專利名稱：功率分配系統(tǒng)的共振頻率的調(diào)離方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種功率分配系統(tǒng)。本發(fā)明尤其涉及一種通過重新調(diào)整電源/接地平面的布局而調(diào)離功率分配系統(tǒng)的共振頻率的方法。
背景技術(shù)：
對(duì)于更快的數(shù)據(jù)處理速率的要求，需要更高的操作頻率，進(jìn)而限制了由噪聲所造成的時(shí)序扭曲(Timing Skew)的最大可容許值。此外，為了降低高密度布局中的電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)與功率消耗，以較低的電壓信號(hào)為佳。此兩項(xiàng)要求促使功率品質(zhì)研究的進(jìn)行，目標(biāo)在于如何提供較佳的供應(yīng)電壓品質(zhì)以及降低可能的噪聲來(lái)源。然而，功率供給的品質(zhì)相對(duì)上仍屬于未被探索的技術(shù)領(lǐng)域，因?yàn)槠渫ǔ可娴礁訌?fù)雜的系統(tǒng)，稱為功率分配系統(tǒng)(PowerDistribution System，PDS)。
多層印刷電路板(Multi-layer Printed Circuit Board，PCB)的PDS通常包含電源平面與接地平面以及交互連接通孔，因此基本上為電感性。所以，功率供給系統(tǒng)的阻抗隨著操作頻率增加。高速度與低電壓的信號(hào)系統(tǒng)需要低的目標(biāo)阻抗。尤其是在高頻領(lǐng)域中，阻抗與供應(yīng)電壓品質(zhì)彼此相關(guān)。通用的解決方式為添加足夠數(shù)目的通孔，以降低系統(tǒng)的電感值。
PDS的另一重要問題是關(guān)于共振的影響。如前所述，PDS是由若干個(gè)可儲(chǔ)存噪聲電磁能量的共振器的導(dǎo)電平面所組成。倘若設(shè)計(jì)不當(dāng)，使操作頻率或其諧波(Harmonics)，例如533MHz與其第三諧波1600MHz，位于或接近共振頻率，則供應(yīng)電壓可能隨著時(shí)間變化，造成信號(hào)耦合額外的噪聲。即使穿過平面層而無(wú)物理接觸的信號(hào)，例如從頂層至底層的信號(hào)通孔，也會(huì)從共振器耦合一些噪聲。特別是多個(gè)信號(hào)同時(shí)開關(guān)噪聲(Simultaneous Switching Noise，SSN/SSO)，將使EMI問題更糟糕。在任一情況中，共振的影響可能不僅導(dǎo)致功率完整性問題并且造成嚴(yán)重的信號(hào)完整性問題。因而，在設(shè)計(jì)階段時(shí)即應(yīng)導(dǎo)入共振影響分析。
若干解決方式已經(jīng)提出。最常用的解決方式是添加去耦合/旁通電容于適當(dāng)位置，以提供等效的短路回路并吸收高頻噪聲。然而，去耦合電容的施加受到引線的等效的串聯(lián)電感(ESL)所限制，使得電容于高頻領(lǐng)域中變成電感性。再者，在若干致密的基板布局中，無(wú)足夠空間容納此等額外的電容。
另一解決方式為降低共振系統(tǒng)的品質(zhì)因子。此可通過兩種方式完成。第一種方式為通過采用損失性介電材料來(lái)增加損失。然而，最常用的介電材料為環(huán)氧樹脂纖維玻璃(Epoxy-Resin-Fiber Glass，F(xiàn)R4)，其于1GHz時(shí)具有0.02的介質(zhì)損耗角正切(Loss Tangent)，但仍不夠提供足夠的損失。因而，必須開發(fā)新的材料。另一方法為添加若干損失性材料于電路板邊緣，稱為電阻性終端。此方法可于高頻領(lǐng)域中有效地使從邊緣不連續(xù)而來(lái)的反射與輻射最小化，但因缺乏適當(dāng)?shù)奈詹牧纤詿o(wú)法提供寬頻帶吸收。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于前述問題，本發(fā)明的一個(gè)目的在于提供一種使電源/接地平面的基礎(chǔ)共振頻率調(diào)離操作頻率與其諧波方法。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種通過外界探針重新建構(gòu)共振場(chǎng)圖案的方法，藉以促進(jìn)最佳的整形位置的確定。
