專利名稱：使用頻道關(guān)聯(lián)矩陣快速傅利葉轉(zhuǎn)換的低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明有關(guān)無線通訊系統(tǒng)，特別是，本發(fā)明有關(guān)無線通訊系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)檢測。
(2)
背景技術(shù)：
圖1描繪無線通訊系統(tǒng)10。通訊系統(tǒng)10具有與使用者設(shè)備(Ues)141至143通訊的基地站121至125。各基地站121具有以其操作區(qū)與使用者設(shè)備(UEs)141至143通訊的相關(guān)操作區(qū)。
如碼分割多路存取(CDMA)及使用碼分割多路存取的時分雙路(TDD/CDMA)，多路通訊是于相同頻譜被傳送。這些通訊是被其頻道化碼差分。為了更有效使用頻譜，碼分割多路存取/時分雙路(TDD/CDMA)通訊系統(tǒng)使用被區(qū)分用于通訊的時間槽的重復(fù)幀。以該系統(tǒng)被傳送地通訊將具有一個或多路相關(guān)碼及被指定至其的時間槽。一時間槽中的一碼的使用是被稱為資源單元。
因為多路信息可于相同頻譜及相同時間被傳送，所以該系統(tǒng)中的接收器必須區(qū)分多路信息。檢測該信號的一種方法是為多路使用者檢測。多路使用者檢測中，與所有UEs141至143使用者產(chǎn)生關(guān)連的信號是同時被檢測。執(zhí)行多路使用者檢測的方法是包括使用Cholesky或近似Cholesky分解的塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測(BLE-JD)。
另一種方法是為單使用者檢測。單使用者檢測中，數(shù)據(jù)是僅針對單使用者(一個UE141)被恢復(fù)?；趹?yīng)用，單使用者檢測數(shù)據(jù)可使用一或多碼被傳送。執(zhí)行單使用者檢測的方法包括使用Cholesky或近似Cholesky分解的塊線性等化。這些方法具有高復(fù)雜性。高復(fù)雜性導(dǎo)致UE141處遞增的功率消耗，因而產(chǎn)生電池壽命的減少。于是，預(yù)期擁有可檢測被接收數(shù)據(jù)的替代方法。
(3)

發(fā)明內(nèi)容
復(fù)合信號是使用碼分割多路存取被接收于時分雙路通訊系統(tǒng)中的時間槽中的公用頻譜。各數(shù)據(jù)信號是經(jīng)歷相似的頻道響應(yīng)。相似的頻道響應(yīng)是被估計。表示部份基于被估計頻道響應(yīng)的數(shù)據(jù)信號的頻道的矩陣被建構(gòu)。展開數(shù)據(jù)向量是部分基于頻道矩陣的轉(zhuǎn)換近似值的快速傅利葉轉(zhuǎn)換(FFT)分解而被決定。展開數(shù)據(jù)向量是被收斂自被接收的復(fù)合信號來恢復(fù)數(shù)據(jù)。
(4)


圖1為一無線通訊系統(tǒng)。
圖2為一簡化發(fā)送機(jī)及一單使用者檢測接收機(jī)。
圖3為通訊叢發(fā)的示意圖。
圖4為低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測的流程圖。
圖5-圖15為低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測效能的曲線圖。
(5)
具體實施例方式
圖2描繪使用碼分割多路存取/時分雙路通訊系統(tǒng)中的低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測的一簡化發(fā)送機(jī)26及接收機(jī)28。典型系統(tǒng)中，發(fā)送機(jī)26是位于各UE141至143中，而傳送多路通訊的多路傳送電路26是位于各基地站121至125中。低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測接收機(jī)28可位于基地站121、UEs141至143或兩者處。接收機(jī)28可被使用于UE141，針對媒體的多路使用者或單使用者對如每秒2兆位(Mbs)的高數(shù)據(jù)速率服務(wù)的檢測。當(dāng)僅一單UE141傳送于時間槽中時，接收機(jī)28亦可被使用于基地站121。
