專利名稱：數(shù)字定時(shí)調(diào)整用的最佳間插器方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明有關(guān)數(shù)字定時(shí)同步器，且特別有關(guān)有效執(zhí)行被用于數(shù)字定時(shí)同步器中的間插器。
背景技術(shù)：
此后，無線傳輸/接收單元(WTRU)包含但不受限于使用者設(shè)備，移動(dòng)站固定或移動(dòng)用戶單元，呼叫器或可操作于無線環(huán)境中的任何其它類型裝置。此后，當(dāng)涉及到基站時(shí)，其包含但不受限于基站，節(jié)點(diǎn)B，地址控制器，存取點(diǎn)或無線環(huán)境中的其它互連裝置。
無線分頻雙工(FDD)或分時(shí)雙工(TDD)通信系統(tǒng)中，基站及無線傳輸/接收單元的被傳輸及接收信號(hào)間的定時(shí)同步對(duì)促進(jìn)雙向通信是重要的。同時(shí)，若移動(dòng)接收器運(yùn)作時(shí)，杜普勒效應(yīng)可對(duì)頻差貢獻(xiàn)。為了抵消基站局部振蕩器及無線傳輸/接收單元局部振蕩器間的定時(shí)差，若接收器無多路徑處理，則對(duì)無線傳輸/接收單元接收器局部振蕩器的簡單調(diào)整是可借由對(duì)采集速率施加領(lǐng)先或延遲來修正誤差。然而，由于多路徑信號(hào)效應(yīng)，無線通信系統(tǒng)的傳統(tǒng)接收器是運(yùn)用可偵測多路徑信號(hào)的裝置及可重建被傳輸信號(hào)的裝置，如RAKE型接收器。
各路徑定時(shí)是以兩階段來估計(jì)。首先，頻道估計(jì)器被用來及時(shí)搜尋多路徑通信頻道的各路徑近似位置。其次，針對(duì)各路徑，被與各RAKE指狀物互連使用的專用碼追蹤器是可及時(shí)搜尋路徑的精確位置并繼續(xù)追蹤它。因?yàn)楦髀窂骄哂形ㄒ欢〞r(shí)位置，所以單獨(dú)以局部振蕩器來局部定時(shí)并不能修正多路徑頻道環(huán)境中的誤差。
為了處理多路徑問題，除了控制局部振蕩器，碼追蹤器可使用間插器來執(zhí)行相關(guān)數(shù)字定時(shí)同步。為了有效執(zhí)行間插器，有限脈沖響應(yīng)(FIR)間插器可被使用。有限脈沖響應(yīng)間插器具有不同已知方法。最簡單方法是使用截取sinc函數(shù)當(dāng)做有限脈沖響應(yīng)間插器。另一選擇是使用多項(xiàng)式間插器。同時(shí)，最小均方差(MMSE)間插器亦可被使用。這些演算中，最小均方差間插器與有限長度理論間插器相較下可提供最小誤差。應(yīng)注意，若缺乏可確保間插器被放置于sinc函數(shù)的主波瓣中央(也就是間插函數(shù)中央)的有效間插器控制單元，則間插器可產(chǎn)生較給定精確度所需更高的有限脈沖響應(yīng)系數(shù)。超額系數(shù)的缺點(diǎn)是間插計(jì)算數(shù)成為累贅，且于某些點(diǎn)上成為實(shí)施限制因子。當(dāng)為了更有效處理多路徑效應(yīng)而使被運(yùn)用追蹤器數(shù)增加時(shí)，此特別復(fù)雜。因此，擴(kuò)充RAKE指狀物追蹤器數(shù)與被獲得自多路徑頻道的分時(shí)增益量間具有抵換關(guān)系。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供接收器的數(shù)字定時(shí)同步器以對(duì)無線通信系統(tǒng)中的發(fā)送器做定時(shí)同步。頻道估計(jì)器可估計(jì)被接收信號(hào)的啟始碼相位。碼產(chǎn)生器可產(chǎn)生被整數(shù)增量調(diào)整的定時(shí)參考碼。間插反饋電路被配置來間插及修正定時(shí)誤差，借此該間插可經(jīng)由整數(shù)碼轉(zhuǎn)移，及被選自與預(yù)定間插器系數(shù)相關(guān)的片段延遲估計(jì)被量化值的查找表的被量化片段延遲估計(jì)來達(dá)成，借此被接收信號(hào)的時(shí)間修正版本被產(chǎn)生。