本發(fā)明人通過使用商業(yè)上可得的仿真軟件與電性量測(cè)而從頻率領(lǐng)域觀點(diǎn)分析兩銅層PCB的共振影響。對(duì)于圓形與矩形微帶共振器的知識(shí)提供對(duì)于更復(fù)雜的布局的基礎(chǔ)。最后，本發(fā)明應(yīng)用至更實(shí)際的布局以展示出達(dá)成有意義的頻率調(diào)離。
依據(jù)本發(fā)明的一實(shí)施例，一種共振頻率的調(diào)離方法包括a)確定一電源/接地平面的一共振模式的一電場(chǎng)的一強(qiáng)度分布，b)基于從步驟a)所獲得的電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布而確定該電源/接地平面的至少一區(qū)域，使得該電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布中的一相對(duì)高的強(qiáng)度位于該至少一區(qū)域中，以及c)重新調(diào)整該至少一區(qū)域。
該電源/接地平面的該共振模式的該電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布是通過下列步驟所確定a)在一頻率領(lǐng)域中對(duì)于該電源/接地平面的一位置測(cè)量一反射系數(shù)S11；b)依據(jù)下列方程式計(jì)算該電場(chǎng)f的一強(qiáng)度f(wàn)∝1-S112;]]>以及c)重復(fù)該步驟a)與b)遍及該電源/接地平面，以建構(gòu)該電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布。
依據(jù)本發(fā)明的方法有效地降低PDS中的電源/接地噪聲且應(yīng)該并入電路設(shè)計(jì)的考慮。雖然本說明書中僅展示若干幾何形狀，但本發(fā)明可應(yīng)用至更復(fù)雜的電源/接地布局。


圖1A至1D顯示圓形微帶共振器的首先四個(gè)共振模式的電場(chǎng)分布輪廓的圖；圖2A至2D顯示矩形微帶共振器的首先四個(gè)共振模式的電場(chǎng)分布輪廓的圖；圖3A顯示在圓形微帶共振器的不同位置處所測(cè)得的反射系數(shù)S11與掃描頻率的圖，而圖3B顯示在矩形微帶共振器的不同位置處所測(cè)得的反射系數(shù)S11與掃描頻率的圖；圖4A顯示圓形微帶共振器的基諧模式的相對(duì)電場(chǎng)強(qiáng)度，而圖4B顯示矩形微帶共振器的基諧模式的相對(duì)電場(chǎng)強(qiáng)度；圖5顯示依據(jù)本發(fā)明的PDS共振頻率的調(diào)離方法的流程圖；圖6A顯示依據(jù)本發(fā)明的圓形微帶共振器的重新調(diào)整方法的示意圖，而圖6B顯示圓形微帶共振器的重新調(diào)整對(duì)于共振頻率的影響；圖7A顯示依據(jù)本發(fā)明的矩形微帶共振器的重新調(diào)整方法的示意圖，而圖7B顯示矩形微帶共振器的重新調(diào)整對(duì)于共振頻率的影響；圖8顯示Y形微帶共振器的平面圖；圖9A與9B圖顯示圖8的Y形微帶共振器的首先二個(gè)共振模式的電場(chǎng)分布輪廓；圖10顯示通過沿著中心線探測(cè)若干不同位置而重新建構(gòu)的圖8的Y形微帶共振器的基諧模式的電場(chǎng)強(qiáng)度；以及圖11顯示共振頻率對(duì)于圖8的Y形微帶共振器的重新調(diào)整長(zhǎng)度L的變化。
具體實(shí)施例方式
下文中的說明與附圖將使本發(fā)明的前述與其它目的、特征、與優(yōu)點(diǎn)更明顯。
茲將參照?qǐng)D標(biāo)詳細(xì)說明依據(jù)本發(fā)明的較佳實(shí)施例。
在多層PCB中，相較于電源/接地平面的尺寸而言，介電層的厚度通常很小。對(duì)于此高的長(zhǎng)寬比(從數(shù)十到數(shù)百倍)而言，假設(shè)電源/接地平面的電場(chǎng)分布在沿著電源/接地平面的法線方向上的分量為固定且在垂直于法線方向上的分量是由電源/接地平面的邊界條件所決定(亦即，TM模式)。
