專利名稱：多載波傳輸?shù)姆椒ê驮O(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種多載波傳輸?shù)姆椒ê驮O(shè)備，特別涉及一種抑制多載波傳輸信號峰值的方法、具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發(fā)生電路、自適應(yīng)峰值限制器、基帶信號處理LSI和多載波傳輸設(shè)備。
背景技術(shù)：
在移動通信領(lǐng)域中，例如關(guān)于W-CDMA(Wideband-Code DivisionMultiple Access，寬帶碼分多址)系統(tǒng)中的技術(shù)規(guī)范，3GPP已經(jīng)標(biāo)準(zhǔn)化。在技術(shù)規(guī)范中，除了利用CDMA的基本接收技術(shù)(例如分離多徑組合(Rakecombining))之外，具有10Mbps的更快速率的高速下行分組接入(本文縮寫為HSDPA)也已經(jīng)被標(biāo)準(zhǔn)化。
HSDPA是這樣一種技術(shù)執(zhí)行下行鏈路分組傳輸?shù)亩鄠€用戶共享下行信道，檢查每個用戶的無線信道品質(zhì)，并且最佳基站給各用戶傳送信號，從而提高傳輸效率。采用這種技術(shù)，使用5MHz的頻率帶寬就可獲得10Mbps的傳輸率。
自適應(yīng)調(diào)制是HSDPA中使用的特殊技術(shù)之一，這種自適應(yīng)調(diào)制是一種如下所述的方案根據(jù)傳播環(huán)境改變調(diào)制方案和編碼方案，并且采用例如16QAM和64QAM等適合于大容量傳輸?shù)腗元調(diào)制、可合成中繼信號以改善接收品質(zhì)的HARQ(混合ARQ)、以及可從多個基站獲得有效分組傳輸?shù)腇CS(快速小區(qū)選擇)。
在自適應(yīng)調(diào)制中，當(dāng)移動站的接收品質(zhì)良好時，基站采用例如16QAM和64QAM等M元調(diào)制和例如編碼率為3/4的高速率編碼來傳送信號，而當(dāng)移動站的接收品質(zhì)差時，采用QPSK和例如編碼率為1/4的低速率編碼來傳送信號。
在HSDPA中，由于采用QAM作為調(diào)制方案，關(guān)于頻帶中的信號品質(zhì)(峰值碼域誤差(Peak Code Domain Error，PCDE)和誤差向量值(Error VectorMagnitude，EVM))，必須符合比普通第三代基站設(shè)備的性能標(biāo)準(zhǔn)(TS25.141Rel.99)更嚴(yán)格的性能標(biāo)準(zhǔn)(TS25.141 Rel.5)。
同時，CDMA系統(tǒng)的重要特征是通過復(fù)用用戶信號來實現(xiàn)并行通信。例如，假設(shè)給允許設(shè)置基站的公司分配的頻帶包含四個信道(載波頻率分別為f1-f4)。
在這種情況下，在一個信道上復(fù)用多個用戶的數(shù)據(jù)，而且同時從共享天線傳送這些信道的信號。換言之，并行傳送四個載波f1-f4(多載波傳輸)。
當(dāng)執(zhí)行多載波傳輸時，設(shè)在發(fā)射機(jī)最后一級的高頻放大器承受重負(fù)載，并且要求其保證寬帶中的線性。
為了減少高頻放大器的負(fù)載，利用峰值限制器，對多載波傳輸?shù)幕鶐盘枅?zhí)行抑制瞬時峰值的處理。
例如，在公開待審的日本專利申請No.2002-164799和2002-44054中描述了峰值限制器。
但是，與峰值限制器有關(guān)的現(xiàn)有技術(shù)沒有考慮高速下行分組接入(HighSpeed Downlink Packet Access，HSDPA)。
HSDPA是一種先進(jìn)技術(shù)，但任何理論中，實際實施都存在相當(dāng)多的困難。
此外，如上所述，由于采用QAM作為調(diào)制方案，關(guān)于頻帶中的信號品質(zhì)(PCDE和EVM)，HSDPA需要滿足比普通第三代基站設(shè)備的性能標(biāo)準(zhǔn)(TS25.141 Rel.99)更嚴(yán)格的性能標(biāo)準(zhǔn)(TS25.141 Rel.5)。
在移動通信設(shè)備例如蜂窩電話中，一直存在對降低成本、小型化和低功耗的嚴(yán)格要求。
施加在移動通信設(shè)備上的各種限制，使現(xiàn)有技術(shù)堆以實現(xiàn)HSDPA。
例如，在HSDPA中，根據(jù)信道品質(zhì)改變調(diào)制方案。在這種情況下，當(dāng)采用最嚴(yán)格的條件作為基準(zhǔn)，使峰值限制器的特性適應(yīng)于64QAM且峰值抑制被降低時，由于對瞬時峰值的抑制不充分，結(jié)果，使后一級中的高頻放大器的負(fù)載增加，并且使高頻放大器的功率效率變差。同時，當(dāng)增強(qiáng)峰值抑制時，信號損失使信號品質(zhì)下降。
為了解決這個問題，需要使用能夠保證極寬范圍內(nèi)的線性的高性能放大器。但是，這種高頻放大器非常昂貴，這成為成本方面的一個嚴(yán)重障礙。
上述問題用W-CDMA通信作為示例，但這種問題也可能出現(xiàn)在執(zhí)行高速分組傳輸?shù)钠渌ㄐ畔到y(tǒng)(例如其他CDMA系統(tǒng))中。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種多載波傳輸?shù)姆椒ê驮O(shè)備，該方法和設(shè)備能夠在去除施加在移動通信設(shè)備上的嚴(yán)格限制的同時，在傳輸信號的峰值限制和失真補(bǔ)償方面采取切實的技術(shù)措施，從而能夠獲得傳輸信號的期望特性。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供一種傳輸系統(tǒng)中抑制多載波傳輸信號峰值的方法，在該傳輸系統(tǒng)中，利用濾波器對分別對應(yīng)于多個頻道的每個基帶信號執(zhí)行濾波處理，經(jīng)過濾波處理的每個信號都被乘以預(yù)定載波以成為單載波信號，并且將單載波信號組合起來得到多載波傳輸信號，所述方法具有以下步驟從常規(guī)信號處理通路中分支每個基帶信號，對分支出來的每個基帶信號進(jìn)行濾波處理，在與乘以預(yù)定載波相同的定時、將分支出來的每個基帶信號都乘以與預(yù)定載波相同的載波，組合所得到的信號，從而獲得用于計算峰值抑制校正值的多載波信號，檢測用于計算校正值的多載波信號的瞬時峰值，并且根據(jù)檢測結(jié)果，獲得峰值抑制校正值，以及用校正值乘常規(guī)信號處理通路上的每個基帶信號，來執(zhí)行峰值抑制的校正。
換言之，在本發(fā)明的抑制多載波傳輸信號峰值的方法中，在與常規(guī)信號通路中的處理相同的條件下，通過執(zhí)行相同的處理來合成單載波信號，得到與常規(guī)多載波信號相同的多載波信號，根據(jù)得到的信號計算校正值，并且利用校正值來校正每個頻道的基帶信號的幅值。
這種方法等價于準(zhǔn)確地預(yù)測將在合成單載波信號時出現(xiàn)的瞬時峰值，預(yù)先校正基帶信號的幅值，從而將瞬時峰值保持在期望水平。以這種方式，能夠?qū)崿F(xiàn)具有前所未及的極高可靠性的抑制峰值方法。
此外，在本發(fā)明的抑制多載波傳輸信號峰值的方法的一個方面中，即使在基帶信號的峰值連續(xù)下降時，也能夠使用峰值開始下降預(yù)定次數(shù)之前所獲得的高峰值來計算校正值，實現(xiàn)更嚴(yán)格的峰值限制。
