專利名稱：用于高清晰度電視接收機的連接均衡器/格子解碼器結構的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及數(shù)字信號處理領域，尤其涉及一種適于解碼多模式格子編碼的高清晰度電視(HDTV)信號的連接均衡器/格子解碼器。
背景技術：
在美國，用于HDTV的高級電視系統(tǒng)委員會(ATSC)標準規(guī)定了一種如在1995年9月16號出版的文獻A/53″ATSC數(shù)字電視標準″中所描述的八(每符號八級)殘余邊帶(VSB)發(fā)送系統(tǒng)。該文獻闡明了與HDTV信號特性有關的所有必要條件。在接收機中，包括均衡器，其是在以等于大約10.76兆赫的符號率的平均速率接收VSB數(shù)據(jù)流的自適應濾波器。均衡器嘗試去除主要由多路徑信號傳播所引起的線性失真，多路徑信號傳播是陸地廣播信道的特點。一個適用于HDTV接收機中的均衡器設計是判決反饋均衡器(DFE)，如在JohnG.Proakis的″數(shù)字通信″(McGraw，第二版，1989，紐約)和Lin等人的、于2002年12月10日發(fā)布的標題為“PHASE DETECTORS IN CARRIER RECOVERYFOR OFFSET QAM AND VSB(用于偏移QAM及VSB的載波恢復中的相位檢測器)”的美國專利第6,493,409號中所述。圖1示出了典型DFE結構的簡化框圖?？梢钥吹紻FE包括前饋濾波器(FFF)、反饋濾波器(FBF)、限幅器、鎖定檢測器和模式轉(zhuǎn)換器，并且其能夠以訓練、盲目或判決導引(decision-directed，dd)模式工作。
FFF、FBF和限幅器的功能是公知的，并且它們一起執(zhí)行濾波及量化的基本功能。鎖定檢測器將均衡器的輸出和限幅器電平與一個閾值相比較，并響應該操作而產(chǎn)生更新的鎖定檢測器輸出。模式轉(zhuǎn)換器根據(jù)當前均衡器的工作模式為FBF濾波器選擇適當?shù)妮斎胍约斑x擇將在執(zhí)行均衡器自適應時使用的錯誤信號及控制信號。模式轉(zhuǎn)換器還檢查鎖定檢測器輸出。在常規(guī)操作中，均衡器模式轉(zhuǎn)換器具有自動轉(zhuǎn)換的功能，這個功能依賴于均衡器鎖定檢測器的狀態(tài)。模式轉(zhuǎn)換器假定訓練模式和盲目模式只用于收斂目的。在均衡器鎖定檢測器感知收斂之后，均衡器轉(zhuǎn)換到判決導引(dd)模式。每當失去收斂時，模式轉(zhuǎn)換器使均衡器返回到訓練模式或盲目模式。
在ATSC標準中，為了提供一種用于最初的均衡器收斂的機制，在場同步信號中包括訓練序列。所接收的編碼符號序列用作同步控制單元的輸入，該同步控制單元檢測符號序列內(nèi)的場和段同步模式，并產(chǎn)生相應的同步信號。在訓練模式中，只在場同步脈沖期間更新均衡器系數(shù)。這個方法的缺陷在于其需要事先進行場同步的校正檢測，并且由于訓練序列包含在每25毫秒只發(fā)生一次的場同步中，因此可能會降低收斂速度。在多個反射或幻象信號(ghostsignal)的環(huán)境中，或在其他動態(tài)環(huán)境中，難于檢測場同步。在這些情況下，接收機需要一些不需參考訓練序列而初始地調(diào)整均衡器抽頭系數(shù)的自動恢復或盲目方法。由于盲目算法對每個數(shù)據(jù)符號起作用，因此其也將具有一個較快的收斂速度。盲目收斂算法的一個例子是Godard的恒定模數(shù)算法(CMA)。