間插反饋電路中，被一般化為采集速率的間插器被配置借由片段延遲或領(lǐng)先來及時(shí)轉(zhuǎn)移被接收信號(hào)。定時(shí)誤差估計(jì)器可基于間插反饋電路的輸出信號(hào)及碼產(chǎn)生器的定時(shí)參考碼間的定時(shí)差來決定定時(shí)誤差估計(jì)?？身憫?yīng)定時(shí)誤差估計(jì)的間插器控制器是可以定時(shí)誤差估計(jì)反方向來產(chǎn)生及傳送整數(shù)碼轉(zhuǎn)移信號(hào)至碼產(chǎn)生器，且可產(chǎn)生片段延遲估計(jì)，借此間插可借由維持片段延遲估計(jì)于預(yù)定范圍內(nèi)而被控制。具有與被量化片段延遲估計(jì)值相關(guān)的被儲(chǔ)存預(yù)定間插器系數(shù)的查找表的量化器，可選擇最接近片段延遲估計(jì)值的被量化片段延遲估計(jì)。該間插器可處理被量化片段延遲估計(jì)相關(guān)的系數(shù)。


本發(fā)明可從以下較佳實(shí)施例及附圖而更詳細(xì)了解。
圖1顯示具有最佳間插的碼追蹤器塊狀圖；圖2顯示回路濾波器塊狀圖；圖3A，圖3B顯示碼追蹤器的碼轉(zhuǎn)移時(shí)序圖；
具體實(shí)施例方式
雖然本實(shí)施例是說明使用分時(shí)雙工模式的第三代合作計(jì)劃(3GPP)寬頻分碼多重存取(W-CDMA)系統(tǒng)，但本實(shí)施例可應(yīng)用至任何混合分碼多重存取(CDMA)/分時(shí)多重存取(TDMA)通信系統(tǒng)。此外，本實(shí)施例是可應(yīng)用至通常如第三代合作計(jì)劃提議的分頻雙工(FDD)的分碼多重存取(CDMA)系統(tǒng)。
圖1顯示碼追蹤器10的較佳實(shí)施例塊狀圖，包含頻道估計(jì)器11，后處理單元12，碼產(chǎn)生器13，間插器14，下采集器15，定時(shí)誤差估計(jì)器16，回路濾波器17，間插器控制器18，量化器19及功率量測20。被接收信號(hào)21成為對(duì)頻道估計(jì)器11及間插器14的輸入信號(hào)。碼追蹤器10可執(zhí)行接收器至對(duì)應(yīng)無線發(fā)送器的數(shù)字定時(shí)同步。例如，第三代合作計(jì)劃類似系統(tǒng)中，碼追蹤器10是是放置移動(dòng)無線傳輸/接收單元接收器內(nèi)以與基地臺(tái)發(fā)送器做數(shù)字定時(shí)同步。
頻道估計(jì)器11可粗估輸入信號(hào)21的啟始碼相位，也就是及時(shí)碼位置。估計(jì)該頻道估計(jì)的一法是包含但不受限于使用滑動(dòng)窗相關(guān)器。頻道估計(jì)器11的采集期間應(yīng)低于或等于2Tc，其中Tc為一晶間隔的存續(xù)期間。否則，定時(shí)誤差可能超出范圍且演算無法操作。然而，本發(fā)明并不受限于早晚門同步器且任何其它定時(shí)誤差估計(jì)器16亦可被使用。后者例中，頻道估計(jì)器的不同采集區(qū)間可被使用。借由使用具有低于2Tc的采集區(qū)間的頻道估計(jì)器11，路徑位置中的啟始誤差是被限制為范圍-Tc至Tc。
后處理單元12可對(duì)噪聲門檻估計(jì)信號(hào)及噪聲功率。后處理完成后，所有具有噪聲門檻以上的功率位準(zhǔn)的路徑被辨識(shí)。這些及時(shí)強(qiáng)路徑是被稱為啟始路徑相位22。這些路徑最強(qiáng)者可被單獨(dú)使用或特定門檻以上的路徑組，可被用于RAKE狀接收器結(jié)構(gòu)中。RAKE狀接收器于多路徑頻道環(huán)境中非常有用，因?yàn)槠淇捎行褂妙l道分時(shí)。
具有被選擇最強(qiáng)路徑例子中，僅有一碼追蹤器10，其包含一間插器14及一間插器控制器18。針對(duì)RAKE狀接收器，應(yīng)具有被各路徑專用的一碼追蹤器10。然而，該例中，頻道估計(jì)器11及后處理單元12對(duì)所有被使用的碼追蹤器共享。借由從后處理單元12施加單路徑的啟始路徑相位22至碼產(chǎn)生器13，定時(shí)同步即開始。
