專利名稱：無線電接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在移動通信設(shè)備中使用的無線電接收裝置，具體涉及能減少高頻電路部件的數(shù)量，并從而能減少出現(xiàn)在高頻電路中的高功率消耗因數(shù)和引起不穩(wěn)定操作的因數(shù)的無線電接收裝置。
本發(fā)明還涉及在根據(jù)信息類型改變帶寬的同時發(fā)射信息的通信設(shè)備，具體地本發(fā)明打算以簡單的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)用于接收不同帶寬的通信信號的無線電接收裝置。
背景技術(shù)：
移動通信設(shè)備中的無線電接收裝置的一個重要方面是如何減少高頻電路部件的數(shù)量以便減少出現(xiàn)在高頻電路中的高功率消耗因數(shù)和引起不穩(wěn)定工作的因數(shù)，從而減少制造費(fèi)用和由高頻電路部件所占據(jù)的空間。無線電接收裝置的高頻部件制造得復(fù)雜的這個事實(shí)的原因之一是很難實(shí)現(xiàn)用于從其相鄰信道中分離出所希望的信道頻帶的銳衰減信道濾波器，和需要逐步地建立所希望的濾波特性。
在當(dāng)前的移動通信設(shè)備中所使用的無線電接收方案結(jié)構(gòu)的示例表示在圖38中。另外，作為另一傳統(tǒng)示例，圖39表示其中本機(jī)振蕩頻率設(shè)置在載頻上的直接解調(diào)方案，即，用于直接變換為基帶的直接變換接收方案(日本待審專利公開平成6-164243)。
在圖38中，具有頻率fc的無線電信號進(jìn)入天線ANT，并由低噪聲放大器LNA放大，所放大的無線電信號通過帶通濾波器BPF1以便從其他通信信號組中分離出通信系統(tǒng)的總的目標(biāo)(subject)頻率信道，由變頻器MIX1將帶通濾波器輸出變換為第一中頻，并由盡可能多的第一中頻濾波器IF1-FLT除去所希望的頻道之外的信號成分，濾波器IF1-FLT輸出由第一中頻放大器IF1-AMP放大，并隨后饋送到變頻器MIX2。
對于已變換為第二中頻的所接收的信號，還由第二中頻濾波器IF2-FLT除去所希望的頻道之外的其他信號成分，此中頻濾波器IF2-FLT的輸出由第二中頻放大器IF2-AMP進(jìn)行放大，并隨后輸入到正交檢波器Q-DET。
這里，所接收的信號也利用第二中頻FLO頻率變換到基帶中。所接收的信號通過低通濾波器LPF以除去該頻道之外的信號成分和除去頻率變換中的圖像信號。因此，提取出所需要的信道信號，并由基帶放大器BF-AMP放大到預(yù)定的信號強(qiáng)度，從而提供接收輸出。
因此，首先描述在微波波段附近所使用的并在表示傳統(tǒng)示例的圖38中所示出的通信設(shè)備的無線電接收裝置中所遇到的問題。
在圖38的傳統(tǒng)示例中所看見的第一個問題是執(zhí)行三級頻率變換包括正交檢波，并且進(jìn)行四級濾波與四級放大。需要三個本機(jī)振蕩器L01、L02與FL0。因此，該無線電接收裝置要求許多部件。
第二個問題是這許多部件導(dǎo)致大功率消耗。
接下來，將考慮圖39的示例，即，其中嘗試使無線電接收裝置簡化的直接變換接收裝置。在圖39中，接收的AM(調(diào)幅)高頻信號輸入到一對混頻器18與19并且與其頻率等于載頻而相位相互相差90°的各自的高頻信號相混頻。
混頻器18與19的輸出分別經(jīng)低通濾波器23與24和A/D(模/數(shù))變換器25與26輸入到移相器27與28。各個信號相位由移相器27與28以如此方式延遲使得相位彼此相差90°，這些信號輸入到矩陣電路29，在此矩陣電路29中導(dǎo)出表示各個信號之和以及各個信號之間的差值的信號。
來自矩陣電路29的信號由D/A(數(shù)/模)變換器30與31變換為模擬信號，分離出在AM高頻信號的兩個邊帶中的調(diào)制信號并選擇性地輸出具有較少噪聲的信號到揚(yáng)聲器35。實(shí)現(xiàn)具有較少噪聲與無線電干擾的直接變換接收裝置。
在此傳統(tǒng)示例中將考慮各部件所要求的電路的功率消耗與性能。在圖39的傳統(tǒng)示例中，由低通濾波器23與24和在A/D變換之后在數(shù)字電路中提供的數(shù)字濾波器來實(shí)現(xiàn)從相鄰的干擾信號中分離并提取所接收的信號的信道濾波器。
在由解調(diào)電路42中的數(shù)字電路進(jìn)行信號處理的情況，有可能簡化無線電系統(tǒng)的濾波器23與24。但是，為了獲得足夠的幅度分離性能和頻率分離性能，計(jì)算時鐘速率必須比模擬信號的最高頻率成分足夠高。因此，由于操作部分的操作速度變得高和數(shù)字系統(tǒng)42中的操作幅度是固定的并且大至幾個伏特，所以其缺點(diǎn)是，這導(dǎo)致功率消耗增加比由模擬系統(tǒng)進(jìn)行處理的情況中大幾倍。
還有，許多處理系統(tǒng)在邏輯電路中并行操作。也就是，即使計(jì)算機(jī)時鐘速率靠近基帶頻率，該電路總的功率消耗變?yōu)?電壓幅度的平方)×(處理速度)×(電路系統(tǒng)負(fù)載的靜電電容)×(并聯(lián)數(shù)量)，使得總的功率消耗變?yōu)楹艽?。也就是說，由數(shù)字電路處理該信號的事實(shí)具有增加功率消耗的負(fù)因數(shù)。
第三個問題是如果嘗試數(shù)字化信號處理就導(dǎo)致功率消耗增加為比由無線電系統(tǒng)實(shí)施處理的情況中大幾倍。
第四個問題是傳統(tǒng)數(shù)字濾波器涉及復(fù)雜的計(jì)算，并且甚至在濾波器結(jié)構(gòu)簡單時也要求四則運(yùn)算，以致功率消耗不可忽略。
另外，如果考慮用于數(shù)字化信號的A/D變換器25與26，要求輸入信號的電壓幅度一般是1伏或2伏大小。因此，在圖39所示的傳統(tǒng)示例中，要求前級中的混頻器18與19有提供此幅度的能力?？梢哉f，在由圖39的傳統(tǒng)示例處理的AM無線電頻率，即，中波廣播波段的頻率中這是可能的；但是，在諸如用于電視TV廣播與蜂窩電話系統(tǒng)的更高頻段中，沒有能獲得如此大輸出的混頻器可用。由于這個原因，一般需要通過在A/D變換器的前級插入放大器來放大電壓。因此，第五個問題是如果采用使用A/D變換器的方法，就有顯著增加無線電系統(tǒng)或模擬系統(tǒng)中的功率消耗的負(fù)面因素。