在多層PCB應(yīng)用中，電源/接地平面形狀一般上可修改。因而，從各種布局中粹取其普遍性質(zhì)是有價(jià)值的。為了使本發(fā)明及其效果更容易被了解，將預(yù)先分別研究且說明兩種最簡(jiǎn)單的平面型微帶共振器，亦即圓形微帶共振器與矩形微帶共振器，用以作為概念上的闡述。
圖1A至1D顯示圓形微帶共振器的首先四個(gè)共振模式的電場(chǎng)分布輪廓。具體言之，圖1A至1D分別顯示四個(gè)模式TM110、TM210、TM010、與TM310的位于圓形微帶共振器的中間平面的電場(chǎng)分布輪廓。圖1A至1D所示的電場(chǎng)分布輪廓是從依據(jù)電磁學(xué)理論的數(shù)學(xué)方程式分析或者使用商業(yè)上可得的軟件的數(shù)值仿真所獲得。此共振器的粗略分析可通過將外邊界(在此例中半徑為20mm)當(dāng)作完美的開路電路邊界(磁壁)來(lái)處理而實(shí)現(xiàn)。共振器中的電場(chǎng)將不會(huì)取決于z坐標(biāo)，且電場(chǎng)的唯一分量為軸向場(chǎng)分量Ez。
既然沿著z方向的電場(chǎng)分量固定，故查看共振器的中間平面不會(huì)喪失一般性。場(chǎng)圖案看起來(lái)像是圓形波導(dǎo)中的TE模式。但應(yīng)注意的是，不像圓形波導(dǎo)中的TE模式，電場(chǎng)(Ez)因開路的邊界條件而使其最大值靠近圓盤的邊緣。另一重要的事實(shí)為在同一結(jié)構(gòu)中共同存在有簡(jiǎn)并模式(Degenerate Mode)，具有相同的場(chǎng)圖案但不同的極化。舉例而言，圖1A所示的模式TM110具有二個(gè)簡(jiǎn)并模式，其中每一個(gè)的方位角彼此相差90度，且圖1B所示的TM210也具有方位角相差45度的二個(gè)簡(jiǎn)并模式。為了使展示清晰起見，僅顯示相關(guān)的極化模式。
圖2A至2D顯示長(zhǎng)寬比為2的矩形微帶共振器的首先四個(gè)共振模式的電場(chǎng)分布輪廓。具體言之，圖2A至2D分別顯示于矩形微帶共振器的中間平面處計(jì)算的首先四個(gè)模式TM100、TM010、TM200、與TM110。圖2A至2D所示的電場(chǎng)分布輪廓是從依據(jù)電磁學(xué)理論的數(shù)學(xué)方程式的分析解或者使用商業(yè)上可得的軟件的數(shù)值仿真所獲得。如同圓形微帶共振器，最大場(chǎng)強(qiáng)度約略位于共振器的邊緣/角落。
應(yīng)注意圖1A至1D與圖2A至2D所示的電場(chǎng)輪廓是從不需電性量測(cè)的數(shù)學(xué)方法所獲得。依據(jù)本發(fā)明，提供一種通過外界探針進(jìn)行電性量測(cè)而重新建構(gòu)電場(chǎng)輪廓的方法。
品質(zhì)因子是關(guān)聯(lián)于共振系統(tǒng)的獨(dú)特性質(zhì)。然而，當(dāng)測(cè)量共振系統(tǒng)的品質(zhì)因子時(shí)，無(wú)可避免地會(huì)擾亂原始系統(tǒng)。量測(cè)品質(zhì)因子的常用方式借助最小耦合對(duì)其進(jìn)行探測(cè)。但在此處的應(yīng)用中，使用仔細(xì)校對(duì)探針尖頂?shù)奶结樳B接至電源針部與最靠近的接地針部將更有效率且更具成本效益。以此方式，探針與共振器強(qiáng)烈地耦合。在一方面上，耦合影響將使共振頻率輕微偏離且造成品質(zhì)因子變成具有位置相關(guān)性，但在另一方面上，其也提供一種探測(cè)電場(chǎng)分布的手段。從測(cè)量的觀點(diǎn)來(lái)看，耦合量的變化提供了檢視共振場(chǎng)強(qiáng)度分布的手段。
圖3A顯示在圓形微帶共振器的不同位置處所測(cè)得的反射系數(shù)S11與掃描頻率的圖，而圖3B顯示在矩形微帶共振器的不同位置處所測(cè)得的反射系數(shù)S11與掃描頻率的圖。如前所述，對(duì)于圓形與矩形共振器兩者而言，反應(yīng)曲線皆具有位置相關(guān)性。當(dāng)耦合度愈高，愈多的能量注入共振器，因而反射將變得甚小。此意謂倘若探測(cè)共振器的場(chǎng)最大值時(shí)，則會(huì)獲得最小的反射。相反地，倘若探測(cè)共振器的場(chǎng)最小值時(shí)，則測(cè)量信號(hào)無(wú)法被耦合入共振器中，導(dǎo)致高反射或者甚至全反射?；谙铝蟹匠淌剑琭(x,y)∝1-S112(x,y)]]>此處f為電場(chǎng)強(qiáng)度且S11為反射系數(shù)，兩者皆為探測(cè)位置(x，y)的函數(shù)，可確定電場(chǎng)的相對(duì)強(qiáng)度的分布。