請參見D.N.Godard的″Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in TwoDimensional Data Communication Systems(二維數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的自動恢復均衡及載波跟蹤)″，IEEE通信學報，Vol.COM-28，pp.1867-1875，1980年11月。并參見D.N.Godard的美國專利US4,309,770。
均衡器操作的最終模式一一判決導引(dd)假定到反饋濾波器(FBF)的輸入是限幅器的輸出。由于自適應錯誤及到反饋濾波器的輸入由限幅器來輔助。因此系數(shù)自適應將在整個數(shù)據(jù)序列中發(fā)生。雖然dd模式不具有優(yōu)良的收斂特性，但是與均衡器操作的其他模式相比較，一旦實現(xiàn)收斂，dd模式就具有優(yōu)點。當與盲目模式中的操作相比時，限幅器數(shù)據(jù)的存在使得均衡器輸出的均方誤差(MSE)和誤碼率(BER)減小。由于dd模式關于每個符號來更新其系數(shù)，而不是僅僅解釋訓練符號，因此dd模式可以提供比訓練模式更快的自適應及跟蹤能力。
格子編碼與其他技術結合使用，以便防止來自特定噪聲源的干擾。在由ATSC于1995年4月12日制定的用于HDTV發(fā)送的數(shù)字電視標準的第4.2.4-4.2.6(附錄D)，10.2.3.9，10.2.3.10章節(jié)和其他章節(jié)中描述了HDTV的格子編碼要求。HDTV標準描述了一種利用交織功能的格子編碼系統(tǒng)，其包括發(fā)射機處的12個并行格子編碼器和接收機處的用于處理12個交織數(shù)據(jù)流的12個并行格子解碼器。所采用的格子系統(tǒng)使用比率為2/3的格子編碼調(diào)制(TCM)代碼。通過使用比率1/2、四狀態(tài)卷積編碼器對一位進行編碼，然后增加微分預編碼的FEC未編碼位來實現(xiàn)代碼。將由編碼器產(chǎn)生的每一個三個編碼位的組映到射八級VSB調(diào)制器符號。圖2是示出微分預編碼器、格子編碼器及相應的八級VSB符號映射器的方框圖。順序地使用十二個相同的編碼器及預編碼器，用以每次一個字節(jié)地進行處理并且隨后每次發(fā)送一個完整的符號。對于每個編碼器而言，將輸入數(shù)據(jù)位X1和X2編碼為三位Z2、Z1和Z0。每個三位的字相應于八個符號R中的一個符號。由預編碼器處理輸入位X2，以便提供編碼位Z2。由格子編碼器將輸入位X1編碼為兩位Z1和Z0。在Hu等人的、于1998年11月24日發(fā)布的、標題為“CODE SEQUENCEDETECTION IN A TRELLIS DECODER(格子解碼器中的代碼序列檢測)”的美國專利第5,841,478號中公開了一個用于HDTV接收機中的格子解碼器的例子。
使用DFE技術已是接收機設計領域的爭論主題。盡管DFE提供了一種相對簡單的用于平衡高分散線性信道的方法，但是其可能會經(jīng)受錯誤傳播，一種使得不正確的源符號估計會引起導致潛在的、冗長的突發(fā)錯誤的將來的判決錯誤的機制。在HDTV接收機中，當?shù)厣闲诺酪攵嗤ǖ篮桶自肼晻r，尤其是當多路傳輸信號較強而信噪比(SNR)低時，均衡器(DFE)的反饋濾波器(FBF)中的錯誤傳播會影響格子解碼器的輸出性能。