另外，在圖39中所示的傳統(tǒng)方案中，由本機(jī)振蕩器生成的頻率等于所接收信號的載頻。由于這個原因，第六個問題是在許多通信方案中出現(xiàn)故障。即，如圖40(a)所示，因?yàn)檎袷庮l率等于接收電路系統(tǒng)的諧波頻率，所以振蕩頻率泄漏到接收電路系統(tǒng)，以致泄漏的振蕩頻率從天線干擾相鄰站(蜂窩電話)或從混頻器18與19的接收信號輸入端中進(jìn)入。在混頻器18與19中，圖40(b)所示的本機(jī)振蕩信號發(fā)生的和DC成分發(fā)生的混合，即相乘(在I-Q平面上的相位圈的中心偏移)，結(jié)果是DC成分以DC偏移成分(例如，BER(誤碼率)增加)的形式將誤差傳遞到解調(diào)的信號。因此，選擇載頻為本機(jī)振蕩頻率的類型的直接變換接收方案已主要采用在使用相對地抗單頻干擾的頻率解調(diào)方案的通信中。
這里將如下概述上述問題。
第一個問題是無線電接收裝置要求許多部件以保障有利的接收信道選擇性。
第二個問題是出現(xiàn)上面提到的第一問題的許多部件帶來大的功率消耗。
第三個問題是信號處理的數(shù)字化要求比模擬處理大幾倍的功率消耗。
第四個問題是傳統(tǒng)數(shù)字濾波器采用復(fù)雜計(jì)算，以致其功率消耗大。
第五個問題是信號數(shù)字化的A/D變換器要求大輸入信號幅度。
第六個問題是，在其本機(jī)振蕩信號等效于接收信號的載頻的直接變換接收方案中，本機(jī)振蕩信號從天線干擾相鄰站，并且出現(xiàn)DC(直流)偏移，將誤差傳遞到解調(diào)的信號。
現(xiàn)在，轉(zhuǎn)到一般稱為多頻帶系統(tǒng)的系統(tǒng)的情況，為了接收不同帶寬的通信信號，傳統(tǒng)地需要使用與帶寬類型數(shù)量相同數(shù)量的信道濾波器。這增加了無線電接收裝置的尺寸并且在濾波器組之間切換的電路的增加還造成不能在尺寸與功率消耗上進(jìn)一步減少。
圖54表示在日本未審查的實(shí)用新型申請昭62-171228號中公開的接收多頻帶信號的傳統(tǒng)無線電接收裝置的主要部件。由天線101接收的信號經(jīng)高頻放大器103提供給由開關(guān)104A與104B切換的四個濾波器，其中這些濾波器提取所要的頻帶成分，所提取的信號經(jīng)過還接收本機(jī)振蕩信號109的用于頻率變換的變頻器113提供給兩個解調(diào)電路115與116。在此傳統(tǒng)裝置中，解調(diào)電路115與116是用于具有不同帶寬的FM(調(diào)頻)與AM(調(diào)幅)信號。為了容納如此不同的帶寬，各個解調(diào)電路115與116的中頻放大級具有不同的中頻濾波器，因此，總共需要6個或更多個濾波器。
圖55(a)至55(d)表示在近年已進(jìn)行廣泛研究的移動多頻帶通信系統(tǒng)中頻率使用的示例。在當(dāng)前的蜂窩電話系統(tǒng)中，窄頻率帶寬信道以如圖55(d)中所示的規(guī)則的頻率間隔安排。如在不僅容納電話(話音信號)也容納含有大量信息的數(shù)據(jù)通信的情況下，通過組合如圖55(c)與55(d)所示的多個信道形成寬帶寬。例如，為了發(fā)射更大數(shù)量的運(yùn)動圖像信息，有可能出現(xiàn)通過組合如圖55(a)所示的給定通信頻帶的所有通信信道形成寬帶寬的情況。
在利用多種帶寬的通信系統(tǒng)中，如同在上面的傳統(tǒng)示例中那樣如果將濾波器設(shè)為對應(yīng)各自帶寬，那么在應(yīng)用到便攜設(shè)備和類似設(shè)備上將出現(xiàn)嚴(yán)重問題，諸如尺寸增加、形狀的復(fù)雜性增加、需要在外圍部分增加開關(guān)、和由于寄生電容而引起的功率消耗的增加。

發(fā)明內(nèi)容
為了解決在傳統(tǒng)無線電接收裝置中所遇到的上述6個問題，本發(fā)明的目的是提供能減少高頻電路部件數(shù)量并因此能減少高頻電路中出現(xiàn)的高功率消耗因數(shù)與引起不穩(wěn)定操作的因數(shù)，也能減少制造費(fèi)用與由高頻電路部件所占據(jù)空間的無線電接收裝置。
本發(fā)明的另一目的是提供尺寸小和消耗較小功率量的接收多頻帶信號的高級無線電接收設(shè)備。
為了達(dá)到上述目的，根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供用于無線電系統(tǒng)的無線電接收裝置，其中載頻是按信道配置在相等的頻率間隔上或以類似方式配置，并采用正交解調(diào)方案或類似解調(diào)方案，所述無線電接收裝置包括用于接收含有所要接收信道信號的接收信號并用于選擇性地將中心頻率的每個上邊與下邊上的多達(dá)約三個信道的頻率范圍變換為中頻范圍的裝置，其中中心頻率的上邊與下邊是所要接收信道的上端與下端或是其中具有相鄰信道的邊界頻率；用于以所要接收信道帶寬的16倍(16-fold)頻率或是無線電系統(tǒng)的信道間隔頻率的1/2頻率的16倍頻率來取樣變頻信號的裝置；用于從取樣信號中提取相位平面上的正交成分的裝置；和用于從提取的正交成分的正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量中提取所要接收信道信號的裝置。在此結(jié)構(gòu)中，能由單個操作消除三對中的一對上和下相鄰信道。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供無線電系統(tǒng)的無線電接收裝置，其中載頻按信道配置在相等的頻率間隔上或以類似方式配置，并采用正交解調(diào)方案或類似解調(diào)方案，所述無線電接收裝置包括用于接收含有所要接收信道信號的接收信號并用于選擇性地將包含在中心頻率的每個上邊與下邊上的多達(dá)約三個信道的頻率范圍變換為DC頻率范圍的裝置，其中中心頻率的上邊與下邊是所要接收信道的上端與下端或是其中具有相鄰信道的邊界頻率；用于以所要接收信道帶寬的16倍頻率或是無線電系統(tǒng)的信道間隔頻率的1/2頻率的16倍頻率來取樣變頻信號的裝置；用于從取樣信號中提取相位平面上的正交成分的裝置；和從提取的正交成分的正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量中提取所要接收信道信號的裝置。在此結(jié)構(gòu)中，能由單個操作消除三對中的一對上與下相鄰信道。