圖4A顯示圓形微帶共振器的基諧模式的相對(duì)電場(chǎng)強(qiáng)度，而圖4B顯示矩形微帶共振器的基諧模式的相對(duì)電場(chǎng)強(qiáng)度。如圖4A與4B所示，實(shí)線代表如圖1A與2A所示的數(shù)值計(jì)算結(jié)果，而點(diǎn)線代表依據(jù)本發(fā)明經(jīng)由在各種位置探測(cè)共振器的電性量測(cè)與重新建構(gòu)的結(jié)果。
圖5顯示依據(jù)本發(fā)明的PDS共振頻率的調(diào)離方法的流程圖。參照?qǐng)D5，依據(jù)本發(fā)明的共振頻率的調(diào)離方法包括確定一電源/接地平面的一共振模式的一電場(chǎng)的一強(qiáng)度分布(步驟501)、基于從步驟501所獲得的電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布而確定該電源/接地平面的至少一區(qū)域，使得該電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布中的一相對(duì)高的強(qiáng)度位于該至少一區(qū)域中(步驟502)、以及重新調(diào)整該至少一區(qū)域(步驟503)。參照?qǐng)D6至11，依據(jù)本發(fā)明的共振頻率的調(diào)離方法分別應(yīng)用至一圓形、一矩形、以及一Y形微帶共振器。
如前文關(guān)聯(lián)于圖1A至1D與2A至2D的說明所述，由于特定的邊界條件，所以圓形與矩形微帶共振器的電場(chǎng)圖案的場(chǎng)最大值基本上位于邊緣。因此，重新調(diào)整關(guān)聯(lián)于場(chǎng)最大值的區(qū)域?qū)⒏淖児舱耦l率。
圖6A顯示依據(jù)本發(fā)明的圓形微帶共振器的重新調(diào)整方法的示意圖，而圖6B顯示圓形微帶共振器的重新調(diào)整對(duì)于共振頻率的影響。首先二個(gè)軸向模式(實(shí)線代表TM110與TM210模式)及其簡(jiǎn)并模式(虛線代表TM*110與TM*210模式)顯示于圖6B中。既然TM110模式中的相對(duì)高的強(qiáng)度位于重新調(diào)整區(qū)域Δr中，如圖1A所示，故依據(jù)本發(fā)明重新調(diào)整圓形微帶共振器有效地修改變電場(chǎng)分布的邊界條件，導(dǎo)致共振頻率的有意義變化。如圖6B所示，在切割比率Δr/r0為10％的條件下，TM110模式的共振頻率增加大約10％。附帶一提，有趣的是簡(jiǎn)并模式TM*110本質(zhì)上不受圖6A的重新調(diào)整方法所修改，因?yàn)槠湎鄬?duì)高的強(qiáng)度集中于相反極化處進(jìn)而幾乎不受影響。從圖6B清楚可見，當(dāng)應(yīng)用圖6A的重新調(diào)整方法時(shí)，TM110基諧模式共振頻率的具有最大的變化。既然TM110模式具有最低的共振頻率且一般上為功率品質(zhì)的最大潛在危害者，故提高TM110模式的共振頻率對(duì)于系統(tǒng)而言最有益處。
圖7A顯示依據(jù)本發(fā)明的矩形微帶共振器的重新調(diào)整方法的示意圖，而圖7B顯示矩形微帶共振器的重新調(diào)整對(duì)于共振頻率的影響。既然TM100模式的相對(duì)高的強(qiáng)度位于重新調(diào)整區(qū)域ΔL中，如圖2A所示，故依據(jù)本發(fā)明重新調(diào)整矩形微帶共振器有效地修改變電場(chǎng)分布的邊界條件，導(dǎo)致共振頻率的有意義變化。如圖7B所示，TM100基諧模式的共振頻率反比于矩形微帶共振器的長(zhǎng)度L。相反地，此矩形微帶共振器的寬度W對(duì)于TM100基諧模式的共振頻率無(wú)任何影響。至于TM010模式，既然其電場(chǎng)分布僅取決于寬度W方向，如圖2B所示，故無(wú)論切割比率ΔL/L0如何其共振頻率皆維持固定。不像圓形微帶共振器的例子，在此布局中TM100基諧模式并無(wú)簡(jiǎn)并模式。幸運(yùn)地，在實(shí)際的母板或基板設(shè)計(jì)中，電源/接地平面比較像矩形。因此，依據(jù)本發(fā)明的重新調(diào)整方法容易達(dá)成無(wú)共振操作環(huán)境進(jìn)而使噪聲最小化。