這樣，對峰值抑制執(zhí)行自適應(yīng)控制比對信號品質(zhì)執(zhí)行自適應(yīng)控制更重要，而不僅僅是自適應(yīng)控制。換言之，在任何情況下，都能夠?qū)⒍噍d波信號(組合的單載波傳輸信號)的幅值抑制到期望水平以下。因此，總能減少其后設(shè)置的高頻放大器的負(fù)載。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發(fā)生電路具有常規(guī)信號處理通路，用于將對應(yīng)于多載波傳送的每個頻道的每個基帶信號分支成兩個信號序列，在延遲器中延遲一個信號序列中的每個基帶信號，在乘法器中用峰值抑制校正值乘每個信號，對乘以校正值的每個信號執(zhí)行n次(n是2或大于2的整數(shù))內(nèi)插處理，用濾波器對信號進(jìn)行濾波處理，用載波乘每個信號從而得到單載波信號，并且組合單載波信號以輸出多載波傳輸信號；和校正值發(fā)生通路，用于在常規(guī)信號處理通路中執(zhí)行n次內(nèi)插處理、濾波處理和乘以載波的處理以獲得單載波信號基本相同的定時，對另一個信號序列中的每個基帶信號執(zhí)行基本相同的處理，從而獲得用于計算校正值的多載波信號，檢測用于計算校正值的多載波信號的瞬時峰值，以及根據(jù)檢測值獲得峰值抑制校正值，將其提供給常規(guī)信號處理通路中的乘法器。
換言之，在本發(fā)明的具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發(fā)生電路中，基于通過下述通路合成的多載波信號，來檢測瞬時峰值，計算峰值抑制校正值，其中該通路具有與常規(guī)多載波合成通路完全相同的條件，從而能夠執(zhí)行極準(zhǔn)確的峰值抑制校正。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，自適應(yīng)峰值限制器具有多個硬限制器，分別提供給可能包含通信數(shù)據(jù)的多個頻道，所述通信數(shù)據(jù)已應(yīng)用預(yù)定的數(shù)據(jù)分組傳輸方案，并且利用從外部提供的自適應(yīng)極限值來限制每個頻道的基帶信號的幅值；和極限值表，使用表示是否應(yīng)用預(yù)定數(shù)據(jù)分組傳輸方案的開/關(guān)比特信息和表示是否使用每個頻道的另一個開/關(guān)比特信息作為地址變量來訪問該表，這兩個信息都由每個頻道的上層報告，并且該表輸出自適應(yīng)極限值作為訪問結(jié)果，將其提供給多個硬限制器中的至少一個。
換言之，本發(fā)明的自適應(yīng)峰值限制器是一種新的峰值限制器，有助于實現(xiàn)例如3.5代移動通信所支持的高速下行分組接入(HSDPA)。
本發(fā)明的自適應(yīng)峰值限制器具有多個硬限制器，其被分別提供給多個頻道，并且自適應(yīng)地更新其極限值?！坝蚕拗破鳌笔悄軌?qū)⑿盘柗逯稻_地箝位在預(yù)定值的限制器。
在本發(fā)明的自適應(yīng)峰值限制器的一個方面中，在多載波傳輸中與每個頻道相對應(yīng)的基帶信號的小片(chip)基礎(chǔ)上，使用從上層(例如基站控制部件中的基帶處理板)通知的表示是否使用每個頻道的開/關(guān)信息和表示是否對每個頻道的小片數(shù)據(jù)(chip data)應(yīng)用HSDPA的另一個開/關(guān)信息作為地址信息，來訪問極限值表以自適應(yīng)地輸出極限值，從而能夠在小片的基礎(chǔ)上精確地調(diào)整硬限制器的箝位值。
即，多個頻道的并行傳輸信號不包含總是使用所有頻道的情況，即使在一個頻道的傳輸信號小片是使用HSDPA(采用QAM作為調(diào)制方案)的小片數(shù)據(jù)的情況下，并行傳輸?shù)钠渌l道的小片數(shù)據(jù)也不總是使用HSDPA(換言之，可以采用QPSK作為調(diào)制方案)。
注意本發(fā)明的這個方面，自適應(yīng)控制是如下執(zhí)行的當(dāng)基于應(yīng)用嚴(yán)格解調(diào)條件的調(diào)制方案例如16QAM的小片且頻道為“開”時，執(zhí)行對幅值的減輕抑制而重視信號品質(zhì)的自適應(yīng)控制，而當(dāng)頻道為“關(guān)”時或基于未應(yīng)用HSDPA的小片時，執(zhí)行對極限值的增強(qiáng)抑制和重視峰值抑制的自適應(yīng)控制。
這樣，響應(yīng)每個頻道的狀態(tài)，通過將重視幅值抑制的小片數(shù)據(jù)和重視信號品質(zhì)的小片數(shù)據(jù)彼此區(qū)分開來，就能夠?qū)崿F(xiàn)精確的自適應(yīng)調(diào)節(jié)，從而為重視信號品質(zhì)的小片數(shù)據(jù)提供更多能量。因此，在多載波傳送的數(shù)據(jù)包含使用HSDPA的傳輸數(shù)據(jù)的情況下，能夠保證3GPP規(guī)范中規(guī)定的期望信號品質(zhì)。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，基帶信號處理LSI具有如下結(jié)構(gòu)從上述自適應(yīng)峰值限制器輸出的各個頻道信號被輸入到上述具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發(fā)生電路中，從而產(chǎn)生經(jīng)過峰值抑制處理的多載波傳輸信號，使得PAR(Peak to Average Ratio，峰值平均值比)值和CCDF(ComplementaryCumulative Distribution Function，互補(bǔ)累積分布函數(shù))保持在各自期望的允許范圍內(nèi)。
即，本發(fā)明的基帶信號處理LSI結(jié)合使用本發(fā)明的自適應(yīng)峰值限制器和本發(fā)明的具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發(fā)生電路。
換言之，在具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發(fā)生電路中執(zhí)行峰值限制處理，使得多載波信號的PAR(峰值平均值比)值和CCDF(互補(bǔ)累積分布函數(shù))總是保持在各自期望的允許范圍內(nèi)(這可以保證傳輸信號的總能量總是保持在預(yù)定范圍內(nèi))，而在使用峰值限制器時，自適應(yīng)地控制用于每個頻道的極限值，并且響應(yīng)每個頻道的狀態(tài)執(zhí)行對傳輸能量分布的精確調(diào)節(jié)。
以這種方式，在考慮多載波信號的整個狀態(tài)和每個頻道的狀態(tài)的情況下，實現(xiàn)極有效的(合理的)自適應(yīng)峰值限制處理。因此，對于可能包含應(yīng)用符合IMT 2000的高速數(shù)據(jù)分組傳輸方案(如HSDPA)的通信數(shù)據(jù)的多個頻道，能夠執(zhí)行可靠且有效的峰值抑制，使得多載波傳輸信號的PAR值和CCDF保持在各自期望的允許范圍內(nèi)，從而減少其后設(shè)置的高頻放大器的負(fù)載，而對于每個頻道，盡可能執(zhí)行自適應(yīng)峰值控制以防止信號品質(zhì)變差。
根據(jù)本發(fā)明，能夠?qū)崿F(xiàn)最新的移動通信。例如，能夠?qū)崿F(xiàn)W-CDMA多載波傳輸設(shè)備，其符合支持HSDPA方案的3.5代移動通信。


