專利名稱：正交頻分復用多載波調制數(shù)字廣播信號的方法及發(fā)送器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于使用時域同步正交頻分復用(OFDM)發(fā)送器OFDM多載波調制數(shù)字廣播信號的方法，更具體地說，涉及一種使用OFDM發(fā)送器OFDM多載波調制數(shù)字廣播信號的方法，在此方法中，通過設置子載波的數(shù)量、子載波之間的頻率間隔、和用于整形濾波器的滾降(roll-off)因子，可以提高OFDM信號的頻譜效率，以便通過多子載波來發(fā)送OFDM信號。
背景技術：
通常，一個數(shù)字高清晰度電視(HDTV)的廣播系統(tǒng)可以分解為一個視頻編碼器和一個調制器。視頻編碼器把從高清晰度的視頻源獲得的大約1GHz的數(shù)字數(shù)據壓縮成15Mbps到18Mbps之間的數(shù)據。調制器通過6MHz到8MHz的有限帶寬的信道，將幾十Mbps的數(shù)字數(shù)據發(fā)送給接收方。數(shù)字HDTV廣播系統(tǒng)采用地面廣播系統(tǒng)，所述的地面廣播系統(tǒng)使用用于現(xiàn)有TV廣播的甚高頻率(VHF)/超高頻率(UHF)。
用于此類數(shù)字廣播的調制系統(tǒng)的例子包括一個正交幅度調制(QAM)系統(tǒng)和一個殘留邊帶(VSB)調制系統(tǒng)。在歐洲，先進HDTV地面廣播系統(tǒng)采用了可以獲得雙重的效果的調制系統(tǒng)，所述的雙重的效果是指單位帶寬的傳輸速率的提高和對干擾的防止之類的效果。
OFDM調制系統(tǒng)具有與白高斯噪聲相等的信號波形。相應地，OFDM調制系統(tǒng)具有比其它廣播服務系統(tǒng)更小的干擾的優(yōu)點，所述的其它廣播服務系統(tǒng)是指逐行倒相(PAL)系統(tǒng)和順序與存儲彩色電視(SECAM)系統(tǒng)。同樣地，OFDM調制系統(tǒng)在每個載波上可以具有不同的調制系統(tǒng)，從而能夠分級傳輸。
通常，使用TDS傳輸OFDM信號的OFDM發(fā)送器通過所分配的頻率波段來提供服務。在這種情況中，為諸如OFDM信號之類的信號分配8Mz的頻率帶寬。OFDM發(fā)送器沿時間軸將關于頻率軸產生的OFDM信號重新安排，并且，將用于抑制信號之間的干擾的保護間隔(GI)，插入到沿時間軸形成的OFDM信號的前面，以及將同步信息插入到GI的前面。
在傳統(tǒng)的TDS-OFDM發(fā)送器中，提供了3780個子載波，并且，子載波之間的頻率間隔被設置在2KHz。圖1示出了采用3780 IFFT的傳統(tǒng)的OFDM發(fā)送器。為了簡化其結構和實現(xiàn)，以及為了處理3780個子載波，傳統(tǒng)的TDS-OFDM發(fā)送器采用3780 IFFT。
如圖1中所示，該發(fā)送器包括前向糾錯(FEC)編碼單元100、映射器120、串行/并行(S/P)轉換器140、3780逆快速傅立葉變換(IFFT)單元160、GI插入單元180、并行/串行轉換器(P/S)200、PN序列插入單元220、脈沖整形濾波器240、以及無線頻率(RF)上變換器260。
FEC編碼單元100把將要被發(fā)送的廣播信號編碼，以便糾正在傳輸中出現(xiàn)的錯誤。
映射器120將FEC編碼的信號映射到串行的傳輸流(TS)。
串行/并行轉換器140將為了糾錯而被FEC編碼單元100編碼的串行的傳輸流(TS)信號轉換成并行的TS信號。
