專利名稱：一種選頻方式的單載波分塊傳輸方法
技術領域：
本發(fā)明涉及寬帶數(shù)字通信傳輸方法。屬于寬帶無線通信技術領域。
背景技術：
通信技術在最近幾十年，特別是二十世紀九十年代以來得到了長足發(fā)展，對人們?nèi)粘Ｉ詈蛧窠?jīng)濟的發(fā)展產(chǎn)生了深遠的影響。而未來通信技術距朝著寬帶高速的方向發(fā)展，因此許多寬帶數(shù)字傳輸技術受到廣泛的關注，正交頻分復用(以下簡稱OFDMOrthogonalFrequency Division Multiplexing)和頻域均衡的單載波(以下簡稱SC-FDESingle Carrierwith Frequency Domain Equalization)就是兩種被人們重視的寬帶數(shù)字傳輸技術，它們都屬于分塊傳輸技術，而目前OFDM受關注的程度要遠遠超過SC-FDE，并且在多種標準中成為支撐技術，例如無線局域網(wǎng)(WLANWireless Local Area Network)中的IEEE802.11a、歐洲電信標準化協(xié)會(ETSIEuropean Telecommunication Standard Institute)的HiperLAN/2，無線城域網(wǎng)(WMANWireless Metropolitan Area Network)中的IEEE802.16；有線數(shù)據(jù)傳輸中的各種高速數(shù)字用戶線(xDSLDigital Subscriber Line)都是基于OFDM技術的標準。SC-FDE并沒有被這些標準采用，只是在IEEE802.16中與OFDM共同建議為物理層傳輸技術。
OFDM是一種多載波傳輸技術，它用N個子載波把整個寬帶信道分割成N個并行的相互正交的窄帶子信道。OFDM系統(tǒng)有許多引人注目的優(yōu)點1.OFDM有非常高的頻譜效率。普通FDM系統(tǒng)為了分離開各子信道的信號，需要在相鄰的子信道間設置一定的保護間隔，造成頻譜資源的浪費；OFDM的子信道間不僅沒有保護間隔，而且相鄰子信道中信號的頻譜主瓣還有重疊，這大大提高了OFDM系統(tǒng)的頻譜效率。
2.實現(xiàn)比較簡單。當子信道上采用正交幅度調制(QAMQuadrature AmplitudeModulation)或者多進制相移鍵控(MPSKM-ary Phase Shift Keying)調制方式時，調制過程可以用離散傅里葉逆變換(以下簡稱IDFTInverse Discrete Fourier Transform)完成，解調過程可以用離散傅里葉變換(以下簡稱DFTDiscrete Fourier Transform)完成，它們可以用快速算法快速傅立葉變換(以下簡稱FFTFast Fourier Transform)和快速傅立葉逆變換(以下簡稱IFFTInverse Fast Fourier Transform)實現(xiàn)。既不用多組振蕩器產(chǎn)生載波信號，也不用帶通濾波器組分離信號。
3.抗多徑干擾能力和抗衰落能力強。由于一般的OFDM系統(tǒng)均采用循環(huán)前綴(簡稱CPCyclic Prefix)方式，使得它在一定條件下可以完全消除多徑傳播引起的多徑干擾，完全消除多徑傳播對載波正交性的破壞，因此OFDM系統(tǒng)具有很好的抗多徑干擾能力；OFDM的子載波把整個寬帶信道分成若干窄子信道，盡管整個寬帶信道有可能是極不平坦的衰落信道，但在各個子信道上的衰落是近似平坦的，這使得OFDM信號的均衡特別簡單，往往只需要一個抽頭的均衡器即可。
4.可以利用信道狀態(tài)信息(簡稱CSIChannel State Information)進一步提高系統(tǒng)傳輸效率。即利用自適應OFDM技術在增益高的子信道上用高進制調制方式，在增益低的子信道(即深衰點)上用低進制調制方式，甚至禁用。這樣在滿足一定誤碼率要求的情況下，可以盡可能多的傳輸信息，這就進一步提高了系統(tǒng)的頻譜效率。