通過對以下結(jié)合附圖進(jìn)行的詳細(xì)描述的考慮，本發(fā)明的以上及其他目的和特征將會變得更加清楚，附圖中以舉例方式說明一個示例。其中圖1A是根據(jù)本發(fā)明一個實施例的多載波傳輸設(shè)備整個結(jié)構(gòu)的一部分的方框圖；圖1B是根據(jù)本發(fā)明的多載波傳輸設(shè)備整個結(jié)構(gòu)的其余部分的方框圖；圖2是示出本發(fā)明的具有峰值抑制功能的多載波信號發(fā)生電路的一個結(jié)構(gòu)示例的方框圖；圖3是示出圖2電路中產(chǎn)生的多載波傳輸信號的CCDF(互補(bǔ)累積分布函數(shù))的曲線圖；圖4是示出圖2電路中多載波合成之前的每個單載波信號特性的曲線圖；圖5A是說明對單載波信號進(jìn)行峰值抑制處理的問題的示意圖；圖5B是說明對單載波信號進(jìn)行峰值抑制處理的優(yōu)點的示意圖；圖6A是示出對單載波信號進(jìn)行限制處理的現(xiàn)有峰值限制電路的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖6B是示出圖6A電路中的(經(jīng)過低通濾波器濾波之前)單載波信號的CCDF特性的曲線圖；圖7A是示出對單載波信號進(jìn)行限制處理的現(xiàn)有峰值限制電路的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖7B是示出圖7A電路中(經(jīng)過峰值抑制和低通濾波器濾波之后)的單載波信號的CCDF特性的曲線圖；圖8A是示出具有并行設(shè)置的每個如圖6A所示的現(xiàn)有峰值限制電路的現(xiàn)有多載波信號發(fā)生電路的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖8B是示出圖8A電路中的多載波信號的CCDF特性的曲線圖；圖9是說明圖1B中峰值校正值計算部件的峰值檢測操作的曲線圖；圖10是示出圖1B中峰值校正值計算部件的基本操作程序的流程圖；圖11是說明計算校正值的特定程序的示意圖；圖12是說明由于峰值抑制控制參數(shù)的設(shè)定值變化所產(chǎn)生效果的示意圖；圖13是示出本發(fā)明的自適應(yīng)峰值限制器的一個結(jié)構(gòu)示例的方框圖；圖14A是示出硬限制器的輸出特性的曲線圖；圖14B是示出硬限制器極限值和傳輸信號信號品質(zhì)之間相對關(guān)系的表；
圖15是示出與基帶信號有關(guān)的頻道開/關(guān)信息和HSDPA應(yīng)用開/關(guān)信息的時序圖；圖16是說明ROM地址和ROM數(shù)據(jù)之間關(guān)聯(lián)的示意圖；圖17A是示出誤差向量值的測量結(jié)果示例的曲線圖；圖17B是示出峰值碼域誤差的測量結(jié)果示例的曲線圖；圖18A是示出用3GPP的測試模型1測量多載波傳輸信號的CCDF特性的結(jié)果示例的曲線圖；圖18B是示出用3GPP的測試模型3測量多載波傳輸信號的CCDF特性的結(jié)果示例的曲線圖；圖19是示出本發(fā)明所使用的混合失真補(bǔ)償電路(包含高頻放大器)的結(jié)構(gòu)示例的方框圖；圖20是示出混合失真補(bǔ)償電路的基本操作程序的流程圖；圖21A是示出輸入到混合失真補(bǔ)償電路中的多載波傳輸信號的頻譜示例的示意圖；圖21B是示出經(jīng)過預(yù)失真處理的信號的頻譜示例的示意圖；圖21C是示出輸入到前饋失真補(bǔ)償電路中的標(biāo)準(zhǔn)信號的頻譜示例的示意圖；圖21D是示出從混合失真補(bǔ)償電路輸出的多載波傳輸信號的頻譜示例的示意圖；和圖22是說明高頻放大器的功率效率的曲線圖。
具體實施例方式
下面將參考附圖具體描述本發(fā)明的實施例。
圖1A和1B是示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的多載波傳輸設(shè)備的整個結(jié)構(gòu)的方框圖。多載波傳輸設(shè)備是W-CDMA無線傳輸設(shè)備(無線基站設(shè)備)，其使用根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)峰值限制器和多載波信號發(fā)生電路以及結(jié)合高精度地執(zhí)行失真補(bǔ)償?shù)幕旌鲜д嫜a(bǔ)償電路。
圖中，基帶信號處理部件(基帶信號處理LSI)600用長短交替的短劃線表示。
具有峰值抑制功能的自適應(yīng)峰值限制器400和多載波信號發(fā)生電路500都用黑體虛線表示。
如圖所示，混合失真補(bǔ)償電路700具有自適應(yīng)預(yù)失真部件14和前饋失真補(bǔ)償部件30的組合結(jié)構(gòu)。與其他結(jié)構(gòu)元件一樣，電路700具有D/A轉(zhuǎn)換器20、A/D轉(zhuǎn)換器28、開關(guān)電路SW和高頻放大器32。
下面進(jìn)行描述，假設(shè)天線能同時發(fā)送四個頻道的信號。
如圖1A左上方所示，在頻道CH1上復(fù)用傳輸數(shù)據(jù)d1-d3，類似地，在頻道CH2-CH4上分別復(fù)用傳輸數(shù)據(jù)d4-d6、d7-d9和d10-d12。
分別為頻道CH1-CH4設(shè)置用戶信號的復(fù)用部件200a-200d，每個復(fù)用部件具有多個擴(kuò)展部件2和復(fù)用經(jīng)過擴(kuò)展的用戶信號的復(fù)用電路4。
自適應(yīng)峰值限制器400具有為每個頻道設(shè)置的硬限制器300和極限值輸出電路350。極限值輸出電路350具有地址變換電路352和極限值表(ROM)354。
地址變換電路352將表示是否使用各個頻道的開/關(guān)信息(F1-F4)和表示是否對各個頻道上的小片數(shù)據(jù)應(yīng)用HSDPA的另一個開/關(guān)信息(DP1-DP4)變換成用于查閱ROM的地址，并且訪問極限值表(ROM)354以輸出自適應(yīng)極限值LIM，其中上述信息是上層(例如基站控制部件的基帶處理板，未示出)基于小片通知的。
后面將參考圖13-17具體描述自適應(yīng)峰值限制器400。
具有峰值抑制功能的多載波信號發(fā)生電路500對四個頻道CH1-CH4執(zhí)行n次內(nèi)插(n是2或大于2的整數(shù))和正交調(diào)制(通過乘以各個正交載波e1-e4來獲得單載波信號)，并且將單載波信號組合起來以產(chǎn)生多載波傳輸信號，同時在不同于常規(guī)信號處理通路的通路中產(chǎn)生與上述多載波信號相同的多載波信號，根據(jù)多載波信號來計算校正值以校正瞬時峰值，將校正值返回給常規(guī)信號處理通路，對每個頻道的基帶信號進(jìn)行基帶信號的峰值抑制處理。
此外，每個頻道CH1-CH4的基帶信號由兩個信號組成I(同相)信號和Q(正交)信號，但為了方便畫圖，用一個信號線來表示。
由于執(zhí)行n次內(nèi)插和正交調(diào)制的電路結(jié)構(gòu)在每個頻道中都相同，因此僅基于頻道CH1進(jìn)行描述。
除了常規(guī)信號處理通路之外，執(zhí)行n次內(nèi)插和正交調(diào)制的電路具有合成多載波信號為峰值校正值計算基礎(chǔ)的通路，基于該信號計算校正值以將其提供給常規(guī)信號處理通路(圖中用實線表示)。
常規(guī)信號處理通路(圖中用實線表示)具有第一延遲電路508，用于乘以校正值的乘法器512，n次內(nèi)插電路514，限制信號頻帶的低通濾波器(LPF)516，用于正交調(diào)制的乘法器518，和將經(jīng)過乘法器518的單載波信號組合起來的組合器590。第一延遲電路508將信號延遲計算校正值所需的時間和與LPF504的群延遲相對應(yīng)的時間。N次內(nèi)插電路514為了增大時鐘頻率而執(zhí)行內(nèi)插，以便對預(yù)定寬頻帶執(zhí)行信號處理。
通過用載波e1(至e4)乘每個信道的每個I和Q信號來實現(xiàn)正交調(diào)制。
例如，在正交調(diào)制中，當(dāng)使用的頻道是CH1(載波頻率f1)和CH2(載波頻率f2)且用于頻移的頻率為fc時，將使用載波頻率f1發(fā)送的信號乘以載波f1-fc，而將使用載波頻率f2發(fā)送的信號乘以載波f2-fc，以實現(xiàn)正交調(diào)制。
以與計算校正值的信號處理通路相同的方式，執(zhí)行與載波e1(至e4)的相乘。因此，在圖1A和圖1B的電路中，信號在計算校正值的信號處理通路中被乘以載波e1(至e4)，在常規(guī)信號處理通路中被延遲計算校正值所需的時間和與低通濾波器(LPF)516的群延遲相對應(yīng)的時間，并且被正交調(diào)制。