3780 IFFT單元160執(zhí)行來自串行/并行轉換器140的并行的TS信號的3780 IFFT，以便獲得OFDM多載波調制的子載波。
GI插入單元180插入保護間隔(GI)，以便限制與OFDM多載波調制的子載波鄰近的OFDM碼元之間的干擾，所述的OFDM多載波調制的子載波是從3780 IFFT單元160輸出的并行的TS信號。作為一個例子，GI插入單元180在3780 IFFT單元160輸出的信號的塊尺寸的每1/6、1/9、1/12、1/20、和1/30就插入GI。
并行/串行轉換器200把來自GI插入單元180的并行的TS信號轉換成串行的TS信號，所述的并行的TS信號的數(shù)量與IFFT的點數(shù)相對應。
PN序列插入單元220將PN序列插入到具有插入的GI的OFDM信號中，PN序列是指用于估計同步信號的、和用于估計由OFDM接收器接收的OFDM信號的信道的同步信息，所述的OFDM接收器接收被發(fā)送的OFDM信號。PN序列插入單元200產生與OFDM信號相對應的脈沖頻率，所述的OFDM信號被插入了PN序列。
脈沖整形濾波器240根據所設置的滾降因子對具有插入的PN序列的OFDM信號進行整形濾波。
RF上變換器260，把整形濾波器240整形濾波過的OFDM信號上變換成RF信號。所獲得的RF信號通過天線280發(fā)送給接收器。
圖2是說明根據圖1的OFDM發(fā)送器而調制的OFDM信號多載波的例子的圖。參考圖2，為OFDM廣播分配的帶寬是8MHz，信號帶寬是7.56MHz，可以被使用在脈沖整形濾波器中的額外帶寬是0.44MHz(在帶寬的兩側分別為0.22MHz)。與有效帶寬相對應的OFDM信號的子載波的數(shù)量是‘N(＝3780’，而子載波之間的頻率間隔是‘d’Hz(＝2kHz)。
所以，在傳統(tǒng)的TDS-OFDM發(fā)送器中，當3780 IFFT單元160被用于TDS傳輸時，用于IFFT的計算操作量極大。在這種情況中，需要能執(zhí)行增加的計算操作量的電路。由于這種原因，如圖1中所示的傳統(tǒng)的OFDM發(fā)送器具有用于IFFT的復雜的電路結構，并且，在硬件上變得復雜。而且，從OFDM發(fā)送器接收OFDM信號的OFDM接收器在硬件上也變得復雜。
而且，用于傳輸?shù)膹V播信號的占用帶寬占所分配的8MHz的7.56MHz。在這種情況中，在所分配的8MHz之內可以被使用在脈沖整形濾波器中的滾降因子近似低于0.0582。這樣，在7.56MHz的占用帶寬上，脈沖整形濾波器240就需要具有低于0.0582的滾降因子的靈敏的發(fā)送帶寬。如果脈沖整形濾波器240執(zhí)行這種靈敏的整形濾波，就會產生在通過脈沖整形濾波器240的信號的兩側出現(xiàn)波動的問題。在信號中出現(xiàn)了波動的信號相對于原始的發(fā)送信號就出現(xiàn)了失真，并且，接收了失真的信號的接收側就不能夠恢復該原始信號。
如果用于整形濾波的滾降因子被設置得太小，在整形濾波器的接收側就會出現(xiàn)抖動，因此而破壞接收性能。
由上述可知，根據子載波的數(shù)量，在圖1中所示的傳統(tǒng)的OFDM發(fā)送器中，IFFT點的數(shù)量是3780。在本領域中，人們知道，3780 IFFT不容易用硬件和/或軟件來實現(xiàn)，并且，用于3780 IFFT的計算量非常大。同樣地，脈沖整形濾波器240的性能不能被最優(yōu)化，因為，脈沖整形濾波器的滾降因子不能被合適地設置。
所以，需要一種高計算速度的、且結構簡單的、和接收性能提高的改進的OFDM發(fā)送器。

發(fā)明內容