針對(duì)RAKE狀接收器的各碼追蹤器10，碼產(chǎn)生器13可產(chǎn)生當(dāng)做時(shí)脈的基本定時(shí)參考碼。啟始路徑相位22可僅借由及時(shí)領(lǐng)先或延遲該被產(chǎn)生的參考碼來調(diào)整復(fù)數(shù)芯片中的碼產(chǎn)生器13的啟始定時(shí)偏移。啟始修正完成后，碼產(chǎn)生器13僅借由來自間插器控制器18的碼轉(zhuǎn)移指令28來控制。啟始路徑相位22僅于兩情況下被應(yīng)用接收器首次被激活，及信號(hào)功率掉落噪聲門檻以下任何時(shí)間。碼轉(zhuǎn)移28是被間插器控制器18于領(lǐng)先或延遲方向產(chǎn)生的一芯片轉(zhuǎn)移指令。啟始修正完成后，最壞定時(shí)誤差估計(jì)例是是被限制為-Tc至Tc的區(qū)間范圍。
包含間插器14，下采集器15，定時(shí)誤差估計(jì)器16，回路濾波器17及間插器控制器18的碼追蹤器10的間插反饋回路35現(xiàn)在將予以詳細(xì)說明。間插反饋回路35可驅(qū)動(dòng)定時(shí)誤差估計(jì)信號(hào)24至接近零的值，及驅(qū)動(dòng)延遲估計(jì)25朝向?qū)嶋H延遲存續(xù)期間。
間插器14可以相等于被接收自被量化片段延遲估計(jì)29的量及時(shí)數(shù)學(xué)轉(zhuǎn)移該被接收信號(hào)。來自理論間插器的輸出信號(hào)是被方程式1表示為y(n)=x(n+α^)=Σn=-∞∞x(n-m)Sinc(m+α^)]]>方程式1其中n為整數(shù)時(shí)間指針，x(n)為過度采集被接收信號(hào)21， 代表被量化片段延遲估計(jì)29，而Sinc函數(shù)被定義為Sinc(x)=sin(πx)πx]]>方程式2針對(duì)經(jīng)由間插反饋回路35的啟始迭代，被量化片段延遲估計(jì)29被重設(shè)為零，導(dǎo)致通過間插器14的被接收信號(hào)未被修正。關(guān)于操作間插器14及制作被量化片段延遲估計(jì)29(也就是 值)，將參考間插反饋回路35的第二及以上迭代做進(jìn)一步詳細(xì)說明。
下采集器15可借由被間插器14處理后的過度采集因子L來降低被接收信號(hào)21的過度采集速率。具有間插器14的碼追蹤器10可被施加至以大于或等于1的L任何整數(shù)值的采集速率操作的接收器。碼追蹤器10可執(zhí)行定時(shí)調(diào)整的最佳采集速率范圍是1≤L≤8。L＝1例是對(duì)應(yīng)不過度采集。另一方面，若采集速率與整數(shù)L 8相關(guān)，則定時(shí)誤差降低至1/16Tc階值，借此間插器單元14的貢獻(xiàn)被明顯降低而經(jīng)由下采集器15的簡單采樣轉(zhuǎn)移則自給自足。然而，當(dāng)L 8的高過度采集速率產(chǎn)生接收器資源的超額功率消耗時(shí)，其是具有優(yōu)點(diǎn)地以低采集速率操作并對(duì)依據(jù)圖1的碼追蹤器10執(zhí)行碼追蹤。
下采集器15可轉(zhuǎn)換采集速率為芯片速率，使采集速率區(qū)間Ts于下采集器15的輸出處等于芯片速率區(qū)間Tc。因此，下采集器15的輸出可被z(n)表示如下z(n)＝y(tǒng)(L·n+k)方程式3其中k為代表下采集器15的基點(diǎn)26的整數(shù)。例如，針對(duì)具有采集速率因子L＝4的過度采集信號(hào)，下采集器15前的采集速率區(qū)間是Ts＝Tc/L＝Tc/4，而下采集后，其為Ts＝Tc。最初，基點(diǎn)26被重設(shè)為零。k值變異將稍后參考方程式6a，6b做解釋。
下采集器15的輸出是被無線傳輸/接收單元接收器進(jìn)一步處理的時(shí)間修正輸出信號(hào)23。功率量測單元20可處理輸出23并傳送信號(hào)的功率量測至頻道估計(jì)器11當(dāng)作及時(shí)定位各路徑的近似位置給多路徑頻道的輸入。針對(duì)定時(shí)改進(jìn)，下采集器15的輸出23亦經(jīng)由碼追蹤器10的間插反饋回路35至定時(shí)誤差估計(jì)器16，其輸入信號(hào)的定時(shí)誤差被量測并被傳送為定時(shí)誤差估計(jì)24。定時(shí)誤差估計(jì)器16可依據(jù)各種已知定時(shí)誤差估計(jì)演算來操作。較佳實(shí)施例可運(yùn)用早晚門同步器。