同時，在圖1A和圖1B的電路中，將合成多載波信號為校正值計算基礎(chǔ)的信號通路與常規(guī)信號處理通路分開設(shè)置。信號處理通路具有n次內(nèi)插電路502、低通濾波器(LPF)504、乘法器506和組合器550。這種信號通路的結(jié)構(gòu)和條件例如通路中的信號處理定時，與常規(guī)信號處理通路完全相同。
校正值計算部件570根據(jù)合成的多載波信號來計算峰值校正值，具有峰值檢測部件572、相對比較/確定部件574和校正值計算部件576。
從外部給相對比較/確定部件574設(shè)置峰值抑制控制參數(shù)，從而能根據(jù)信號品質(zhì)和峰值抑制之間重要性的相對等級來精確地調(diào)節(jié)峰值抑制能力。
從外部給校正值計算部件576設(shè)置峰值極限值。
從校正值計算部件576輸出的校正值，在常規(guī)信號處理通路的乘法器512中被乘以基帶信號，以校正幅值。
在混合失真補(bǔ)償電路700中，對這樣產(chǎn)生的多載波信號進(jìn)行失真補(bǔ)償，之后通過基站設(shè)備的天線(ANT)發(fā)送給多個移動終端(未示出)。
3GPP TS 25.104中規(guī)定的頻譜發(fā)射掩碼(spectrum emission mask)的頻帶是非常寬的頻帶，其以傳輸信號的頻帶為中心、覆蓋上下兩端之間約1GHz。由于普通預(yù)失真電路完全不能消除在這種寬頻帶中出現(xiàn)的高階失真分量，因此采用混合失真補(bǔ)償電路700能夠響應(yīng)這種嚴(yán)格的規(guī)范。
從而能實現(xiàn)支持HSDPA的3.5代W-CDMA移動通信。
下面順序地具體說明具有峰值抑制功能的多載波信號發(fā)生電路、自適應(yīng)峰值限制器和混合失真補(bǔ)償電路。
圖2是示出具有峰值抑制功能的多載波信號發(fā)生電路的結(jié)構(gòu)的方框圖。多載波信號發(fā)生電路的結(jié)構(gòu)與圖1B所示的電路500相同。
圖2中，標(biāo)號530a-530d是如下電路對經(jīng)過幅值校正的基帶信號執(zhí)行正交調(diào)制，使其成為單載波信號。
校正值計算電路570基于經(jīng)過與常規(guī)信號處理通路中完全相同的處理而合成的多載波信號，來計算校正值。
因此，實際上將單載波信號組合起來，檢測實際多載波信號的瞬時峰值(在峰值檢測部件572中)，計算將峰值抑制到期望水平以下的校正值，從而能夠保證將多載波信號的峰值抑制到期望水平之內(nèi)。
圖3是CCDF(互補(bǔ)累積分布函數(shù))曲線圖，其表示圖2的具有峰值抑制功能的多載波信號發(fā)生電路所產(chǎn)生的多載波傳輸信號的峰值功率與平均功率之比(橫軸)與概率(縱軸)之間的關(guān)系。
圖中，可以理解，顯著突變的峰值限制可能與實線表示的特性線A一樣。特性線A是峰值抑制控制參數(shù)(hole-num)為2的情形。
圖中，特性線B是峰值抑制控制參數(shù)(hole-num)為零的情形，特性線C是峰值抑制控制參數(shù)(hole-num)為3的情形。
從圖3可見，用從外部提供給相對比較/確定部件574的峰值抑制控制參數(shù)(hole-num)能夠調(diào)節(jié)峰值抑制特性。
圖4是示出圖2具有峰值抑制功能的多載波信號發(fā)生電路中多載波合成之前的每個單載波信號的特性的曲線圖。
本文中，圖7B是示出用于抑制圖7A所示單載波信號峰值的現(xiàn)有電路中經(jīng)過峰值抑制的信號特性的曲線圖。通過比較圖4和圖7B，可以理解，圖2中的電路不對單載波信號執(zhí)行極嚴(yán)格的載波抑制。
換言之，如圖3所示，在圖2的電路中，多載波信號接受很高程度的峰值限制，在任何情況下，都能夠保證將多載波的瞬時峰值保持在預(yù)定范圍內(nèi)，同時，在單載波信號方面，不執(zhí)行過度的峰值限制，因此，對傳輸信號的品質(zhì)影響很小。
如圖5A所示，當(dāng)對相平面上不同相位不同幅值的單載波信號X、Y和Z執(zhí)行峰值限制時，從極限值圓延伸出的部分都被箝位。相反，當(dāng)對多載波信號執(zhí)行峰值限制時，如圖5B所示，由于用組合單載波信號X、Y和Z而得到的向量R作為基準(zhǔn)，來執(zhí)行峰值限制處理，因此對于每個單載波信號，并不執(zhí)行過度的峰值限制。此外，如圖所示，由于消除了單載波信號的向量分量，組合單載波信號X、Y和Z而得到的向量R的幅值很小。
那么，在圖2的電路中，實際合成多載波信號，檢測信號的瞬時峰值，并且計算校正值來抑制瞬時峰值，從而能可靠地抑制瞬時峰值。由于能夠以極高的可靠性對多載波信號執(zhí)行這種峰值限制，因此，即使施加應(yīng)用HSDPA方案那樣的嚴(yán)格條件時，也能夠滿足預(yù)定規(guī)范。
此外，在本發(fā)明中，能夠通過設(shè)置載波抑制控制參數(shù)(hole-num)，來精確地調(diào)節(jié)峰值抑制特性。
圖6A示出對單載波信號S1執(zhí)行限制處理的現(xiàn)有峰值限制電路，圖6B示出單載波信號S1的特性。
圖7A示出與圖6A相同的現(xiàn)有峰值限制電路，圖7B示出經(jīng)過峰值限制并通過低通濾波器(LPF)203的信號特性。
如圖7B所示，即使在單載波信號經(jīng)過峰值抑制的情況下，通過低通濾波器會再次產(chǎn)生峰值，與圖3所示的本發(fā)明電路的峰值抑制特性相比，峰值抑制度相當(dāng)差。
圖8A示出利用并聯(lián)設(shè)置的圖6A所示的現(xiàn)有峰值限制電路合成多載波信號的現(xiàn)有電路，圖8B是示出從圖8A電路輸出的多載波信號S3的特性的曲線圖。
參考圖9至12，將描述圖2下側(cè)所示出的校正值計算部件570中的峰值檢測部件572、相對比較/確定部件574和校正值計算部件576。
如圖9所示，峰值檢測部件572檢測每16小片基帶信號的幅值峰值(M(n)至M(n+2))(為了方便，本文假設(shè)A(n)-A(n+2)為16小片基帶信號)。
相對比較/確定部件574和校正值計算部件576基于圖10所示的流程圖來操作。
換言之，對于峰值檢測部件572中檢測的當(dāng)前測量基帶信號的幅值峰值Max(n)(步驟800)，相對比較/確定部件574確定峰值Max(n)是否小于臨時峰值以及峰值抑制控制參數(shù)(hold-iter＝0)是否不等于設(shè)定值(hold-num本文假設(shè)為2)(步驟802)。
當(dāng)步驟802中的確定結(jié)果為“是”時，換言之，在當(dāng)前檢測的峰值小于臨時峰值且峰值連續(xù)減少的次數(shù)為1時，則遞增并更新峰值抑制控制參數(shù)(hold-iter)(步驟806)，而當(dāng)結(jié)果為“否”時，即，當(dāng)前檢測的峰值大于臨時峰值時或者連續(xù)減少2次時，將當(dāng)前檢測的峰值設(shè)定為當(dāng)前值，峰值抑制控制參數(shù)(hold-iter)被初始化并返回到零。
接著，校正值計算部件576將極限值(limit-value)和臨時峰值相比較(步驟808)，當(dāng)臨時峰值更大時，用臨時峰值計算峰值抑制的校正值(步驟810)，而當(dāng)臨時峰值更小時，使校正值為“1”，原因是不需要進(jìn)行峰值抑制(步驟812)。
用基帶信號乘校正值(步驟814)，處理流程進(jìn)入下一步(步驟816)。
圖11示出計算校正值的特殊示例。
如圖所示，峰值在時刻t(n-1)到t(n+1)期間增大，然后連續(xù)減小，在時刻t(n+5)減小到極限值(limit-value)以下。
在這種情況下，在每個時刻執(zhí)行如圖所示的處理。注意，在時刻t(n+2)和t(n+3)，即使峰值減小，仍然使用基于峰值開始減小之前的大峰值的校正值即校正值(n+1)，由此著重對峰值抑制來執(zhí)行自適應(yīng)控制。