正是這些優(yōu)點使得OFDM成為近十年來的研究熱點，以致被認為是未來通信，特別是寬帶無線通信的支撐技術。但OFDM系統(tǒng)自身的許多缺點，特別是它的峰值平均功率比(簡稱PAPRPeak to Average Power Ratio)過大，限制著它的實用步伐，而現(xiàn)有SC-FDE具有OFDM上述除第四點以外的所有優(yōu)點，并且不存在OFDM的PAPR問題，性能和效率跟OFDM基本相當。它是人們在研究OFDM的基礎上發(fā)展而來，這種SC-FDE系統(tǒng)跟OFDM一樣采取分塊傳輸，并且采用CP(若采用零填充(簡稱ZPZero Padding)方式，而將每幀拖尾疊加到該幀的前面，則與CP效果相同)，這樣就可以把信號與信道脈沖響應的線性卷積轉化為循環(huán)卷積，并且消除了多徑引起的幀間干擾。并且在接收端采用簡單的頻域均衡技術就可以消除符號間干擾，例如迫零(簡稱ZFZero Forcing)均衡和最小均方誤差(簡稱MMSEMinimum Mean Square Error)均衡。
SC-FDE系統(tǒng)跟OFDM相比，不存在PAPR問題。而PAPR問題是OFDM系統(tǒng)本身難以用低代價(頻譜效率和功率效率)方式解決的問題。因此SC-FDE技術目前受到越來越多的重視。
在OFDM和SC-FDE的許多重要應用場合(如WLAN、WMAN、xDSL等)，都存在反向信道，OFDM發(fā)送端可以利用反向信道回傳的信道狀態(tài)信息和一些自適應技術來提高整個系統(tǒng)的性能和效率。而到目前為止，還沒有SC-FDE系統(tǒng)在發(fā)送端利用信道狀態(tài)信息的報道。這使得在存在反向信道的應用場合，SC-FDE系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)相比處于劣勢。
以下論述在現(xiàn)有SC-FDE系統(tǒng)中已經(jīng)得到了應用這里只論述基帶離散信號處理，下面的信號是指發(fā)送端數(shù)模轉換(以下簡稱D/ADigital to Analog convert)之前和接收端模數(shù)轉換(以下簡稱A/DAnalog to Digitalconvert)之后的信號，信道是離散化后的形式。(如果采用軟件無線電實現(xiàn)，也可以用中頻離散信號處理完成，此時信號是中頻離散信號，信道是等效中頻離散信道，處理方式與基帶相同。)1.信號傳輸?shù)念l域表達及信道狀態(tài)信息假設SC-FDE系統(tǒng)發(fā)送端送出的一幀已經(jīng)完成符號映射的信號為s(n)，(n＝0，1，…，N-1)，信道脈沖響應為h(n)，(n＝0，1，…，L-1)(L小于CP長度)，信號傳輸過程中要受到加性白高斯噪聲(AWGNAdditive White Gaussian Noise)的干擾，設噪聲為w(n)，(n＝0，1，…，N-1)，接收端接收到的信號為r(n)，(n＝0，1，…，N-1)，去掉CP后得到r(n)＝s(n)h(n)+w(n)，(n＝0，1，…，N-1) (1)表示循環(huán)卷積運算，頻域表達式為R(k)＝S(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)(2)其中R(k)，S(k)，H(k)，W(k)分別為通過對r(n)，s(n)，h(n)，w(n)作N點DFT得到的頻域信號，H(k)，(k＝0，1，…，N-1)為信道的傳輸函數(shù)，又稱之為信道狀態(tài)信息(CSI)。
2.CSI的獲得CSI一般通過信道估計算法得到，可以采用基于輔助數(shù)據(jù)的方法或盲估計方法，可以參考一些OFDM的信道估計方法。
3.頻率選擇性信道對SC-FDE系統(tǒng)的影響信號的多徑傳播或時延擴展會引起頻率選擇性衰落，信號在頻率選擇性衰落信道中傳播會導致信號的某些頻譜分量被衰減得很低，在信道存在深衰點的情況下，信號受到的影響更大，以致信號產(chǎn)生畸變，導致符號間干擾，從而影響系統(tǒng)性能。
為了消除多徑傳播引起的符號間干擾，傳統(tǒng)的窄帶系統(tǒng)一般采用時域均衡。但在寬帶通信中，時域均衡的復雜度太高，而通常采用基于CP的分塊傳輸技術的頻域均衡方式。常用的頻域均衡技術有線性均衡和判決反饋均衡。目前SC-FDE系統(tǒng)一般采用線性均衡，常用的線性均衡有迫零(ZF)和最小均方誤差(MMSE)。
