專利名稱：同步檢測電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及使用碼分多址(CDMA)系統(tǒng)的擴頻通信，更具體地說，涉及用于獲得接收信號間同步的同步檢測電路。
背景技術：
對于無線通信，當要發(fā)送的數(shù)據被調制并疊加到載波上時，占用的帶寬被擴展到大于要發(fā)送數(shù)據的原始帶寬的好幾十倍。這個寬帶調制通常稱作擴頻通信。對于擴頻通信，使用擴頻碼以便執(zhí)行擴頻調制以擴展橫跨寬頻帶的頻率。當接收方通過使用與發(fā)送方用于擴頻調制相同的擴頻碼執(zhí)行去擴頻時，接收方可以提取被發(fā)送的原始數(shù)據。
作為擴頻調制的結果，要發(fā)送的數(shù)據被變成具有低功率密度和擴展頻率帶寬的信號。通過去擴頻這個信號，該原始數(shù)據恢復成具有高功率密度的信號，同時提供沿通信路徑疊加的窄帶寬干擾波作為具有低功率密度的寬帶信號。如上所述，擴頻通信的優(yōu)點是低干擾、對于多路徑誤差的高抵抗力、以及保持通信保密。
在用于擴頻通信的直接擴頻序列系統(tǒng)中，發(fā)送方通過以較高頻率的擴頻碼乘以數(shù)據而執(zhí)行擴頻調制，并且接收方通過以相同的擴頻碼乘以接收的信號執(zhí)行去擴頻，并提取原始數(shù)據。當發(fā)送方和接收方使用的擴頻碼不同時，去擴頻的結果是一具有低功率密度的噪聲信號。因此，當發(fā)送方使用許多不同的擴頻碼時，多信道的信號可以同時以相同頻率發(fā)送。用于這個連接系統(tǒng)的名稱是碼分多址(CDMA)。
圖4A和4B是顯示用于擴頻通信的直接擴頻序列系統(tǒng)的原理圖。在發(fā)送方，當乘法器403用于以擴頻碼402乘以數(shù)字數(shù)據401時，執(zhí)行擴頻調制。在接收方，當乘法器413用于以擴頻碼412乘以接收的信號時，執(zhí)行去擴頻，該擴頻碼412與擴頻碼402相同。結果，原始數(shù)字數(shù)據401被恢復成數(shù)字數(shù)據411。
圖5是用于解釋圖4A中的擴頻調制和圖4B中的去擴頻的原理的概念圖。擴頻碼序列是其中1和0隨機出現(xiàn)的序列，并且隨機出現(xiàn)±1的波502被用作相應的擴頻碼波。如圖5所示，當通過使用具有較高頻率的擴頻碼502對2比特數(shù)據501進行擴頻調制時，獲得與擴頻碼502具有相同頻率的信號503。當接收這個信號503作為信號513，并且以與用于發(fā)送的擴頻碼波相同的擴頻碼波512乘以該信號時，獲得的接收數(shù)據511與原始數(shù)據相同。
如上所述，當發(fā)送方在特定定時以特定的擴頻碼乘以要發(fā)送的數(shù)據，并產生擴頻信號時，接收方可以在相同的定時使用與發(fā)送方所使用的相同的擴頻碼乘以擴頻信號，因此獲得原始數(shù)據。為了提取原始數(shù)據，接收方必須知道發(fā)送方使用的擴頻碼以及使用的定時。因此，為了同步，發(fā)送方在特定信道重復發(fā)送擴頻碼。匹配濾波器被用作查找擴頻碼和定時的電路。
圖6A和6B是用于說明匹配濾波器結構的圖。圖6A是顯示用于根據取樣時鐘取樣接收信號以及用于獲得接收數(shù)據(取樣值)的過程圖。圖6B是顯示匹配濾波器的結構框圖。匹配濾波器包括抽頭部分，其中多抽頭(觸發(fā)器)611-614串聯(lián)連接以構成移位寄存器；乘法器621-624；以及加法器631-633。在這個實施例中，使用僅具有四個抽頭的匹配濾波器。然而，可以使用更多的抽頭。因此，如果擴頻碼由256個碼片構成，256個抽頭將提供給匹配濾波器的結構。碼片表示擴頻碼數(shù)據的一個單元，并且為了區(qū)分要發(fā)送或接收的少量數(shù)據，這個數(shù)據單元被稱作碼片。
