專利名稱：更新決定反饋均衡器參數(shù)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一決定反饋均衡器(Decision Feedback Equalizer，DFE)，特別涉及在決定反饋均衡器中產(chǎn)生一托普利茲矩陣(Toeplitz Matrix)以減少符元符元間干擾(Inter-Chip interference，ICI)與符碼際干擾(Inter-Symbol interference，ISI)。
背景技術(shù)：
無線網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)的頻道中常遭受到嚴重的符元符元間干擾(Inter-Chipinterference，ICI)、符碼際干擾(Inter-Symbol interference，ISI)與多重路徑衰減(Multi-Path fading)效應(yīng)的影響。頻道均衡程序在對抗上述干擾所產(chǎn)生的頻道扭曲時是一個不可或缺的技術(shù)，并可讓符碼在接收端被正確的判別。頻道均衡程序可以是以符元基礎(chǔ)(chip-basis)或以采樣基礎(chǔ)(sample-basis)來達成。在符元基礎(chǔ)的均衡程序中，均衡器的參數(shù)會根據(jù)每一個接收到的符元來進行更新。在磁性儲存與數(shù)字通訊上廣為應(yīng)用的是使用最小均方(Least Mean Square，LMS)算法的決定反饋均衡器(DFE)。傳統(tǒng)的基礎(chǔ)方塊圖如圖1所示，其中DFE是由二個主要有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器前饋濾波器(Feedforward filter，F(xiàn)FF)102與反饋濾波器(Feedback Filter，F(xiàn)BF)104所構(gòu)成的。二濾波器所輸出的信號被求和后輸入一限幅器(Slicer)106。由限幅器106輸出的信號為最終均衡數(shù)據(jù)。FFF 102與FBF 104的基本功能是用來個別消除前驅(qū)(pre-cursor)與后驅(qū)(post-cursor)ICI，同時圖1中的WUC 108與WUD 110代表了FFF 102與FBF 104的權(quán)重更新(weight-update)區(qū)塊。DFE在符元架構(gòu)中可以減輕ICI。無論如何，此類型的DFE不能完全消除ISI。因此，能同時降低ICI與ISI的DFE是令人期待的。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的為提供一在決定反饋均衡器(DecisionFeedback Equalizer，DFE)中產(chǎn)生一托普利茲矩陣(Toeplitz Matrix)的方法。此類型的DFE具有同時減少符元符元間干擾(Inter-Chip interference，ICI)與符碼際干擾(Inter-Symbol interference，ISI)的能力。
本發(fā)明提供一用于更新DFE參數(shù)的方法。DFE包含有一ISI消除器用以消除由一頻道接收多個第一信號所產(chǎn)生的ISI。一第一符碼含有一組信號群被用來譯碼產(chǎn)生一譯碼后符碼。接著，計算譯碼后符碼與第一符碼的差以得到一個錯誤值向量。根據(jù)譯碼后符碼與錯誤值向量產(chǎn)生一暫時矩陣。接下來，對該矩陣每一個對角線元素的值取平均值。最后由托普利茲矩陣(Toeplitz Matrix)來更新參數(shù)。