迫零均衡利用上述假設，在接收端為了恢復出信號，作如下處理S~(k)=R(K)H~(k),(k=0,1,···,N-1)---(3)]]>即對信號進行迫零均衡， (k＝0，1，…，N-1)為估計到的信道狀態(tài)信息，在一定條件下，可以得到相對準確的信道狀態(tài)信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，可以用它來代替 (k＝0，1，…，N-1)作分析，并將(2)式代入(3)式整理得S~(k)=R(k)H(k)=S(k)+W(k)H(k),(k=0,1,···,N-1)---(4)]]>可以看出均衡后得到的 (k＝0，1，…，N-1)同真實的頻域信號S(k)，(k＝0，1，…，N-1)相比存在一定誤差，這個誤差是由噪聲引起的，并且當信道存在深衰點(增益很低的點)，特別是存在接近零增益的點時會過分放大噪聲，影響到信號的解調。為了避免放大噪聲，人們提出另一種均衡方式最小均方誤差均衡最小均方誤差就是要使均衡后的信號跟真實信號的均方誤差最小，即E|S~(k)-S(k)|2]]>最小，經(jīng)過推導之后得到均衡系數(shù)C(k)=H*(k)|H(k)|2+1/SNR(k),(k=0,1,···,N-1)---(5)]]>其中，H*(k)，(k＝0，1，…，N-1)為H(k)，(k＝0，1，…，N-1)的復共軛，這樣就可以得到均衡后的信號S~(k)=C(k)R(k),(k=0,1,···,N-1)---(6)]]>將(5)式代入(6)整理得S~(k)=S(k)1+1/[SNR(k)|H(k)|2]+W(k)H*(k)|H(k)|2+1/SNR(k),(k=0,1,···,N-1)---(7)]]>這樣即使出現(xiàn)深衰點也不會過分放大噪聲，但會使信號產(chǎn)生畸變。
在現(xiàn)有的SC-FDE系統(tǒng)中，由于發(fā)送端沒有利用信道狀態(tài)信息，對頻率選擇性衰落信道使用上述兩種均衡方式，要么過分放大噪聲，要么使信號產(chǎn)生畸變。

發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明針對現(xiàn)有SC-FDE系統(tǒng)發(fā)送端不能利用信道狀態(tài)信息的問題，提出一種選頻方式的單載波分塊傳輸方法，該方法對現(xiàn)有SC-FDE系統(tǒng)進行改造，使得在SC-FDE系統(tǒng)的發(fā)送端可以有效利用信道狀態(tài)信息，從而在均衡時既不會過分放大噪聲，又不會使信號產(chǎn)生畸變，改善了整個系統(tǒng)的性能。
本發(fā)明采用的解決方案是選頻方式的單載波分塊傳輸方法，即選頻方式的SC-FDE傳輸方法，包括以下步驟(1)收發(fā)雙方建立通信后，接收端估計出信道狀態(tài)信息后，根據(jù)信道狀態(tài)信息從N個子信道中找出M個可用子信道，同時將可用子信道和禁用子信道分別作標記，形成子信道標記信息，通過反向信道將子信道標記信息發(fā)回發(fā)送端；(2)發(fā)送端收到接收端發(fā)回的子信道標記信息后，根據(jù)這些信息改變信號頻譜，用可用子信道傳輸信號；(3)接收端收到信號后，將信號變換到頻域，再根據(jù)子信道標記信息選出可用子信道上的信號，然后對選出來的信號進行均衡，并變換回時域進行判決，最終得到傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
下面對以上步驟作詳細說明第一步，找出可用子信道，并將子信道標記信息通過反向信道發(fā)送給發(fā)送端接收端根據(jù)估計出的信道狀態(tài)信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，從N個子信道中，按照幅度增益從大到小選出M(M≤N)個可用子信道，設這M個可用子信道的標號為ki(i＝0，1，…，M-1)，而將剩下的子信道禁用，用1比特信息，即“0”或“1”標記每個子信道是可用子信道還是禁用子信道，這就是發(fā)送端所需要的子信道標記信息，如果接收端作N點的DFT，即共有N個子信道，反饋給發(fā)送端的子信道標記信息共有N比特，然后將這N比特信息通過反向信道發(fā)回發(fā)送端。