在這樣構成的匹配濾波器中，接收數(shù)據601被發(fā)送到抽頭部分，同時移位數(shù)據601一個樣值。乘法器621-624用代碼生成器生成的擴頻碼乘以抽頭的輸出，以及加法器631-633相加該乘積以獲得輸出相關值602。當獲得最大輸出相關值602時，在那點接收數(shù)據的定時幾乎最匹配擴頻碼的定時，在那時獲得同步。
圖7A-7D是用于說明獲得同步的原理的圖。在圖7A中，擴頻碼和定時與接收數(shù)據相匹配，并且獲得最大相關值。在圖7B中，擴頻碼與接收數(shù)據不匹配，并且相關值被減少。在圖7C中，定時與接收數(shù)據不匹配而擴頻碼與之匹配，并且相關值也減少。在圖7D中，擴頻碼和定時與接收數(shù)據匹配，但是噪聲疊加到接收數(shù)據上，并且相關值小于圖7A中的值。
由于通常不能避免沿著通信路徑的噪聲所產生的某些影響，相關值如圖7D所示。因此，通過使用圖6中所示的匹配濾波器結構不能獲得大的相關結果。因此，作為對策，使用平均過程。在這個過程期間，由于，對于擴頻調制，要發(fā)送的數(shù)據在特定周期乘以相同的擴頻碼，許多周期的相關值被計算和加到一起(平均)，以便可以獲得更為可靠的相關結果。
在數(shù)字化接收信號的實際過程中，當接收信號以擴頻碼的碼片率被取樣同時定時是未知時，不能期望滿意的處理精度。因此，作為對策，通常使用重復取樣方法。根據這個方法，以幾倍于碼片率的取樣率對接收信號進行取樣，并且對于計算相關值，對于一個碼片間隔獲得多個取樣結果。
圖8A和8B是用于說明接收信號的重復取樣的圖。在圖8A中，取樣率等于擴頻碼的碼片率。在圖8B中，以兩倍于擴頻碼的碼片率的取樣率執(zhí)行兩倍重復取樣，并且兩倍于擴頻碼的碼片數(shù)目的取樣值被獲得作為接收數(shù)據。
圖9是用于說明兩倍重復取樣過程中匹配濾波器結構的圖。匹配濾波器包括抽頭部分，其中多個抽頭911-918串聯(lián)連接以構成移位寄存器；乘法器921-928；以及加法器931-937。在這個實施例中，使用8個抽頭的匹配濾波器。然而，如果兩倍重復取樣要用于256個碼片的擴頻碼，512個抽頭將提供給匹配濾波器的結構。
在這種結構的匹配濾波器中，由重復取樣獲得的數(shù)據901被發(fā)送同時移位數(shù)據901一個樣值。抽頭911-912的輸出是在最后接收的一個碼片間隔的兩個取樣值，并且抽頭913和914的輸出是在在前接收的一個碼片間隔的兩個取樣值。照這樣，在抽頭部分，對于每一個碼片間隔排列由在兩個位置進行的取樣獲得的兩個取樣值。
對于每個碼片，乘法器921-928以代碼生成器生成的擴頻碼乘以兩個相位的這些取樣值。加法器931-937相加乘積以獲得輸出相關值902，它們是對由兩倍重復取樣獲得的接收數(shù)據的平均。當接收數(shù)據和擴頻碼的定時最匹配時，達到最大輸出相關值902，并且在這個狀態(tài)，獲得同步。
如上所述，通過使用重復取樣系統(tǒng)的匹配濾波器，與以碼片率進行取樣時相比，可以改善相關精度。然而，由于進行兩倍重復取樣，很明顯抽頭數(shù)和乘法器數(shù)加倍了，并且為了構成匹配濾波器，加法器的數(shù)目幾乎加倍。
對于k倍重復取樣系統(tǒng)的匹配濾波器，當擴頻碼的碼元數(shù)是m時，需要mk個抽頭、mk個乘法器和mk-1個加法器，因此所需電路大小大約是非重復取樣系統(tǒng)的匹配濾波器所需的k倍。