本發(fā)明還提供一DFE，該DFE含有ICI消除器與ISI消除器。ICI消除器消除由通信頻道所接收信號中所含的ICI，并輸出消去ICI后的信號。ISI消除器包含有一符碼譯碼器與一個具有多參數(shù)的符碼基底反饋濾波器(Symbol-BaseFeedback filter)。包含一組信號的符碼由符碼譯碼器進行譯碼。符碼基底反饋濾波器將譯碼后數(shù)據(jù)經(jīng)過上述方法所產(chǎn)生的托普列茲矩陣進行轉(zhuǎn)換，用以產(chǎn)生一輸出信號。


圖1為傳統(tǒng)技術(shù)中，DFE的區(qū)塊示意圖；圖2為本發(fā)明的DFE區(qū)塊示意圖；圖3所示為本發(fā)明的更新DFE參數(shù)的步驟。
標記說明102--前饋濾波器；104--后饋濾波器；106--限幅器；108，100--權(quán)重更新方塊；x(n)--輸入信號；e(n)--錯誤值向量；200--符元符元間干擾消除器；210--前饋濾波器(符元基礎(chǔ))；212，222--權(quán)重更新區(qū)塊；220--后饋濾波器(符元基礎(chǔ))；230--硬式解調(diào)區(qū)塊；240，242，290，296--加法器；244--多任務(wù)器；246，296--單閥門延遲方塊；250--符碼際干擾消除器；260--8閥門延遲區(qū)塊；270--后饋濾波器(符碼基礎(chǔ))；272--托普列茲矩陣區(qū)塊；280--CCK與喧嘩模式譯碼器；
Ycf--經(jīng)FFF濾波的輸出；Ycb--經(jīng)FBF濾波后的輸出；Yc--Ycf與Ycb求和后的輸出；HD(Yc)--均衡過的信號；Bk，WK--調(diào)整FFF與FBF權(quán)重的向量值；Ycs--八閥門延遲區(qū)輸出；Ybs--符碼基礎(chǔ)FBF(270)所產(chǎn)生的輸出具體實施方式
圖2展示了根據(jù)本發(fā)明實施例所繪的區(qū)塊圖，DFE包含有一符元符元間干擾(ICI)消除器200與一符碼際干擾(ISI)消除器250。由通信頻道所接收的信號XK(n)為ICI消除器200的輸入。
ICI消除器主要由二符元型態(tài)的有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器組成前饋濾波器(Feedforward filter，F(xiàn)FF)210與反饋濾波器(Feedback Filter，F(xiàn)BF)220。FFF 210與FBF 220的基本功能是用來個別消除前驅(qū)(pre-cursor)與后驅(qū)(post-cursor)ICI。FFF 210與FBF 220通過調(diào)整閥門權(quán)重來補償ICI以及其它來源所造成的信號減弱或扭曲現(xiàn)象。
將由Ycf與Ycb這二個經(jīng)濾波后的信號同時導(dǎo)入一加法器240相加后成為輸入數(shù)據(jù)YC。輸入數(shù)據(jù)YC導(dǎo)入一硬式解調(diào)(hard-decision)區(qū)塊230。接下來硬式解調(diào)區(qū)塊產(chǎn)生一均衡后數(shù)據(jù)HD(Tc)。經(jīng)過一單一閥門(one-tap)延遲區(qū)塊246，均衡數(shù)據(jù)HD(Yc)被輸入FBF 220。
另一方面來說，經(jīng)由多任務(wù)器244的輸出Ck與輸入數(shù)據(jù)Cy之間的差異值為錯誤向量Ec。在此實施例中，DFE可以工作在喧嘩(barker)模式或是互補碼移位鍵(CCK)模式。工作模式可以經(jīng)由連接在多任務(wù)器244上的控制信號Sc1與Sc2來選擇。
接下來，錯誤Ec反饋至FFF 210與FBF 220來調(diào)整閥門權(quán)重。本圖中的WUC212與WUD 222代表了FFF 210與FBF 220的閥門權(quán)重更新區(qū)塊。