對包括有用于具有較強的多路徑和附加白高斯噪聲(AWGN)的HDTV地上信道的判決反饋均衡器(DFE)的模擬示出如果用軟判決導引模式來代替判決導引模式，那么可以改善接收機的性能，藉此使得到達FBF濾波器的輸入是均衡器的輸出，而不是限幅器的輸出。另外，理論上，均衡器反饋濾波器將接收比均衡器限幅器提供的符號判決更加準確的符號判決。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是通過使用連接均衡器/格子解碼器結構來提供進一步改善的HDTV接收機性能。再編碼的格子解碼器的輸出而非均衡器的輸出被用作到判決反饋均衡器(DFE)的反饋濾波器的輸入信號。由于與格子解碼有關的等待時間和格子解碼器實際上由12個交織的解碼器組成的事實，所以不能實時實現(xiàn)從格子解碼器到均衡器的反饋。本結構通過提供附加格子解碼器、均衡器和提供數(shù)據(jù)同步的附加延遲元件來執(zhí)行反饋操作。該結構為模塊化結構，并且每個模塊可以按照需要級聯(lián)任意多級，以便實現(xiàn)所希望的復雜性和性能之間的平衡。另外，可以應用一種軟輸出格子解碼算法來改善性能。雖然本發(fā)明的公開內(nèi)容針對ATSC高清晰度電視系統(tǒng)，但是本發(fā)明還可以在其中在DFE之后接有格子或卷積解碼器的任何接收機中使用。


圖1是現(xiàn)有技術的判決反饋均衡器結構的簡化框圖；圖2是ATSC高清晰度電視格子編碼器、微分預編碼器和符號映射器的方框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明原理構成的連接均衡器/格子解碼器系統(tǒng)的簡化框圖；圖4示出了對于第一組操作條件格子解碼器輸出處的信噪比與誤碼率的關系曲線圖，包括由本發(fā)明的操作所實現(xiàn)的那些；以及圖5示出了對于第二組操作條件格子解碼器輸出處的信噪與誤碼率的關系曲線圖，包括由本發(fā)明的操作所實現(xiàn)的那些。
具體實施例方式
請參考圖3，本發(fā)明的簡化框圖示出了判決反饋均衡器模塊1，如在常規(guī)DFE中所呈現(xiàn)的，該判決反饋均衡器模塊互連到第一均衡器2和格子解碼器3。為了對于給定硬件投資實現(xiàn)預期性能，可以根據(jù)需要在HDTV接收機中復制任意多次改進的DFE模塊1。DFE模塊1包括格子解碼器和再編碼器5，該格子解碼器和再編碼器產(chǎn)生作為輸出6的最佳編碼序列而不是產(chǎn)生最佳的解碼序列。在常規(guī)ATSC HDTV系統(tǒng)中，將輸入數(shù)據(jù)位X1和X2編碼為三位Z2、Z1和Z0，如圖2所示。每個三位的字相應于八個符號R中的一個符號。由預編碼器處理輸入位X2，以便提供編碼位Z2。由格子編碼器將輸入位X1編碼為兩位Z1和Z0。在DFE模塊1中，解碼器/再編碼器5能夠減少所需要的控制和與格子網(wǎng)絡的每個分支的位相關聯(lián)的映射邏輯。作為替代，為解碼器/再編碼器5分配輔助存儲器以便存儲每個分支的三個編碼位(Z2、Z1和Z0)，而不是存儲解碼的兩位(輸入數(shù)據(jù)位X1和X2)序列。延遲元件7發(fā)生延遲，該延遲等于由解碼器/再編碼器5所引入的延遲，并藉此解決該解碼器/再編碼器所引入的延遲。DFE模塊1包括第二均衡器4，其除了不需要限幅器之外，其他類似于第一均衡器2。圖1所描述的鎖定檢測器和模式轉(zhuǎn)換器的功能沒有在圖3中示出，它們?nèi)匀皇潜匦璧?，只是為了清楚而沒有在此示出。