第二步，根據(jù)子信道標記信息改變信號頻譜在發(fā)送端收到接收端發(fā)送回來的子信道標記信息后，就可以用M個可用子信道來傳輸信號，這樣對一幀M個SC-FDE符號s(n)，(n＝0，1，…，M-1)，作M點DFT變換到頻域S(i)=Σn=0M-1s(n)e-j2πMni,(i=0,1,···,M-1)---(8)]]>就得到M點的頻域信號，用選出來的第ki，(i＝0，1，…，M-1)個可用子信道H(ki)，(i＝0，1，…，M-1)傳輸?shù)趇個頻域信號S(i)，(i＝0，1，…，M-1)，即在可用子信道對應的信號頻譜點上放置要傳輸?shù)念l域信號，而將禁用子信道對應的信號頻譜點置零，也可以填充一些非信息數(shù)據(jù)，這樣就得到一幀新的頻域信號S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)，點數(shù)為N 然后對S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)作N點IDFTs′(n)=1NΣk=0N-1S′(k)ej2πNnk,(n=0,1,···,N-1)---(10)]]>變成時域信號，過抽樣時IDFT點數(shù)要大于N，高頻部分置零，對該時域信號作D/A后，再進行調制發(fā)送出去。
第三步，選出可用子信道上傳輸?shù)男盘枺缓髮x出來的信號進行均衡，并變換回時域進行判決，最終得到傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
接收端接收到信號，去掉CP后的時域離散信號為r′(n)＝s′(n)h(n)+w(n)，(n＝0，1，…，N-1) (11)對其作N點的DFTR′(k)=Σn=0N-1r′(n)e-j2πNnk,(k=0,1,···,N-1)---(12)]]>并且R′(k)＝S′(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1) (13)這樣就可以根據(jù)子信道標記信息選出M個可用子信道上的信號R(ki)，(i＝0，1，…，M-1)，然后用估計出來的信道狀態(tài)信息中可用子信道參數(shù)H(ki)，(i＝0，1，…，M-1)，對選出來的信號進行均衡；可以選擇下述三種均衡方式之一1、迫零均衡，2、最小均方誤差均衡，3、混合均衡，即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方誤差均衡均衡；以迫零均衡為例作介紹S~(ki)=R(ki)H(ki),(i=0,1,···,M-1)---(14)]]>令S~(i)=S~(ki),(i=0,1,···,M-1)---(15)]]>對其作M點的IDFTs~(n)=1MΣi=0M-1S~(i)ej2πMni,(n=0,1,···,M-1)---(16)]]>對這組數(shù)據(jù)進行判決就可以恢復出原始數(shù)據(jù)。
通過上述各步的描述就可以構建新系統(tǒng)，但需要對影響系統(tǒng)性能和效率的參數(shù)作出說明1、可用子信道數(shù)的確定可用子信道數(shù)是影響新系統(tǒng)性能的重要參數(shù)。上述方案只用可用子信道傳輸有用信息，這就存在一個如何確定可用子信道數(shù)目的問題，對于不同的多徑信道，這一數(shù)值并不是一個定值。根據(jù)信道情況不同，兼顧系統(tǒng)頻譜效率和性能，選取的可用子信道數(shù)M占總子信道數(shù)N的比例應在40％-99％之間。
2、對可用子信道上的信號作分段FFT其方法是將一個點數(shù)多，但不是2的整數(shù)次冪的FFT運算分成若干點數(shù)相對少的FFT運算；這些點數(shù)少的FFT運算中至多有一個點數(shù)不是2的整數(shù)次冪，但點數(shù)很小，而剩下的那些都是2的整數(shù)次冪，即作分段FFT，分段方法有多種，建議遵循下述原則a.點數(shù)大于16的段，其點數(shù)要為2的整數(shù)次冪；b.點數(shù)小于16的段至多為1個。
接收端對IFFT作同樣處理，通過這樣的分段處理后，系統(tǒng)的運算效率得到提高。
本發(fā)明基于帶循環(huán)前綴的SC-FDE系統(tǒng)，在發(fā)送端利用信道狀態(tài)信息，選擇增益高的子信道傳輸信號，而禁用那些增益非常低的子信道。這樣就可以避開那些增益低的子信道，均衡時就不會過分放大噪聲，同時又最大限度的恢復出信號。因實際信道中衰落十分深的子信道占很少數(shù)，可以通過一定的準則選擇可用子信道數(shù)，使系統(tǒng)在保證一定系統(tǒng)性能前提下，最大限度的提高頻譜利用率。由于本發(fā)明可利用高進制調制方式，仿真顯示整體頻譜效率有顯著提高，而且可以通過分段FFT運算的方法提高系統(tǒng)運算效率。
