專利名稱：用于消除直接(dc)偏移的直接轉換接收器的制作方法
技術領域：
一般地說，本發(fā)明涉及用于移動通信系統(tǒng)的直接轉換接收器。更具體地說，本發(fā)明涉及一種直接轉換接收器，該直接轉換接收器用于充分地消除DC偏移，以從由信息信號調制的載波信號中恢復信息信號。
背景技術：
移動通信系統(tǒng)已由簡單的單向(即傳呼系統(tǒng))通信系統(tǒng)發(fā)展到雙向通信系統(tǒng)，該雙向通信系統(tǒng)包括模擬蜂窩系統(tǒng)以及，更近的數(shù)字蜂窩系統(tǒng)，例如全球移動通信系統(tǒng)(GSM)或碼分多址(CDMA)。隨著無線通信終端的大小和重量已顯著地減小，可舒適地放在一個人掌中的并輕于七盎司的終端是普通的。然而，采用傳統(tǒng)的(超)外差型技術的先前的接收器具有限制其做得更小更便宜的局限性，因為這樣的結構元件是作為外部的濾波器，例如IFSAW濾波器等。
因此，關于克服這樣的缺陷的替代技術的研究已集中在一種新型的接收器上，在該接收器中，通過使接收器的本地的振蕩器的頻率與所接收的載波信號的頻率相同，該接收器稱為Zero-IF接收器或零拍(homodyne)接收器，將信號直接地解調并向下變頻至基帶。實際上，二十世紀二十年代許多無線的前輩已提出直接轉換的概念，并且在二十世紀八十年代甚至對于無線傳呼接收器進行商用。然而，仍然有許多與直接轉換型接收器有關的技術問題，如I/Q失配、偶次畸變、閃爍噪聲、本地振蕩器泄漏和DC偏移，上述問題使得難以替代現(xiàn)有的(超)外差型接收器。幸運的是，除了由直接轉換接收器產(chǎn)生的DC偏移分量，迄今，許多這樣的問題已經(jīng)被解決。
一般地說，DC偏移是在許多環(huán)境下產(chǎn)生的不需要的直流分量。參照圖1a和1b將解釋產(chǎn)生DC偏移的兩個主要的原因。
如圖1a所示，因為在本地振蕩器(LO)106和帶通濾波器(BPF)102或低噪聲放大器(LNA)103之間的隔離不好，所以在LO106中產(chǎn)生的強信號將存在于BPF 102和LNA 103中，上述情況稱為LO泄漏信號。結果，提供給正交混頻器104的該LO泄漏信號與產(chǎn)生于106的LO信號相乘，于是兩個相乘的信號產(chǎn)生稱為DC偏移的直流分量。
在上述情況中，產(chǎn)生于本地振蕩器106的LO信號和LO泄漏信號由下面的方程分別表示。
LO＝ALO×COSωLOt(ALO是最大的幅值，并且ωLO相應于載波頻率fc)(方程1)LO泄漏＝Aleak×COS(ωLOt+θ)，其中θ是由LO泄漏信號引起相對于LO信號的相位延遲。
(方程2)在這種情況下，正交混頻器104的輸出如下被改變LO×LO泄漏＝[ALO×COS(ωLOt)]×[Aleak×COS(ωLOt+θ)]＝1/2 ALOAleak×COS(2ωLOt+θ)+1/2 ALOAleak×COS θ (方程3)這里，1/2 ALOAleakxCOSθ代表直流(DC)分量，該直流分量作為在低通濾波器105濾波之后的噪聲。
圖1b顯示DC偏移分量是如何產(chǎn)生的另一個例子。當將一個具有相同頻率、不同幅值和相位的極強干擾(人為干擾)載波提供給正交混頻器104’時，該干擾載波也影響本地振蕩器106’，以至于耦合到正交混頻器104的兩個信號在中頻(IF)范圍的末端生成大的直流(DC)分量。
假如該人為干擾信號是干擾信號，它通過下面表達式給出AixCOSωit其中Ai是最大的幅值，并且ωi對應于干擾頻率fi(方程4)耦合到正交混頻器104’的LO輸入的干擾信號如下表示AileakxCOS(ωileakt+θ) (方程5)從上面的兩個表達式，正交混頻器104’的輸出由下面的方程表示[AixCOSωit]x[AileakxCOS(ωileakt+θ)]＝1/2 AiAileakxCOS(2ωit+θ)+1/2 AiAileakxCOSθ(方程6)在下文，將介紹多個傳統(tǒng)的消除DC偏移分量的技術。
圖2說明了當前直接轉換接收器的概念結構。然而，因為該結構有許多問題，包括產(chǎn)生DC偏移分量，所以圖2所示的結構不能在實際中被用作接收器。因此，必須將圖2的當前的直接轉換接收器與許多附加的電路元件或裝置組合，以避免那些問題。將參照圖3、4和5說明具有附加的電路/元件的傳統(tǒng)的直接轉換接收器的三個例子。