發(fā)送機(jī)26可于無線射頻頻道30傳送數(shù)據(jù)。發(fā)送機(jī)26中的數(shù)據(jù)產(chǎn)生器32可產(chǎn)生被傳送至接收機(jī)28的數(shù)據(jù)。展開及調(diào)變裝置34可展開數(shù)據(jù)，且可使展開參考數(shù)據(jù)與適當(dāng)指派時間槽及碼中的中緩連列序列做時間多任務(wù)，以產(chǎn)生通訊叢發(fā)或叢發(fā)。
如圖3顯示，典型的通訊叢發(fā)16具有一中緩20，一保護(hù)期間18及兩數(shù)據(jù)域22，24。中緩20分隔兩數(shù)據(jù)域22，24，而保護(hù)期間18可分隔通訊叢發(fā)促使被傳送自不同發(fā)送機(jī)26的叢發(fā)的抵達(dá)時間產(chǎn)生差異。兩數(shù)據(jù)域22，24包含通訊叢發(fā)數(shù)據(jù)。
通訊叢發(fā)是被調(diào)變器36調(diào)變至射頻(RF)。天線38可經(jīng)由無線射頻頻道30發(fā)射射頻信號至接收機(jī)28的天線40。被用于被傳送通訊的調(diào)變的類型可為熟練技術(shù)人士所知者任何之一，如正交相移鍵控(QPSK)或正交調(diào)幅調(diào)變(QAM)。
接收機(jī)28的天線40可接收各種射頻信號。被接收的信號是被解調(diào)42解調(diào)以產(chǎn)生基帶信號?；鶐盘柺墙逵扇珙l道估計裝置44及低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測裝置46被處理于時間槽且具有被指派至被接收叢發(fā)的合適碼。頻道估計裝置44是使用基帶信號中的中緩連列序列組成來提供頻道信息。頻道信息是被數(shù)據(jù)檢測裝置46用來估計被接收的通訊叢發(fā)的被傳送數(shù)據(jù)當(dāng)做硬符號(hardsymbols)。
數(shù)據(jù)檢測裝置46是使用頻道估計裝置44所提供的頻道信息及發(fā)送機(jī)26所使用的已知展開碼來估計預(yù)計被接收的通訊叢發(fā)接收的通訊叢發(fā)的數(shù)據(jù)。低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測與圖4的流程圖一起被解釋。雖然低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測是使用第三代伙伴計劃(3GPP)通用陸上通訊無線存取(UTRA)碼分割多路存取系統(tǒng)當(dāng)做標(biāo)的通訊系統(tǒng)來解釋，其仍適用于其它系統(tǒng)。該系統(tǒng)是為直接序列寬頻時分雙路(W-CDMA)系統(tǒng)，其中上行鏈路及下行鏈路傳送是被限制為互斥時間槽。
接收機(jī)28是使用其天線40接收同時抵達(dá)的全部K叢發(fā)48。K叢發(fā)是以一可觀察區(qū)間被疊置于彼此上面。某些或所有K叢發(fā)是源自或至相同使用者以獲取更高的數(shù)據(jù)速率服務(wù)。
K叢發(fā)的Kth叢發(fā)是使用長度Q芯片的C(k)碼來展開Ns符號中的每一個以得出長度Q·Ns芯片序列。Kth叢發(fā)可以長度W芯片的已知或估計頻道響應(yīng)h(k)來通過頻道以形成長度的芯片序列，Nc＝(SF·Ns+W-1)。SF為展開因子。因為上行鏈路信號可導(dǎo)自多路UEs141至143，所以上行鏈路中的各h(k)可被區(qū)分。因為無法分散傳送的下行鏈路，所以所有叢發(fā)均通過相同的頻道且具有相同的h(k)。接收機(jī)28處，來自所有使用者的叢發(fā)均被當(dāng)做單接收向量r疊置而抵達(dá)。某些或所有K叢發(fā)可為多碼傳送。因為多碼導(dǎo)源自相同的發(fā)送機(jī)26，所以其具有相同的h(k)。
多路使用者信號模型是包含Nc個已知的接收芯片及K·Ns個未知的信息承載符號。Kth叢發(fā)的符號響應(yīng)s(k)是為C(k)與h(k)的卷積。于是，s(k)是為(SF+W-1)芯片的長度。W為脈沖響應(yīng)，其表示聯(lián)合符號留下來的芯片痕跡。來自欄向量d(k)·r(k)的Kth叢發(fā)的Ns未知符號，是為Kth叢發(fā)對整體被接收芯片向量的貢獻(xiàn)，r·d(k)為Kth叢發(fā)的數(shù)據(jù)向量。d(k)及r(k)被方程式1相連。
r(k)＝A(k)d(k)，其中k＝1…K 方程式1
A(k)為Kth叢發(fā)的頻道響應(yīng)矩陣，其為jth欄是d(k)元素的符號響應(yīng)的Nc×Ns矩陣。假設(shè)一時間恒定符號響應(yīng)，A(k)各欄具有相同的支持，s(k)及接續(xù)欄是為填零及第一欄的變換版。整體芯片速率的被接收向量是依據(jù)方程式2。
方程式2