接著，在時刻t(n+4)，峰值連續(xù)減小(3次)，超過峰值抑制控制參數(shù)的設(shè)定值(hold-num＝2)。所以，為了防止信號品質(zhì)下降，利用臨時峰值和減少的校正值即校正值(n+4)，來執(zhí)行峰值限制。
接著，在時刻t(n+5)，由于不需要峰值限制，校正值為“1”。
增大峰值抑制控制參數(shù)的設(shè)定值(hold-num)導(dǎo)致著重于圖3所示的峰值抑制的自適應(yīng)控制，并且能夠進(jìn)行精細(xì)的調(diào)節(jié)。
圖12示出當(dāng)峰值抑制控制參數(shù)的設(shè)定值(hold-num)為“0”或“2”時基帶信號的幅度抑制程度的變化。圖中，從實線包圍的部件A和B可見，峰值抑制控制參數(shù)為“2”時的設(shè)定值(hold-num)具有較大的峰值抑制效果。
通過合適地設(shè)定峰值抑制控制參數(shù)的設(shè)定值(hold-num)，在任何情況下，都能將多載波信號的峰值抑制在預(yù)定水平內(nèi)，從而能夠保證滿足嚴(yán)格的規(guī)范。
下面參考圖13-17描述自適應(yīng)峰值限制器。
圖13是示出自適應(yīng)峰值限制器的結(jié)構(gòu)的方框圖。
如上所述，基于表示是否使用各個頻道的開/關(guān)信息(F1-F4)以及表示是否對各個頻道上的小片數(shù)據(jù)由于HSDPA的另一個開/關(guān)信息(DP1-DP4)，極限值輸出部件350參考極限值表(查找表)354以輸出極限值LIM，其中上述信息是基站(BTS)控制部件900中的基帶控制板910基于小片通知的。
硬限制器300具有幅值計算部件310，計算每個輸入I和Q信號的幅值Xn；比較部件320，比較計算出的幅值和極限值LIM；校正值計算部件330，根據(jù)輸入的I和Q信號、幅值Xn和極限值LIM來計算校正值；以及開關(guān)電路SWT1和SWT2。
根據(jù)比較部件320中的比較結(jié)果，轉(zhuǎn)換每個開關(guān)SWT1和SWT2，當(dāng)輸入信號的幅值超過極限值LIM時，開關(guān)被轉(zhuǎn)換到各自的“a”端子，而當(dāng)輸入信號的幅值小于極限值LIM時，被轉(zhuǎn)換到各自的“b”端子。當(dāng)開關(guān)SWT1和SWT2被轉(zhuǎn)換到各自的“b”端子時，輸入信號不經(jīng)校正而被輸出。
圖14A是示出當(dāng)極限值為P0、P1、P2時硬限制器的輸出信號特性的曲線圖，圖14B是示出極限值和傳輸信號的品質(zhì)之間相對關(guān)系的視圖。
下面參考圖15和16，具體說明極限值輸出電路350中的地址變換電路352的操作和極限值表(ROM)354的結(jié)構(gòu)。
圖15是示出四個頻道CH1-CH4的基帶信號狀態(tài)(每個信道有兩個信號序列I和Q，于是有8個輸入)與開/關(guān)信息狀態(tài)的關(guān)聯(lián)的時序圖，上述開/關(guān)信息包括表示是否使用各個頻道的開/關(guān)信息(F1-F4)以及表示是否對各個頻道上的小片數(shù)據(jù)應(yīng)用HSDPA的另一個開/關(guān)信息(DP1-DP4)，其中上述開/關(guān)信息是基站(BTS)控制部件900中的基帶控制板910基于小片通知的。
為了方便，圖15沒有示出頻道CH2和CH3的數(shù)據(jù)。圖中，有陰影線的小片是應(yīng)用HSDPA的小片。
如圖所示，在應(yīng)用HSDPA的小片上，HSDPA應(yīng)用開/關(guān)信息(DP1-DP4)為高電平，類似地，當(dāng)使用頻道時，頻率開/關(guān)信息(F1-F4)為高電平。
如圖16所示，HSDPA應(yīng)用開/關(guān)信息(DP1-DP4)和頻率開/關(guān)信息(F1-F4)集體變換為8比特的地址信息。在這種情況下，每段信息的“開”對應(yīng)于“1”，而“關(guān)”對應(yīng)于“0”。
這樣，總共存在256種模式。對于每個索引來說，ROM地址和ROM數(shù)據(jù)(極限值數(shù)據(jù))相關(guān)，因此在ROM中寫入ROM數(shù)據(jù)(極限值的數(shù)據(jù))以產(chǎn)生查找表。
如圖16所示，例如假設(shè)狀態(tài)(1)-(7)。
考慮每種狀態(tài)，如下設(shè)定極限值較高極限值被應(yīng)用于使用HSDPA的頻道而不是不使用HSDPA的頻道，從而防止信號品質(zhì)變差，以及在出現(xiàn)未使用頻道的情況下，由于未使用的頻道數(shù)增加，因此增大用于已使用頻道的極限值，從而防止信號品質(zhì)變差。
如圖16所示，對于極限值L1和L2，L2大于L1。L3是這樣計算的得到分母為頻率開/關(guān)比特為開的頻道數(shù)、分子為4的分?jǐn)?shù)，取該分?jǐn)?shù)的1/2次方，再用L1乘上述結(jié)果。類似地，如下計算L4得到分母為頻率開/關(guān)比特為開的頻道數(shù)、分子為4的分?jǐn)?shù)，取該分?jǐn)?shù)的1/2次方，再用L2乘上述結(jié)果。
圖17A和17B是示出應(yīng)用自適應(yīng)峰值限制器時的效果示例的視圖。
圖17A是示出誤差向量值的測量(仿真)結(jié)果的視圖，誤差向量值是評價未應(yīng)用HSDPA的采樣值(用白色圓圈標(biāo)記)和應(yīng)用DSDPA的采樣值(用有一半黑色陰影的菱形標(biāo)記)的信號品質(zhì)的指標(biāo)。
圖中，標(biāo)準(zhǔn)A是3GPP R99中的要求(用于評價白色圓圈所標(biāo)記的采樣值的準(zhǔn)則)，標(biāo)準(zhǔn)B是3GPP R5中的要求(用于評價有一半黑色陰影的菱形所標(biāo)記的采樣值)。
類似地，圖17B示出對峰值碼域誤差進(jìn)行測量的采樣值，其中，標(biāo)準(zhǔn)C是3GPP R99中的要求，標(biāo)準(zhǔn)D是3 GPP R5中的要求。
應(yīng)當(dāng)理解，在圖17A和17B中都滿足信號品質(zhì)的要求。
圖18A和18B是示出用3GPP的測試模型1或測試模型3測量從圖1所示的基帶信號處理LSI輸出的多載波傳輸信號的峰值抑制程度的結(jié)果示例的曲線圖。
從兩個曲線圖可見，測試模型的改變不改變峰值抑制特性的特性線形狀，因此總能夠?qū)崿F(xiàn)所期望的峰值抑制。
因此，根據(jù)本發(fā)明，在任何情況下，都能夠在根據(jù)每個頻道的狀況精細(xì)地調(diào)節(jié)傳輸信號的幅度的同時，將整個多載波傳輸信號的瞬時峰值抑制在所期望的范圍內(nèi)，從而實現(xiàn)峰值抑制和保證信號品質(zhì)。
具體描述圖19(和圖1B)所示的混合失真補(bǔ)償電路(包含高頻放大器)。
如上所述，CDMA多載波通信比其他移動通信，要求更高的高頻功率放大器的線性。因此，功率效率會顯著變差，除非采用失真補(bǔ)償技術(shù)例如自適應(yīng)預(yù)失真，來補(bǔ)償功率放大器的線性。
功率放大器的輸入信號具有例如15MHz-20MHz的帶寬。因此，失真頻帶的范圍約為100MHz-200MHz。
為了僅通過自適應(yīng)預(yù)失真來補(bǔ)償失真分量，需要以與失真分量的頻帶相同的約100MHz-200MHz的采樣頻率，對經(jīng)過預(yù)失真處理的數(shù)字信號進(jìn)行D/A轉(zhuǎn)換。
此外，當(dāng)執(zhí)行自適應(yīng)預(yù)失真處理時，由于需要將功率放大器的輸出信號返回到數(shù)字信號處理系統(tǒng)中，因此，同樣需要以與失真分量的頻帶相同的約100MHz-200MHz的采樣頻率執(zhí)行A/D轉(zhuǎn)換。
而且，根據(jù)CDMA通信系統(tǒng)的規(guī)范，D/A轉(zhuǎn)換器和A/D轉(zhuǎn)換器需要12比特到16比特的分辨率。