根據(jù)所利用的格子解碼器/再編碼器5的類型，能夠以至少兩種不同的形式構成DFE模塊1。在第一具體實施例中，解碼器/再編碼器創(chuàng)建作為輸出6的硬判決數(shù)據(jù)，該數(shù)據(jù)將由通常的再編碼器單元產(chǎn)生。該具體實施例將創(chuàng)建輸出6，其相當于圖1所示的常規(guī)DFE結構中的限幅器的輸出。但是，這個輸出具有由格子解碼器提供的糾錯能力的優(yōu)點。
在第二具體實施例中，輸出6是一種數(shù)據(jù)的軟判決型式(version)，并且是利用諸如軟輸出維特比算法(SOVA)這樣的格子解碼器軟輸出算法獲得的。請參見J.Hagenauer和P.Hoeher的″A Viterbi Algorithm with Soft-DecisionOutputs and its Applications(具有軟判決輸出的維特比算法及其應用)”(Proceedings of GLOBECOM′89，第1680-1686頁，1989年11月27-30日，Dallas，TX)。還可以參見Fazer等人的、于1995年11月14日發(fā)布的標題為“METHOD FOR DIGITAL TRANSMISSION OF HIERARCHICAL HDTV，EDTV AND SDTV TELEVISION SIGNALS(用于分級HDTV，EDTV和SDTV傳輸信號的數(shù)字傳輸方法)”的美國專利第5,467,132號。SOVA算法是一個相對復雜的格子解碼算法，其通過定義可靠性位產(chǎn)生數(shù)據(jù)的軟輸出型式，該可靠性位是解碼瞬時的量度值的函數(shù)。盡管比硬判決解碼方案更為復雜，但是軟輸出格子解碼器產(chǎn)生了至FBF濾波器8的輸入，其改善了對錯誤傳播的抗擾性。
假設L是格子編碼器中的存儲元件的數(shù)目，格子圖中的狀態(tài)數(shù)為S＝2L，M是信道符號字母表大小而K是合并到一種狀態(tài)的格子分支數(shù)目。在ATSCHDTV實例中，(L，S，M，K)＝(2，4，8，4)。假設I是發(fā)送的信道符號矢量，并且Z＝I+N是接收的矢量，其中N是AWGN矢量。假定傳統(tǒng)維特比算法(VA)延遲δ做出最后判決，δ足夠大，從而以十分高的概率合并所有的K個殘存路徑。該判決包括選擇具有最小路徑量度的路徑。AWGN信道的路徑量度由下式給出Λ(k)=EsNoΣj=n-δn(zj-Ij(k))2,k=1,2,...,K---(1)]]>其中n是路徑的長度，Ij(k)是在時間j時第k條路徑的信道符號，以及Es/NO為信噪比。對于這個構成，我們有p(Z‾|Ik‾)≈e-Λ(k),k=1,2,...,K---(2)]]>其中I(k)是與第k條路徑有關的信道符號矢量，P(Z|Ik)為關于信道符號矢量的接收矢量的條件概率。
對于所接收的矢量，每個路徑的可靠性由下式給出r(k)=P(I‾(k)|Z‾)Σl=1kP(I‾(l)|Z‾)=P(Z‾,I‾(k))Σl=1kP(Z‾,I‾(k))=P(Z|I‾(k))P(I‾(k))Σl=1kP(Z|I‾(l))P(I‾(l))=e-Λ(k)Σl=1ke-Λ(l)(3)]]>其中由于等概率發(fā)送數(shù)據(jù)，因此假定P(I(k))對于所有k來說是相同的。在常規(guī)VA中，除了對于殘存路徑的硬判決之外，去除沿路徑的所有信息，但是SOVA使用已計算出的可靠性更新沿殘存路徑的后驗概率。也就是Pjm(sp)=Σk=1KPjm(k)·r(k),]]>j＝n，n-1，...，n-δ和m＝1，2，...，M (4)其中戶Pjm(sp)是在時間j時對于殘存路徑(SP)的m(th)道符號的后驗概率。