相應地，本發(fā)明的主要目的是提供一種OFDM發(fā)送器，該OFDM發(fā)送器能減少用于IFFT的計算，且能提高脈沖整形濾波的性能。
本發(fā)明的第二個目的是提供一種OFDM發(fā)送器，通過插入保護帶寬，該OFDM發(fā)送器能進一步提高數(shù)據傳輸性能。
本發(fā)明的第三個目的是提供一種用于使用OFDM發(fā)送器OFDM多載波調制數(shù)字廣播信號的方法，在該方法中，可以避免由于用于多載波調制以發(fā)送OFDM信號的IFFT而引起的硬件上的復雜，并且，可以獲得脈沖整形濾波的改善的性能。
本發(fā)明的第四個目的是提供一種用于OFDM多載波調制數(shù)字廣播信號的方法，通過插入保護帶寬，該方法能進一步提高數(shù)據傳輸性能。
為實現(xiàn)本發(fā)明的上述目的，提供了一種用于使用OFDM發(fā)送器OFDM多載波調制數(shù)字廣播信號的方法，該方法包括步驟(a)根據子載波的數(shù)量，執(zhí)行經前向糾錯編碼的TS信號的正交幅度調制(QAM)，以產生串行碼元，其中，所述的子載波的數(shù)量被設置成與OFDM信號的一個被分配的帶寬相對應；(b)聚集所述的串行碼元，并將其轉換成并行碼元；(b’)將GB插入到所述的步驟(b)的所述的并行碼元的兩側，以產生插入了GB的并行碼元；(c)對插入了GB的并行碼元執(zhí)行2N個點的逆快速傅立葉變換(IFFT)，以便從并行碼元獲得OFDM碼元，其中，N是一個正整數(shù)；(d)將GI插入到所述的2NIFFT處理過的碼元中，以產生具有插入的GI的并行的OFDM碼元；(e)將具有插入的GI的所述的并行的OFDM碼元轉換成串行的OFDM碼元；(f)將PN序列插入到所述的串行的OFDM碼元中；(g)用SRRC濾波器對插入了PN的信號進行脈沖整形濾波；以及(h)將經所述的SRRC濾波的信號進行上變換并發(fā)送出去。
根據本發(fā)明的第二個方面，提供了一種OFDM發(fā)送器。該OFDM發(fā)送器包括FEC編碼單元，用于把將要被發(fā)送的廣播信號編碼，以便糾正在傳輸中出現(xiàn)的錯誤；正交幅度調制(QAM)調制單元，用于根據子載波的數(shù)量，執(zhí)行FEC編碼的信號的正交幅度調制(QAM)，以產生串行碼元，其中，所述的子載波的數(shù)量被設置成與OFDM信號的一個被分配的帶寬相對應；串行/并行轉換器，用于聚集所述的串行碼元，并將其轉換成并行碼元；GB插入單元，用于從所述的串行/并行轉換器接收所述的并行碼元，并將GB插入到所述的并行碼元的兩側，以及產生插入了GB的并行碼元。2NIFFT單元，用于對來自所述的GB插入單元的所述的插入了GB的并行碼元執(zhí)行2N個點的IFFT運算，以獲得并行的OFDM碼元，其中，N是一個整數(shù)；GI插入單元，用于將GI插入到從所述的2NIFFT單元(300)輸出的所述的并行的OFDM碼元中；并行/串行轉換器，用于把來自所述的GI插入單元(180)的插入了GI的并行的OFDM碼元轉換成串行的OFDM碼元；PN序列插入單元，用于將PN序列插入到具有插入的GI的所述的串行的OFDM碼元中；脈沖整形濾波器，用于根據所設置的滾降因子，對具有插入的PN序列的串行的OFDM碼元進行整形濾波；RF上變換器，用于把被所述的脈沖整形濾波器整形濾波了的串行的OFDM信號上變換成RF信號，并將其通過天線發(fā)送給接收器。
根據本發(fā)明的優(yōu)選實施例，可以通過2NIFFT來執(zhí)行TS信號的OFDM多載波調制，這樣，就可以減少OFDM多載波調制所需要的計算量。在這種情況下，就可以簡單地設計系統(tǒng)的電路，并獲得簡單的硬件。