首先，圖3說明了具有電容303以消除DC偏移分量的直接轉換接收器的結構。這種結構通常被推薦與采用時分多路訪問(TDMA)的方法的移動終端一起使用。
根據(jù)圖3，在空閑時隙期間，通過連接開關304，由LO泄漏信號產(chǎn)生的DC偏移分量對串聯(lián)的電容303充電，然后在Rx突發(fā)期間，相應于DC偏移分量的被充電的DC電壓被濾除。
其次，圖4說明了包括具有低載波頻率(fc)的高通濾波器(HPF)，以消除DC偏移分量的直接轉換接收器的結構。該結構與在寬頻帶中操作的全雙工系統(tǒng)有關。在這種情況下，位于低通濾波器402(LPF)和低噪聲放大器404(LNA)之間的高通濾波器403(HPF)，不僅可以消除DC偏移分量，而且可以消除低頻的DC信號。然而，在該系統(tǒng)中使用寬頻帶，由HPF 403引起的損失(即削掉低頻)將是很輕的，并且不會影響該接收器的性能。
最后，圖5說明了采用數(shù)字信號處理器(DSP)，以消除DC偏移分量的直接轉換接收器的結構。參照圖5，在模數(shù)轉換器505(ADC)中將接收的信號轉換成數(shù)字信號，然后通過數(shù)字信號處理器(DSP)507取平均值以得到長期的平均值。即，從該數(shù)字信號的長期的平均值估計出該DC偏移分量。通過存儲器508將得到的數(shù)字值提供給數(shù)模轉換器509(DAC)，在這里將數(shù)字值轉換成模擬信號。在加法器503中，從混頻器502輸出的基帶信號中減去對應于該DC偏移分量的模擬信號。
然而，上述的全部三種直接轉換接收器僅限于在使用端產(chǎn)品中使用。即，采用電容的直接轉換接收器不能用于全雙工系統(tǒng)，例如CDMA通信系統(tǒng)。在TDMA系統(tǒng)中，不管實際信號的時間，干擾可出現(xiàn)在任何時間。這可導致接收器由于外部的干擾而變得無效。在采用高通濾波器(HPF)的直接轉換接收器的情況下，不止消除了DC偏移分量，而且必要信號成分，如SNR(信噪比)可能變壞。如圖5所示的結構，通過在DSP中長期對數(shù)字信號取平均值，可消除DC分量。然而，一般地說，該實時對數(shù)字信號取平均值的方法在由于外部干擾而DC偏移分量突然增加的時候也有問題。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種直接轉換接收器，用于移動通信終端，以克服與已知的直接轉換接收器相關的問題。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種能夠消除DC偏移分量的直接轉換接收器。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種設計用于最小化DC偏移的產(chǎn)生的直接轉換接收器。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種具有可變增益的放大器的直接轉換接收器。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供一種可消除不希望的成分的直接轉換接收器裝置。該裝置包括至少一個混頻器，用于將由低噪聲放大器(LNA)提供的信號與兩個相位相差180°的I/Q分量混合；至少一個低通濾波器，用于消除混頻器產(chǎn)生的寄生的信號；至少一個補償放大器，用于補差DC偏移信號，其中第一放大器有固定的增益，而第二放大器有可變的增益；放大器，用于檢測DC偏移分量；模數(shù)轉換器(ADC)，用于將模擬DC偏移信號轉換成數(shù)字信號；數(shù)字信號處理器(DSP)，用于判定是否DC偏移是零，并輸出自動增益控制器(AGC)的相關控制電壓，以將DC偏移信號調節(jié)到零；數(shù)模轉換器(DAC)，用于將DSP的輸出轉換成模擬信號；和補償放大器，用于放大由減法器提供的信號。
在本發(fā)明的其他方面，提供一種用于消除直接轉換接收器中的DC偏移的方法。該方法包括步驟將混合信號轉換為基帶信號；基于調節(jié)裝置產(chǎn)生的值，放大基帶信號；輸出值以將差值減至最??；并放大由減法器提供的信號。