在一個具體實施例中，軟輸出6的合理選擇可以是沿(全局)殘存路徑的信道符號的條件均值，其由下式給出I~j=Σm=1MPjm(sp)·I(m)---(5)]]>其中I(m)是相應于標號m＝1，2，...，M的信道符號。
舉例來說，可以應用最大-A-后驗(MAP)解碼算法。在P.Robertson、E.Villebrun和P.Hoeher所著的“A Comparison of Optimal and Sub-Optimal MAPDecoding Algorithms Operating in the Log Domain(在記錄域中運行的最優(yōu)和次優(yōu)MAP解碼算法的比較)”(Proceedings of ICC 95，Seattle，Washington，第1009-1013頁，1995年6月)中描述了一些MAP算法。由于HDTV系統(tǒng)并不是基于塊處理的，所以考慮SOVA解碼器，因此難于應用雙向MAP解碼器。但是，由于基本算法相同，因此該系統(tǒng)可以應用滑動窗口MAP解碼和單向MAP解碼算法。
請參考圖4，示出了對在AWGN加多徑信道中工作的HDTV接收機的信噪比(SNR)與誤碼率(BER)進行比較的曲線。圖4示出了當原始DFE2處于軟自動判決模式下的硬輸出模塊1或軟輸出模塊1的曲線沒有模塊的原始系統(tǒng)(由小菱形標記，曲線9)，具有一個模塊(由小方塊標記)、兩個模塊(由星形標記，曲線12和15)和三個模塊(由小圓`標記)的系統(tǒng)。另外，圖4示出曲線10，其表示處于硬自動轉(zhuǎn)換模式下的具有標準DFE的原始系統(tǒng)。在這個描述中，通過在較低信噪比獲得相同誤碼率來指示改善的性能，或者換句話說，通過當處理較弱信號時獲得相同誤碼率來指示改善的性能。作為圖4曲線的基礎的多徑信道由單一的三分貝(dB)和可以表征為相對較強的幻象信號的三微秒幻象組成。在格子解碼器3的輸出端11處測量所描述的性能。當在圖3中不存在模塊1并且圖1所示的原始DFE系統(tǒng)以自動(硬)轉(zhuǎn)換模式工作時，曲線10描述格子解碼器3的輸出11處的性能。在(硬)自動轉(zhuǎn)換模式中，在收斂之前均衡器2以盲目模式工作，而在檢測到收斂之后轉(zhuǎn)換到硬判決導引方式。如果失去收斂，那么均衡器2將轉(zhuǎn)回到盲目工作模式。
曲線9類似于曲線10，但其描述軟自動轉(zhuǎn)換模式下的第一均衡器2的性能。在軟自動轉(zhuǎn)換模式中，硬判決導引方式由軟判決導引模式代替，但是為了根據(jù)收斂狀態(tài)進行轉(zhuǎn)換的目的，其他方面與(硬)自動轉(zhuǎn)換模式相一致。當均衡器2以軟判決導引模式工作時，與以(硬)自動轉(zhuǎn)換模式工作時所產(chǎn)生的限幅器輸出相反，到達圖1中的FBF濾波器的輸入是均衡器2的輸出。
所有有關圖4所示曲線做出的比較是以ATSC HDTV系統(tǒng)的視覺閾值(TOV)點20為基礎的，其要求格子解碼器輸出11處的大約0.002的誤碼率。在曲線9的TOV點14處的性能產(chǎn)生大約為18.7dB的、輸入信號21所需的SNR。曲線12表示對于模塊1的硬輸出具體實施例的兩個(和三個)連接級的SNR與BER的關系曲線，并且在其TOV點13，可以看到輸入信號21具有大約為18.2dB的SNR需求，其表示0.5dB的性能增益。