接著，回路濾波器17可接收定時(shí)誤差估計(jì)24來產(chǎn)生延遲估計(jì)25?；芈窞V波器17類型的選擇是視頻道情況而定。然而，本發(fā)明并不受限于被使用的特殊回路濾波器。較佳是，回路濾波器17是第一或第二階濾波器。例如，已知比例積分器(PI)濾波器可被當(dāng)作回路濾波器17。可替代是，第一階自回歸(AR)濾波器可被當(dāng)作回路濾波器17。
圖2顯示回路濾波器17的較佳配置，包含第二階比例積分器濾波器50，累積器56，反向乘法器57。比例積分器濾波器50包含積分器51，其包含乘法器52，累積器53，乘法器54及加法器55。乘法器52及54可分別施加常數(shù)a及b至定時(shí)誤差估計(jì)24輸入，其被分割于比例積分器濾波器50的輸入處。定時(shí)誤差估計(jì)24輸入被積分器51積分，而被乘上平行積分器51的常數(shù)b。平行輸出被加法器55加總產(chǎn)生比例積分器濾波器輸出。接著，比例積分器濾波器輸出被累積器56累積且被具有常數(shù)-c的乘法器57處理。乘法器57中的常數(shù)c相反符號(hào)可產(chǎn)生反向定時(shí)修正以補(bǔ)償信號(hào)中的定時(shí)誤差估計(jì)24，對(duì)圖1所示的負(fù)反饋系統(tǒng)有用。視回路濾波器17階而定，碼追蹤器10可包含第一，第二或甚至更高階反饋回路。乘法器57的輸出是延遲估計(jì)25。
回路濾波器17的輸出延遲估計(jì)25是被Td表示如下Td＝-ξ(Te)方程式4其中Te為來自定時(shí)誤差估計(jì)器16的定時(shí)誤差估計(jì)24，而ξ(·)為線性操作數(shù)。延遲估計(jì)25被傳送至間插器控制器18做進(jìn)一步處理。
間插器控制器18可提供兩個(gè)主要功能管制延遲估計(jì)25范圍及最小化間插器系數(shù)。首先，關(guān)于保持延遲估計(jì)25于碼追蹤器10的速率操作范圍內(nèi)，該操作范圍是視定時(shí)誤差估計(jì)器16的特殊選擇而定。例如，針對(duì)早晚門同步器型定時(shí)誤差估計(jì)器16，該操作范圍采集區(qū)間是被限制為-Tc至Tc。有兩種對(duì)定時(shí)誤差估計(jì)器16工作范圍限制信號(hào)定時(shí)變異的方式。首先此可借由及時(shí)與延遲估計(jì)25等比例轉(zhuǎn)移下采集器15的基點(diǎn)26來達(dá)成。然而，此是對(duì)應(yīng)改變整個(gè)接收器的框起始。僅可理解是否僅有一傳輸路徑至接收器。然而，多路徑環(huán)境中，較佳轉(zhuǎn)移路徑專用的碼追蹤器10的碼產(chǎn)生器13于延遲估計(jì)25反方向。
實(shí)施定時(shí)誤差估計(jì)器16之外，被接收信號(hào)21的定時(shí)誤差估計(jì)24是針對(duì)被碼產(chǎn)生器13產(chǎn)生的接收器中的參考碼來量測。間插器控制器18可監(jiān)控延遲估計(jì)25且無論其何時(shí)超出特定范圍之外，其均可反向轉(zhuǎn)移碼產(chǎn)生器13。因?yàn)榇a產(chǎn)生器13是以區(qū)間Tc的芯片速率來運(yùn)作，所以最小轉(zhuǎn)移量是等于芯片存續(xù)期間，也就是Tc。因此，無論延遲估計(jì)25何時(shí)變成Td＞Te/2或Td＜-Te/2，較佳均執(zhí)行碼轉(zhuǎn)移28。
實(shí)際通信系統(tǒng)中，基地臺(tái)及移動(dòng)無線傳輸/接收單元接收器間的路徑相對(duì)延遲可超時(shí)改變。主要地，其可針對(duì)以下原因而發(fā)生。首先，移動(dòng)無線傳輸/接收單元接收器的動(dòng)作可及時(shí)改變延遲估計(jì)25。針對(duì)固定速度的移動(dòng)無線傳輸/接收單元接收器移動(dòng)，定時(shí)誤差中具有第一階改變。第二個(gè)原因是基地臺(tái)及移動(dòng)無線傳輸/接收單元接收器間的局部震蕩器頻差。此亦導(dǎo)致延遲估計(jì)25的第一階改變。這些效應(yīng)是累積。然而，定時(shí)誤差改變并不限于第一階改變。針對(duì)具有N碼改變的碼追蹤器10，若有需要，間插器控制器18可遵循N-1階改變，并可于任何需要時(shí)執(zhí)行碼轉(zhuǎn)移。