在以下的示例中，WUC 212與WUD 222使用最小均方(LMS)算法來調(diào)整閥門權(quán)重。
在喧嘩模式中，相對應(yīng)的最小均方算法如下Wk(n+1)＝Ww(n)+μ*conj(Ec(n))*X(n-k)，k＝0，1，........，N....(1)其中Wk(n+1)是一個由FFF 210閥門在一符元時間n的權(quán)重W1，W2...Wn所組成的向量，并且
μ是一個學習常數(shù)(learning constant)；BK(n+1)＝Bk(n)+μ*conj(Ec(n))*BK[Yc(n-k)]，k＝0，1，2，.....M........(2)其中Bk(n+1)是一個由FBF 220閥門在一周期時間后的權(quán)重B1，B2...Bn所組成的向量，此向量可以由調(diào)整后的閥門權(quán)重來組成。
Bk(n)是一個由FBF 220閥門在一符元時間n的權(quán)重W1，W2...Wn所組成的向量，并且μ是一個學習常數(shù)(learning constant)輸入數(shù)據(jù)Yc(n)被輸入一硬式解調(diào)區(qū)塊230為Yc(n)=Σk=0NXk(n-k)conj(Wk)-Σk=0MHD[Yc(n-k-1)]lconj(Bk)----(3)]]>錯誤Ec(n)為Ec(n)＝Ck(n)-Yc(n)..............................................(4)在CCK模式中，相對應(yīng)的算法為Wk(n+1)＝Wk(n)+μ*conj(Ec(n-16))*X(n-k-16)，k＝0，1，....n......(5)其中Wk(n+1)是一個由FFF 210閥門在一段時間后的權(quán)重W1，W2...Wn所組成的向量，意即該向量為調(diào)整后的閥門權(quán)重所組成。并且μ是一個學習常數(shù)(learning constant)。
Bk(n+1)＝Bk(n)+μ*conj(Ec(n-16))*Bk[Yc(n-k-17)]..k＝0，1，....，M.......(6)其中Bk(n+1)是一個由FBF 220閥門在一周期時間后的權(quán)重B1，B2...Bn所組成的向量，意即該向量為調(diào)整后的閥門權(quán)重所組成。
Bk(n)是一個由FBF 220閥門在一符元時間n的閥門權(quán)重W1，W2...Wn所組成的向量μ是一個學習常數(shù)(learning constant)。
被輸入一硬式解調(diào)區(qū)塊230的輸入數(shù)據(jù)Yc(n)Yc(n)=Σk=0NXk(n-k)conj(Wk)-Σk=0MHD[Yc(n-k-1)]lconj(Bk)----(7)]]>錯誤Ec(n)為Ec(n-16)＝Ck(n-16)-Yc(n-16)............................................(8)在此實施例中，一個8閥門延遲區(qū)塊被當作符碼時間延遲區(qū)塊。而信號Tcs含有8個輸入數(shù)據(jù)Yc被輸入一加法器290。ISI消除器250包含有一符碼基礎(chǔ)的反饋濾波器(FBF)270與一個CCK、喧嘩模式譯碼器280。符碼基礎(chǔ)FBF 270調(diào)整閥門權(quán)重以補償由信號所產(chǎn)生的ISI。由符碼基礎(chǔ)FBF 270所產(chǎn)生的輸出Ybs與符碼Ycs被加法器290加在一起成為輸入信號Ys。
輸入信號Ys被輸入CCK與喧嘩模式譯碼器280中，接下來，CCK與喧嘩模式譯碼器280產(chǎn)生一譯碼后信號C(Ys)。經(jīng)由計算譯碼后信號C(Ys)與輸入信號Ys之間的差異值來定義一個錯誤值的向量Es輸入信號Ys經(jīng)由一個單閥門延遲方塊292與錯誤向量Es成為托普利茲矩陣區(qū)塊(TMB)272的輸入，在此圖中的TMB 272負責符碼基礎(chǔ)FBF 270的參數(shù)更新。