結合附圖，根據(jù)下面的詳細說明，本發(fā)明的上述的和其他目的、特性和優(yōu)點將變得更加清楚，其中圖1a和1b說明了顯示DC偏移分量是如何產(chǎn)生的過程的現(xiàn)有技術系統(tǒng)；圖2說明了根據(jù)現(xiàn)有技術的直接轉換接收器；圖3說明了具有電容的直接轉換接收器的現(xiàn)有技術結構；圖4說明了包括具有低載波頻率的高通濾波器的直接轉換接收器的現(xiàn)有技術結構；圖5說明采了用數(shù)字信號處理器(DSP)的直接轉換接收器的現(xiàn)有技術結構；和圖6顯示了根據(jù)本發(fā)明的直接轉換接收器的結構。
具體實施例方式
參照附圖，將在下面詳細地說明本發(fā)明的優(yōu)選實施例。在下面的說明中，將闡明多個具體的細節(jié)以提供對本發(fā)明的更詳盡的理解。然而，對于本領域的技術人員來說，很顯然本發(fā)明可不帶有這些具體細節(jié)而實施。在其他的情況下，沒有描述眾知的功能或構造以避免混淆本發(fā)明。
圖6顯示了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的直接轉換(direct-conversion)接收器的方框圖，該直接轉換接收器可用在無線移動終端中。該接收器包括一個低噪聲放大器601(LNA)；兩個處理單元600a、600b，該處理單元作為轉換裝置使用，以向下變頻從天線接受的調制信號；兩個反饋環(huán)路電路600c、600d，該反饋環(huán)路電路作為調節(jié)裝置使用，以調節(jié)在兩個DC偏移之間的差。這里，因為每個處理單元和反饋環(huán)路電路實質上是相同的，所以將只解釋處理單元600a和反饋環(huán)路電路600c。
處理單元600a包括兩個混頻器602和603，用于將由低噪聲放大器601(LNA)提供的信號分別與在相位上相差180°的兩個I分量混合。處理單元600a還包括低通濾波器606、607，用于去除在混頻器中產(chǎn)生的寄生信號；以及兩個補償放大器610、611，用于補償DC偏移信號，其中一個放大器有固定的增益，并且另一個是可變的放大器。采用兩個混頻器的這種結構的優(yōu)點是通過在減法裝置614中組合由每個混頻器602和603提供的兩個信號，可得到?jīng)]有任何損失的完整的信息信號。然而，考慮到在射頻信號和由本地振蕩器產(chǎn)生的信號之間的隔離，和考慮到同等地作用于該兩個混頻器上的引起DC偏移分量的因素，例如外部干擾、本地振蕩器泄漏等，該兩個混頻器僅在理論上具有相同的特性。因此，該接收器還包括反饋環(huán)路電路600c以充分地消除不可避免產(chǎn)生的DC偏移分量。
反饋環(huán)路600c包括高增益放大器623，用于檢測DC偏移分量；模數(shù)轉換器(ADC)621，用于將模擬DC偏移信號轉換成數(shù)字信號以使數(shù)字信號處理器(DSP)619能夠讀該信號；DSP 619，用于判定是否DC偏移是零，并輸出相關控制電壓給自動增益控制器(AGC，沒顯示)以將DC偏移信號調節(jié)到零；和數(shù)模轉換器(DAC)617，用于將DSP的輸出轉換成模擬信號。
該直接轉換接收器還包括由中央處理器(沒顯示)控制的兩個開關624、625，用于將處理單元和反饋環(huán)路電路相連接；和兩個放大器626、627，用于分別放大由減法器614、615提供的信號。
如圖6所示，本發(fā)明的優(yōu)選實施例包括兩個主要的部分。即，一個是對應于處理單元的正交解調器，另一個是也稱為反饋環(huán)路電路的DC偏移調零環(huán)路。在這種情況下，在放大器610、611中測量的每個DC偏移有相同的幅值和相反的符號，于是當兩個IF輸出結合時，它被全部地消除。這也應用到在放大器612、613的輸出中的2個DC偏移。
通過參考下面的數(shù)學分析，可清楚地理解圖6的直接轉換接收器600的操作。
一般地說，由LNA 601提供的接收信號的載波頻率由下面的方程表示。
S(t)＝I(t)COSωLOt+Q(t)SINωLOt(方程7)在這種情況下，當將本地振蕩器的輸出信號定義為COSωLOt時，混頻器602的輸出信號由下面的方程表示。