n為具有變異數(shù)σ2的獨立對等分配(i.i.d.)成份的零平均噪聲向量。當(dāng)被寫做單矩陣方程式時，方程式2變成方程式3。
r＝Ad+n 方程式3
A為整體頻道響應(yīng)矩陣，其為大小Nc×K·Ns的矩陣。d為數(shù)據(jù)向量，其為長度K·Ns的欄向量。方程式2及方程式3可制作被接收向量r中的符際干擾(ISI)及多路存取干擾(MAI)。
方程式1，2及3的信號模型是針對芯片速率采樣被定制，如第三代伙伴計劃(3GPP)通用陸上通訊無線存取系統(tǒng)中的每秒3.84百萬芯片(Mcps)。針對逐增的統(tǒng)計精度，接收機(jī)28可使用過度采樣，如多路芯片速率采樣。典型的多路芯片速率采樣是為芯片速率的兩倍，被接收的信號叢發(fā)可為產(chǎn)生多路取樣序列的過度采樣。各序列是以不同時間偏置的芯片速率彼此被采樣。針對mth采樣序列，Kth叢發(fā)是以已知或估計頻道響應(yīng)hm(k)穿越頻道。rm(k)是為Kth叢發(fā)對mth整體采樣芯片向量rm的卷積。數(shù)據(jù)符號向量d(k)及mth采樣芯片向rm(k)是被方程式4相連。
rm(k)＝Am(k)d(k)，其中k＝1…K，m＝1…M方程式4
Am(k)為mth序列的符號響應(yīng)矩陣。其為jth欄是d(k)的jth元素的采樣符號響應(yīng)的Ns×Nc矩陣。
方程式5為mth采樣序列的整體芯片速率的被接收向量。
方程式5
針對M多路的芯片速率采樣，單矩陣表示式可變成方程式6。
r′＝A′d+n 方程式6
其中r′為被接收信號向量且被定義為方程式7。
方程式7
A’被定義為方程式8。
方程式8
方程式9為方程式6的重寫做為K叢發(fā)的加總型式。
方程式9
方程式9可被重寫為方程式10
方程式10
C(k)為Kth叢發(fā)的碼序列。H’(k)為Kth序列的頻道響應(yīng)，其針對M多路芯片速率采樣被定義為方程式11。
方程式11
當(dāng)時間槽中的信號叢發(fā)源自上行鏈路中的相同使用者或來到下行鏈路中的相同使用者時，該叢發(fā)可通過相同的傳送路徑及相同的衰落頻道。結(jié)果，H’(k)對所有叢發(fā)均相同(對所有k及j而言，H’(k)＝H’(j)＝H’c)，且于方程式10中被取代H’c為方程式12。
方程式12
方程式13為方程式12重寫為單矩陣表示式。
r′＝Hc′Cd+n方程式13
C為碼矩陣。針對M芯片速率采樣，H’c可寫成方程式14。
方程式14
針對mth芯片速率采樣，Hcm為mth采樣序列的頻道響應(yīng)。各Hcm，m＝1….M，是被頻道估計裝置44，50決定。各Hcm的矩陣結(jié)構(gòu)是被表示為方程式15，52。
方程式15
數(shù)據(jù)偵測的整體信號模型是被表示為方程式16及17。
r′＝Hc′s+n方程式16
s＝Cd 方程式17
s為展開數(shù)據(jù)芯片向量。C為碼向量。決定的一法是使用強(qiáng)迫方程式16歸零的解做為方程式18。
方程式18
Hc′H為Hc′的行列式。另一方法是使用最小均方誤差(MMSE)解做為方程式19。
方程式19
σ2為噪聲變異。I為單位矩陣。針對s解方程式17或18后，方程式17的解可藉由收斂而被表示為方程式20，56。
d＝CHs方程式20
以下針對s解方程式18及19的方法是使用頻道關(guān)聯(lián)矩陣R或頻道響應(yīng)矩陣Hc′，54的轉(zhuǎn)換近似的快速傅利葉轉(zhuǎn)換(FFT)分解。使用任一矩陣需近似；然而，使用頻道響應(yīng)矩陣Hc′亦需矩陣的最后W-1列的截取來平方。于是，為了消除因截取所產(chǎn)生的降階，頻道關(guān)聯(lián)矩陣R是較佳被使用。
頻道關(guān)聯(lián)矩陣R的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解是被呈現(xiàn)如下。針對強(qiáng)迫歸零方法，R是被定義為方程式21。
方程式21
針對最小均方誤差方法，R被定義為方程式22。
方程式22
頻道關(guān)聯(lián)矩陣R的結(jié)構(gòu)是被表示為方程式23。
方程式23
方程式18及19是以R型式分別被寫為方程式24及25。
方程式24
方程式25
矩陣向量乘數(shù)Rs可被視為頻道關(guān)聯(lián)矩陣R的欄向量的線性組合，其被數(shù)據(jù)芯片向量S的對應(yīng)元素加權(quán)為方程式26。
Rs＝s1g1+s2g2+……+swgw+sw+1gw+1+……+sN*SFgN*SF方程式26
gi為頻道關(guān)聯(lián)矩陣R的第i欄。si為展開數(shù)據(jù)芯片向量s的第i元素。
