的回波消除器。
22.一種多媒體終端設(shè)備其特征在于依據(jù)權(quán)利要求15到19之一的回波消除器。
23.一種數(shù)字自適應濾波方法，包括以下步驟a)按以下條款不斷更新濾波器系數(shù)a1)輸入信號(X)，a2)輸入信號被估計的功率(PI)，和a3)在用于數(shù)字自適應濾波方法的輸入信號和沿著通過數(shù)字自適應濾波方法模擬的外部路徑(16)傳播的輸入信號之間的誤差信號，并且b)對于增加的輸入功率和減少的輸入功率，不對稱地實行遞推平滑。
24.依據(jù)權(quán)利要求23的數(shù)字自適應濾波方法，其特征在于輸入功率被按下式遞推平滑PI|t＝β·Pin|t+(1-β)·PI|t-1
25.依據(jù)權(quán)利要求24的數(shù)字自適應濾波方法，其特征在于輸入功率被按下式在時間域中遞推平滑PX|n＝β·x(n)·x(n)+(1-β)·PX|n-1
26.依據(jù)權(quán)利要求24的數(shù)字自適應濾波方法，其特征在于輸入功率被按下式在頻率域中遞推平滑PX(k)|t=β·X(k)·X*(k)+(1-β)·PX(k)|t---k=0,...,N2+1]]>
27.依據(jù)權(quán)利要求26的數(shù)字自適應濾波方法，其特征在于依據(jù)該頻帶的背景噪聲電平，單獨地計算對于至少一個頻帶的步距。
28.一種頻率域自適應濾波方法，包括以下步驟a)按以下條款順序更新濾波器系數(shù)a1)輸入信號(X)，a2)輸入信號被估計的功率(PI)，和a3)在按頻率域自適應濾波方法被濾波的輸入信號和沿著通過頻率域自適應濾波方法模擬的外部路徑(16)傳播的輸入信號之間的誤差信號，其中b)依據(jù)每個頻帶的背景噪聲電平單獨地計算對于每個頻帶的步距。
29.依據(jù)權(quán)利要求28的頻率域自適應濾波方法，其特征在于對于增加輸入功率和/或減少的輸入功率的遞推平滑被不對稱地進行。
30.依據(jù)權(quán)利要求28或29的頻率域自適應濾波方法，其特征在于濾波系數(shù)被按下式更新H(k)|t+1=H(k)|t+μ(k)·E(k)PX(k)|t·X*(k)·G(k)---k=0,...,N2+1,]]>其中-μ(k)是對于每個頻帶的單獨步距-E(k)是已變換的誤差信號(在相加點以后的剩余信號)-X*(k)是已變換的揚聲器信號的復數(shù)共軛-PX(k)是已變換的揚聲器信號被估計的功率-G(k)是梯度約束操作(由于循環(huán)的FFT特性引起的)。
31.一種子頻帶型數(shù)字自適應濾波方法，其特征在于包括以下步驟a)在分析濾波器組(54)中按至少兩個頻帶對輸入信號濾波，b)在對于每個頻帶的子頻帶濾波器(58-1，...，58-n)中對有關(guān)頻帶輸出信號濾波，c)在合成濾波器組(62)中從子頻帶濾波器輸出信號產(chǎn)生時間域輸出信號，其中d)在每個子頻帶濾波器(58-1，...58-n)中濾波器系數(shù)被按以下條款順序更新d1)被提供的有關(guān)頻帶輸出信號，d2)被估計的功率，和d3)在有關(guān)頻帶輸出信號和沿著通過子頻帶型數(shù)字自適應濾波方法模擬的外部路徑傳播的相應頻帶輸入信號之間的子頻帶誤差信號，和e)依據(jù)對于每個頻帶的背景噪聲電平，單獨地計算對于每個頻帶的步距。
32.依據(jù)權(quán)利要求31的子頻帶型數(shù)字自適應濾波方法，其特征在于對于增加的輸入功率和減少的輸入功率的遞推平滑被不對稱地進行。
33.依據(jù)權(quán)利要求32的數(shù)字自適應濾波方法，其特征在于對于輸入功率的遞推平滑被按下式進行PI|t＝β·Pin|t+(1-β)·PI|t-1
34.一種在通信設(shè)備中用于聲音回波消除的方法，包括以下步驟a)在數(shù)字自適應濾波器裝置(101)上接收通信設(shè)備的輸入信號和產(chǎn)生合成回波，與通信設(shè)備的揚聲器裝置(10)和接收裝置(12)之間的實際回波近似，用于反相補償，并且b)在通信監(jiān)測裝置(106)中檢測通信設(shè)備的當前通信狀態(tài)，控制有關(guān)的數(shù)字自適應濾波器裝置(101)，其中c)數(shù)字自適應濾波器裝置(101)被依據(jù)權(quán)利要求23到33之一操作。
全文摘要
為了實現(xiàn)對于，例如，回波消除改進的收斂狀況，在此提供一種數(shù)字自適應濾波器，包括濾波器系數(shù)更新裝置(52；78)，用于依據(jù)輸入信號(X)，該輸入信號的估計功率(PI)，和在數(shù)字自適應濾波器中濾波的輸入信號與沿著由數(shù)字自適應濾波器模擬的外部路徑(16)傳播的輸入信號之間的誤差信號不斷地更新濾波器系數(shù)。在此，輸入信號功率估計裝置(50，84－92)用于對于增加的輸入功率和減少的輸入功率以不對稱方式用不同的平滑因數(shù)實施遞推平滑。如果在頻率域中進行估計，對于更新濾波器系數(shù)的步距可有選擇地適應頻帶。
文檔編號H04B3/23GK1595827SQ20041004222
公開日2005年3月16日 申請日期1999年7月1日 優(yōu)先權(quán)日1998年7月13日
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