作為重復取樣系統(tǒng)的匹配濾波器的第一個問題，由于取樣時鐘的排列被增加并且在一個單元小時抽頭間要移位的數(shù)據量增加，因此存在能量消耗的相應增加。作為第二個問題，由于抽頭數(shù)、乘法器數(shù)和加法器數(shù)與重復取樣次數(shù)的倍數(shù)成比例的增加，LSI電路的大小顯著的增加。
在JP-A-2000-269855中公開了對于解決第一問題的技術的匹配濾波器。根據這個技術，代替通過k倍重復取樣系統(tǒng)對接收數(shù)據進行重復取樣，如圖6B所示的非重復取樣系統(tǒng)的k匹配濾波器被并行排列，其相對于參考時鐘的相位被延遲了時鐘周期n/k倍的周期被提供給第n個匹配濾波器。
由于使用這個技術，對于匹配濾波器不需要高速工作時鐘，因此可以減少能量消耗。然而，由于電路大小不能變得比k倍重復取樣系統(tǒng)的匹配濾波器的小，當與非重復取樣系統(tǒng)的匹配濾波器相比較時，需要k倍的能量消耗。
此外，這個技術沒有為第二個問題提供解決方案。并且由于在LSI芯片上，諸如安裝在CDMA手機上的，由匹配濾波器占據的空間非常大，這個因素導致很大的單位花費。所以如果存在并使用更小的LSI芯片，除了相當大的減少能量消耗之外，也可以實現(xiàn)很大的單位花費減少。

發(fā)明內容
為了解決傳統(tǒng)的缺點，同時集中在以下事實，對于擴頻數(shù)據周期性地重復相同代碼的使用，本發(fā)明的一個目的是提供一同步檢測電路，其中對于以與擴頻碼的碼片率相同的取樣率取樣的接收數(shù)據，可以獲得與使用重復取樣系統(tǒng)的匹配濾波器可得的相同的相關精度，并且其中對應于匹配濾波器的電路大小可以顯著減少。
為了實現(xiàn)這個目的，根據本發(fā)明的第一方面，同步檢測電路包括匹配濾波器(匹配濾波器105)，用于輸出擴頻碼和通過使用一個碼片周期取樣時鐘對代碼擴頻信號進行取樣而得的數(shù)據之間的相關值；取樣時鐘生成器(取樣時鐘生成器102)，用于通過順序改變對于一個碼片周期由參考時鐘提供的每個預定相位周期的相位而輸出取樣時鐘；以及同步確定單元(同步確定單元107)，用于確定獲得相關值的最大值的定時，以及用于檢測同步。
根據第一方面的同步檢測電路，由于使用其相位對于每個預定相位周期被改變的取樣時鐘對代碼擴頻數(shù)據進行取樣，非重復取樣系統(tǒng)的匹配濾波器僅用于獲得每個相位的相關值。因此，在可以保持與非重復取樣系統(tǒng)的同步檢測電路一樣小的電路時，可以獲得與當進行重復取樣的次數(shù)與相位數(shù)相對應時所獲得的相同相關精度。
根據本發(fā)明的第二方面，在第一方面的同步檢測電路中，對于每個預定相位周期，對于取樣時鐘的相位延遲被順序增加一個通過將一個碼片周期除以一個整數(shù)所得的值。
根據第二方面的同步檢測電路，獲得取樣時鐘，其對于參考時鐘的相位延遲增加了一個通過將一個碼片周期除以一個整數(shù)所得的值。因此，每個相位周期被取樣的數(shù)據量被增加直到其等于使用重復取樣方法在每個相位位置被取樣的數(shù)據量。因此，單個相位周期中相關值僅需要被加到一起，以獲得等于使用重復取樣方法獲得的相關值的值。
根據本發(fā)明的第三方面，在第一或第二方面的同步檢測電路中，設置相位周期以便等于代碼擴頻信號的周期。
根據第三方面的同步檢測電路，當設置相位周期以等于代碼擴頻信號的周期時，通過對于每個周期改變重復發(fā)送的擴頻碼的取樣時鐘的相位，可以獲得相關值。