如曲線15所示，當利用模塊1的軟輸出具體實施例的兩級時，在TOV點16的SNR需求大約為17.6dB，其表示在以由曲線9表示的軟自動轉(zhuǎn)換模式工作的原始系統(tǒng)上的大約1.1dB的改善。模塊1的軟輸出具體實施例的兩級實現(xiàn)具有比相應的硬輸出具體實施例多大約0.6dB的增益(分別為17.6dB對18.2dB)，其是以與軟輸出(SOVA)算法有關的增加的復雜性為代價而達到的。最后，當在曲線10的TOV點22將由該曲線10描述的圖1的標準DFE的原始系統(tǒng)與模塊1的軟輸出具體實施例相比較時，本發(fā)明對性能的改善大約為1.9dB(在點16為17.6dB，在點22為19.5)。
本發(fā)明的連接結構還可以與圖1所示的原始系統(tǒng)相關聯(lián)，其中第一均衡器2等價于以(硬)自動轉(zhuǎn)換模式工作的標準DFE。盡管當對于第一均衡器2使用軟自動轉(zhuǎn)換模式時，圖4所示的結果示出了性能的改善，但是這對于所有信道來說并不是必要的。圖5描述了對于由單一的三分貝、作為較強的幻象信號的三微秒幻象組成的多通道信道，BER與SNR性能曲線的例子。所描述的性能是在格子解碼器輸出11處測量的。圖5示出了當原始DFE2處于硬自動轉(zhuǎn)換模式或軟自動判決模式下的輸出模塊1的曲線沒有模塊的原始系統(tǒng)(曲線10和9)，具有一個輸出軟模塊(由小方塊標記)、兩個軟輸出模塊(由星形標記，曲線23和24)和三個軟輸出模塊(由小圓標記)的系統(tǒng)。曲線9和10分別表示在軟和(硬)自動模式下圖1的原始系統(tǒng)，其余的與圖4相同。其余的曲線表示第一均衡器2處于(硬)自動轉(zhuǎn)換模式或軟自動轉(zhuǎn)換模式時模塊1的軟輸出具體實施例。曲線23表示當使用兩級的模塊1時，以(硬)自動轉(zhuǎn)換模式工作的第一均衡器2的性能，并且TOV點25示出均衡器輸入21的SNR需求大約為18.2dB。曲線24是以軟自動轉(zhuǎn)換模式工作的第一均衡器2的曲線，在該第一均衡器2后接有兩級的模塊1。TOV點26示出當與由曲線23表示的(硬)自動轉(zhuǎn)換模式相比較時的17.6dB的SNR需求，或大約0.6dB的改善。對于例如由點27表示的較高SNR域(大于18.6dB)，可以看到用于原始系統(tǒng)和軟自動轉(zhuǎn)換模式的曲線9和用于(硬)自動轉(zhuǎn)換模式加一個軟輸出模塊1的曲線28合并為大致等同的性能。
雖然本發(fā)明的連接均衡器/格子解碼器結構主要設計用于ATSC HDTV均衡器，但是在其中在均衡器之后接有格子或卷積解碼器的系統(tǒng)中，可以有效地將相同的原理應用到任何使用DFE的一般的均衡器結構。對于這種系統(tǒng)，由在判決導引(dd)模式中限幅器的存在、線性失真、噪聲所引起的進入到DFE濾波器的錯誤傳播將在均衡器輸出上導致噪聲突發(fā)，其將削弱解碼器性能。
權利要求
1.一種用于處理包含視頻數(shù)據(jù)的信號的系統(tǒng)中用于提供格子編碼數(shù)據(jù)的裝置，所述視頻數(shù)據(jù)包括多組交織的格子編碼的數(shù)據(jù)包，所述裝置包括第一元件(2)，用于自適應地濾波信號失真；第一元件(5)，用于當從自適應地濾波信號失真的第一元件(2)接收到格子解碼的數(shù)據(jù)時，識別和再編碼該格子解碼的數(shù)據(jù)；反饋濾波器(8)，響應再編碼的格子解碼的數(shù)據(jù)(6)；以及格子解碼器(3)，響應由反饋濾波器產(chǎn)生的輸出信號，該格子解碼器提供格子解碼的數(shù)據(jù)。