在多層PCB應(yīng)用中，雖然電源/接地平面的形狀通常為更復(fù)雜的多邊形，而非簡(jiǎn)單幾何，但依據(jù)本發(fā)明的重新調(diào)整方法可應(yīng)用來(lái)調(diào)離任何種類的電源/接地平面的共振頻率。圖8顯示Y形微帶共振器的平面圖，經(jīng)常用作為在多層PCB應(yīng)用中的電源/接地平面的一部分。在圖8中，Y形微帶共振器的尺寸系通過二維坐標(biāo)系統(tǒng)以mm的單位來(lái)表示。
通過使用商業(yè)上可得的軟件的數(shù)值仿真，Y形微帶共振器的首先二個(gè)共振模式的電場(chǎng)圖案顯示于圖9A與9B中。參照?qǐng)D9A，具有1.632GHz的最低共振頻率的基諧模式的場(chǎng)最大值位于中心桿(也稱為功率走廊)處，且于二個(gè)翅部處具有相位同步的場(chǎng)變化。然而，參照?qǐng)D9B，共振頻率為2.347GHz的第一高階模式具有相位完全相反的場(chǎng)變化于二個(gè)翅部處，導(dǎo)致電場(chǎng)于中心桿處消除。在下二個(gè)圖標(biāo)中將更進(jìn)一步地探索此等獨(dú)特的場(chǎng)圖案。
圖10顯示通過沿著中心線探測(cè)若干不同位置而重新建構(gòu)的圖8的Y形微帶共振器的基諧模式的電場(chǎng)強(qiáng)度。相較于圖9A的數(shù)值仿真的場(chǎng)圖案，此圖標(biāo)達(dá)成相當(dāng)佳的一致性。既然基諧模式的二個(gè)翅部的場(chǎng)變化相等，故圖10中僅顯示一個(gè)翅部的場(chǎng)強(qiáng)度。當(dāng)探測(cè)共振系統(tǒng)時(shí)，無(wú)可避免地會(huì)加以干擾。因而，圖10的測(cè)量得的場(chǎng)圖案輕微不同于圖9A的仿真的場(chǎng)圖案。雖然有此缺點(diǎn)，但依據(jù)本發(fā)明的重新建構(gòu)場(chǎng)圖案的方法提供了用以確定場(chǎng)最大值的足夠精確度，并且允許與測(cè)量結(jié)果直接比較。
既然Y形微帶共振器的基諧模式具有場(chǎng)最大區(qū)域于中心桿的末端，如圖9A與10所示，故重新調(diào)整中心桿的末端造成共振頻率的有意義的修改。圖11顯示共振頻率對(duì)于圖8的Y形微帶共振器的重新調(diào)整長(zhǎng)度L的變化。當(dāng)重新調(diào)整長(zhǎng)度L為4mm時(shí)，基諧模式的共振頻率從1.632GHz提高至1.826GHz。相反地，圖9B所示的第一高階模式的場(chǎng)圖案建議其共振頻率將無(wú)關(guān)乎重新調(diào)整長(zhǎng)度L，此已在圖11中獲得進(jìn)一步的驗(yàn)證。
雖然本發(fā)明業(yè)已通過較佳實(shí)施例作為例示加以說明，應(yīng)了解為本發(fā)明不限于此被揭露的實(shí)施例。相反地，本發(fā)明意欲涵蓋對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言系明顯的各種修改與相似配置。因此，權(quán)利要求書的范圍應(yīng)根據(jù)最廣的詮釋，以包容所有此類修改與相似配置。
權(quán)利要求
1.一種共振頻率的調(diào)離方法，使用于一功率分配系統(tǒng)的一電源/接地平面中，該方法包含下列步驟基于一共振模式之一電場(chǎng)的一強(qiáng)度分布而確定該電源/接地平面的至少一區(qū)域，使得該電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布中的一相對(duì)高的強(qiáng)度位于該至少一區(qū)域中，以及重新調(diào)整該至少一區(qū)域。