藉由修改矩陣R的結(jié)構(gòu)，頻道關(guān)聯(lián)矩陣Rcir的最適循環(huán)矩陣近似可用方程式27來決定。
方程式27
第一欄q具有無任何截取的全非零元素。循環(huán)矩陣Rcir是被其第一欄q定義。循環(huán)矩陣Rcir的第一欄q是使用如方程式28所定義的置換運算子或指針向量，藉由置換頻道關(guān)聯(lián)矩陣R的第W欄gw而得出。
P＝[W:N·Q，1:W-1] 方程式28
可替代的是，循環(huán)矩陣亦被頻道關(guān)聯(lián)矩陣R的第W欄gw定義。通常，任何大于第W欄的欄均可以適當(dāng)指針向量被使用(置換向量)。
此替代近似循環(huán)頻道關(guān)聯(lián)矩陣R’cir可相連Rcir為方程式29。
R’cir＝Rcir(:，p) 方程式29
此方法的優(yōu)點是gw可不需置換而直接被使用。然而，此被解的展開數(shù)據(jù)芯片向量s需被指針向量p-反向置換為方程式30。
藉由置換先前方式中的第一列，則不需反向置換s。
方程式30
方程式31為矩陣Rcir的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解。
Rcir＝Dp-1ΛRDP 方程式31
DP為P點快速傅利葉轉(zhuǎn)換矩陣，而ΛR為對角矩陣，其對角為矩陣Rcir的第一欄的快速傅利葉轉(zhuǎn)換。ΛR被定義為ΛR＝diag(DPq)
使用頻道響應(yīng)矩陣HC′的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解是被呈現(xiàn)如下。匹配過濾HC′Hr′是被方程式32。
方程式32
對應(yīng)各采樣序列Hcm，m＝1，2，….M的頻道響應(yīng)矩陣是為循環(huán)矩陣。各矩陣可被分解為三個快速傅利葉轉(zhuǎn)換矩陣乘數(shù)如方程式33。
方程式33
結(jié)果，頻道響應(yīng)矩陣的分解可變成方程式34。
方程式34
為了恢復(fù)數(shù)據(jù)芯片向量s，方程式35是被使用。
方程式35
頻率域中，方程式35變成方程式36。
方程式36
表示元素乘數(shù)相乘的操作數(shù)。利用方程式36，F(xiàn)(s)是被決定。藉由采用F(s)的相反型，展開數(shù)據(jù)向量s是被決定。若被用于下行鏈路中的多路使用者檢測，或單路使用者僅使用上行鏈路中的一時間槽，則s可藉由使用所有碼來收斂以恢復(fù)被傳送數(shù)據(jù)d當(dāng)做軟符號。若被用于下行鏈路中的單路使用者檢測，則s可藉由使用使用者碼被收斂以恢復(fù)使用者數(shù)據(jù)當(dāng)做軟符號。
兩種執(zhí)行快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解的方法是為主因子算法(PFA)及底數(shù)-2算法。雖然當(dāng)快速傅利葉轉(zhuǎn)換點的二的非冪數(shù)被使用時，主因子算法被視為較底數(shù)-2算法更有效率，所以為簡化起見，以下復(fù)雜性分析是基于底數(shù)-2快速傅利葉轉(zhuǎn)換實施。以底數(shù)-2算法為基礎(chǔ)的復(fù)雜性可被視為最差的案例。當(dāng)主因子算法被使用時，可獲得復(fù)雜性的額外改善。零統(tǒng)調(diào)底數(shù)-2快速傅利葉轉(zhuǎn)換實施可留下零統(tǒng)調(diào)，Hcm的第一欄，m＝1…M，向量rm，m＝1…M及q。零統(tǒng)調(diào)可使其長度等于最近的底數(shù)-2整數(shù)，其大于或等于數(shù)據(jù)域的長度。例如，被第三代伙伴計劃直接序列寬頻時分雙路碼分割多路存取標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范的叢發(fā)中的叢發(fā)類型1的數(shù)據(jù)域的長度為976個芯片。976的最近的底數(shù)-2整數(shù)是為1024(P＝1024)。P為底數(shù)-2整數(shù)。
底數(shù)-2快速傅利葉轉(zhuǎn)換計算的四種類型是為必要DPrm，DPhm，DPg1及
兩個計算是針對所有取樣的序列被計算M次DPrm，m＝1….M及DPhm，m＝1….M。另外兩者僅針對被取樣的序列被計算1次DPhm，m＝1….M且DPg1每時間槽被計算一次。DPrm，m＝1….M，