在當(dāng)前的半導(dǎo)體制造工藝中，制造保證高分辨率(12比特到16比特)的可在100MHz-200MHz范圍內(nèi)操作的D/A轉(zhuǎn)換器和A/D轉(zhuǎn)換器是相當(dāng)困難的。
而且，即使能夠制造這種D/A轉(zhuǎn)換器和A/D轉(zhuǎn)換器，操作時的功率消耗也非常巨大。這種產(chǎn)品不利于采用失真補(bǔ)償來改善功率效率。
所以，在圖19的混合失真補(bǔ)償電路中，將應(yīng)用自適應(yīng)預(yù)失真處理的信號(輸入基帶信號)的頻帶，限制到能夠使D/A轉(zhuǎn)換器和A/D轉(zhuǎn)換器達(dá)到12比特到16比特分辨率的頻率。
接著，具有經(jīng)過精確調(diào)節(jié)的特性的前饋失真補(bǔ)償電路，能夠通過數(shù)字信號處理有效地消除更高頻帶中出現(xiàn)的失真(高階失真)。
以此，能夠采用現(xiàn)有LSI技術(shù)、以前所未及的極高精度實現(xiàn)失真補(bǔ)償。
下面具體說明。
如圖19所示，混合失真補(bǔ)償電路具有以下基本結(jié)構(gòu)元件自適應(yīng)預(yù)失真部件(數(shù)字信號處理部件)14，高頻功率放大器32，帶2個輸入端子TA1和TA2的前饋失真補(bǔ)償電路(高頻功率模擬電路)30，選擇性地連接兩個輸入端子之一的高頻開關(guān)電路(下文簡稱開關(guān)電路)SW，前饋失真補(bǔ)償電路30的輸出信號和前饋回路信號，控制/監(jiān)視部件(屬于數(shù)字信號處理系統(tǒng))，調(diào)節(jié)提供給前饋失真補(bǔ)償電路30的輸入端子TA2的標(biāo)準(zhǔn)信號(即失真補(bǔ)償電路的輸入信號(IN))的幅度(增益)、相位和延遲的幅度/相位/延遲調(diào)節(jié)器51，和序列器80，序列器80控制開關(guān)電路SW的轉(zhuǎn)換，并且給這些部件提供使這些部件順序操作所需的信息(P1和P2)。
在數(shù)字信號處理系統(tǒng)和模擬信號處理系統(tǒng)之間提供并接收信號的信號路徑，設(shè)置有D/A轉(zhuǎn)換器20和56、A/D轉(zhuǎn)換器28和頻率轉(zhuǎn)換電路。頻率轉(zhuǎn)換電路具有以下結(jié)構(gòu)元件RF載波振蕩器24和混頻器22、26和58。
如圖所示，前饋失真補(bǔ)償電路30具有輸入端子TA1，向主路徑輸入包含失真分量(未被預(yù)失真失真補(bǔ)償處理消除而留下的線性失真分量)的信號；和輸入端子TA2，向前饋回路輸入不包含失真的標(biāo)準(zhǔn)信號。此外，主路徑是連接輸入端子TA1和組合器38的線路。
前饋回路具有衰減器42，調(diào)節(jié)信號幅度；組合器46，從主路徑的信號分離出失真分量；誤差放大器48，放大失真分量的信號幅度；移相器50，反轉(zhuǎn)誤差放大器46的輸出信號的相位；和組合器38，將移相器50的輸出信號返回到主路徑。
混合失真補(bǔ)償電路具有一種混合結(jié)構(gòu)組合對基帶數(shù)字信號進(jìn)行自適應(yīng)預(yù)失真處理的自適應(yīng)預(yù)失真部件14和前饋失真補(bǔ)償電路30。
但是，不能簡單地組合兩個補(bǔ)償方案。因為正如名稱所示，前饋失真補(bǔ)償以輸入和輸出信號的順序執(zhí)行失真補(bǔ)償，而自適應(yīng)預(yù)失真補(bǔ)償是反饋型失真補(bǔ)償，因此信號通路是不同的，所以，為了組合兩個方案，需要將兩個方案分成各自的單位元件以方便兩個方案的組合，并且構(gòu)造混合結(jié)構(gòu)。
因此，在圖19的電路中，前饋失真補(bǔ)償電路30設(shè)有兩個輸入端子TA1和TA2，由此具有這樣的新結(jié)構(gòu)彼此獨立地接收高頻功率放大器32的輸出信號(包含不能通過預(yù)失真失真補(bǔ)償消除的剩余失真分量)和不包含失真的標(biāo)準(zhǔn)信號作為其輸入，從而組合不同類型的失真補(bǔ)償電路。
混合失真補(bǔ)償方法中的失真補(bǔ)償處理原理上被分成兩種處理。
換言之，全數(shù)字控制中的自適應(yīng)預(yù)失真失真補(bǔ)償，能夠以高度穩(wěn)定性消除高頻功率放大器的低階失真分量，所述分量是D/A轉(zhuǎn)換器20、56和A/D轉(zhuǎn)換器28的采樣頻帶內(nèi)的具有高電平的失真分量。
接著，通過前饋失真補(bǔ)償處理消除具有低電平的剩余高階IM失真分量(采樣頻帶外部的分量)。因此，能夠以前所未及的高準(zhǔn)確性實現(xiàn)寬帶失真補(bǔ)償。
問題是除非利用模擬電路的前饋失真補(bǔ)償具有很高的精度，否則就不能充分消除不能通過自適應(yīng)預(yù)失真失真補(bǔ)償消除的具有低電平的高階IM失真分量，因此不能在體現(xiàn)本發(fā)明目的的消除失真方面獲得顯著的精度改善。
前饋失真補(bǔ)償電路30中高精度的失真消除是基于如下假設(shè)獲得的分別輸入到兩個輸入端子TA1和TA2的兩個信號在輸入電平(幅度)、相位和延遲上完全一致。
因此，圖19的失真補(bǔ)償電路(混合失真補(bǔ)償電路)設(shè)有執(zhí)行調(diào)節(jié)的調(diào)節(jié)機(jī)構(gòu)，以便使輸入到前饋失真補(bǔ)償電路30中的兩個信號的幅度和其他因素彼此完全一致，在這方面，本發(fā)明的失真補(bǔ)償電路具有極重要的特征。
換言之，在圖19的失真補(bǔ)償電路中，著重于在自適應(yīng)預(yù)失真處理中不可避免的反饋路徑(將經(jīng)過前饋失真補(bǔ)償處理的信號返回給自適應(yīng)預(yù)失真部件14的信號路徑)，利用反饋路徑，將前饋失真補(bǔ)償電路30的兩個輸入信號(圖19中的信號A1和A2)和前饋回路的信號(圖19中的信號A3)返回給數(shù)字信號處理系統(tǒng)。
接著，利用高精度的數(shù)字信號處理，控制/監(jiān)視部件60精確地測量前饋失真補(bǔ)償電路30的兩個輸入信號之間的幅度(增益)、初始相位和傳輸延遲之差(至少其中一個特性之差)。
接著，用于幅度及其他特性的調(diào)節(jié)器50最好至少調(diào)節(jié)標(biāo)準(zhǔn)信號(失真補(bǔ)償電路的輸入信號(IN))的幅度、相位和延遲其中之一，以便消除測量差。此外，實際上，最好是調(diào)節(jié)所有特性。
以這種方式，使前饋失真補(bǔ)償電路30的兩個輸入信號的特性例如幅度(增益)、初始相位和傳輸延遲彼此完全一致，并滿足執(zhí)行前饋失真補(bǔ)償?shù)臈l件。
在輸入到前饋失真補(bǔ)償電路30中的高頻功率放大器33的輸出信號中，通過預(yù)失真失真補(bǔ)償消除具有高電平的失真。
因此，具有高電平的失真分量沒有被輸入到位于前饋回路中的誤差放大器48，從而能將誤差放大器設(shè)定在低功率放大率，從而有助于減少功率消耗。
在完成前饋失真補(bǔ)償電路30的兩個信號的預(yù)失真處理和特性調(diào)節(jié)之后，開關(guān)電路SW將前饋失真補(bǔ)償電路30的輸出信號(圖19中的信號A4)輸出以返回到數(shù)字信號處理系統(tǒng)。
控制/監(jiān)視部件60監(jiān)視反饋信號的特性，當(dāng)失真補(bǔ)償不能保證所期望的精度時，再次繼續(xù)執(zhí)行前饋失真補(bǔ)償電路30的兩個信號的預(yù)失真處理和特性調(diào)節(jié)。信號處理的順序由序列器80控制。
上述基本操作(和電路的基本狀態(tài))歸納如圖20所示。
即，首先，將開關(guān)電路(SW)切換到“d”端子側(cè)，執(zhí)行自適應(yīng)預(yù)失真處理(狀態(tài)1，步驟100)。
接著，將開關(guān)電路(SW)轉(zhuǎn)換到“a”端子側(cè)。