根據本發(fā)明的第四方面，在第一至第三方面之一的同步檢測電路中，同步確定單元使用對于相位周期的相關值，以確定獲得相關值的最大值的定時。
根據第四方面的同步檢測電路，當使用適當?shù)拇_定方法，使用對于單個相位周期的相關值來確定獲得相關最大值處的定時，可以在更短周期內確定同步檢測。
根據本發(fā)明的第五方面，在第一至第三方面之一的同步檢測電路中，確定獲得相關值的最大值的定時的同步確定單元，使用通過將所有相位周期的相關值加到一起產生的值。
根據第五方面的同步檢測電路，當通過將對于單個相位周期的相關值加到一起產生的值被用于確定獲得相關值的最大值的定時時，可以以與使用重復取樣方法時相同的方式實現(xiàn)同步檢測電路。


圖1是顯示根據本發(fā)明的一個實施例的同步檢測電路的結構框圖；圖2是用于說明這個實施例的同步檢測電路獲得與重復取樣系統(tǒng)所提供的相同的取樣值的過程的圖；圖3是一個圖，其中通過比較各個方法，提供獲得取樣值的定時的說明；圖4是顯示擴頻通信的直接擴頻序列系統(tǒng)的原理圖；
圖5是用于說明擴頻調制和去擴頻的原理的概念圖；圖6A和6B是用于說明匹配濾波器結構的圖；圖7A-7D是說明同步獲取原理的圖；圖8是用于說明對接收信號執(zhí)行重復取樣的圖；以及圖9是用于說明重復取樣系統(tǒng)的匹配濾波器的結構圖。
具體實施例方式
通過借助附圖在下文中將描述本發(fā)明的一個實施例。
圖1是顯示根據本發(fā)明的實施例的同步檢測電路結構的框圖。在圖1中，同步檢測電路包括時鐘發(fā)生器102、用于取樣接收信號101的取樣單元103、匹配濾波器105、以及同步確定單元107，其用于獲得輸出相關值106的最大值的定時。
匹配濾波器105是用于圖6B中所示的非重復取樣系統(tǒng)的，包括抽頭單元，其中多個抽頭111-113串聯(lián)連接以構成移位寄存器；乘法器121-124，借此，對于每個碼片，相乘抽頭單元的輸出和擴頻碼；以及加法器131-133，借此將乘法器121-124的輸出加起來。
取樣時鐘發(fā)送器102包括基本時鐘141；開關142，用于分配基本時鐘141；k-1個相位延遲單元，從1/4相位延遲單元143至(k-1)/k相位延遲單元144；以及OR電路145。k-1個相位延遲單元通過對每個時鐘增加1/k相位延遲時間順序延遲接收基本時鐘，并且產生具有從1/k相位到(k-1)/k相位的相位差的時鐘，即從取樣時鐘2(152)到取樣時鐘k(153)。這些產生的取樣時鐘，和取樣時鐘1(151)一起發(fā)送到取樣單元103。開關142用于改變每個重復擴頻數(shù)據周期的分配目標。
由取樣單元103對接收信號進行取樣，并且取樣的數(shù)據作為接收數(shù)據發(fā)送到匹配濾波器105的抽頭單元。在匹配濾波器105中，乘法器121-124用代碼生成器生成的擴頻碼乘以抽頭的輸出，并且加法器131-133相加這些乘積以獲得輸出相關值106。同步確定單元107將獲得的相關值106存儲于存儲器中，或相加相關值，并使用預定確定方法確定達到相關值106的最大值的定時。
圖2是用于說明所述過程的圖，其中雖然沒有進行重復取樣，這個實施例的匹配濾波器可以獲得k倍重復取樣系統(tǒng)的每個相位的取樣值。當如在傳統(tǒng)情況下沒有進行重復取樣時，在單個周期獲得相同相位的取樣值201-209。然而，根據這個實施例的匹配濾波器，在接收信號的第一、第二和第k個周期，根據取樣時鐘1、取樣時鐘2就取樣時鐘k分別獲得取樣值211-219。