通過結合附圖參考下面的詳細描述，本發(fā)明的許多伴隨的優(yōu)點變得更好理解而變得容易清楚了，其中，同樣的標號表示相同的或相似的組件，其中圖1是說明應用了3780 IFFT的一個傳統(tǒng)的OFDM發(fā)送器的方框圖；圖2是說明圖1的多載波調制了的OFDM信號的一個例子的圖；圖3A是說明根據本發(fā)明的優(yōu)選實施例的應用了2NIFFT的OFDM發(fā)送器的方框圖；圖3B說明了在圖3A中所示的OFDM發(fā)送器中插入了保護帶寬的數(shù)據的結構。
圖4是說明用于使用圖3A的OFDM發(fā)送器OFDM多載波調制數(shù)據廣播信號的方法的流程圖。
具體實施例方式
現(xiàn)在，將參考附圖詳細描述根據本發(fā)明的用于OFDM多載波調制數(shù)據廣播信號的OFDM發(fā)送器及其方法。
圖3A是說明根據本發(fā)明的優(yōu)選實施例的OFDM發(fā)送器的方框圖，該OFDM發(fā)送器應用了用于為TDS傳輸而OFDM多載波調制數(shù)字廣播信號的方法。
如圖3中所示的根據本發(fā)明的OFDM發(fā)送器與圖1中所示的OFDM發(fā)送器具有相似的結構。參考圖3A，該發(fā)送器包括前向糾錯(FEC)編碼單元100、映射器120、串行/并行(S/P)轉換器140、2NIFFT單元300(那里，N是整數(shù))、GI插入單元180、并行/串行轉換器(P/S)200、PN序列插入單元220、脈沖整形濾波器320、以及無線頻率(RF)上變換器260。
FEC編碼單元100把將要被發(fā)送的廣播信號編碼，以便糾正在傳輸中出現(xiàn)的錯誤。
映射器120將FEC編碼的信號映射到串行的傳輸流(TS)中。
在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，正交幅度調制(QAM)調制單元的例子是映射器120。QAM調制單元，根據子載波的數(shù)量，執(zhí)行經前向糾錯編碼的TS信號的正交幅度調制(QAM)，以產生串行碼元，其中，所述的子載波的數(shù)量被設置成與OFDM信號的一個被分配的帶寬相對應。
串行/并行轉換器140聚集已編碼的串行碼元，并將其轉換成并行碼元，所述的串行碼元為了糾錯而被FEC編碼單元100編碼。
2NIFFT單元300對來自串行/并行轉換器140的并行碼元執(zhí)行2N的IFFT運算，以便獲得OFDM碼元。在這里，用于IFFT的點的數(shù)目至少為2048(＝211)、4096(＝212)、和8192(＝213)之中的一個，即，N是值為11、12、或13的一個整數(shù)。本領域內的人們知道，與傳統(tǒng)的3780 IFFT相比，個數(shù)為2的整數(shù)冪的由IFFT所處理的點的數(shù)目可以使硬件和/或軟件IFFT的實現(xiàn)顯著地簡化。
GI插入單元180插入保護間隔(GI)，以便限制與2NIFFT單元300輸出的OFDM碼元鄰近的OFDM碼元之間的干擾。
并行/串行轉換器200把來自GI插入單元180的經2NIFFT處理的并行的OFDM碼元轉換成串行的OFDM碼元，所述的經2NIFFT處理的并行的OFDM碼元的數(shù)量與IFFT的點數(shù)相對應。
PN序列插入單元220將PN序列插入到具有插入的GI的串行的OFDM碼元中。PN序列是指用于估計同步信號的、和用于估計由OFDM接收器接收的OFDM信號的信道的同步信息。