本發(fā)明在系統(tǒng)性能、頻譜效率、功率效率上優(yōu)于現(xiàn)有SC-FDE和OFDM系統(tǒng)，整個系統(tǒng)增加的復雜度小。


圖1是本發(fā)明的實施例1的系統(tǒng)框圖。
圖2是取代圖1中FFT模塊3的FFT模塊(等點數(shù))的示意圖。
圖3是取代圖1中IFFT模塊16的IFFT模塊(等點數(shù))的示意圖。
圖4是取代圖1中FFT模塊3的FFT模塊(點數(shù)按2的冪遞減)的示意圖。
圖5是取代圖1中IFFT模塊16的IFFT模塊(點數(shù)按2的冪遞減)的示意圖。
圖6是SUI-5信道(是IEEE 802.16建議的測試信道之一)下選取不同的子信道數(shù)(即不同的M)時，OFDM和SC-FDE系統(tǒng)的誤比特率曲線。
圖7是John.G.Proakis所著，由麥格勞-希爾公司(The McGraw-Hill Companies.Inc)出版的《數(shù)字通信》(第四版)(Digital Communications 4thEdition)，第631頁Figurel0.2-5(C)的信道(以下簡稱Proakis信道)下選取不同的子信道數(shù)(即不同的M)時，OFDM和SC-FDE系統(tǒng)的誤比特率曲線。
圖8是用等點數(shù)FFT(和IFFT)運算時SC-FDE系統(tǒng)(可用子信道數(shù)M＝208)誤比特率曲線。
圖9是用非等點數(shù)(點數(shù)按2的冪遞減)FFT(和IFFT)運算時SC-FDE系統(tǒng)(可用子信道數(shù)M＝208)誤比特率曲線。
圖中1.信源模塊，2.符號映射模塊，3.FFT模塊(M點)，4.信號頻譜變換模塊，5.IFFT模塊(N點)，6.加循環(huán)前綴(CP)模塊，7.D/A模塊，8.中頻及射頻調制模塊，9.信道，10.射頻及中頻解調模塊，11.A/D模塊，12.去CP模塊，13.FFT模塊(N點)，14.信號頻譜反變換模塊，15.均衡模塊，16.IFFT模塊(M點)，17.判決模塊，18.同步模塊，19.信道估計模塊，20.反向信道，21-33.16點FFT模塊，34-46.16點IFFT模塊，47.128點FFT模塊，48.64點FFT模塊，49.16點FFT模塊，50.128點IFFT模塊，51.64點IFFT模塊，52.16點IFFT模塊具體實施方式
實施例1圖1給出了按本發(fā)明實現(xiàn)的SC-FDE系統(tǒng)的框圖。
圖中除信號頻譜變換模塊4和信號頻譜反變換模塊14外，其余各模塊均采用現(xiàn)有SC-FDE系統(tǒng)通用的模塊，各模塊作用如下信源模塊1產(chǎn)生要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
符號映射模塊2調制方式選擇QAM或者MPSK時，將信源產(chǎn)生的數(shù)據(jù)映射到星座圖對應點上。
M點FFT模塊3將每幀M個已映射信號變換到頻域，得到信號的M點的頻域信號。
信號頻譜變換模塊4根據(jù)接收端通過反向信道發(fā)送回來的子信道標記信息，將模塊3輸出的M點頻域信號放置到M個可用子信道對應頻譜點上，而禁用子信道對應頻譜點置零，或填充非信息數(shù)據(jù)，就得到一幀N點新的SC-FDE頻域信號。此模塊需要按照本發(fā)明介紹的方法編程，由通用數(shù)字信號處理芯片實現(xiàn)。
N點IFFT模塊5將新得到的頻域信號再變換到時域。
加CP模塊6將得到的每幀數(shù)據(jù)加上循環(huán)前綴。
D/A模塊7將數(shù)字信號變換為模擬信號。
中頻及射頻調制模塊8如果在無線環(huán)境下使用該系統(tǒng)，需要對信號作射頻調制才能送天線發(fā)射。有的時候需要先把信號調制到中頻上進行中頻放大，再作射頻調制，最后將已調信號送天線發(fā)射。如果在有線環(huán)境(例如xDSL)下使用該系統(tǒng)，則不需要作射頻調制，也不需要天線發(fā)射信號，但也要把信號頻譜搬移到語音信道頻帶以外，保證在傳輸數(shù)據(jù)的同時不影響話音傳輸。
信道9傳輸信號的有線信道或無線信道。
同步模塊18通過參數(shù)估計(例如盲估計和基于輔助數(shù)據(jù)的估計)的方法得到系統(tǒng)需要的各種同步數(shù)據(jù)。同步模塊將頻率同步數(shù)據(jù)送給射頻及中頻解調模塊10；將抽樣率同步數(shù)據(jù)送給模數(shù)轉換模塊11；將定時同步數(shù)據(jù)送給去CP模塊12。