根據(jù)從屬于本發(fā)明第一方面的本發(fā)明的第三方面，該無線電接收裝置包括變頻器，用于接收包含所要接收信道信號的接收信號并用于選擇性地將所要接收信道的上或下端或其中具有相鄰信道的邊界頻率變換為中頻；一個中頻級，用于通過在一頻率范圍中的變頻器的變頻輸出的一部分，所述頻率范圍包含在中頻的每個中心頻率的上邊與下邊上的多達(dá)約三個信道；一個取樣與保持電路，用于以所要接收信道帶寬的16倍頻率或是無線電系統(tǒng)的信道間隔頻率的8倍頻率取樣中頻級的輸出；希爾伯特(Hilbert)變換器，用于從取樣與保持電路的取樣輸出中提取相位平面上的正交分量，并用于生成正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量；復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，用于從正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量中消除在所要信道信號的每個上邊與下邊上的三個相鄰信道的一個信號；兩個相位均衡器，用于接收復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的各個輸出；和兩個低通濾波器，用于接收相位均衡器的各個輸出，從而提取所要接收信道的信號。在此結(jié)構(gòu)中，能由復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器實(shí)現(xiàn)正交濾波功能。
根據(jù)本發(fā)明的第四方面，此第四方面從屬于本發(fā)明的第二方面，所述無線電接收裝置包括變頻器，用于接收包含所要接收信道信號的接收信號，并用于選擇性地將所要接收信道的上端或下端或具有相鄰信道的邊界頻率變換為零(zero)頻率；一個低頻級，用于通過包含在零頻率的每個中心頻率上邊與下邊上的多達(dá)約三個信道的頻率范圍中的變頻器的變頻輸出；一個取樣與保持電路，用于以是所要接收信道帶寬的16倍的頻率或無線電系統(tǒng)的信道間隔頻率的8倍頻率取樣低頻級的輸出；Hilbert變換器，用于從取樣與保持電路的取樣輸出中提取在相位平面上的正交成分，并用于生成正相位軸信號分量和正交相位軸信號分量；一個復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，用于從正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量中消除在所要信道信號的每個上邊與下邊上的三個相鄰信道的一個信號；兩個相位均衡器，用于接收復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的各個輸出；和兩個低通濾波器，用于接收相位均衡器的各個輸出，從而提取所要接收信道的信號。在此結(jié)構(gòu)中，能由單個操作消除三對中的一對上與下相鄰信道。還有，能由復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器實(shí)現(xiàn)正交濾波功能。
根據(jù)從屬于本發(fā)明第三或第四方面的本發(fā)明的第五方面，無線電接收裝置還包括變稀(thinning)電路，用于在從兩個低通濾波器輸出的所要接收信道的正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量上進(jìn)行頻率變?。缓鸵粋€鏡頻抑制(image suppressing)變頻電路，用于從變稀電路的兩個輸出中消除偏頻。在此結(jié)構(gòu)中，能通過變稀和偏頻消除而準(zhǔn)確地提取所要接收的信道。
根據(jù)從屬本發(fā)明第三或第四方面的本發(fā)明的第六方面，該無線電接收裝置還包括一個平均電路，用于平均從兩個均衡器輸出的所要接收信道的正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量；和一個鏡頻抑制變頻電路，用于從平均電路的兩個輸出中消除偏頻。在此結(jié)構(gòu)中，能通過平均與偏頻消除準(zhǔn)確地提取所要接收的信道。
根據(jù)本發(fā)明的第七方面，提供一種無線電系統(tǒng)的無線電接收裝置，其中載波是按信道配置在相等頻率間隔上的或以類似方式配置，并采用正交解調(diào)方案或類似的解調(diào)方案，所述無線電接收裝置包括用于接收包含所要接收信道信號的接收信號并用于選擇性地將包含在中心頻率的每個上與下邊上的多達(dá)約12信道的頻率范圍變換為中頻或DC頻率范圍的裝置，其中中心頻率上邊與下邊是所要接收信道的上或下端或是其中具相鄰信道的邊界頻率；用于以所要接收信道帶寬的64倍的頻率或無線電系統(tǒng)的信道間隔頻率的1/2頻率的64倍頻率來取樣變換信號的裝置；用于從取樣的信號中提取相位平面上的正交分量的裝置；用于在消除其他相鄰信道的一個信號的同時從提取的正交成分的正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量中提取包含所要接收信道的四個信道的一個信號的裝置；和用于在消除具有取樣頻率的其他相鄰信道的一個信號時只提取所要接收信道的信號的裝置，所述取樣頻率設(shè)置在所要接收信道帶寬的16倍頻率或無線電系統(tǒng)的信道間隔頻率的1/2頻率的16倍頻率上。在此結(jié)構(gòu)中，即使覆蓋所要接收信道與相鄰信道的頻帶寬也能提取所要的信道。