脈沖整形濾波器320根據所設置的滾降因子對具有插入的PN序列的OFDM碼元進行整形濾波。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，平方根升余弦(SRRC)濾波器被用作脈沖整形濾波器320，并且，滾降因子的范圍是從0.08到0.12之間。最好是，滾降因子是0.12。
RF上變換器260把整形濾波器240整形濾波過的OFDM信號上變換成RF信號。所獲得的RF信號通過天線280發(fā)送給接收器。
在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，2NIFFT單元300被提供用于TS信號的多載波調制，這樣，OFDM多載波調制所需要的計算能顯著減少。在這種情況下，可以簡單地設計系統(tǒng)的電路，且可以獲得簡單的硬件。
在根據本發(fā)明的基于多載波的OFDM信號調制中，串行/并行轉換器140將串行的地輸入的碼元序列轉換成預定的塊單位的并行的數(shù)據，并將并行碼元與不同的子載波復用。在這個時候，多載波具有相互的正交性。正交性的意思是兩個載波的乘積為‘0’。相應地，正交性對于多載波來說是必要的。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，OFDM調制系統(tǒng)可以通過發(fā)送器的IFFT和接收器的FFT來實現(xiàn)。
根據本發(fā)明的優(yōu)選實施例的經OFDM多載波調制的信號包括每一個都具有小帶寬的多子載波。根據被分配的帶寬的OFDM信號的整個頻譜具有方形的形狀。相應地，根據本發(fā)明的OFDM多載波調制系統(tǒng)比基于單一載波的OFDM調制系統(tǒng)具有相對較好的頻率效率。
同時，在根據本發(fā)明的實施例的基于OFDM發(fā)送器的OFDM多載波調制系統(tǒng)中，不同于圖1的3780個子載波，這里用于IFFT的子載波被提供了2N個(譬如2048、4096、8192個)。也就是說，在本發(fā)明的實施例中，與分配來用于廣播的8MHz的帶寬相對應的子載波的數(shù)量是2N個。
現(xiàn)在，將給出根據本發(fā)明的用于滾降因子的選擇的描述。
在本發(fā)明的實施例中，子載波之間的頻率間隔‘d’被可變地設置在預定的范圍之內，這樣，從2N個子載波中，包括實際OFDM信號的有效帶寬的子載波的數(shù)量被用于多載波調制。
對于具有子載波的有效的塊，GI插入單元180以1/4、1/8、1/16、以及1/32的一個間隔將GI插入到從2NIFFT單元300輸出的并行的OFDM碼元中。
假定子載波的總數(shù)‘N’被設置成2048、4096、以及8192，子載波之間的頻率間隔是‘d’，且SRRC濾波器的滾降因子是‘r’，SRRC濾波器的有效的帶寬與額外的帶寬的總和可以按如下表示(d×N)+(d×N)r≤8MHz……………….(1)滾降因子按如下獲得r≤8MHz-(d×N)d×N---(2)]]>
作為常識，頻率間隔d應當大于0.85KHz，這樣，子載波就可以被充分地分開，并且，可以減少子載波之間的干擾。
考慮到關于頻率間隔‘d’的上述分析，OFDM信號的帶寬被假定是在7.14MHz到7.4MHz之間的范圍，以便增加脈沖整形濾波器的滾降因子。
在具有7.14MHz帶寬的OFDM發(fā)送器的情況中，頻率間隔d是7.14MHz/N＝3.49KHz、1.74KHz、或0.87KHz，所述的3.49KHz、1.74KHz、或0.87KHz分別與2048、4096、以及8196的N值相對應。從公式(2)可以看出，對于‘N’的三個值，在前述方程(2)中的右面的項是0.12，即，所計算出的‘r’值為小于或等于0.12。其結果給出如下當r≤0.12時，對于SRRC濾波器，滾降因子越大，則SRRC濾波器的失真就越小。同樣地，濾波器的硬件復雜度可以顯著地簡化。所以，在本發(fā)明的實施例中使用值為0.12的滾降因子。