圖3是顯示使用傳統(tǒng)的非重復取樣方法、k倍重復取樣方法和這個實施例的取樣方法，獲得取樣值的定時的詳細比較圖。從圖3中可明顯看出，雖然在這個實施例中沒有進行重復取樣，對于每個重復擴頻數(shù)據周期以基本時鐘率獲得起相位被延遲時鐘周期的1/k的取樣值。
通過這個過程，對于每個重復擴頻數(shù)據周期，獲得取樣值和擴頻碼之間的相關值。然后，當將所有單個相位的輸出相關值加到一起時，對于重復取樣方法由相加得到值等于由匹配濾波器提供的輸出相關值。在這個實施例中，由于對于每個相位獲得輸出相關值，很明顯這個實施例的匹配濾波器比重復取樣方法的匹配濾波器更為有效。
此外，每個相位的輸出相關值與JP-A-2000-269855中并行排列的k個匹配濾波器的每個的輸出相關值相匹配。如上所述，根據本實施例，至少，可以獲得由重復取樣方法的匹配濾波器提供的相同的相關精度，并且匹配濾波器的電路大小極大地減小了。
如上所述，根據本實施例，即使當使用非重復取樣方法的匹配濾波器時，在擴頻碼和其相位以取樣時鐘取樣的數(shù)據之間，對于每個相位周期獲得順序改變的相關值。因此，在電路大小可以保持以便其與非重復取樣系統(tǒng)的同步檢測電路一樣小時，可以獲得當進行重復取樣次數(shù)等于相位計數(shù)時所提供的相同精度的相關值。
結果，可以解決重復取樣系統(tǒng)的問題，即，由取樣時鐘頻率的增加引起的能量消耗的增加，由于需要增加電路大小以進行多倍重復取樣而引起的LSI的面積的成比例的增加。此外，用于處理的LSI芯片的花費可以顯著地減少。
權利要求
1.一種同步檢測電路，包括匹配濾波器，用于輸出擴頻碼和通過使用一個碼片周期取樣時鐘對代碼擴頻信號進行取樣而獲得的數(shù)據之間的相關值；取樣時鐘生成器，用于通過改變對于一個碼片周期由參考時鐘提供的每個預定相位周期的相位，生成所述取樣時鐘；以及同步確定單元，用于確定獲得所述相關值的最大值的定時，并用于檢測同步。
2.如權利要求1所述的同步檢測電路，其中，對于每個預定相位周期，對于所述取樣時鐘的相位延遲被順序增加一個通過將一個碼片周期除以一個整數(shù)而獲得的值。
3.如權利要求1所述的同步檢測電路，其中設置所述相位周期以便等于代碼擴頻信號的周期。
4.如權利要求2所述的同步檢測電路，其中設置所述相位周期以便等于代碼擴頻信號的周期。
5.如權利要求1所述的同步檢測電路，其中所述同步確定單元使用對于所述相位周期的相關值，以確定獲得所述相關值的最大值的定時。
6.如權利要求2所述的同步檢測電路，其中所述同步確定單元使用對于所述相位周期的相關值，以確定獲得所述相關值的最大值的定時。
7.如權利要求1所述的同步檢測電路，其中確定獲得所述相關值的最大值的定時的所述同步確定單元，使用通過將對于所有相位周期的所述相關值加到一起所得的值。
8.如權利要求2所述的同步檢測電路，其中確定獲得所述相關值的最大值的定時的所述同步確定單元，使用通過將對于所有相位周期的所述相關值加到一起所得的值。
全文摘要
公開了一種同步檢測電路，包括匹配濾波器105，用于使用對于一個碼片周期的取樣時鐘，輸出在擴頻碼和通過取樣代碼擴頻信號101獲得的數(shù)據之間的相關值；取樣時鐘生成器102，用于輸出取樣時鐘，以便對于代碼擴頻信號的每個周期，對于一個碼片周期的基本時鐘的相位延遲增加一個通過將一個碼片周期除以一個整數(shù)所得的值；以及，同步確定單元107，用于確定獲得最大相關值的定時和用于執(zhí)行同步檢測。
文檔編號H04L7/00GK1437323SQ0310016
公開日2003年8月20日 申請日期2003年1月3日 優(yōu)先權日2002年2月8日
發(fā)明者松本敏昭 申請人:松下電器產業(yè)株式會社