2.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，還包含在確定該電源/接地平面的該至少一區(qū)域之前，確定該共振模式的該電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布。
3.如權(quán)利要求2所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該共振模式的該電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布是通過下列步驟所確定a)在一頻率領(lǐng)域中對(duì)于該電源/接地平面的一位置測(cè)量一反射系數(shù)S11；b)依據(jù)下列方程式計(jì)算該電場(chǎng)f的一強(qiáng)度f(wàn)∝1-S112;]]>以及c)重復(fù)該步驟a)與b)遍及該電源/接地平面，以建構(gòu)該電場(chǎng)的該強(qiáng)度分布。
4.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該至少一區(qū)域是通過減低該至少一區(qū)域的尺寸而重新調(diào)整。
5.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該共振模式的該頻率調(diào)離至一相對(duì)高的頻率。
6.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該共振模式為一基諧模式。
7.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該電源/接地平面的一部分為一圓形微帶。
8.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于。該電源/接地平面的一部分為一矩形微帶。
9.如權(quán)利要求8所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，重新調(diào)整該至少一區(qū)域的該步驟是通過縮短該矩形微帶的長(zhǎng)度而實(shí)現(xiàn)。
10.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該電源/接地平面的一部分是一Y形微帶，該Y形微帶具有一中心桿與連接至該中心桿的一端的二翅部。
11.如權(quán)利要求10所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，重新調(diào)整該至少一區(qū)域的該步驟是通過從該Y形微帶的該中心桿的另一端縮短該中心桿的長(zhǎng)度而實(shí)現(xiàn)。
全文摘要
一種功率分配系統(tǒng)的共振頻率的調(diào)離方法，是通過無(wú)共振環(huán)境而增強(qiáng)高速數(shù)字信號(hào)的噪聲免疫力的方法。共振調(diào)離是通過適當(dāng)?shù)刂匦抡{(diào)整電源/接地平面的布局而達(dá)成。使用頻率領(lǐng)域來(lái)仿真功率分配系統(tǒng)的共振性質(zhì)，包括有共振頻率與場(chǎng)分布特性。共振場(chǎng)形分布的分析顯示出主要模式的電場(chǎng)分布通常集中于平面邊緣的附近。因而，可經(jīng)由設(shè)定邊界條件而有效地使共振調(diào)離操作頻率范圍。此外，品質(zhì)因子隨著外界探針位置而變化提供了監(jiān)視與建構(gòu)共振場(chǎng)分布的手段。本方法適用于任何幾何形狀的電源/接地平面布局。并通過重新調(diào)整一Y形功率分配系統(tǒng)，以展示如何有效地實(shí)現(xiàn)無(wú)共振操作環(huán)境。
文檔編號(hào)H04B15/00GK1509132SQ02158698
公開日2004年6月30日 申請(qǐng)日期2002年12月18日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月18日
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