射頻及中頻解調模塊10在無線環(huán)境中，將接收天線接收下來信號的頻譜從射頻或者中頻搬移到低頻。在解調之前需要用頻率同步數(shù)據(jù)糾正信號傳輸過程中引起的頻偏。
A/D模塊11將解調后模擬信號變換為數(shù)字信號。A/D需要對模擬信號進行抽樣，提供時鐘信號的晶振需要跟發(fā)射機D/A模塊的晶振頻率相同，否則就會導致抽樣率誤差。因此在A/D之前要進行抽樣率同步。
去CP模塊12將循環(huán)前綴去掉。這時就存在判斷一幀數(shù)據(jù)何時開始的問題，因此去CP之前需要作定時同步。
N點FFT模塊13將去掉CP的信號變換到頻域。
信道估計模塊19跟同步類似，也需要通過參數(shù)估計來得到CSI，常用的一般是盲信道估計和基于輔助數(shù)據(jù)的信道估計。估計出CSI后選出可用子信道，將這些可用子信道參數(shù)送給均衡模塊15；同時根據(jù)信道是否可用用1比特信息(“0”或“1”)標記，形成子信道標記信息，將子信道標記信息同時送給信號頻譜反變換模塊14和反向信道20，通過反向信道發(fā)回發(fā)送端。
信號頻譜反交換模塊14根據(jù)信道估計模塊送來的子信道標記信息，找出接收信號中由可用子信道攜帶的M點頻域信號。此模塊需要按照本發(fā)明介紹的方法編程，由通用數(shù)字信號處理芯片實現(xiàn)。
均衡模塊15用信道估計模塊送來的可用子信道參數(shù)，對信號頻譜反變換模塊14選出來的信號進行均衡。均衡方式可以選擇下述三種均衡方式之一迫零均衡、最小均方誤差均衡、混合均衡(即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方誤差均衡)。
M點IFFT模塊16將均衡后信號的M個頻域信號變換到時域。
判決模塊17根據(jù)星座圖完成時域信號的判決。
反向信道20將子信道標記信息發(fā)回發(fā)送端。
該實施例仿真參數(shù)仿真環(huán)境Matlab7.0
子信道總數(shù)N＝256可用子信道數(shù)，即每幀SC-FDE數(shù)據(jù)符號數(shù)MSUI-5信道下分別取M＝248和M＝208，Proakis信道下分別取M＝128和M＝114。
CP長度32符號映射16QAM圖6和圖7給出了本發(fā)明的該實施例及OFDM中使用本發(fā)明(仿真參數(shù)跟SC-FDE相同)的基帶仿真結果，可以得到以下結論1、在相同的仿真環(huán)境下(即所有仿真參數(shù)相同情況下，包括取相同的可用子信道數(shù)M)，在信噪比足夠高條件下，SC-FDE系統(tǒng)性能要優(yōu)于OFDM。
2、在同一系統(tǒng)中，隨著M的減小系統(tǒng)性能明顯改善，但要保證一定頻譜效率，M不能取的太小。
3、在Proakis信道下，如果讓系統(tǒng)滿載(即利用所有的子信道，M＝256)，系統(tǒng)無法正常工作，將一部分增益十分差的子信道禁用，就可以極大改善系統(tǒng)性能。這時禁用的子信道數(shù)比較多，甚至會超過子信道總數(shù)的50％，這種信道在實際通信中非常罕見，但用它能充分說明本系統(tǒng)的優(yōu)勢。
實施例2本實施例對實施例1所描述系統(tǒng)中的FFT(和IFFT)模塊采用分段處理——等點數(shù)分段。用若干點數(shù)少的FFT模塊取代實施例1中的點數(shù)多的FFT模塊3(參見圖2)，圖2中的21-33為16點FFT模塊。
對實施例1的仿真參數(shù)，選取有用子信道數(shù)為M＝208，它不是2的整數(shù)次冪。直接對208點的信號作208點的FFT運算，計算效率較低，因此采用分段處理取每個小段的點數(shù)為16(即24)，這樣就可以將一幀208個數(shù)據(jù)s(n)，(n＝0，1，…，M-1)分成13個點數(shù)為16的段，每個段作16點的FFT運算(如圖2中的模塊21-33)，得到頻域信號S(k)，(k＝0，1，…，M-1)，如圖2所示。
接收端同意將 (k＝0，1，…，M-1)分成13個點數(shù)為16的段，每段作16點IFFT運算(如圖3中的模塊34-46)，得到時域信號 (n＝0，1，…，M-1)，如圖3所示。
其他過程跟實施例1相同。
圖8給出采用等點數(shù)FFT(和IFFT)運算的系統(tǒng)誤比特率曲線，并跟不分段的系統(tǒng)做比較。