每時間槽被計算二次。結(jié)果，需要總共3(M+1)的底數(shù)-2快速傅利葉轉(zhuǎn)換計算，各需Plog2P復(fù)雜運算。藉由假設(shè)各復(fù)雜運算需四個實際運算，以每秒百萬實際運算(MROPS)型式的底數(shù)-2快速傅利葉轉(zhuǎn)換計算的復(fù)雜性是變成方程式37。
C1＝3(M+1)Plog2P·4·100·10-6 MROPS方程式37
針對向量乘數(shù)的復(fù)雜性，具有M元素對元素向量乘數(shù)及一元素對元素向量除數(shù)，其每時間槽被執(zhí)行二次。結(jié)果，以每秒百萬實際運算(MROPS)型式的向量運算的復(fù)雜性是變成方程式38。
C2＝2(M+1)P·4·100·10-6 MROPS 方程式38
針對計算向量q的復(fù)雜性，其需要MW2個復(fù)雜運算，其每時間槽被執(zhí)行一次。以每秒百萬實際運算(MROPS)型式的復(fù)雜性是變成方程式39。
C3＝MW2·4·100·10-6 MROPS 方程式39
除了每秒百萬實際運算中的收斂外的總復(fù)雜性是呈現(xiàn)于方程式40。
Cfft＝C1+C2+C3MROPS 方程式40
收斂每時間槽被執(zhí)行兩次。以每秒百萬實際運算型式的收斂的復(fù)雜性是呈現(xiàn)于方程式41。
Cdesp＝2·K·N·Q·4·100·10-6MROPS 方程式41
結(jié)果，包含收斂的數(shù)據(jù)檢測的總復(fù)雜性是呈現(xiàn)于方程式42或43。
Ctota1＝Cfft+Cdesp MROPS 方程式42
Ctota1＝[3(M+1)Plog2P+2(M+1)P+MW2+2KNQ]·4·100·10-6 MROPS
方程式43
下表顯示1024點底數(shù)-2(P＝1024)計算的每秒百萬實際運算中的復(fù)雜性。復(fù)雜性是以芯片速率被顯示于表1且以兩倍芯片速率取樣被顯示于表2。塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測及低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測之間的復(fù)雜性比較是使用近似Cholesky分解。表5是顯示使用近似Cholesky分解當(dāng)做塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測的復(fù)雜性比率的低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測的復(fù)雜性的復(fù)雜性比較。如示，低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測具有遠(yuǎn)較以塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測為基礎(chǔ)的近似Cholesky為低的復(fù)雜性。對大多數(shù)案例而言，視以塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測為基礎(chǔ)的近似Cholesky的復(fù)雜性的被傳送及展開因子的數(shù)量而定，低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測于芯片速率是為25％，兩倍芯片速率是為30％。
表1.以芯片速率采樣針對叢發(fā)類型1使用低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測的全叢發(fā)的每秒百萬實際運算
表2.以兩倍芯片速率采樣針對叢發(fā)類型1使用低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測的全叢發(fā)的每秒百萬實際運算
表3 以芯片速率采樣比較塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測(BLE-JD)及低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測之間的每秒百萬實際運算
表4 以芯片速率采樣比較塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測(BLE-JD)及低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測之間的每秒百萬實際運算