Kx[I(t)COS(ωLOt)+Q(t)SIN(ωLOt))]xCOS(ωLOt)＝KxI(t)，其中，K是混頻器的轉換常數(shù)。
此外，該混頻器602還產(chǎn)生由于LO泄漏和外部干擾的DC偏移分量，并由下面的方程表示Kx[ALOxCOS(ωLOt))]x[AleakxCOS(ωLOt+θ)]＝Kx[1/2x ALOAleakxCOS(2ωLOt+θ)+1/2 ALOAleakxCOSθ]＝1/2x K[ALOAleakxCOSθ] (方程8)Kx[AixCOSωit]x[AileakxCOS(ωileakt+θ)]＝Kx[1/2 AiAileakx COS(2ωit+θ)+1/2 AiAileakxCOSθ]＝1/2x K[AiAileakxCOSθ] (方程9)在另一個混頻器603的情況下，因為由本地振蕩器提供的輸入信號是-COSωLOt，所以該混頻器603的輸出由下面的方程表示。
Kx[I(t)COS(ωLOt)+Q(t)SIN(ωLOt)]x-COS(ωLOt)＝-KxI(t)如上述同樣的原因，該混頻器603的輸出信號可由下面的方程表示。
Kx[ALOx(-COS(ωLOt))]x[Aleakx(-COS(ωLOt+θ))]＝Kx[1/2 ALOAleakxCOS(2ωLOt+θ)+1/2ALOAleakxCOSθ]＝1/2x Kx[ALOAleakxCOSθ](方程10)Kx[Aix COSωit]x[AileakxCOS(ωileakt+θ)]＝Kx[1/2 AiAileakxCOS(2ωit+θ)+1/2 AiAileakxCOSθ]
＝1/2x K[AiAileakxCOSθ](方程11)因為假設兩個混頻器602和603有相同的特性，并且輸入兩個混頻器的泄漏量是相同的，所以根據(jù)方程(9)和(10)的兩個DC偏移分量表示為相同。在這種情況下，因為混頻器602的輸出是I(t)+DC偏移，并且混頻器603的輸出是-I(t)+DC偏移，所以減法器614的輸出是2I(t)，這意味該DC偏移分量被消除。
與處理單元600a的I通道相同，在處理單元600b的Q通道中，由LNA601提供的所接收的信號的載波頻率由下面的方程表示。
S(t)＝I(t)COSωLOt+Q(t)SINωLOt (方程7)在這種情況下，當將本地振蕩器的輸出信號定義為COSωLOt時，混頻器604的輸出信號由下面的方程表示。
Kx[I(t)COS(ωLOt)+Q(t)SIN(ωLOt)]xSIN(ωLOt)＝KxQ(t) (方程12)此外，該混頻器604還產(chǎn)生由于LO泄漏和外部干擾引起的DC偏移分量，并由下面的方程表示Kx[ALOxSIN(ωLOt)]x[AleakxSIN(ωLOt+θ)]＝Kx[1/2x ALOAleakxCOS(2ωLOt+θ)+1/2x ALOAleakxCOSθ]＝1/2x Kx[ALOAleakxCOSθ] (方程13)[AixSINωit]x[AileakxSIN(ωileakt+θ)]＝Kx[1/2 AiAileakxCOS(2ωit+θ)+1/2 AiAileakxCOSθ]＝1/2x Kx[AiAileakxCOSθ] (方程14)在另一個混頻器605的情況下，因為由本地振蕩器提供的輸入信號是-COSωLOt，所以該混頻器605的輸出由下面的方程表示。
Kx[I(t)COS(ωLOt)+Q(t)SIN(ωLOt)]x-SIN(ωLOt)＝-KxQ(t)(方程15)如上述同樣的原因，該混頻器605的輸出信號可由下面的方程表示。
Kx[ALOx(-SIN(ωLOt))]x[Aleakx(-SIN(ωLOt+θ))]＝Kx[-1/2x ALOAleakxCOS(2ωLOt+θ)+1/2 ALOAleakxCOSθ]＝1/2x Kx[AiAileakxCOSθ] (方程13)[AixSINωit]x[AileakxSIN(ωileakt+θ)]＝Kx[-1/2 AiAileakxCOS(2ωif+θ)+1/2 AiAileakxCOSθ]＝1/2x K[AiAileakxCOSθ] (方程16)