更具體地說，由于可以在SRRC濾波器700的兩側減小信號失真，所以，可以減小由位于兩端的子載波所承載的數(shù)據的失真。然后，通過RF上變換器260，在SRRC濾波器320濾波的OFDM信號被發(fā)送到無線信道。
而且，隨著SRRC濾波器的滾降因子被合適地選擇，可以顯著地提高SRRC濾波的性能。還有，如果使用根據本發(fā)明的實施例的用于調制多載波的方法來調制OFDM信號，就可以改善單頻率網絡(SFN)的性能。該SFN用于以單一頻率來廣播一個廣播節(jié)目。在這種情況下，在一個信道上的干擾會顯著增加。根據本發(fā)明的實施例的基于調制系統(tǒng)的OFDM信號對于SFN來說是強壯的。從而，可以改善在該SFN下的OFDM信號的性能。
作為另一個例子，保護帶寬(GB)插入單元320位于S/P轉換器140與2NIFFT單元300之間。在輸入數(shù)據為M(＜2N)(在那里，N是一個整數(shù))的情況下，S/P轉換器140聚集串行碼元M(＜2N)，并將其轉換成并行碼元。并行碼元在進入2NIFFT單元300之前，會先通過GB插入單元320。具體地講，GB插入單元320接收串行碼元M(＜2N)，并將GB(=2N-M2)]]>插入到串行碼元M(＜2N)的兩側，2NIFFT單元300從GB插入單元320接收插入了GB的并行碼元，并執(zhí)行用于調制的2NIFFT。得到的數(shù)據結構如圖3B中所示。例如，GB從GB數(shù)據(通常為零)供給器(未示出)來提供。
基帶頻率(＝系統(tǒng)工作頻率)是(2N*子載波間隔)MHz。所以，PN序列具有(2N*子載波間隔)MHz的碼元速率。因此，脈沖整形濾波器的額外帶寬小于(8-2N*子載波間隔)MHz。脈沖整形濾波器的滾降因子具有 的范圍。脈沖整形濾波器的滾降因子越大，硬件復雜度和諸如碼元間干擾(ISI)之類的信號失真就越小。如上所述，GB具有的范圍是GB≥(滾降因子*2N*子載波間隔，其為額外帶寬)，以便避免由于脈沖整形濾波器而引起的OFDM信號的失真。例如，如果滾降因子是0.12，且N是12，則2N×子載波間隔≈7.14MHz。子載波間隔大約是1.74KHz。在這種情況下，GB可以具有的范圍是GB≤0.85MHz。通過使用以上數(shù)據，可以容易地確定數(shù)據的數(shù)量M。
從上述可知，通過在串行碼元的兩側插入GB，數(shù)據承載于載波的有效的帶寬上。因此，傳輸?shù)臄?shù)據不會丟失，這使得數(shù)據的傳輸更加可靠。
圖4是說明用于使用圖3A的OFDM發(fā)送器OFDM多載波調制數(shù)字廣播信號的方法的流程圖。
參考圖3A和圖4，在步驟S100中，F(xiàn)EC編碼單元100把將要被傳輸?shù)膹V播信號編碼，以便糾正在傳輸中出現(xiàn)的錯誤。
接著，在步驟S110中，映射器120將經FEC編碼的信號映射到包含碼元的串行的傳輸流(TS)。在QAM調制單元被用作為映射器120的情況中，根據子載波的數(shù)量，對前向糾錯編碼的TS信號執(zhí)行正交幅度調制(QAM)，以產生串行碼元。
在步驟S120中，串行/并行轉換器140聚集串行碼元，并將其轉換成并行碼元，所述的串行碼元是為糾錯而被FEC編碼單元100編碼的碼元。
在步驟S130中，2NIFFT單元300對來自串行/并行轉換器140的并行碼元進行2N個點的IFFT運算，以獲得OFDM碼元。在這里，用于IFFT的點的數(shù)量是2048(＝211)、4096(＝212)、和8192(＝213)之中的至少一個。