碼追蹤器10所做的碼轉(zhuǎn)移決定很堅(jiān)定，不阻擋低信號(hào)噪聲比(SNR)及衰落頻道情況。為了消除因噪聲及干擾造成的振蕩碼轉(zhuǎn)移操作，簡單滯后邏輯被運(yùn)用。延遲估計(jì)25對(duì)振蕩器偏移及定速移動(dòng)無線傳輸/接收單元?jiǎng)幼鞯母淖儠r(shí)序圖被顯示于圖3A，圖3B。時(shí)間偏移是因線性改變時(shí)間延遲的周期時(shí)間偏移而產(chǎn)生鋸齒狀波形。如圖3A所示，延遲估計(jì)25是線性遞增。峰值轉(zhuǎn)變發(fā)生于碼轉(zhuǎn)移28處，為Tc/2+Δ，碼轉(zhuǎn)移28是以負(fù)向執(zhí)行以補(bǔ)償遞增延遲估計(jì)25。相反地，圖3B中，線性遞減延遲估計(jì)25是被正碼轉(zhuǎn)移28補(bǔ)償。雖然延遲估計(jì)25的線性改變被描繪于圖3A及圖3B，但應(yīng)注意碼追蹤器10并不受限于延遲估計(jì)25的線性改變，延遲估計(jì)25更新的任何類型改變均可行。碼轉(zhuǎn)移28如上述地延遲或領(lǐng)先發(fā)生于兩方向。如圖3A及圖3B所示，Δ(如0.05Tc)的任意小值是被用于避免碼轉(zhuǎn)移25點(diǎn)附近的振動(dòng)行為。
碼轉(zhuǎn)移28發(fā)生后，被間插器控制器18使用的新延遲估計(jì)值25是被尋找如下T~d=Td-Tcsgn[Td]]]>方程式5a其中sgn[·]表示碼轉(zhuǎn)移28的方向(也就是正，負(fù)或兩者皆非)且被定義為sgn(Td)=1,Td≥Tc/2+Δ0,-Tc/2-Δ<Td<Tc/2+Δ-1,Td≤-Tc/2-Δ]]>方程式5b有關(guān)間插器控制器18最小化系數(shù)的第二函數(shù)，具有限大小的實(shí)際間插是被最佳化來達(dá)成最小誤差。記住方程式1中的理論間插器具有無限系數(shù)而不可實(shí)施。有限大小間插器的最佳間插器系數(shù)是可經(jīng)由如最小均方差(MMSE)的最佳演算來最小化近似誤差。此于下一段將被詳述。然而，因有限大小間插器的近似誤差可借由盡可能最小化片段延遲估計(jì)27而被進(jìn)一步降低。因此，間插器控制器18被配置來達(dá)成此。碼轉(zhuǎn)移處理后的延遲估計(jì)25可被寫為T~d=k·Ts+α·Ts]]>方程式6a其中k被定義如下k=[T~dTs]]]>方程式6b操作數(shù)[x]代表x的最大整數(shù)。k值對(duì)應(yīng)存在于 中的過度采集樣本存續(xù)期間數(shù)。因此，k·Ts借由相等k樣本的量來對(duì)應(yīng)過度采集輸入信號(hào)的簡單轉(zhuǎn)移。此轉(zhuǎn)移可輕易借由方程式3所示的整數(shù)k轉(zhuǎn)移下采集器的基點(diǎn)26來達(dá)成?；c(diǎn)26轉(zhuǎn)移后，剩余時(shí)間轉(zhuǎn)移是等于T′d=T~d-k·Ts=α·Ts]]>方程式7因?yàn)殚g插器14被標(biāo)準(zhǔn)化為Ts，所以間插器14的值是被量化后(也就是 同時(shí)，重要是注意分解延遲估計(jì)25后(也就是方程式6a中的 值及方程式6b中的k值)，片段延遲估計(jì)27是被限制為-1＜α＜1范圍。此范圍限制使片段延遲估計(jì)27保持最小并達(dá)成預(yù)期增加間插誤差。
為了描繪間插器控制器18的操作，現(xiàn)呈現(xiàn)以下例子。假設(shè)被過濾定時(shí)誤差估計(jì)25為Td＝0.64Tc，且過度采集速率為L＝4。因此，采集速率為Ts＝Tc/L＝Tc/4。依據(jù)方程式5a及5b，碼轉(zhuǎn)移28是所需，所以碼轉(zhuǎn)移延遲估計(jì)25為T~d=0.64Tc-Tc=-0.36Tc.]]>從方程式6b，基點(diǎn)26為k＝-1，而從方程式6a，片段延遲估計(jì)27為α＝-0.44。