根據(jù)從屬于本發(fā)明第七方面的本發(fā)明的第八方面，該無線電接收裝置包括用于接收包含所要接收信道信號的接收信號并用于選擇性地將包含在中心頻率的每個上邊與下邊上的多達(dá)約12個信道的頻率范圍變換為中頻或DC頻率范圍的裝置，其中中心頻率的上邊與下邊是所要接收信道的上端或下端或是具有相鄰信道的邊界頻率；一個取樣與保持電路，用于以所要接收信道帶寬的64倍頻率或無線電系統(tǒng)的信道間隔頻率的1/2頻率的64倍頻率取樣變頻信號；Hilbert變換器，用于從取樣與保持電路的取樣輸出中提取相位平面上的正交成分，和用于生成正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量；第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，用于從正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量中消除在所要信道的每個上邊與下邊上的三個相鄰信道之外的信道的一信號；兩個第一相位均衡器，用于接收第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的各個輸出；兩個第一低通濾波器，用于接收兩個第二相位均衡器的各個輸出；第一變稀電路，用于將兩個第二低通濾波器的輸出變稀為1/4；第二復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，用于從第一變稀電路輸出的正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量中消除在所要信道的每個上邊與下邊上的三個相鄰信道的一個信號，并用于將所要的信道信號變換為基帶信號；兩個第二相位均衡器，用于接收第二復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的各個輸出；兩個第二低通濾波器，用于接收兩個第一相位均衡器的各個輸出；第二變稀電路，用于將兩個低通濾波器的輸出變稀為1/4；和鏡頻抑制變頻電路，用于從第二變稀電路的兩個輸出中消除偏頻。在此結(jié)構(gòu)中，通過級聯(lián)基本信號處理塊，能消除在所要信道的上邊與下邊上的三個相鄰信道并能進(jìn)行變換為基帶。
根據(jù)從屬本發(fā)明第七方面的本發(fā)明的第九方面，該無線電接收裝置包括用于接收包含所要接收信道信號的接收信號并用于選擇性地將包含在中心頻率的每個上邊與下邊上的多達(dá)約12個信道的頻率范圍變換為中頻或DC頻率范圍的裝置，其中中心頻率的上邊與下邊是所要接收信道的上端或下端或是其中具有相鄰信道的邊界頻率；一個取樣與保持電路，用于以所要接收的信道帶寬的64倍頻率或無線電系統(tǒng)的信道間隔頻率的1/2頻率的64倍頻率取樣變頻信號；Hilbert變換器，用于從取樣與保持電路的取樣輸出中提取相位平面上的正交成分，并用于生成正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量；第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，用于從正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量中消除除在所要信道的每個上邊與下邊上的三個相鄰信道之外的信道的一個信號；兩個第一相位均衡器，用于接收第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的各個輸出；第一平均電路，用于在8個樣值上平均兩個第一相位均衡器的輸出；第二復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，用于從第一平均電路輸出的正相位軸信號分量與正交相位軸信號分量中消除在所要信道的每個上邊與下邊上的三個相鄰信道的一個信號，并用于將所要信道的信號變換為基帶信號；兩個第二相位均衡器，用于接收第二復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的各個輸出；第二平均電路，用于在8個樣值上平均兩個第二相位均衡器的輸出；和鏡頻抑制變頻電路，用于從第二平均值電路的輸出中消除偏頻。在此結(jié)構(gòu)中，通過級聯(lián)基本信號處理塊，能消除在所要信道的上邊與下邊上的三個相鄰信道并能進(jìn)行變換為基帶。
根據(jù)從屬本發(fā)明第三、第四、第八與第九的任一方面的本發(fā)明的第十方面，Hilbert變換器包括一個緩沖放大器和一個倒相放大器和一個開關(guān)，其中兩個放大器各是一個開關(guān)電容電路。在此結(jié)構(gòu)中，可實(shí)現(xiàn)簡單的同步控制和低功率消耗。
根據(jù)從屬于本發(fā)明的第三、第四、第八與第九方面的任一方面本發(fā)明的第十一方面，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器只有兩種值作為系數(shù)絕對值。在此結(jié)構(gòu)中，可以利用具有有限的、固定值的電路元件構(gòu)造電路，從而能使電路設(shè)計(jì)容易，可提高電路器件的生產(chǎn)質(zhì)量并能使操作穩(wěn)定。
根據(jù)從屬于本發(fā)明第三、第四與第八方面的任一方面的本發(fā)明的第十二方面，兩個相位均衡器的運(yùn)算放大器分別與跟在兩個相位均衡器之后的兩個低通濾波器的運(yùn)算放大器公用。在此結(jié)構(gòu)中，可利用有限的電路單元構(gòu)造電路，從而能減少功率消耗、提高電路器件的生產(chǎn)質(zhì)量并能使操作穩(wěn)定。
根據(jù)從屬于第十二方面的本發(fā)明第十三方面，使用CCD(電荷耦合器件)來構(gòu)成兩個低通濾波器，以減少運(yùn)算放大器的數(shù)量。在此結(jié)構(gòu)中，不僅能減小功率消耗，而且可方便電路設(shè)計(jì)，并改善電路器件質(zhì)量。另外，使工作更穩(wěn)定。
在本發(fā)明的第三至第六方面和第八與第九方面，對于組成復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的三級連接順序和復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器與均衡器連接順序來說，因?yàn)楦鱾€單元的特性能在數(shù)字上相乘在一起，所以即使順序變化也能獲得基本相同的結(jié)果。這是在一般線性電路中的內(nèi)在基本特性，上面提到的連接順序的變化包含在本發(fā)明的范圍中。
同樣地，在本發(fā)明的第八和第九方面中，對于變稀電路與用于消除偏頻的變頻電路或平均電路與用于消除偏頻的變頻電路的連接順序來說，因?yàn)楦鱾€單元的特性在數(shù)字上能相乘在一起，所以連接順序顛倒包含在本發(fā)明的范圍中。
在本發(fā)明的第一至第九方面，基本取樣頻率設(shè)置在所要波帶寬的16倍頻率上。從將此基本取樣頻率設(shè)置在所要頻帶寬的32倍頻率上至大約使相鄰波數(shù)量加倍是本發(fā)明概念的非本質(zhì)發(fā)展，不必說，它也是包含在本發(fā)明的范圍中的。