表5 當(dāng)做以塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測為基礎(chǔ)的近似Cholesky的復(fù)雜性的比率的頻道相關(guān)矩陣的快速傅利葉轉(zhuǎn)換的復(fù)雜性。以塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測為基礎(chǔ)的近似Cholesky的復(fù)雜性是以100％復(fù)雜性被傳送。
圖5-圖15是執(zhí)行低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測的曲線圖。兩個高數(shù)據(jù)速率服務(wù)是被仿真。其一為具有SF＝1的單碼傳送，另外一個是具有12碼且各有展開因子16的多碼傳送。低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測是在被界定延遲展開頻頻案例1，2及3的包含第三代伙伴計劃工作群組四(WG4)的各種延遲展開下被測試。仿真是針對芯片速率采樣及兩倍芯片速率采樣被設(shè)定。延遲展開的長度被假設(shè)為W＝57。零時誤差是被假設(shè)經(jīng)由全仿真。頻道脈沖響應(yīng)被假設(shè)已知的精確。通常于仿真中，執(zhí)行多碼傳送案例的位誤差率(BER)較對應(yīng)單碼副本為佳。針對仿真中所使用的特例，單碼傳送每時間槽使用16個資源單元，而多碼傳送每時間槽僅使用12個資源單元。僅使用12個碼可產(chǎn)生較少干擾及較佳的位誤差率。與塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測相較，單碼及多碼傳送中，以頻道相關(guān)矩陣的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解(FFT-R)為基礎(chǔ)的假設(shè)對數(shù)，僅少許或受限執(zhí)行降階被觀察到。單碼傳送案例中，以頻道相關(guān)矩陣的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解(FFT-R)為基礎(chǔ)的方式，及以頻道響應(yīng)矩陣的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解(FFT-H)為基礎(chǔ)的方式，在芯片速率采樣下是彼此相同。
使用以頻道相關(guān)矩陣的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解(FFT-R)為基礎(chǔ)及以頻道響應(yīng)矩陣的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解(FFT-H)為基礎(chǔ)的低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測的執(zhí)行是對理想單使用者連結(jié)、最差案例匹配濾波、塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測及使用近似Cholesky分解的塊線性等化的單使用者檢測做比較。針對工作要點，位誤差率的范圍是通常在1％及10％之間。與塊線性等化基礎(chǔ)連結(jié)檢測及對匹配濾波(MF)做明顯信號對噪聲比例(SNR)執(zhí)行增強(qiáng)相較下，針對低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測，僅有少許或受限信號對噪聲比例被觀察到。低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測亦于相加白色高斯噪聲(AWGN)頻道環(huán)境下表現(xiàn)良好。圖5-圖15是顯示低復(fù)雜性數(shù)據(jù)檢測相較于使用近似Cholesky分解的塊線性基礎(chǔ)連結(jié)檢測，其以非常低的復(fù)雜性提供出色表現(xiàn)的位誤差率及信號對噪聲比例及功率消耗。
權(quán)利要求
1.一種用于接收使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統(tǒng)中的時間槽中的多個被傳送于共享頻譜的數(shù)據(jù)信號，各數(shù)據(jù)信號經(jīng)歷類似的頻道響應(yīng)，該方法包括
接收時間槽中的共享頻譜的組合信號，該組合信號包括多個數(shù)據(jù)信號；
以組合信號的芯片速率的倍數(shù)來取樣組合信號；
估計類似的頻道響應(yīng)；
建構(gòu)部份以估計頻道響應(yīng)為基礎(chǔ)的頻道響應(yīng)矩陣；