在此實施例中，TMB 272使用最小均方法(LMS)來調(diào)整閥門權(quán)重，其調(diào)整算法為H(m+1)＝H(m)+μT{conj(E(m))·C(m+1)}； (9)其中H(m)為時間為m時的參數(shù)值H(m+1)為時間為m+1時的參數(shù)值μ是一先決增益。
T是托普利茲矩陣E(m)是錯誤值向量，以及C(m+1)是時間在m+1時的譯碼后符碼。
以含有8個輸入信號Yc(n-7)，Yc(n-6)，Yc(n-5)，Yc(n-4)，Yc(n-3)，Yc(n-3)，Yc(n-1)，Yc(n)的符碼Ycs(m)為例子，其中m是一個符碼時間且為一自然數(shù)，而且n＝8×m。欲補償由最近信號產(chǎn)生的ISI C(Ys(m-1))的算法為Ys(m)＝Y(jié)cs(m)-C(Ys(m-1))·H(m)＝Y(jié)cs(m)-[C(n-15)C(n-14)C(n-13)C(n-12)C(n-11)C(n-10)C(n-9)C(n-8)]·H(m) (10)接下的圖解釋如何產(chǎn)生在TMB(272)里的托普利茲矩陣。
首先，譯碼補償輸入信號Yc(n-7)，Yc(n-6)，Yc(n-5)，Yc(n-4)，Yc(n-3)，Yc(n-3)，Yc(n-1)，Yc(n)的符碼Ycs(m)產(chǎn)生一譯碼后信號C(Ycs(m))定義一錯誤值Es(m)為錯誤向量，該向量是計算譯碼后信號C(Ycs(m))與經(jīng)一單一閥門延遲區(qū)塊后輸入信號Ycs(m)的差所形成的。接下來，根據(jù)譯碼后信號C(Ycs(m))與錯誤值向量Es(m)產(chǎn)生一個暫時矩陣Matrix T(m)
h11h12ΛΛh18h21h22ΛΛh28MMMMMh71h72ΛΛh78h81h82ΛΛh88]]>此暫時矩陣為T(m)=]]>E*(n-7)·C(n-7)E*(n-7)·C(n-6)ΛΛE*(n-7)·C(n)E*(n-6)·C(n-7)E*(n-6)·C(n-6)ΛΛE*(n-6)·C(n)MMMMME*(n-1)·C(n-7)E*(n-1)·C(n-6)ΛΛE*(n-1)·C(n)E*(n)·C(n-7)E*(n)·C(n-6)ΛΛE*(n)·C(n)]]>其中E(n)是一符元時間n內(nèi)的錯誤值向量，且C(n)是符元時間n中的譯碼信號符元。
如果頻道本身為穩(wěn)定狀態(tài)，例如設(shè)計在移動無線電頻道的無線通訊DFE，暫時矩陣的對角線值是幾乎一樣的。例如i.e.h11＝h22＝…＝h88，h21＝h32＝…＝h87，…，h71＝h82，h12＝h23＝…＝h78，h13＝h24＝…＝h77，…，h17＝h28。
也就是說，要減輕干擾，就要將暫時矩陣中的每個對角線元素取平均值來產(chǎn)生一托普利茲矩陣(m)h8h9ΛΛh15h7h8ΛΛh14MMMMMh2h3ΛΛh9h1h2ΛΛh8]]>托普利茲矩陣H(m)=]]>(Σi=07E*(n-i)·C(n-i))/8(Σi=06E*(n-(i+1))·C(n-1))/7ΛΛE*(n-7)·C(n)(Σi=06E*(n-i)·C(n-(i+1))/7(Σi=07E*(n-i)·C(n-i))/8ΛΛ(Σi=01E*(n-(i+6))·C(n-i))/2MMMMM(Σi=01E*(n-i)·C(n-(i+6))/2(Σi2E*(n-i)·C(n-(i+5))/3ΛΛ(Σi=06E*(n-(i+1))·C(n-i))/7E*(n)·C(n-7)(Σi=01E*(n-i)·C(n-(i+6))/2ΛΛ(Σi=07E*(n-i)·C(n-i))/8]]>