2.根據(jù)權利要求1所述的系統(tǒng)，其中自適應地濾波信號失真的第一元件(2)是第一判決反饋均衡器。
3.根據(jù)權利要求2所述的系統(tǒng)，還包括第二判決反饋均衡器(4)，其包括響應再編碼的格子解碼的數(shù)據(jù)(6)的反饋濾波器(8)。
4.根據(jù)權利要求3所述的系統(tǒng)，還包括模塊(1)，該模塊(1)包括第二判決反饋均衡器(4)，以及用于當從自適應地濾波信號失真的第一元件(2)接收到格子解碼的數(shù)據(jù)時識別和再編碼該格子解碼的數(shù)據(jù)的第一元件(5)。
5.根據(jù)權利要求4所述的系統(tǒng)，還包括多個模塊，其中第一模塊(1)響應來自于自適應地濾波信號失真的第一元件(2)的數(shù)據(jù)，隨后的每個模塊響應從在前模塊接收的數(shù)據(jù)，并且最后的格子解碼器(3)響應從最后的模塊接收的數(shù)據(jù)。
6.根據(jù)權利要求5所述的系統(tǒng)，其中每個模塊還包括延遲單元(7)，用于同步從前級接收的數(shù)據(jù)；以及前饋濾波器，響應從延遲單元(7)接收的數(shù)據(jù)。
7.根據(jù)權利要求6所述的系統(tǒng)，其中使用于識別并再編碼剩余在模塊(1)中的格子解碼的數(shù)據(jù)的第一元件(5)適于產(chǎn)生硬判決數(shù)據(jù)輸出。
8.根據(jù)權利要求6所述的系統(tǒng)，其中使用于識別并再編碼剩余在模塊(1)中的格子解碼的數(shù)據(jù)的第一元件(5)適于產(chǎn)生軟判決數(shù)據(jù)輸出。
9.根據(jù)權利要求6所述的系統(tǒng)，其中使用于識別并再編碼剩余在模塊(1)中的格子解碼的數(shù)據(jù)的第一元件(5)適于產(chǎn)生滿足下列等式的軟判決數(shù)據(jù)輸出I~j=Σm=1MPjm(sp)·I(m)]]>其中I(m)為相應于標號m＝1，2，...，M的信道符號。
10.在一種處理包括多組交織的格子編碼數(shù)據(jù)包的視頻數(shù)據(jù)的系統(tǒng)中，一種提供格子解碼的數(shù)據(jù)的方法，包括步驟對視頻數(shù)據(jù)應用自適應濾波，并藉此響應自適應濾波而產(chǎn)生第一輸出信號；解碼并再編碼第一輸出信號，并藉此產(chǎn)生再編碼的輸出信號；將再編碼的輸出信號施加到第二自適應濾波器，并藉此產(chǎn)生第二輸出信號；以及將第二輸出信號施加到格子解碼器，并藉此產(chǎn)生解碼的輸出信號。
11.根據(jù)權利要求10所述的系統(tǒng)，還包括構成執(zhí)行下列步驟的模塊的步驟解碼并再編碼第一輸出信號；以及將再編碼輸出信號施加到第二自適應濾波器。
12.根據(jù)權利要求11所述的系統(tǒng)，其中每個模塊還包括用于同步從前級接收的數(shù)據(jù)的延遲單元。
13.根據(jù)權利要求12所述的系統(tǒng)，還包括步驟級聯(lián)多個模塊以便接收第一輸出信號并隨后將最終輸出信號施加到格子解碼器，并藉此產(chǎn)生解碼的輸出信號。
14.根據(jù)權利要求13所述的系統(tǒng)，還包括步驟將每個模塊內(nèi)的再編碼輸出信號施加到同一模塊中的反饋濾波器。
15.根據(jù)權利要求14所述的系統(tǒng)，還包括步驟在每個模塊中解碼并再編碼，以便產(chǎn)生交織的格子編碼數(shù)據(jù)包的硬判決型式的再編碼的輸出信號。