測量前饋失真補(bǔ)償電路30的兩個輸入信號(進(jìn)入主路徑的信號和標(biāo)準(zhǔn)信號)之間的增益(幅度)、延遲和相位上的不平衡，消除不平衡，調(diào)節(jié)標(biāo)準(zhǔn)信號的特性(狀態(tài)2，步驟102)。
接著，將開關(guān)電路(SW)轉(zhuǎn)換到“b”端子側(cè)，從而轉(zhuǎn)移到狀態(tài)3，檢測狀態(tài)2中的調(diào)節(jié)結(jié)果。
在狀態(tài)3中，除前饋回路中的失真信號以外，測量標(biāo)準(zhǔn)信號分量的功率電平(標(biāo)準(zhǔn)信號的漏電平)(步驟104)。確定漏電平是否超過閾值，即漏量是否是允許(OK)的，在NG時，處理流程返回到步驟102，同時在OK時進(jìn)入狀態(tài)4(步驟106)。
在狀態(tài)4中，將開關(guān)電路(SW)轉(zhuǎn)換到“c”端子側(cè)。接著，測量失真補(bǔ)償電路的最終輸出信號的頻譜，將其與預(yù)定的標(biāo)準(zhǔn)掩模圖(spectrum emissionmask pattern，譜發(fā)射掩模圖)相比較，確定頻率軸上失真的抑制狀態(tài)(步驟108)。
確定結(jié)果是，當(dāng)頻譜被抑制到允許范圍以內(nèi)時(步驟110)，處理流程返回到步驟108繼續(xù)監(jiān)視，而當(dāng)頻譜未得到抑制時(步驟110)，則返回到步驟100，繼續(xù)執(zhí)行上述處理。
圖21A-21D分別示出圖19電路中的輸入信號(載波數(shù)為“3”)、預(yù)失真信號、前饋失真補(bǔ)償中的標(biāo)準(zhǔn)信號和輸出信號的頻譜。
從圖中可見，根據(jù)本發(fā)明，能以高精度實現(xiàn)寬范圍的失真補(bǔ)償。
這樣，圖19中的混合失真補(bǔ)償電路具有自適應(yīng)預(yù)失真部件14，提供特性與功率放大器的非線性特性相反的帶有失真的輸入數(shù)字信號；和前饋失真補(bǔ)償電路30，通過前饋回路補(bǔ)償不能在自適應(yīng)預(yù)失真部件14中得到補(bǔ)償?shù)氖д娣至浚渲?，前饋失真補(bǔ)償電路30具有能獨立輸入兩個信號的信號輸入端子TA1和TA2，將經(jīng)過預(yù)失真部件14中的自適應(yīng)預(yù)失真處理的信號輸入到其中一個信號輸入端子TA1，而將標(biāo)準(zhǔn)信號輸入到另一個信號輸入端子TA2，以及標(biāo)準(zhǔn)信號對應(yīng)于預(yù)失真部件14中的預(yù)失真處理之前的輸入數(shù)字信號，從而能夠以得到每個電路的最大特性的方式來連接兩個電路。
換言之，圖19中的失真補(bǔ)償電路是全數(shù)字控制中的一種新型失真補(bǔ)償電路，其具有如下電路結(jié)構(gòu)通過包含D/A轉(zhuǎn)換器和A/D轉(zhuǎn)換器的信號路徑，連接數(shù)字信號處理電路和高頻功率模擬電路。
失真補(bǔ)償電路最好執(zhí)行以下(1)-(5)項的處理，從而獲得下述效果。
(1)在數(shù)字信號處理中執(zhí)行自適應(yīng)預(yù)失真處理。
由于通過數(shù)字信號處理實現(xiàn)預(yù)失真，因此能夠以高于模擬預(yù)失真的精度來執(zhí)行處理。
(2)從前饋失真補(bǔ)償電路30獲取高頻模擬信號，將所取得的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，采用高級數(shù)字信號處理例如頻譜分析，以極高精度來測量數(shù)字信號的期望特性，并且將測量結(jié)果作為控制和監(jiān)視整個電路的基礎(chǔ)。
換言之，由于控制和監(jiān)視是采用模擬信號處理所無法比擬的高精度數(shù)據(jù)作為基礎(chǔ)來執(zhí)行的，所以能夠顯著增強(qiáng)自適應(yīng)預(yù)失真處理功能和前饋失真補(bǔ)償功能，并且顯著提高失真補(bǔ)償能力。
(3)將失真補(bǔ)償處理劃分成順序控制的多個階段。
盡管通信環(huán)境時刻在改變，但信號的有關(guān)特性不會在短期內(nèi)改變。側(cè)重這個方面，通過根據(jù)預(yù)定程序順序執(zhí)行多個階段，能夠合理地執(zhí)行數(shù)字控制中的失真補(bǔ)償處理。
(4)多個階段包含例如第一階段，執(zhí)行自適應(yīng)預(yù)失真處理；第二階段，調(diào)節(jié)和匹配獨立輸入到前饋失真補(bǔ)償電路30中的兩個輸入信號的特性，例如幅度、相位和延遲量，兩個輸入信號為包含非線性失真的進(jìn)入主路徑的輸入信號和不包含非線性失真的標(biāo)準(zhǔn)信號(被輸入到前饋回路的信號)；第三階段，檢查第二階段的調(diào)節(jié)結(jié)果；和第四階段，監(jiān)視經(jīng)過前饋失真補(bǔ)償?shù)男盘柼匦浴?br> 由于總是能夠精確地執(zhí)行調(diào)節(jié)以匹配前饋失真補(bǔ)償電路30的兩個獨立輸入信號的特性，所以能夠在前饋失真補(bǔ)償?shù)那鞍氩糠种邢赃m應(yīng)預(yù)失真部件14的出現(xiàn)所帶來的負(fù)面影響。因此，在自適應(yīng)預(yù)失真和前饋失真補(bǔ)償中都能夠保證精度，兩個處理的最佳協(xié)同作用能夠顯著改善失真補(bǔ)償性能。
也就是說，數(shù)字控制中的自適應(yīng)預(yù)失真失真補(bǔ)償電路不能消除A/D轉(zhuǎn)換器和D/A轉(zhuǎn)換器的采樣頻帶以外的具有低電平的高階IM失真分量(互調(diào)失真分量)。
但是，能夠高度可靠地消除功率放大器的低階失真分量，其是采樣頻帶內(nèi)的高電平失真分量。接著，在高精度的前饋失真補(bǔ)償處理中有效地消除具有低電平的剩余高階IM失真分量，從而能夠可靠且高度準(zhǔn)確地執(zhí)行對寬帶信號的失真補(bǔ)償。
而且，由于能夠準(zhǔn)確地抑制失真，因此能夠降低設(shè)置在前饋失真補(bǔ)償電路300的前饋回路中的誤差放大器的增益，從而降低功率消耗。
(5)通過上述第一至第三階段，當(dāng)在整個失真補(bǔ)償電路上完成了一系列調(diào)節(jié)時，處理流程進(jìn)入監(jiān)視階段(第四階段)。只要將失真抑制到預(yù)定范圍內(nèi)，就不執(zhí)行例如預(yù)失真特性的自適應(yīng)調(diào)節(jié)和前饋失真補(bǔ)償電路300的輸入信號特性調(diào)節(jié)等調(diào)節(jié)，并且在這段時期內(nèi)每個電路的特性是固定的。因此，同樣關(guān)于這個方面，能夠減少功率消耗，這與總是執(zhí)行自適應(yīng)控制的模擬電路截然不同。
(6)而且，由于能夠利用現(xiàn)代移動通信設(shè)備通常具有的數(shù)字信號處理功能(例如相關(guān)檢測和功率測量)，因此實現(xiàn)本發(fā)明的失真補(bǔ)償方法相對容易，而且具有很高的實用價值。
如圖1A和1B所示，提高結(jié)合本發(fā)明的技術(shù)，能夠得到前所未及的出色優(yōu)點。
也就是說，利用抑制多載波傳輸信號峰值的技術(shù)，在任何情況下，都能夠?qū)⒄麄€多載波傳輸信號的瞬時峰值抑制在規(guī)范之內(nèi)，從而能夠防止其后設(shè)置的高頻功率放大器的功率效率變差。
換言之，當(dāng)多載波信號的峰值抑制不充分時，由于需要大裕量，因此要求提供圖22的區(qū)域A2周圍的動態(tài)范圍，圖22示出高頻放大器的輸入/輸出特性。但是，當(dāng)多載波信號的峰值抑制充分時，能夠在A1周圍操作高頻放大器，從而防止高頻功率放大器的功率效率變差。