實施例3對實施例1所描述系統(tǒng)中的FFT(和IFFT)模塊采用分段處理——按2的冪遞減分段。用若干點數(shù)少的IFFT模塊取代實施例1中的點數(shù)多的IFFT模塊16(參見圖3)。
仍然采用實施例1中的仿真參數(shù)M＝208，非2的整數(shù)次冪，現(xiàn)在不進行等點數(shù)分段，而采用按2的冪遞減的方法分段發(fā)射端將s(n)，(n＝0，1，…，M-1)分成點數(shù)分別為128，64，16的段，這些段的點數(shù)都是2的整數(shù)次冪，對它們分別作128，64，16點的FFT運算，最終得到頻域信號S(k)，(k＝0，1，…，M-1)。
接收端對均衡后信號 (k＝0，1，…，M-1)分成點數(shù)分別為128，64，16的段，對它們分別作128，64，16點的IFFT運算，最后得到時域信號 (n＝0，1，…，M-1)。
實現(xiàn)框圖見圖4和圖5，其他過程與實施例1相同。
圖9給出采用非等點數(shù)FFT(和IFFT)運算的系統(tǒng)誤比特率曲線，并跟不分段的系統(tǒng)做比較。
所有誤比特率曲線橫軸為信噪比(SNRSignal to Noise power Ratio)，單位dB，縱軸為誤比特率(BERBit Error Ratio)。
為避免混淆，本說明書中所提到的一些名詞做以下解釋1.符號是指信息比特經(jīng)過調制映射(也稱符號映射)后的數(shù)據(jù)。一般是一個實部和虛部均為整數(shù)的復數(shù)。
2.一幀信號對于OFDM，一幀信號在發(fā)送端是指作IFFT變換的N個符號，在接收端是指在去掉CP以后作FFT變換的N個符號。對于SC-FDE，一幀信號在發(fā)送端是指相鄰兩個CP之間的N個信息符號，在接收端是指在去掉CP以后作FFT變換的N個符號。對于按本發(fā)明提出的方法實現(xiàn)的SC-FDE系統(tǒng)，一幀信號在發(fā)送端是指作FFT變換的M個符號，在接收端是指在均衡以后作IFFT變換的M個符號。
3.子信道對于OFDM，SC-FDE基帶信號，一個子信道是指在接收端FFT后一個頻率點。對于射頻信道，一個子信道是指射頻信道的一段頻譜。
權利要求
1.一種選頻方式的單載波分塊傳輸方法，即選頻方式的SC-FDE傳輸方法，包括以下步驟(1)收發(fā)雙方建立通信后，接收端估計出信道狀態(tài)信息后，根據(jù)信道狀態(tài)信息從N個子信道中找出M個可用子信道，同時將可用子信道和禁用子信道分別作標記，形成子信道標記信息，通過反向信道將子信道標記信息發(fā)回發(fā)送端；(2)發(fā)送端收到接收端發(fā)回的子信道標記信息后，根據(jù)這些信息改變信號頻譜，用可用子信道傳輸信號；(3)接收端收到信號后，將信號變換到頻域，再根據(jù)子信道標記信息選出可用子信道上的信號，然后對選出來的信號進行均衡，并變換回時域進行判決，最終得到傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
2.根據(jù)權利要求1所述的選頻方式的單載波分塊傳輸方法，其特征在于所述步驟(1)采用以下方法實現(xiàn)接收端根據(jù)估計出的信道狀態(tài)信息H(k)，(k＝0，1，...，N-1)，從N個子信道中，按照幅度增益從大到小選出M(M≤N)個可用子信道，設這M個可用子信道的標號為ki(i＝0，1，...，M-1)，而將剩下的子信道禁用，用1比特信息，即“0”或“1”標記每個子信道是可用子信道還是禁用子信道，這就是發(fā)送端所需要的子信道標記信息，如果每幀SC-FDE有N個符號，即共有N個子信道，反饋給發(fā)送端的子信道標記信息共有N比特，然后將這N比特信息通過反向信道發(fā)回發(fā)送端。