決定部份以頻道響應(yīng)矩陣的轉(zhuǎn)換近似值的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解為基礎(chǔ)的展開數(shù)據(jù)向量；及
收斂展開數(shù)據(jù)向量，以便從被接收的組合信號恢復(fù)數(shù)據(jù)。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，芯片速率的倍數(shù)為兩倍芯片速率。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，決定是使用強(qiáng)迫歸零算法來執(zhí)行。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，決定是使用最小均方誤差算法來執(zhí)行。
5.用于下行鏈路多重使用者檢測的權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，收斂是使用被用于時間槽中所有的碼來執(zhí)行。
6.用于單一使用者檢測的權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，收斂是使用與時間槽中的單一使用者產(chǎn)生關(guān)聯(lián)的碼來執(zhí)行。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，單一使用者檢測是為上行鏈路單一使用者檢測，且單一使用者為時間槽中僅有的使用者傳送。
8.一種用于接收使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統(tǒng)中的時間槽中的多個被傳送于共享頻譜的數(shù)據(jù)信號，各數(shù)據(jù)信號經(jīng)歷類似的頻道響應(yīng)，該方法包括
接收時間槽中的共享頻譜的組合信號，該組合信號包括多個數(shù)據(jù)信號；
估計類似的頻道響應(yīng)；
建構(gòu)部份以估計頻道響應(yīng)為基礎(chǔ)的頻道響應(yīng)矩陣；
決定部份以頻道響應(yīng)矩陣的轉(zhuǎn)換近似值的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解為基礎(chǔ)的展開數(shù)據(jù)向量；及
收斂展開數(shù)據(jù)向量，以便從被接收的組合信號恢復(fù)數(shù)據(jù)。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，組合信號是于估計及建構(gòu)步驟之前以組合信號的芯片速率的倍數(shù)被取樣。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，芯片速率的倍數(shù)為兩倍芯片速率。
11.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，組合信號是于估計及建構(gòu)步驟之前以組合信號的芯片速率被取樣。
12.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解是使用頻道關(guān)聯(lián)矩陣的被排列的第一列來執(zhí)行。
13.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解是使用頻道關(guān)聯(lián)矩陣的定義列來執(zhí)行。
14.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，決定是使用強(qiáng)迫歸零算法來執(zhí)行。
15.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，決定是使用最小均方誤差算法來執(zhí)行。
16.用于下行鏈路多重使用者檢測的權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，收斂是使用被用于時間槽中所有的碼來執(zhí)行。
17.用于單一使用者檢測的權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，收斂是使用與時間槽中的單一使用者產(chǎn)生關(guān)聯(lián)的碼來執(zhí)行。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，單一使用者檢測是為上行鏈路單一使用者檢測，且單一使用者為時間槽中僅有的使用者傳送。