因為假設兩個混頻器604和605有相同的特性，并且輸入兩個混頻器的泄漏是相同的，所以根據(jù)方程(13)和(16)的兩個DC偏移分量表示為相同。在這種情況下，因為混頻器604的輸出是Q(t)+DC偏移，并且混頻器605的輸出是-Q(t)+DC偏移，所以減法器615的輸出是2Q(t)，這意味該DC偏移分量被消除。
盡管理論上DC偏移可完全消除，然而由于兩個混頻器602和603產(chǎn)生的DC偏移的差異，事實上從每個放大器610、611輸出的DC偏移是不同的。因此，減法裝置的輸出仍然包括小的DC偏移分量。
為了克服上述的缺陷，本發(fā)明的優(yōu)選實施例包括DC偏移調零環(huán)路電路600c。這里，將DC偏移調零環(huán)路電路600c的輸出提供給兩個放大器610、611之一以控制增益，然而，該兩個放大器601、611中的另一個有固定的增益。將該增益固定以便保持該兩個通道的電延遲相同。即，如果檢測到DC偏移，調節(jié)具有可變的或被控的增益的一個放大器以將該DC偏移減至最小。在這種情況下，假設該DC偏移僅由LO泄漏產(chǎn)生。因此，因為僅在LO泄漏存在的條件下完成消除DC偏移的處理，所以在制造移動電話的期間確定可控增益放大器610或611的增益值，或者當打開該移動電話時，可確定該增益值。一旦確定增益值，它將連續(xù)地作為混頻器的增益值使用。
實際上，DC偏移可以以不同的方式生成。然而，盡管在上述的優(yōu)選實施例中，僅當LO泄漏存在時確定放大器的增益值，但是因為由任何擾動引起的DC偏移是通過與由LO泄漏引起的DC偏移的相同算法產(chǎn)生的，所以本發(fā)明的DC偏移調零的有效性可應用到其他的產(chǎn)生由除了干擾或LO泄漏之外的因素引起的DC偏移的接收器。
提供上述對于優(yōu)選實施例的說明以使本領域的任何技術人員可制造或使用本發(fā)明。對于本領域的技術人員來說對于該優(yōu)選實施例的各種修改是容易理解的，并且在此定義的一般的原理也可應用于其它的實施例。因此，本發(fā)明不局限于所示的實施例，而是由所附權利要求的范圍和精神定義。
權利要求
1.一種直接轉換接收器，用于充分地消除在無線通信終端中的DC偏移信號，該接收器包括轉換裝置，用于向下變頻從天線接收的調制信號；檢測裝置，用于檢測兩個DC偏移信號成分之差；和調節(jié)裝置，用于充分地減少該差。
2.如權利要求1所述的接收器，其中轉換裝置包括至少一個混頻器，用于將由低噪聲放大器(LNA)提供的信號與兩個彼此在相位上相差180°的I/Q分量混合；至少一個低通濾波器，用于消除混頻器產(chǎn)生的寄生信號；和至少一個補償放大器，用于補償DC偏移信號，其中第一放大器有固定的增益，而第二放大器有可變的增益。
3.如權利要求1所述的接收器，其中所述的調節(jié)裝置包括放大器，用于增加DC偏移分量的幅值；模數(shù)轉換器(ADC)，用于將模擬DC偏移信號轉換成數(shù)字信號；數(shù)字信號處理器(DSP)，用于判定是否DC偏移是零，并向自動增益控制器輸出控制電壓，以將DC偏移信號調節(jié)到零；和數(shù)模轉換器(DAC)，用于將DSP輸出轉換成模擬信號。
4.如權利要求1所述的接收器，還包括開關裝置，用于連接轉換裝置和檢測裝置；和至少一個放大器，用于放大由減法裝置提供的信號。
5.一種采用直接轉換接收器以充分地消除DC偏移信號的方法，該方法包括步驟向下變頻從天線接收的調制信號；檢測來自平衡混頻器的DC偏移信號成分之差；和調節(jié)在檢測的多個DC偏移信號成分之間的差以將該差減至最小。
6.如權利要求5所述的方法，其中調節(jié)步驟包括步驟輸出一值以最小化該差。
7.如權利要求5所述的方法，其中向下變頻步驟包括步驟將由低噪聲放大器提供的信號與由本地振蕩器產(chǎn)生的兩個I/Q分量分別混合；將混合信號轉換為基帶信號；和基于直接轉換接收器的調節(jié)裝置產(chǎn)生的值，放大該基帶信號。
全文摘要
公開一種直接轉換接收器，該直接轉換接收器用于對于無線通信系統(tǒng)充分地消除DC偏移，以恢復來自由信息信號調制的載波信號的信息信號。
文檔編號H04B1/30GK1426260SQ02142958
公開日2003年6月25日 申請日期2002年9月13日 優(yōu)先權日2001年12月12日
發(fā)明者金成中 申請人:三星電子株式會社