3.根據(jù)權利要求1所述的選頻方式的單載波分塊傳輸方法，其特征在于所述步驟(2)采用以下方法實現(xiàn)在發(fā)送端收到接收端發(fā)送回來的子信道標記信息后，就可以用M個可用子信道來傳輸信號，這樣對一幀M個SC-FDE符號s(n)，(n＝0，1，...，M-1)，作M點DFT變換到頻域S(i)=Σn=0M-1s(n)e-j2πMni,(i=0,1,...,M-1),]]>就得到M點的頻域信號，用選出來的第ki，(i＝0，1，...，M-1)個可用子信道H(ki)，(i＝0，1，...，M-1)傳輸?shù)趇個頻域信號S(i)，(i＝0，1，...，M-1)，即在可用子信道對應的信號頻譜點上放置要傳輸?shù)念l域信號，而將禁用子信道對應的信號頻譜點置零，也可以填充一些非信息數(shù)據(jù)，這樣就得到一幀新的頻域信號S′(k)，(k＝0，1，...，N-1)，點數(shù)為N 然后對S′(k)，(k＝0，1，...，N-1)作N點的離散傅里葉逆變換s′(n)=1NΣk=0N-1S′(k)ej2πNnk,(n=0,1,...,N-1),]]>變成時域信號，過抽樣時IDFT點數(shù)要大于N，高頻部分置零，對該時域信號作D/A后，再進行調制發(fā)送出去。
4.根據(jù)權利要求1所述的選頻方式的單載波分塊傳輸方法，其特征在于所述步驟(3)采用以下方法實現(xiàn)接收端接收到信號去掉CP的時域離散信號為r′(n)＝s′(n)h(n)+w(n)，(n＝0，1，...，N-1)，對其作N點的DFTR′(k)=Σn=0N-1r′(n)e-j2πNnk,(k=0,1,...,N-1),]]>并且R′(k)＝S′(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，...，N-1)，這樣就可以根據(jù)子信道標記信息選出M個可用子信道上的信號R(ki)，(i＝0，1，...，M-1)，然后用估計出來的信道狀態(tài)信息中可用子信道參數(shù)H(ki)，(i＝0，1，...，M-1)對選出來的信號進行均衡；可以選擇下述三種均衡方式之一1、迫零均衡，2、最小均方誤差均衡，3、混合均衡，即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方誤差均衡；以迫零均衡為例做介紹S~(ki)=R(ki)H(ki),(i=0,1,...,M-1),]]>令S~(i)=S~(ki),(i=0,1,...,M-1),]]>對其作M點的IDFTs~(n)=1MΣi=0M-1S~(i)ej2πMni,(n=0,1,...,M-1),]]>對這組數(shù)據(jù)進行判決就可以恢復出原始數(shù)據(jù)。
5.根據(jù)權利要求1所述的選頻方式的單載波分塊傳輸方法，其特征在于所述可用子信道數(shù)M占總子信道數(shù)N的40％-99％之間。
6.根據(jù)權利要求1所述的選頻方式的單載波分塊傳輸方法，其特征在于所述發(fā)送端作頻譜變換的DFT可以用分段FFT實現(xiàn)，其方法是將一個點數(shù)多但不是2的整數(shù)次冪的FFT運算分成若干點數(shù)相對少的FFT運算；這些點數(shù)少的FFT運算中至多有一個點數(shù)不是2的整數(shù)次冪，但點數(shù)很小，而剩下的那些都是2的整數(shù)次冪，即作分段FFT，分段方法有多種，建議遵循下述原則a.點數(shù)大于16的段，其點數(shù)要為2的整數(shù)次冪；b.點數(shù)小于16的段至多為1個；接收端對IFFT作同樣處理。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種選頻方式的單載波分塊傳輸方法，包括以下步驟(1)收發(fā)雙方建立通信后，接收端估計出信道狀態(tài)信息后，根據(jù)信道狀態(tài)信息從N個子信道中找出M個可用子信道，同時將可用子信道和禁用子信道分別作標記，形成子信道標記信息，通過反向信道將子信道標記信息發(fā)回發(fā)送端；(2)發(fā)送端收到接收端發(fā)回的子信道標記信息后，根據(jù)這些信息改變信號頻譜，用可用子信道傳輸信號；(3)接收端收到信號后，將信號變換到頻域，再根據(jù)子信道標記信息選出可用子信道上的信號，然后對選出來的信號進行均衡，并變換回時域進行判決，最終得到傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。本發(fā)明在系統(tǒng)性能、頻譜效率、功率效率上優(yōu)于現(xiàn)有SC－FDE和OFDM系統(tǒng)，整個系統(tǒng)增加的復雜度小。
文檔編號H04L27/00GK1617530SQ200410036439
公開日2005年5月18日 申請日期2004年12月6日 優(yōu)先權日2004年12月6日
發(fā)明者杜巖, 李劍飛, 宮良, 袁靜 申請人:山東大學