接下來，在步驟S140中，GI插入單元180插入保護間隔(GI)，以便限制與從2NIFFT單元300輸出的OFDM碼元鄰近的OFDM碼元之間的干擾。
接著，在步驟S150中，并行/串行轉換器200把從GI插入單元180輸出的經2NIFFT處理的并行碼元轉換成串行的OFDM碼元。
在步驟S160中，PN序列插入單元220將PN序列插入到具有插入的GI的串行的OFDM碼元中。
接著，在步驟S170中，脈沖整形濾波器320根據所設置的滾降因子，用SRRC濾波器，對具有插入的PN序列的串行的OFDM碼元進行整形濾波，所述的滾降因子的范圍是從0.08到0.12之間。最好是，該滾降因子為0.12。
最后，在步驟S180中，RF上變換器260把經過脈沖整形濾波器320整形濾波了的OFDM信號轉換成RF信號。所獲得的RF信號通過天線280發(fā)送給接收器。
在GB插入的情況中，本發(fā)明的方法在步驟S120之后還包括一個步驟S190。更具體地說，在步驟S190中，來自S/P轉換器140的串行碼元M(＜2N)在進入2NIFFT單元300之前會先通過GB插入單元320，在那里，GB插入單元320在來自S/P轉換器140的串行碼元M(＜2N)的兩側插入GB(=2N-M2).]]>接下來，處理過程進行到步驟S130，在那里，插入了GB的并行碼元在2NIFFT單元300中經受用于調制的2NIFFT運算。得到的數(shù)據結構如圖3B中所示。例如，GB從GB數(shù)據(通常為零)供給器(未示出)來提供。
根據本發(fā)明的優(yōu)選實施例，可以通過2NIFFT來執(zhí)行TS信號的OFDM多載波調制，這樣，就可以顯著地減少OFDM多載波調制所需要的計算。在這種情況下，系統(tǒng)的電路可以簡單地設計，且可以獲得簡單的硬件。而且，用最優(yōu)化的滾降因子的脈沖整形濾波器，脈沖整形濾波器就能執(zhí)行靈敏的整形濾波，并且，可以使在通過脈沖整形濾波器的信號的兩側出現(xiàn)的波動最小化。
而且，根據帶GB插入單元的OFDM發(fā)送器，通過在串行碼元的兩側插入GB，數(shù)據就可以被承載在載波的有效的帶寬上。因此，傳輸?shù)臄?shù)據將不會丟失，這使得數(shù)據的傳輸更加可靠，并且，進一步提高了傳輸性能。
盡管已經描述了本發(fā)明的優(yōu)選實施例，應當理解的是，本發(fā)明不應當限制在這個優(yōu)選實施例中，而是，在所附權利要求限定的本發(fā)明的實質和范圍之內，本領域中的技術人員可以進行各種變化和修改。
權利要求
1.一種用于使用OFDM發(fā)送器OFDM多載波調制數(shù)字廣播信號的方法，包括步驟(a)根據子載波的數(shù)量，執(zhí)行經前向糾錯編碼的TS信號的正交幅度調制(QAM)，以產生串行碼元，其中，所述的子載波的數(shù)量被設置成與OFDM信號的一個被分配的帶寬相對應；(b)聚集所述的串行碼元，并將其轉換成并行碼元；(b’)將GB插入到所述的步驟(b)的所述的并行碼元的兩側，以產生插入了GB的并行碼元；(c)對插入了GB的并行碼元執(zhí)行2N個點的逆快速傅立葉變換(IFFT)，以便從并行碼元獲得OFDM碼元，其中，N是一個正整數(shù)；(d)將GI插入到所述的2NIFFT處理過的碼元中，以產生具有插入的GI的并行的OFDM碼元；(e)將具有插入的GI的所述的并行的OFDM碼元轉換成串行的OFDM碼元；(f)將PN序列插入到所述的串行的OFDM碼元中；(g)用SRRC濾波器對插入了PN的信號進行脈沖整形濾波；以及(h)將經所述的SRRC濾波的信號進行上變換并發(fā)送出去。