另外，在托普利茲矩陣h8h9ΛΛh15h7h8ΛΛh14MMMMMh2h3ΛΛh9h1h2ΛΛh8]]>任一i值符合15≥i＞8時，hi…h(huán)15的值有為0，例如，如果h9--h15夠小且可以被忽略，在托普利茲矩陣就會變成h80ΛΛ0h7h8ΛΛ0MMMMMh2h3ΛΛ0h1h2ΛΛh8]]>即，在托普利茲矩陣H(m)=]]>(Σi=07E*(n-i)·C(n-i))/80ΛΛ0(Σi=06E*(n-i)·C(n-(i+1))/7(Σi=07E*(n-i)·C(n-i))/8ΛΛ0MMMMM(Σi=01E*(n-i)·C(n-(i+6))/2(Σi2E*(n-i)·C(n-(i+5))/3ΛΛ0E*(n)·C(n-7)(Σi=01E*(n-i)·C(n-(i+6))/2ΛΛ(Σi=07E*(n-i)·C(n-i))/8]]>總的來說，圖3的流程圖展示了如何根據(jù)本發(fā)明更新DFE中的參數(shù)。首先，包含一組第一信號的第一符碼被譯碼產(chǎn)生一譯碼后符碼S302。接下來，取得一錯誤值向量，該錯誤值向量經(jīng)由計算譯碼后符碼與第一符碼的差所形的S304。根據(jù)譯碼后符碼與錯誤值的向量產(chǎn)生一暫時矩陣S306。下一步為將暫時矩陣中的每一對角線元素取平均值S308。最后，以托普利茲矩陣來更新這些參數(shù)S310。
雖然本發(fā)明已以較佳實施例公開如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何本領(lǐng)域普通技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當可作一些變動與修改，因此本發(fā)明的保護范圍以權(quán)利要求為準。
權(quán)利要求
1.一種用于更新決定反饋均衡器中參數(shù)的方法，該決定反饋均衡器具有ISI消除器，用于消除同一頻道的多個第一信號所產(chǎn)生的符碼際干擾，其特征在于，包括下列步驟譯碼一包含有一組該均衡器第一信號的第一符碼以產(chǎn)生一譯碼后信號，其中第一符碼有(k+1)個符元，k為一自然數(shù)；取得一計算譯碼后符碼與第一符碼之間差異的錯誤值向量；根據(jù)該譯碼后符碼與該錯誤值向量產(chǎn)生一暫時矩陣；平均該暫時矩陣里每一對角在線元素的值以產(chǎn)生一托普列茲矩陣(Toelitz Matrix)；以及以該托普列茲矩陣更新該決定反饋均衡器的參數(shù)值。
2.如權(quán)利要求1所述的更新決定反饋均衡器中參數(shù)的方法，其特征在于，還包括以最小均方算法來更新該參數(shù)，該最小均方算法為H(m+1)＝H(m)+μT{conj(E(m))·C(m+1)}；其中H(m)是在符碼時間m時的參數(shù)；H(m+1)是在符碼時間m+1時的參數(shù)；μ為一先決增益；T是托普列茲矩陣；E(m)是錯誤值的向量；以及C(m+1)是在符碼時間m+1時的譯碼后符碼。
3.如權(quán)利要求1所述的更新決定反饋均衡器中參數(shù)的方法，其特征在于，在所述的托普列茲矩陣h(k+1)h(k+2)ΛΛh(2k+1)hkh(k+1)ΛΛh2kMMMMMh2h3ΛΛh(k+2)h1h2ΛΛh(k+1)]]>中，任一i值符合(2k+1)≥i＞(k+1)者，h(i)…h(huán)(2k+1)值為0。