在其中兩倍使用利用復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的相鄰波消除電路裝置的本發(fā)明第七至第九方面中，總?cè)宇l率設(shè)置在所要波帶寬的64倍頻率上。這表示能以兩倍或多倍方式使用上面的電路裝置。64倍的過取樣(oversample)的概念應(yīng)包括與2的整數(shù)次冪相乘的情況。
在本發(fā)明中，為用硬件實(shí)現(xiàn)信號處理目的設(shè)計(jì)了各種手段。例如，可提供一個構(gòu)置使得取樣頻率設(shè)置在所要波帶寬的16倍頻率上和利用數(shù)字信號處理來構(gòu)造復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，以便第二和第三相鄰波位于π/4相位角間隔上以允許消除第二與第三相鄰波，這也落入本發(fā)明的范圍之中。
在從屬于本發(fā)明第一至第四方面的本發(fā)明的第五與第六方面中，利用數(shù)字系統(tǒng)消除剩余偏頻，這是本發(fā)明的非常重要的特性。
分別根據(jù)本發(fā)明第八與第九方面共同使用變稀與平均是基本地包含在本發(fā)明的第七方面中。
同樣地，在本發(fā)明的第八和第九方面中，在利用本機(jī)振蕩頻率變換為中頻范圍或變換為DC范圍之間的選擇和在變稀與平均之間的選擇產(chǎn)生幾種組合，所有這樣的組合基本包含在本發(fā)明的第七方面。
根據(jù)本發(fā)明的第十四方面，提供用于接收多頻帶信號的無線電接收裝置，包括多個級聯(lián)的信道濾波器，其中每個信道濾波器包括一個復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，每個信道濾波器的取樣頻率在需要時被適當(dāng)變稀以便能接收具有帶寬比N的多頻帶信號，提供通過上舍入滿足N＝4M的數(shù)M的小數(shù)部分獲得的數(shù)量的信道濾波器。
根據(jù)從屬于本發(fā)明第十四方面的本發(fā)明的第十五方面，信道濾波器還包括被至少部分信道濾波器共同使用的均衡器。在此結(jié)構(gòu)中，可簡化信道濾波器的結(jié)構(gòu)。
根據(jù)從屬于本發(fā)明第十四或第十五方面的本發(fā)明的第十六方面，該無線電接收裝置還包括在將信道濾波器的下游(down stream)處提供的根(root)奈奎斯特(Nyquist)濾波器，用于補(bǔ)償由于接收所要信道的特性而附加到奈奎斯特特性上的惡化成分。


圖1表示本發(fā)明第一實(shí)施例的結(jié)構(gòu)；圖2和3(a)-3(e)表示本發(fā)明第一實(shí)施例的操作；圖4表示本發(fā)明第二實(shí)施例的結(jié)構(gòu)；圖5和6(a)-6(e)表示本發(fā)明第二實(shí)施例的操作；圖7表示本發(fā)明第三實(shí)施例的結(jié)構(gòu)；圖8(a)-8(e)表示本發(fā)明第三實(shí)施例的操作；圖9表示本發(fā)明第四實(shí)施例的結(jié)構(gòu)；圖10(a)-10(e)表示本發(fā)明第四實(shí)施例的操作；圖11表示在本發(fā)明第四實(shí)施例中使用的平均電路的結(jié)構(gòu)；圖12與13表示本發(fā)明第五實(shí)施例的結(jié)構(gòu)；圖14表示本發(fā)明中所使用的變稀電路結(jié)構(gòu)；圖15(a)-15(e)表示本發(fā)明第五實(shí)施例的操作；圖16表示本發(fā)明中所使用的高速取樣與保持電路的結(jié)構(gòu)；圖17表示正交成分分離電路的特定示例；圖18表示圖17的正交成分分離電路的操作時序圖；圖19表示本發(fā)明所使用的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器結(jié)構(gòu)；圖20表示圖19的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的特性；圖21(a)-21(c)表示復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的操作；圖22(a)-22(b)表示消除第二和第三相鄰相道的相位旋轉(zhuǎn)角；圖23(a)和23(b)表示復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的理論特性；圖24表示均衡器的結(jié)構(gòu)；圖25表示圖24的均衡器的操作；圖26表示濾波功能如何在復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器組輸出中高頻頻帶中衰退，并且也表示由低通濾波器消除的濾波特性部分；圖27表示延遲元件類型的低通濾波器的結(jié)構(gòu)；圖28表示圖27的延遲元件類型的低通濾波器的特性和各個信道波之間的位置關(guān)系；圖29表示鏡頻抑制變頻電路的結(jié)構(gòu)；圖30表示控制圖29(a)和29(b)的鏡頻抑制類型的變頻電路的電路示例；
圖31是鏡頻抑制類型變頻電路的操作時序圖；圖32(a)-32(d)表示如何利用開關(guān)電容電路實(shí)施濾波器；圖33表示利用開關(guān)電容電路實(shí)施一級復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器；圖34表示利用開關(guān)電容電路的相位均衡器的實(shí)施；圖35表示利用開關(guān)電容電路的低通濾波器的實(shí)施；圖36表示均衡器和低通濾波器電路的示例，其中嘗試共用運(yùn)算放大器減少功率消耗；圖37(a)和37(b)表示利用多個CCD的均衡器和低通濾波器；圖38表示傳統(tǒng)無線電接收裝置的結(jié)構(gòu)；圖39表示傳統(tǒng)的直接變換的接收裝置示例；圖40表示直接變換接收方案的問題；圖41是表示根據(jù)本發(fā)明的第六實(shí)施例用于接收多頻帶信號的無線電接收裝置結(jié)構(gòu)的方框圖；圖42表示第六實(shí)施例中的正交檢測/信道濾波部分的結(jié)構(gòu)；圖43表示包含復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的信道濾波器的基本結(jié)構(gòu)；圖44是用于描述第一級復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