量化器19是間插反饋回路35的最后剩余階段。片段延遲估計(jì)27是于被間插器使用之前被量化器19量化(也就是被離散)。量化器19對(duì)限制計(jì)算間插器系數(shù)以避免延遲估計(jì)25每次被更新的計(jì)算很有用。量化器19包含可儲(chǔ)存與一組可用量化片段延遲估計(jì)值相關(guān)的預(yù)先計(jì)算間插器系數(shù)的查找表。此查找表可降低間插的計(jì)算復(fù)雜度且亦增加處理速度。量化器19可決定基于所需定時(shí)精確度及過度采集速率L來量化該片段延遲估計(jì)的若干位準(zhǔn)。定時(shí)調(diào)整所需的定時(shí)精確度是Tc/Q，其中Q為正整數(shù)。其遵循所需量化步驟大小為2Tc/Q。針對(duì)過度采集速率L，此對(duì)應(yīng)-1＜α＜1范圍的Q/L量化位準(zhǔn)。例如，針對(duì)Q＝32及L＝4，定時(shí)調(diào)整所需的定時(shí)精確度是Tc/16，而量化器19具有Q/L＝8位準(zhǔn)。接著，依據(jù)上例，若片段延遲估計(jì)27為α＝-0.44，則被量化延遲可從自量化器19中的查找表選擇最近相等值來決定。因?yàn)榇藶槲粶?zhǔn)8量化器，所以可用值是來自下組量化片段延遲估計(jì)[-1，-0.75，-0.5，-0.25，0.25，0.5，0.75，1](值0因?yàn)橥耆划a(chǎn)生間插所以不被使用。因?yàn)?0.44最接近-0.5，所以被選擇量化片段延遲估計(jì)29接著為α^=-0.5,]]>其被傳送至間插器14。
遵循間插反饋回路35的起始迭代，延遲估計(jì)及間插操作繼續(xù)被重復(fù)以追蹤定時(shí)誤差的改變。
回到間插器14，方程式1的有限間插將被說明，包含間插器14處理α^≠0]]>的量化片段延遲估計(jì)29，不像間插器14最初處理被接收信號(hào)21時(shí)。如方程式1所示，理論間插是無限長度加總。為了有效間插器實(shí)施，方程式1的無限加總必須被執(zhí)行。以下方程序8a是顯示此輸出 的有限表示如下x~(n+α^)=Σm=-M1M2x(n-m)hα^(n)]]>方程式8a其 代表間插器系數(shù)，被導(dǎo)出如下hα^(n)=Sinc(m+α^)]]>方程式8b有限長度濾波器的理論間插器的頻率響應(yīng)如下S(ω,αTs)=TsejωαTs,|ω/2π|<1/(2Ts)0,otherwise]]>方程式9輸出信號(hào)誤差 是被定義為理論間插器輸出及間插器的有限表示間的差異E(α^)=x~(n+α^)-x(n+α^)]]>方程式10最適有限脈沖響應(yīng)間插器的系數(shù)hα(n)是借由最小化以下方程序11來決定，用于量化片段延遲估計(jì)29的所有可能 值。被使用的最適方法為最小均方差方法。因?yàn)殒芟⒌念l寬F＝ω/2π小于1/(2Ts)，施加Parseval關(guān)系是自方程式10產(chǎn)生E2(α^)=∫-FF|ejωαTs-Σm=-M1M2hα^(n)e-jωαTs|2dω]]>方程式11方程式11是代表有限脈沖響應(yīng)濾波器的最小均方差版本，其為間插器14的間插器較佳類型。方程式11具有若干不同解。例如，F(xiàn)letcher-Powell方法可被用來解決方程式11。應(yīng)注意本發(fā)明實(shí)施例不受限于方程式11的任何特殊解。若(M1＝M)及(M2＝M-1)被選擇用于2M系數(shù)總數(shù)，則最小差 被達(dá)成。由于系數(shù)從方程式12被找出，最適最小均方差有限脈沖響應(yīng)間插器14可以下列方程式來表示x~(n+α^)=Σm=-MM-1x(n-m)hα^(m)]]>方程式12如熟悉本技術(shù)人士所知，間插器系數(shù)是對(duì)稱α^=0.5,]]>其可被寫為h(1-α^)(m)=hα^(-m-1)]]>方程式13當(dāng)不可實(shí)時(shí)解出方程式11，方程式11是被事先解出所有可能 值，且預(yù)定系數(shù)是被儲(chǔ)存于量化器19的查找表。此導(dǎo)致大小M·((Q/L)-2)的實(shí)數(shù)入口的查找表，其中Q/L為量化器位準(zhǔn)數(shù)。然而，因?yàn)?amp;alpha;^=0]]>完全不會(huì)產(chǎn)生間插，所以其被排除于量化器19的查找表。借由使用方程式13的對(duì)稱特性，查找表大小可借由M·((Q/L)-2)/2實(shí)數(shù)來降低。可替代是，視被實(shí)施間插器結(jié)構(gòu)而定，如多項(xiàng)式間插器，查找表可借由實(shí)時(shí)計(jì)算來刪除及取代。