4.一種用于更新決定反饋均衡器中參數(shù)的方法，該決定反饋均衡器具有一符碼際干擾ISI消除器，用于消除來自同一頻道的多個第一信號所產(chǎn)生的符碼際干擾，其特征在于，包括下列步驟譯碼一包含有一組第一信號的第一符碼以產(chǎn)生一譯碼后信號，其中第一符碼有(k+1)個符元，k為一自然數(shù)；取得一錯誤值向量，該向量為計算譯碼后符碼與第一符碼之間差異所獲得；依據(jù)該譯碼后符碼與該錯誤值向量產(chǎn)生一暫時矩陣T(m)，T(m)=]]>E*(n-k)·C(n-k)E*(n-k)·C(n-(k-1))······E*(n-k)·C(n)E*(n-(k-1))·C(n-k)E*(n-(k-1))·C(n-(k-1))······E*(n-(k-1))·C(n)···············E*(n-1)·C(n-k))E*(n-)·C(n-(k-1))······E*(n-1)·C(n)E*(n)·C(n-k)E*(n)·C(n-(k-1))······E*(n)·C(n),]]>其中m是第一符碼的符碼時間，第一符碼的符元時間為從(n-k)到n，n與m為自然數(shù)且n＝(k+1)m；E(n)是在符元時間n時的錯誤值向量；以及C(n)是在該譯碼后符碼在符元時間n里的符元；平均該暫時矩陣中對角在線所有元素的值以產(chǎn)生一托普利茲矩陣H(m)=]]>h(k+1)h(k+2)······h(2k+1)hkh(k+1)······h2k···············h2h3······h(k+2)h1h2······h(k+1),]]>其中H(m)=]]>(Σi=0kE*(n-i)·C(n-i))/(k+1)(Σi=0k-1E*(n-(i+1))·C(n-i))/k······E*(n-k)·C(n)(Σi=0k-1E*(n-i)·C(n-(i+1))/k(Σi=0kE*(n-i)·C(n-i))/(k+1)······(Σi=0k-(k-1)E*(n-(i+k-1))·C(n-i))/2···············(Σi=0k-(k-1)E*(n-i)·C(n-(i+k-1)))/2(Σi=0k-(k-2)E*(n-i)·C(n-(i+k-2)))/3······(Σi=0k-1E*(n-(i+1))·C(n-i))/kE*(n)·C(n-k)(Σi=0k-(k-1)E*(n-i)·C(n-(i+k-1)))/2······(Σi=0kE*(n-i)·C(n-i))/(k+1),]]>且H(m)是在該符碼時間m時的托普列茲矩陣。
5.如權(quán)利要求4所述的更新決定反饋均衡器中參數(shù)的方法，其特征在于，還包括以最小均方算法來更新上述參數(shù)；該最小均方算法為H(m+1)＝H(m)+μT{conj(E(m))·C(m+1)}；其中H(m)是在符碼時間m時的參數(shù)；H(m+1)是在符碼時間m+1時的參數(shù)；μ為一先決增益；T為托普列茲矩陣；E(m)為錯誤值向量；以及C(m+1)為在符碼時間(m+1)的譯碼后符碼。
6.如權(quán)利要求4所述的更新決定反饋均衡器中參數(shù)的方法，其特征在于，在托普列茲矩陣H(m)=]]>h(k+1)h(k+2)ΛΛh(2k+1)hkh(k+1)ΛΛh2kMMMMMh2h3ΛΛh(k+2)h1h2ΛΛh(k+1)]]>中，任一i值符合(2K+1)≥i＞(k+1)者，h(i)…h(huán)(2k+1)值均為0。
7.一種決定反饋均衡器，其特征在于，包括有一符元符元間干擾(ICI)消除器，用以消除由一頻道接收一信號所產(chǎn)生的ICI，并輸出去除ICI后的第一信號；以及一ISI消除器；該ISI消除器包括一符碼譯碼器，用來譯碼包含有一組第一信號的第一符碼以產(chǎn)生譯碼后符碼；一具有多個參數(shù)的符碼基底(symbol-based)反饋濾波器用以依據(jù)一托普列茲矩陣H(m)轉(zhuǎn)換該譯碼后符碼，并產(chǎn)生一輸出信號；其中第一符碼有(k+1)個符元，前述托普列茲矩陣為一(k+1)(k+1)的矩陣，m是該第一符碼的符碼時間，第一符碼的符碼時間為從(n-k)到n，n、k、m均為自然數(shù)且n＝(k+1