的頻率特性的相位圖；圖45(a)-45(d)表示包含復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的信道濾波器的理論特性；圖46(a)-46(c)表示2級級聯(lián)的信道濾波器的總的頻率特性，每個信道濾波器包括其中第二級的取樣頻率變稀為1/4的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器；圖47表示根據(jù)本發(fā)明第六實(shí)施例的特定結(jié)構(gòu)，其中每個信道濾波器包含復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，并且信道濾波器互相級聯(lián)；圖48表示根據(jù)本發(fā)明第八實(shí)施例的特定結(jié)構(gòu)，其中每個信道濾波器包含復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器并且互相級聯(lián)；圖49(a)-49(c)表示在本發(fā)明第七實(shí)施例的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的各級中的相位旋轉(zhuǎn)；圖50表示各個復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的相位特性和其中組合的信道濾波器的相位特性；圖51是表示根據(jù)本發(fā)明第八實(shí)施例的接收多頻帶信號的無線電接收裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖52(a)和52(b)表示根據(jù)本發(fā)明第八實(shí)施例具有補(bǔ)償功能的根奈奎斯特濾波器的特性；
圖53表示根據(jù)本發(fā)明第八實(shí)施例的具有補(bǔ)償功能的根奈奎斯特濾波器的結(jié)構(gòu)；圖54表示接收多頻帶信號的傳統(tǒng)無線電接收裝置的主要部件；和圖55(a)-55(d)表示在等頻率間隔信道安排方案的多頻帶通信通系統(tǒng)中的頻率軸上的信道安排。
具體實(shí)施例方式
實(shí)施例1圖1表示本發(fā)明第一實(shí)施例的結(jié)構(gòu)，從天線中獲得的接收信號1饋送到并由高頻放大器2放大。高頻放大器2的輸出饋送到第一帶通濾波器3以便從其他無線電信號中只分離相關(guān)通信系統(tǒng)的所有信道的信號。自第一帶通濾波器3的輸出饋送到變頻器4，在變頻器4中利用本機(jī)振蕩頻率fL0進(jìn)行頻率變換。
變頻器4的輸出提供給第二帶通濾波器6以便獲得信道濾波效果，從而吸收出現(xiàn)在變頻器4中的鏡頻信號并只允許通過所要的波。第二帶通濾波器6的輸出饋送到AGC放大器7，從AGC放大器7中輸出具有預(yù)定信號強(qiáng)度的放大信號，此輸出饋送到取樣與保持電路8，在電路8中在取樣時鐘信號9的控制下進(jìn)行取樣和保持。在取樣與保持操作中的取樣頻率設(shè)置為等于通帶寬度的頻率的整數(shù)分之一上，通帶寬度由第二帶通濾波器6或類似的確定。即，帶寬限定取樣原理用在利用取樣與保持電路進(jìn)行取樣中。如此獲得的接收信號的數(shù)字化信號分別提供給I軸分量分離電路10和Q軸分量分離電路11。
在I軸分量分離電路10中每隔一個時鐘脈沖獲得一個取樣輸出，同時在Q軸分量分離電路11中，在I軸分量分離電路10中不獲得取樣輸出的時間點(diǎn)上獲得取樣輸出。對于每個I軸與Q軸每隔一時鐘脈沖的輸出極性相反以便實(shí)施Hilbert變換，從而將取樣輸出變換為相位平面上的兩個正交分量，此兩個信號提供到復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12。復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12消除不要的相鄰信道信號組，并且其正交輸出13與14分別饋送到I軸均衡器15與Q軸均衡器16，在這兩均衡器中均衡相位延遲。I軸均衡器15與Q軸均衡器16的輸出17與18分別饋送到I軸低通濾波器19和Q軸低軸濾波器20，以便消除不要的高頻剩余成分。
還有，如果需要實(shí)施電平變換，并將數(shù)字信號電平的輸出21與22提供給數(shù)字系統(tǒng)。利用由時鐘信號生成與控制電路23提供的不同時鐘信號進(jìn)行在取樣與保持操作之后的所有操作的控制。
參見圖2，如在頻率軸中所看到的，將描述圖1所示的第一實(shí)施例中的變頻電路涉及的處理。
圖2(a)利用示例表示由目標(biāo)(subject)通信系統(tǒng)、在那個通信頻帶中的通信信道和這些信道中的所要的波信道使用的頻帶安排。此圖表示其中在這個通信頻帶上面和下面的頻帶由其他通信信號組占據(jù)的狀態(tài)。
圖2(b)表示其中已由圖1所示的第一帶通濾波器3提取的目標(biāo)通信頻帶并已濾掉其他通信信號組的狀態(tài)。
圖2(c)表示其中目標(biāo)通信頻帶已由圖1所示的變頻器4進(jìn)行變頻并因此已移到低頻帶和目標(biāo)通信頻帶已由第二帶通濾波器6限制頻帶為以所要波信道頻帶的下端為中心的中頻帶寬fFB的狀態(tài)。
圖2(d)表示其中已限制頻帶到上面提到的中頻帶寬fFB的信號由取樣與保持電路8在取樣的同時進(jìn)行頻率變換，從而將此信號移到基帶頻率附近的狀態(tài)。這里，fS表示取樣時鐘信號9的頻率，和在本發(fā)明中，中頻帶寬fFB設(shè)置在六倍于信道間隔寬度的范圍中。此時的取樣頻率設(shè)置到是基帶帶寬的fb的1/2或偶數(shù)倍或者信道間隔頻率fw的16倍的一個頻率上。
在傳統(tǒng)取樣中，根據(jù)一階取樣原理取樣頻率一般設(shè)置到中頻中心頻率fIF的兩倍或更多倍頻率上，在本發(fā)明中，利用限制頻帶信號的取樣原理，最低取樣頻率fS可設(shè)置為中頻頻帶帶寬fFB的兩倍。
在圖2(d)中，由于取樣而引起的下變頻的結(jié)果可能獲得一個頻譜，在此頻譜中，所要波信道移到其中所要波信道下端是在基帶區(qū)域的DC點(diǎn)附近的位置，并且其中同一號的信道相對DC軸對稱地安排在頻率軸的正和負(fù)側(cè)上。
參見圖3(a)-3(e)，如頻率軸所看到的，將描述圖1所示的第一實(shí)施例中從變頻電路至取樣以及此后涉及的處理。