2.如權利要求1的方法，其中，N是11、12和13之中的任意一個。
3.如權利要求2的方法，其中，OFDM信號的被分配的帶寬約為7.14MHz，而與所分配的帶寬相對應的子載波的數(shù)量是2048、4096、和8192之中的任意一個。
4.如權利要求3的方法，其中，以子載波所占用的帶寬的1/4、1/8、1/16、和1/32的一個間隔插入保護間隔。
5.如前述的權利要求的任意一個的方法，其中，所述的SRRC濾波器的滾降(roll-off)因子是從0.08到0.12的范圍。
6.如權利要求5的方法，其中，所述的SRRC濾波器的滾降因子是0.12。
7.一種OFDM發(fā)送器，包括FEC編碼單元，用于把將要被發(fā)送的廣播信號編碼，以便糾正在傳輸中出現(xiàn)的錯誤；正交幅度調制(QAM)調制單元，用于根據子載波的數(shù)量，執(zhí)行FEC編碼的信號的正交幅度調制(QAM)，以產生串行碼元，其中，所述的子載波的數(shù)量被設置成與OFDM信號的一個被分配的帶寬相對應；串行/并行轉換器，用于聚集所述的串行碼元，并將其轉換成并行碼元；GB插入單元，用于從所述的串行/并行轉換器接收所述的并行碼元，并將GB插入到所述的并行碼元的兩側，以及產生插入了GB的并行碼元。2NIFFT單元，用于對來自所述的GB插入單元的所述的插入了GB的并行碼元執(zhí)行2N個點的IFFT運算，以獲得并行的OFDM碼元，其中，N是一個整數(shù)；GI插入單元，用于將GI插入到從所述的2NIFFT單元(300)輸出的所述的并行的OFDM碼元中；并行/串行轉換器，用于把來自所述的GI插入單元(180)的插入了GI的并行的OFDM碼元轉換成串行的OFDM碼元；PN序列插入單元，用于將PN序列插入到具有插入的GI的所述的串行的OFDM碼元中；脈沖整形濾波器，用于根據所設置的滾降因子，對具有插入的PN序列的串行的OFDM碼元進行整形濾波；RF上變換器，用于把被所述的脈沖整形濾波器整形濾波了的串行的OFDM信號上變換成RF信號，并將其通過天線發(fā)送給接收器。
8.如權利要求7的發(fā)送器，其中，N是11、12、和13之中的任意一個。
9.如權利要求8的發(fā)送器，其中，OFDM信號的被分配的帶寬約為7.14MHz，而與所分配的帶寬相對應的子載波的數(shù)量是2048、4096、和8192之中的任意一個。
10.如權利要求9的發(fā)送器，其中，以子載波所占用的帶寬的1/4、1/8、1/16、1/32的一個間隔插入保護間隔。
11.如權利要求7到權利要求10之中的任意一個的發(fā)送器，其中，所述的脈沖整形濾波器的滾降因子是從0.08到0.12的范圍。
12.如權利要求11的發(fā)送器，其中，所述的脈沖整形濾波器的滾降因子是0.12。
13.如權利要求11的發(fā)送器，其中，所述的脈沖整形濾波器是SRRC濾波器。
全文摘要
一種使用OFDM發(fā)送器OFDM多載波調制數(shù)字廣播信號的方法和OFDM發(fā)送器。該方法包括步驟根據子載波數(shù)量執(zhí)行經前向糾錯編碼的TS信號的正交幅度調制，產生串行碼元；聚集串行碼元，將其轉換成并行碼元；將GB插入到并行碼元的兩側，產生插入GB的并行碼元；對插入GB的并行碼元執(zhí)行文檔編號H04N7/015GK1467998SQ0310180
公開日2004年1月14日 申請日期2003年1月16日 優(yōu)先權日2002年6月7日
發(fā)明者丁海主, 金才鉉, 鄭晉熙 申請人:三星電子株式會社