16.根據(jù)權利要求14所述的系統(tǒng)，還包括步驟在每個模塊中解碼并再編碼，以便產(chǎn)生交織的格子編碼數(shù)據(jù)包的軟判決型式的再編碼的輸出信號。
17.根據(jù)權利要求14所述的系統(tǒng)，其中解碼并再編碼剩余在每個模塊中的格子解碼的數(shù)據(jù)的步驟產(chǎn)生滿足下式的軟判決數(shù)據(jù)輸出I~j=Σm=1MPjm(sp)·I(m)]]>其中I(m)是相應于標號m＝1，2，...，M的信道符號，Pjm(sp)是在時間j時對于殘存路徑(sp)的m(th)信道符號的后驗概率。
18.一種用于處理高清晰度電視信號的均衡器/格子解碼器系統(tǒng)，包括第一自適應濾波器(2)；格子解碼器和再編碼器(5)，適于從第一自適應濾波器(2)接收格子編碼的數(shù)據(jù)包；第二自適應濾波器(4)，適于接收由格子解碼器和再編碼器(5)產(chǎn)生的輸入信號(6)；以及最終格子解碼器(3)，適于從第二自適應濾波器(4)接收輸入信號。
19.根據(jù)權利要求18所述的均衡器/格子解碼器系統(tǒng)，其中第二自適應濾波器(4)是判決反饋均衡器，還包括反饋濾波器(8)；以及前饋濾波器。
20.根據(jù)權利要求19所述的均衡器/格子解碼器系統(tǒng)，還包括延遲單元(7)，適于接收作為到達第一自適應濾波器(2)的輸入的信號(21)來作為輸入，延遲單元(7)被互連并同步由前饋濾波器接收的數(shù)據(jù)。
21.根據(jù)權利要求20所述的均衡器/格子解碼器系統(tǒng)，其中由格子解碼器和再編碼器(5)產(chǎn)生的輸出信號(6)生成軟判決數(shù)據(jù)。
22.根據(jù)權利要求21所述的系統(tǒng)，其中由格子解碼器和再編碼器(5)產(chǎn)生的輸出信號(6)滿足下式I~j=Σm=1MPjm(sp)·I(m)]]>其中I(m)為相應于標號m＝1，2，...，M的信道符號，Pjm(sp)為在時間j時對于殘存路徑(sp)的m(th)信道符號的后驗概率。
23.根據(jù)權利要求19所述的均衡器/格子解碼器，其中由格子解碼器和再編碼器(5)產(chǎn)生的輸出信號(6)生成硬判決數(shù)據(jù)。
24.根據(jù)權利要求18所述的系統(tǒng)，其中第一自適應濾波器(2)是以(硬)自動轉(zhuǎn)換模式或軟自動轉(zhuǎn)換模式工作的判決反饋均衡器。
全文摘要
一種連接的均衡器/格子解碼系統(tǒng)，用于處理高清晰度電視信號。將再編碼的格子解碼器輸出(6)，而不是均衡器的輸出(19)作為到判決反饋均衡器(4)的反饋濾波器(8)的輸入?？梢詰糜不蜍浥袥Q格子解碼。為了解決與格子解碼有關的等待時間以及十二個交織解碼器的存在，通過在模塊(1)中復制格子解碼器和均衡器硬件來執(zhí)行從格子解碼器到均衡器的反饋，所述格子解碼器和均衡器硬件可以根據(jù)需要級聯(lián)任意多級以便實現(xiàn)復雜性及性能之間的所希望的平衡。本系統(tǒng)提供0.6－1.9分貝之間的改善。級聯(lián)兩個模塊(1)通常足以實現(xiàn)大部分的潛在性能改善。
文檔編號H04N5/44GK1656762SQ03812573
公開日2005年8月17日 申請日期2003年4月9日 優(yōu)先權日2002年4月16日
發(fā)明者何許源, 樸鐘順, 索爾·B·蓋爾芬德, 伊馮蒂·馬克曼 申請人:湯姆森特許公司