圖3(a)與圖2(c)所示的相同，并表示其中目標(biāo)通信頻帶已由圖1所示的變頻器4進(jìn)行變頻，并因此移到低頻頻帶，和目標(biāo)通信頻帶已由第二帶通濾波器6限制頻帶到以所要波信道頻帶下端為中心的中頻帶寬fFB上的狀態(tài)。
圖3(b)表示取樣與保持電路8的取樣頻率fS與中頻中心頻率之間的關(guān)系(fC-fLO)。取樣頻率fS要求是將中頻中心頻率(fC-fLO)除以2或更大整數(shù)而獲得的頻率。
圖3(c)表示在獲得的頻譜中，中頻帶寬fFB的信道組是疊加在包含零頻率的取樣頻率的多重波上，如圖3(b)所示。從圖3(c)中可看出，中頻中心頻率(fC-fLO)設(shè)置到高于中頻帶寬fFB值的頻率，以阻止取樣中混疊(aliasing)的出現(xiàn)。
在圖3(d)中，本發(fā)明中包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12、相位均衡器15與16和延遲型低通濾波器19與20的相鄰信道消除濾波器的特性表示在信道安排中。此圖表示濾波器的零點(diǎn)位于相鄰信道的中心頻率上。
圖3(e)示意地表示基于圖3(d)所示的濾波器特性的相鄰信道消除效果。實(shí)施例2圖4表示本發(fā)明第二實(shí)施例的結(jié)構(gòu)，從天線獲得的接收信號1被饋送并由高頻放大器2放大。高頻放大器2的輸出提供給帶通濾波器3以便只提取相關(guān)通信系統(tǒng)所有信道的信號并濾除其他無線電信號。帶通濾波器3的輸出提供給變頻器4，在變頻器4中利用本機(jī)振蕩頻率fLO即在所要波和與其相鄰的低信道這間邊界上的頻率進(jìn)行變頻。
變頻器4的輸出提供到第一級低通濾波器6＇以便獲得信道濾波效果，從而吸收出現(xiàn)在變頻器4中的鏡頻信號并只允許所要波通過。第一級低通濾波器6＇的輸出提供給AGC放大器7，從AGC放大器7中輸出具有預(yù)定信號強(qiáng)度的放大信號。此輸出提供給取樣與保持電路8，在電路8中取樣時鐘信號9控制下進(jìn)行取樣與保持。
取樣與保持操作中的取樣頻率設(shè)置為等于由第一級低通濾波器6＇之類定義的通帶的兩倍頻率的整數(shù)分之一。即，一階取樣原理用在利用取樣與保持電路的取樣中。如此獲得的接收信號的離散信號分別提供給I軸分量分離電路10和Q軸分量分離電路11。
在I軸分量分離電路10中每隔一個時鐘脈沖獲得一個取樣輸出，同時在Q軸分量分離電路11中，在I軸分量分離電路10中沒獲得取樣輸出的時間點(diǎn)上獲得取樣輸出。對于每個I軸與Q軸每隔一個時鐘脈沖將取樣輸出的極性反向以便實(shí)施Hilbert變換，從而將取樣輸出變換為在相位平面上的正交分量形式。
這兩個信號提供到復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12消除不要的相鄰信道信號組，并且其正交輸出13與14分別饋送到I軸均衡器15和Q軸均衡器16，在均衡器中均衡相位延遲。I軸均衡器15和Q軸均衡器16的輸出17與18分別饋送到I軸低通濾波器19和Q軸低通濾波器20以便消除不要的高頻殘余成分。
還有，如果有需要就實(shí)施電平變換，并且數(shù)字信號電平的輸出21和22提供給數(shù)字系統(tǒng)，利用從時鐘信號生成與控制電路23＇中提供的不同時鐘信號進(jìn)行在取樣與保持操作之后的所有操作的控制。
參見圖5，如頻率軸所看到的，將描述在圖4所示的第二實(shí)施例中的變頻電路中涉及的處理。
圖5(a)利用示例表示由目標(biāo)通信系統(tǒng)，在那個通信頻帶中的通信信道和這些信道中的所要波使用的頻帶的安排。此圖表示在此通信頻帶上面和下面的頻帶是由其他通信信號組占據(jù)的狀況。
圖5(b)表示目標(biāo)通信頻帶已由圖4表示的帶通濾波器3提取并已濾除其他通信信號組的狀況。
圖5(c)表示目標(biāo)通信頻帶已由圖4所示的變頻器4變頻，并因此移到低頻帶，和目標(biāo)通信頻帶已由第一級低通濾波器6＇限制頻帶到以所要波信道頻帶下端為中心的中頻帶寬fFB上的狀態(tài)。
圖5(d)表示已限制頻帶到上面提到的中頻帶寬fFB的信號由取樣與保持電路8在取樣的同一時間進(jìn)行變頻，從而將此信號移到基帶頻率附近的狀態(tài)。這里，fS表示取樣時鐘信號9的頻率，并在本發(fā)明中中頻帶寬fFB設(shè)置為在六倍于信道間隔范圍中。此時的取樣頻率設(shè)置到1/2或偶數(shù)倍基帶帶寬頻率fb或信道寬度頻率fw的16倍的一個頻率。
在本發(fā)明中，利用限制頻帶信號的取樣原理，最低取樣頻率fS可設(shè)置到2倍的中頻帶寬fFB。
在圖5(d)中，作為取樣引起的下變頻的結(jié)果，獲得一個頻譜，其中所要波信道移到一個所要波信道的下端位于基帶區(qū)域的DC點(diǎn)附近的位置，并且其中同一號的信道相對DC軸對稱地安排在頻率軸的正和負(fù)側(cè)。
參見圖6(a)-6(e)，如頻率軸所看到的，將描述圖4所示的第二實(shí)施例從變頻電路到取樣和此后涉及的處理。
圖6(a)等同于圖5(b)所示的，并且圖6(c)等同于圖5(c)所示的。這些圖表示其中目標(biāo)通信頻帶已由圖4所示的變頻器4進(jìn)行變頻并且因此移到低頻帶，和目標(biāo)通信頻帶已由第一級低通濾波器6＇限制頻帶到基帶頻率區(qū)域fBB的狀態(tài)，在區(qū)域fBB中所要波信道的頻帶下端是在DC點(diǎn)的附近。
圖6(b)表示本機(jī)振蕩頻率fLO((所要信道頻率fC)-(信道寬度)/2)值和取樣與保持電路8的取樣頻率fS之間的關(guān)系。要求取樣頻率fS不小于基帶頻率區(qū)域fBB的2倍，以阻止取樣中混疊的出現(xiàn)。
圖6(c)表示獲得一個頻譜，其中基帶頻率區(qū)域fBB的信道組是疊加在包含零頻率的取樣頻率的多個波上，如圖6(b)所示的。應(yīng)注意，一般不限制本機(jī)振蕩頻率fLO和取樣頻率fS之間的關(guān)系。
在圖6(d)中，本發(fā)明中包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12、相位均衡器15與16和延遲型低通濾波器19與20的相鄰信道消除濾波器的特性表示在這種信道安排中。此圖表示該濾波器的零點(diǎn)位于相鄰信道的中心頻率上。