實(shí)施中，視可被負(fù)擔(dān)的間插誤差而定，M≥1具有2M系數(shù) 例如，第三代合作計(jì)劃狀分頻雙工兼容移動(dòng)無線傳輸/接收單元接收器，包含早晚門同步器，兩次過度采集(L＝2)，及包含被串聯(lián)如圖2累積器的積分器濾波器的第二階回路濾波器，產(chǎn)生M＝2或每量化器總共四個(gè)系數(shù)。針對(duì)Tc/16的所需精確度(也就是Q＝16)，所使用的量化器位準(zhǔn)數(shù)為8。
借由最適化依據(jù)本發(fā)明的間插，不管是否使用系數(shù)限制數(shù)，有效降低定時(shí)誤差的有利結(jié)果均可被達(dá)成。雖然本發(fā)明已參考多路徑衰落頻道及RAKE狀接收器做說明，但其不受限于這些應(yīng)用來建構(gòu)。碼追蹤器10的替代實(shí)施例是包含但不受限于具有下列類型間的間插器多項(xiàng)式有限脈沖響應(yīng)間插器，線性間插器，及Lagrange間插。
權(quán)利要求
1.一種可對(duì)無線通信系統(tǒng)中的發(fā)送器做定時(shí)同步的接收器的數(shù)字定時(shí)同步器，其中該被接收信號(hào)具有對(duì)參考碼的定時(shí)誤差，包含被配置用來估計(jì)該被接收信號(hào)的起始碼相位的頻道估計(jì)器；被配置用來產(chǎn)生可借由整數(shù)增量調(diào)整的定時(shí)參考碼的碼產(chǎn)生器；及被配置用來間插及修正該定時(shí)誤差的間插反饋電路，借此該間插可借由整數(shù)碼轉(zhuǎn)移及被挑選自量化片段延遲估計(jì)值的查找表的量化片段延遲估計(jì)及其相關(guān)預(yù)定間插器系數(shù)來達(dá)成，該被接收信號(hào)的時(shí)間修正版本從其被產(chǎn)生。
2.如權(quán)利要求1所述的該數(shù)字定時(shí)同步器，其特征在于該間插反饋電路進(jìn)一步包含被標(biāo)準(zhǔn)化為采集速率的間插器，被配置來片段延遲或領(lǐng)先及時(shí)轉(zhuǎn)移該被接收信號(hào)；定時(shí)誤差估計(jì)器，可基于該間插反饋電路的輸出信號(hào)及該定時(shí)參考碼間的定時(shí)差來決定定時(shí)誤差估計(jì)；間插器控制器，可響應(yīng)該定時(shí)誤差估計(jì)以該定時(shí)誤差估計(jì)反向來產(chǎn)生及傳送整數(shù)碼轉(zhuǎn)移信號(hào)至該碼產(chǎn)生器，于預(yù)定范圍內(nèi)產(chǎn)生片段延遲估計(jì)以決定間插系數(shù)；及量化器，具有與預(yù)定量化片段延遲估計(jì)值相關(guān)的被儲(chǔ)存間插器系數(shù)的該查找表，被配置從該查找表選擇最接近該片段延遲估計(jì)的量化片段延遲估計(jì)值。
3.如權(quán)利要求2所述的該數(shù)字定時(shí)同步器，其特征在于該間插反饋電路進(jìn)一步包含可濾波該定時(shí)誤差估計(jì)以產(chǎn)生具有該定時(shí)誤差估計(jì)反向標(biāo)記的延遲估計(jì)值的濾波器，借此該間插器控制器可于該定時(shí)誤差估計(jì)器配置相關(guān)的預(yù)定操作范圍內(nèi)來管制該延遲估計(jì)。
4.如權(quán)利要求3所述的該數(shù)字定時(shí)同步器，其特征在于該間插反饋電路進(jìn)一步包含可響應(yīng)該間插器控制器的下采集器，其被配置借由過度采集因子及依據(jù)該被接收信號(hào)及該延遲估計(jì)的采集速率的該比率相關(guān)的基點(diǎn)來降低該被接收信號(hào)的該采集速率。
5.如權(quán)利要求2所述的該數(shù)字定時(shí)同步器，其特征在于該間插器是最小均方差最適化有限脈沖響應(yīng)間插器。
6.如權(quán)利要求1所述的該數(shù)字定時(shí)同步器，其特征在于該被接收信號(hào)包含多路徑，而該間插反饋電路進(jìn)一步包含后處里單元，被配置來處理該被估計(jì)起始碼相位及估計(jì)信號(hào)及噪聲門檻的噪聲功率，借此產(chǎn)生該碼產(chǎn)生器發(fā)展該參考碼的起始碼相位。
7.如權(quán)利要求1所述的該數(shù)字定時(shí)同步器，其特征在于該片段延遲估計(jì)的該預(yù)定范圍是介于(-1)及(1)之間。