19.一種用于使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統(tǒng)中的接收器，該通訊系統(tǒng)使用時間槽中的多個數(shù)據(jù)信號，各數(shù)據(jù)信號經(jīng)歷類似的頻道響應(yīng)，該接收器包括
一種用于接收包括多個數(shù)據(jù)信號的射頻信號的天線；
一種用于解調(diào)射頻信號以產(chǎn)生一基頻信號的解調(diào)器；
一種用于以組合信號的芯片速率的倍數(shù)估計類似頻道響應(yīng)的頻道估計裝置；及
一種用于建構(gòu)表示部份以估計頻道響應(yīng)為基礎(chǔ)的數(shù)據(jù)信號的頻道的頻道響應(yīng)矩陣的數(shù)據(jù)檢測器裝置，可決定部份以頻道響應(yīng)矩陣的轉(zhuǎn)換近似值的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解為基礎(chǔ)的展開數(shù)據(jù)向量，及收斂展開數(shù)據(jù)向量，以便從被接收的組合信號恢復(fù)數(shù)據(jù)。
20.如權(quán)利要求19所述的接收器，其特征在于，芯片速率的倍數(shù)為兩倍芯片速率。
21.一種用于使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統(tǒng)中的接收器，該通訊系統(tǒng)使用時間槽中的多個數(shù)據(jù)信號，各數(shù)據(jù)信號經(jīng)歷了類似的頻道響應(yīng)，該接收器包括
一種用于接收包括多個數(shù)據(jù)信號的射頻信號的天線；
一種用于解調(diào)射頻信號以產(chǎn)生一基頻信號的解調(diào)器；
一種用于估計類似頻道響應(yīng)的頻道估計裝置；及
一種用于建構(gòu)表示部份以估計頻道響應(yīng)為基礎(chǔ)的數(shù)據(jù)信號的頻道的頻道關(guān)聯(lián)矩陣的數(shù)據(jù)檢測器裝置，可決定部份以頻道關(guān)聯(lián)矩陣的轉(zhuǎn)換近似值的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解為基礎(chǔ)的展開數(shù)據(jù)向量，及收斂展開數(shù)據(jù)向量，以便從被接收的組合信號恢復(fù)數(shù)據(jù)。
22.如權(quán)利要求19所述的接收器，其特征在于，該組合信號是以該組合信號的芯片速率的倍數(shù)被取樣，且被取樣的組合信號是被輸入頻道估計及數(shù)據(jù)檢測器裝置。
23.如權(quán)利要求22所述的接收器，其特征在于，該芯片速率的該倍數(shù)為兩倍該芯片速率。
24.如權(quán)利要求21所述的接收器，其特征在于，該組合信號是以該組合信號的芯片速率的倍數(shù)被取樣，且該被取樣的組合信號是被輸入該頻道估計及數(shù)據(jù)檢測器裝置。
25.如權(quán)利要求21所述的接收器，其特征在于，該快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解是使用該頻道關(guān)聯(lián)矩陣的被排列的第一列來執(zhí)行。
26.如權(quán)利要求21所述的接收器，其特征在于，該快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解是使用該頻道關(guān)聯(lián)矩陣的一定義列來執(zhí)行。
全文摘要
一種被接收于使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統(tǒng)中的時間槽中的共享頻譜的組合信號。各數(shù)據(jù)信號經(jīng)歷了類似的頻道響應(yīng)。類似的頻道響應(yīng)被估計。表示部份以估計頻道響應(yīng)為基礎(chǔ)的數(shù)據(jù)信號的頻道的矩陣被建構(gòu)。展開數(shù)據(jù)向量是部份以頻道響應(yīng)矩陣的轉(zhuǎn)換近似值的快速傅利葉轉(zhuǎn)換分解為基礎(chǔ)來決定。展開數(shù)據(jù)向量是被收斂以從被接收的組合信號恢復(fù)數(shù)據(jù)。
文檔編號H04Q7/38GK1502175SQ0280460
公開日2004年6月2日 申請日期2002年1月28日 優(yōu)先權(quán)日2001年2月6日
發(fā)明者潘俊霖, 帕薩波拉丁·德, 拉丁 德, 萊爾, 艾利拉·萊爾 申請人:美商內(nèi)數(shù)位科技公司