而且，當(dāng)通過利用自適應(yīng)峰值限制器技術(shù)，在W-CDMA中應(yīng)用HSDPA時，即當(dāng)由于自適應(yīng)地轉(zhuǎn)換調(diào)制方案而需要更嚴(yán)格的控制時，能夠獲得峰值限制和信號品質(zhì)。
而且，由于在混合失真補(bǔ)償電路中執(zhí)行高精度的失真補(bǔ)償，因此能夠保證具有期望電平的傳輸信號品質(zhì)。
因此，能夠?qū)崿F(xiàn)符合3GPP規(guī)范的下一代移動通信。
雖然前面將W-CDMA通信系統(tǒng)作為示例來描述，但是也能夠?qū)⒈景l(fā)明應(yīng)用于其他通信系統(tǒng)。例如，本發(fā)明的峰值限制器可應(yīng)用于支持高速分組傳輸?shù)钠渌鸆DMA通信系統(tǒng)。
因此，在本發(fā)明中，關(guān)于CDMA系統(tǒng)(包含W-CDMA系統(tǒng))中的傳輸電路所不可避免的限制峰值和補(bǔ)償失真技術(shù)，通過考慮到實現(xiàn)高速數(shù)據(jù)分組傳輸?shù)榷扇∏袑嵈胧?，能夠在取消施加在移動通信設(shè)備上的嚴(yán)格限制的同時，獲得例如W-CDMA系統(tǒng)中的高速下行分組接入(HSDPA)。
本發(fā)明不限于上述實施例，并且可以在不脫離本發(fā)明范圍的情況下，作出各種變形和修改。
本申請基于2002年7月31日提交的日本專利申請No.2002-224221，其全部內(nèi)容以引用方式包含在本文的內(nèi)容中。
權(quán)利要求
1.一種傳輸系統(tǒng)中抑制多載波傳輸信號峰值的方法，在所述傳輸系統(tǒng)中，利用濾波器對分別對應(yīng)多個頻道的每個基帶信號執(zhí)行濾波處理，經(jīng)過所述濾波處理的每個所述信號都被乘以預(yù)定載波以成為單載波信號，并且所述單載波信號被組合起來得到多載波傳輸信號，所述方法包括以下步驟從常規(guī)信號處理通路中分支出每個所述基帶信號，對分支出來的每個所述基帶信號進(jìn)行濾波處理，在與乘以所述預(yù)定載波相同的定時，用與所述預(yù)定載波相同的載波乘分支出來的每個所述基帶信號，組合所得到的信號，從而獲得用于計算峰值抑制校正值的多載波信號；檢測用于計算所述校正值的所述多載波信號的瞬時峰值，并且根據(jù)檢測結(jié)果，獲得所述峰值抑制校正值；以及用所述校正值乘所述常規(guī)信號處理通路上的每個所述基帶信號，以執(zhí)行峰值抑制校正。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的抑制多載波傳輸信號峰值的方法，其中，所述獲得峰值抑制校正值的步驟包括以下步驟檢測每個預(yù)定數(shù)據(jù)項的峰值；以及當(dāng)檢測到的當(dāng)前峰值超過預(yù)定閾值且大于最后峰值時，計算所述校正值并輸出，使得所述校正值適合于所述當(dāng)前峰值，而當(dāng)所述峰值連續(xù)下降不超過預(yù)定次數(shù)的次數(shù)時，輸出與所述峰值開始下降之前所獲得的峰值相對應(yīng)的校正值而不進(jìn)行更新。
3.一種具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發(fā)生電路，包括常規(guī)信號處理通路，用于將對應(yīng)于多載波傳送的每個頻道的每個基帶信號分支成兩個信號序列，在延遲器中延遲一個信號序列中的每個基帶信號，在乘法器中用峰值抑制校正值乘每個所述信號，對乘以所述校正值的每個信號執(zhí)行n次(n是2或大于2的整數(shù))內(nèi)插處理，用濾波器對所述信號進(jìn)行濾波處理，用載波乘每個所述信號以得到單載波信號，并且組合所述單載波信號以輸出多載波傳輸信號；和校正值發(fā)生通路，在與所述常規(guī)信號處理通路中的所述n次內(nèi)插處理、所述濾波處理和所述乘以載波以獲得單載波信號的處理基本相同的定時，對另一個信號序列中的每個基帶信號執(zhí)行基本相同的處理，從而獲得用于計算所述校正值的多載波信號，檢測用于計算所述校正值的所述多載波信號的瞬時峰值，并且根據(jù)所述檢測值獲得所述峰值抑制校正值以提供給所述常規(guī)信號處理通路中的所述乘法器。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發(fā)生電路，其中，在所述常規(guī)信號處理通路中乘以所述載波的定時，被控制為從所述校正值發(fā)生通路中乘以所述載波的定時開始被延遲如下時間的定時計算所述校正值所需的時間和與所述濾波相關(guān)聯(lián)的信號群延遲相對應(yīng)的時間。
5.一種自適應(yīng)峰值限制器，包括多個硬限制器，分別提供給可能包含通信數(shù)據(jù)的多個頻道，對所述通信數(shù)據(jù)應(yīng)用預(yù)定的數(shù)據(jù)分組傳輸方案，所述硬限制器利用從外部提供的自適應(yīng)極限值限制每個所述頻道的基帶信號的幅值；和極限值表，使用表示是否應(yīng)用所述預(yù)定數(shù)據(jù)分組傳輸方案的開/關(guān)比特信息和表示是否使用每個所述頻道的另一個開/關(guān)比特信息作為地址變量來訪問該表，兩個所述信息都由每個所述頻道的上層報告，并且該表輸出自適應(yīng)極限值作為訪問結(jié)果，提供給所述多個硬限制器中的至少一個。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的自適應(yīng)峰值限制器，其中，所述預(yù)定數(shù)據(jù)分組傳輸方案是符合IMT 2000的高速下行分組接入(HSDPA)方案。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的自適應(yīng)峰值限制器，其中，以如下方式設(shè)定所述極限值將較大極限值應(yīng)用于使用HSDPA的頻道而不是不使用HSDPA的頻道，以及在出現(xiàn)未使用頻道的情況下，隨著未使用頻道數(shù)的增加，用于已使用頻道中的極限值被增大。
8.一種基帶信號處理LSI，其中，從根據(jù)權(quán)利要求5所述的自適應(yīng)峰值限制器輸出的所述頻道的相應(yīng)信號被輸入到根據(jù)權(quán)利要求3所述的具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發(fā)生電路中，從而產(chǎn)生經(jīng)過峰值抑制處理的多載波傳輸信號，使得PAR(峰值平均值比)值和CCDF(互補(bǔ)累積分布函數(shù))保持在各自期望的允許范圍內(nèi)。
9.一種安裝有根據(jù)權(quán)利要求8所述的基帶信號處理LSI的CDMA多載波傳輸設(shè)備。
10.一種CDMA多載波傳輸設(shè)備，包括根據(jù)權(quán)利要求8所述的基帶信號處理LSI；和數(shù)字控制的混合失真補(bǔ)償電路，執(zhí)行預(yù)失真處理和前饋失真消除處理。
全文摘要
一種支持高速數(shù)據(jù)分組傳輸?shù)南乱淮苿油ㄐ诺臒o線傳輸系統(tǒng)中的多載波傳輸設(shè)備，其能夠獲得高頻放大器的功率效率和傳輸信號的品質(zhì)。在該設(shè)備中，自適應(yīng)峰值限制器400對用戶的經(jīng)過復(fù)用部件200a－200d的頻道基帶信號進(jìn)行自適應(yīng)硬限制處理，具有峰值抑制功能的多載波信號發(fā)生電路500對合成的多載波信號進(jìn)行峰值限制處理，混合失真補(bǔ)償電路700校正由高頻放大器32引起的非線性失真，并且從天線(ANT)發(fā)送多載波信號。
文檔編號H04B1/04GK1496037SQ03132789
公開日2004年5月12日 申請日期2003年7月31日 優(yōu)先權(quán)日2002年7月31日
發(fā)明者板原弘, 萩原雄一, 一 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社