8.如權(quán)利要求1所述的該數(shù)字定時(shí)同步器，其特征在于該被接收信號(hào)被L因子過度采集且量化片段調(diào)整值的該預(yù)定數(shù)是依據(jù)用于定時(shí)調(diào)整的預(yù)期定時(shí)精確度T/Q來決定的量化位準(zhǔn)Q/L數(shù)，其中T代表該采集期間，Q代表正整數(shù)，而L代表正整數(shù)。
9.一種包含如權(quán)利要求1所述的數(shù)字定時(shí)同步器的接收器。
10.一種包含如權(quán)利要求1所述的數(shù)字定時(shí)同步器的無線傳輸/接收單元。
11.一種可對(duì)無線通信系統(tǒng)中的發(fā)送器及接收器做數(shù)字定時(shí)同步的方法，其特征在于該被接收信號(hào)具有對(duì)參考碼的定時(shí)誤差，包含估計(jì)該被接收信號(hào)的起始碼相位；產(chǎn)生可借由整數(shù)增量調(diào)整的定時(shí)參考碼；及間插及修正該定時(shí)誤差，借此該間插可借由整數(shù)碼轉(zhuǎn)移及被挑選自量化片段延遲值的查找表的量化片段延遲估計(jì)及其相關(guān)預(yù)定間插器系數(shù)來達(dá)成，該被接收信號(hào)的時(shí)間修正版本從其被產(chǎn)生。
12.如權(quán)利要求11所述的該方法，其特征在于該間插及修正步驟進(jìn)一步包含片段延遲或領(lǐng)先及時(shí)轉(zhuǎn)移該被接收信號(hào)；基于該被接收信號(hào)的時(shí)間修正版本及該定時(shí)參考碼間的定時(shí)差來決定定時(shí)誤差估計(jì)；以該定時(shí)誤差估計(jì)反向來產(chǎn)生整數(shù)碼轉(zhuǎn)移信號(hào)；于預(yù)定范圍內(nèi)產(chǎn)生片段延遲估計(jì)以決定間插系數(shù)；及儲(chǔ)存預(yù)定量化片段延遲估計(jì)值相關(guān)的間插器系數(shù)于查找表；及從該查找表選擇最接近該片段延遲估計(jì)的量化片段延遲估計(jì)值。
13.如權(quán)利要求12所述的該方法，其特征在于該間插步驟進(jìn)一步包含濾波該定時(shí)誤差估計(jì)以產(chǎn)生具有該定時(shí)誤差估計(jì)反向標(biāo)記的延遲估計(jì)值，借此該延遲估計(jì)被管制于該定時(shí)誤差估計(jì)器配置相關(guān)的預(yù)定操作范圍內(nèi)。
14.如權(quán)利要求13所述的該方法，其特征在于該間插步驟進(jìn)一步包含借由過度采集因子，依據(jù)該被接收信號(hào)及該延遲估計(jì)的采集速率的該比率相關(guān)的基點(diǎn)來降低該被接收信號(hào)的該采集速率。
15.如權(quán)利要求11所述的該方法，其特征在于該被接收信號(hào)包含多路徑，而該間插步驟進(jìn)一步包含處理該被估計(jì)起始碼相位及估計(jì)信號(hào)及噪聲門檻的噪聲功率，借此產(chǎn)生該碼產(chǎn)生器發(fā)展該參考碼的起始碼相位。
16.如權(quán)利要求12所述的該方法，其特征在于該片段延遲估計(jì)的該預(yù)定范圍是介于(-1)及(1)之間。
全文摘要
本發(fā)明提供一種接收器的數(shù)字定時(shí)同步器被對(duì)無線通信系統(tǒng)中的發(fā)送器做定時(shí)同步，其中該被接收信號(hào)具有對(duì)參考碼的定時(shí)誤差。頻道估計(jì)器是可估計(jì)被接收信號(hào)的啟始碼相位。碼產(chǎn)生器可產(chǎn)生被整數(shù)增量調(diào)整的定時(shí)參考碼。間插反饋電路被配置來間插及修正定時(shí)誤差，借此該間插可經(jīng)由整數(shù)碼轉(zhuǎn)移，及被挑選自量化片段延遲值的查找表的量化片段延遲估計(jì)及其相關(guān)預(yù)定間插器系數(shù)來達(dá)成，借此被接收信號(hào)的時(shí)間修正版本被產(chǎn)生。
文檔編號(hào)H04B1/707GK1689265SQ03823674
公開日2005年10月26日 申請(qǐng)日期2003年9月30日 優(yōu)先權(quán)日2002年10月2日
發(fā)明者艾庫特·波頓, 唐納爾德·M·格利可 申請(qǐng)人:美商內(nèi)數(shù)位科技公司