)m；H(m)=(Σi=0kE*(n-i)·C(n-i))/(k+1)(Σi=0k-1E*(n-(i+1))·C(n-i))/kΛΛE*(n-k)·C(n)(Σi=0k-1E*(n-i)·C(n-(i+1))/k(Σi=0kE*(n-i)·C(n-i))/(k+1)ΛΛ(Σi=0k-(k-1)E*(n-(i+k-1))·C(n-i))/2MMMMM(Σi=0k-(k-1)E*(n-i)·C(n-(i+k-1)))/2(Σi=0k-(k-2)E*(n-i)·C(n-(i+k-2)))/3ΛΛ(Σi=0k-1E*(n-(i+1))·C(n-i))/kE*(n)·C(n-k)(Σi=0k-(k-1)E*(n-i)·C(n-(i+k-1)))/2ΛΛ(Σi=0kE*(n-i)·C(n-i))/(k+1)]]>其中E(n)為一錯誤向量，該向量為在符元時間n時，計算該譯碼后的符碼與該符碼譯碼器輸入信號之差所形成的錯誤值向量，C(n)為譯碼后符碼在符元時間n的符元。
8.如權(quán)利要求7所述的決定反饋均衡器，其特征在于，所述的參數(shù)根據(jù)最小均方算法H(m+1)＝H(m)+μT{conj(E(m))·C(m+1)}來更新其中H(m)是在符碼時間m的參數(shù)；H(m+1)是在符碼時間m+1時的參數(shù)；μ為一先決增益；T{}為前述的托普列茲矩陣；E(m)為前述錯誤值向量；以及C(m+1)為符碼時間(m+1)時的譯碼后符碼。
9.如權(quán)利要求7所述的決定反饋均衡器，其特征在于，托普列茲矩陣本世h(k+1)h(k+2)ΛΛh(2k+1)hkh(k+1)ΛΛh2kMMMMMh2h3ΛΛh(k+2)h1h2ΛΛh(k+1)]]>在符碼時間m時為E*(n-k)·C(n-k)E*(n-k)·C(n-(k-i))ΛΛE*(n-k)·C(n)E*(n-(k-1))·C(n-k)E*(n-(k-1))·C(n-(k-1))ΛΛE*(n-(k-1))·C(n)MMMMME*(n-1)·C(n-k)E*(n-1)·C(n-(k-1))ΛΛE*(n-1)·C(n)E*(n)·C(n-k)E*(n)·C(n-(k-1))ΛΛE*(n)·C(n),]]>且當頻道為穩(wěn)定狀態(tài)，在該托普列茲矩陣對角線的所有元素幾乎是一致的，意即h11＝h22＝…＝h(k+1)(k+1)，h21＝h32＝…＝h(k+1)k，…，hk1＝h(k+1)2，h12＝h23＝…＝hk(k+1)，h13＝h24＝…＝hkk，…，h1k＝h2(k+1)。
10.如權(quán)利要求7所述的決定反饋均衡器，其特征在于，普列茲矩陣h(k+1)h(k+2)ΛΛh(2k+1)hkh(k+1)ΛΛh2kMMMMMh2h3ΛΛh(k+2)h1h2ΛΛh(k+1),]]>在任一i值符合(2k+1)≥i＞(k+1)時，h(i)…h(huán)(2k+1)的值均為0。
全文摘要
本發(fā)明涉及一更新決定反饋均衡器(DecisionFeedback Equalizer，DFE)參數(shù)的方法，DFE包含有一ISI消除器，用以消除從一頻道接收多個第一信號群時所產(chǎn)生的ISI。包含有一組信號群的符碼被用來譯碼產(chǎn)生一譯碼后符碼。接著計算譯碼后符碼與第一符碼的差以得到一個錯誤值向量。根據(jù)譯碼后的符碼與錯誤值向量產(chǎn)生一暫時矩陣。接著，對該矩陣每一個對角線元素值取平均。最后由托普利茲矩陣(ToeplitzMatrix)來更新DFE的參數(shù)。
文檔編號H04B15/00GK1558567SQ20041000113
公開日2004年12月29日 申請日期2004年1月29日 優(yōu)先權(quán)日2004年1月29日
發(fā)明者陳添輝, 馬進國, 林振榮, 高凱鵬 申請人:威盛電子股份有限公司