圖6(e)示意地表示圖6(d)所示的濾波器特性的相鄰信道消除效果。實(shí)施例3圖7表示本發(fā)明的第三實(shí)施例的結(jié)構(gòu)。在圖7中，I軸變稀電路24、Q軸變稀電路25和鏡頻抑制變頻電路26內(nèi)插在本發(fā)明第二實(shí)施例的圖4結(jié)構(gòu)中的I軸低通濾波器19與數(shù)字系統(tǒng)21＇之間或在Q軸低通濾波器20與數(shù)字系統(tǒng)22＇之間。在這個結(jié)構(gòu)中，增加了時鐘信號生成與控制電路23’的控制系統(tǒng)。
從天線獲得的接收信號饋送給并由高頻放大器2放大。高頻放大器2的輸出提供給帶通濾波器3以便只提取相關(guān)通信系統(tǒng)的所有信道信號并濾除其他無線電信號。帶通濾波器3的輸出提供給變頻器4，在變頻器4中利用本機(jī)振蕩頻率fLO即在所要波與其較低相鄰信道之間邊界上的頻率進(jìn)行變頻。
變頻器4的輸出提供給第一級低通濾波器6＇以便獲得信道濾波效果，從而吸收出現(xiàn)在變頻器4中的鏡頻信號并只允許所要波通過。第一級低通濾波器6＇的輸出提供給AGC放大器7，從AGC放大器7輸出具有預(yù)定信號強(qiáng)度的放大信號，此輸出提供給取樣與保持電路8，在電路8中在取樣時鐘信號9的控制下進(jìn)行取樣和保持。
在取樣與保持操作中的取樣頻率設(shè)置為等于由第一級低通濾波器6＇之類定義的通帶寬度2倍的頻率的整數(shù)分之一。即，一階取樣原理使用在利用取樣與保持電路的取樣中。如此獲得的接收信號的數(shù)字化信號分別提供給I軸分量分離電路10和Q軸分量分離電路11。
在I軸分量分離電路10中每隔一個時鐘脈沖獲得一個取樣輸出，同時在Q軸分量分離電路11中在I軸分量分離電路10中沒有獲得取樣輸出的時間點(diǎn)上獲得一個取樣輸出。對于每個I軸和Q軸每隔一個時鐘脈沖使取樣輸出的極性反向以便實(shí)現(xiàn)Hilbert變換，從而將取樣輸出變換為相位平面上的兩個正交分量的形式。
這兩個信號提供給復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12。復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12消除不要的相鄰信道信號組，并且其正交輸出13與14分別饋送到I軸均衡器15和Q軸均衡器16，在這些均衡器中均衡相位延遲。I軸均衡器15與Q軸均衡器16的輸出17與18分別饋送到I軸低通濾波器19與Q軸低通濾波器20以便消除不要的高頻殘余成分。
I軸低通濾波器19與Q軸低通濾波器20的輸出輸入到I軸變稀電路24和Q軸變稀電路25。然后，I軸變稀電路24和Q軸變稀電路25的輸出輸入到鏡頻抑制變頻電路26，并且其輸出以數(shù)字輸出21＇與22＇的形式提供給數(shù)字系統(tǒng)。
因?yàn)樵趫D7所示的第三實(shí)施例中，如從頻率軸所看到的，高頻電路中涉及的處理和如從頻率軸所看到的，從變頻電路到取樣及此后涉及的處理類似于圖5和圖6(a)-6(e)所示的處理，所以其描述將省略，其中如頻率軸所看到的，圖5說明變頻電路中涉及的處理，和如頻率軸所看到的，圖6(a)-6(e)說明圖4所示的第二實(shí)施例中從高頻電路到取樣及此后涉及的處理。
現(xiàn)在參見圖8(a)-8(e)，將描述變稀電路24與25的操作。圖8(a)類似于圖6(d)，即表示濾波器特性圖。下面將描述I軸變稀電路24和Q軸變稀電路25(見圖7)的操作。
圖8(b)表示其中所要波一般已由包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12、I軸均衡器15、Q軸均衡器16、I軸低通濾波器19與Q軸低軸濾波器20的相鄰信道消除濾波器提取的狀態(tài)。但是，與所要波及其已移到DC區(qū)域的相鄰信道信號組殘余頻譜相同的頻譜相對每個取樣頻率fS的諧波被重復(fù)。
圖8(c)表示其中已以1/2比率變稀數(shù)據(jù)的狀態(tài)。利用原始取樣頻率fS一半的取樣頻率fS＇，使諧波之間的間隔為一半并加倍頻譜重復(fù)率。即，在16倍過取樣中取樣頻率的諧波之間出現(xiàn)8個信道，由于1/2變稀而只存在其間的4個信道，并且不同信道的殘余信號在每個信道位置上重疊。
在圖8(d)中，還以1/2比率變稀數(shù)據(jù)。在圖8(e)中，數(shù)據(jù)仍然以1/2比率變稀，即，以1/8比率變稀來自圖8(b)狀態(tài)的數(shù)據(jù)。結(jié)果，所要波頻譜重復(fù)出現(xiàn)在信道間隔中。此時的取樣頻率fS對應(yīng)于所要波的2倍抽樣的頻率。這意味著取樣頻率已減至僅滿足取樣定理的最小判據(jù)的程度。
在圖8(e)中，相鄰信道組信號疊加在所要波頻譜中。但基本上，相鄰信道信號主要由包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12、I軸均衡器15、Q軸均衡器16、I軸低通濾波器19和Q軸低通濾波器20的相鄰信道消除濾波器進(jìn)行衰減。
因此，圖8(e)的狀態(tài)可看作其中所要波已以兩倍于所要波頻率的頻率進(jìn)行取樣和提取的狀態(tài)。但是，仍存在與DC頻率的頻偏。變稀電路24與25的輸出輸入到鏡頻抑制變頻電路26以消除該偏頻。另外，每個變稀電路24或25是每8個時鐘脈沖取樣一次的取樣與保持電路式轉(zhuǎn)換電路。因?yàn)槠涮囟娐肥亲銐蚬?，所以這里省略其詳細(xì)的描述。
從上面第三實(shí)施例的描述中可清楚，可由包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12、I軸均衡器15、Q軸均衡器16、I軸低通濾波器19和Q軸低通濾波器20組成的相鄰信道消除濾波器提取所要波。實(shí)施例4圖9表示本發(fā)明第四實(shí)施例的結(jié)構(gòu)。在圖9中，I軸平均電路27、Q軸平均電路28與鏡頻抑制變頻電路26插入在本發(fā)明第二實(shí)施例的圖4結(jié)構(gòu)中的I軸均衡器15與數(shù)字系統(tǒng)21＇之間或在Q軸均衡器16與數(shù)字系統(tǒng)22＇之間。在這個結(jié)構(gòu)中，增加了時鐘信號生成與控制電路23＇的控制系統(tǒng)。
從天線獲得的接收信號1饋送給并由高頻放大器2放大，高頻放大器2的輸出提供給帶通濾波器3以便只提取相關(guān)通信系統(tǒng)所有信道信號并濾除其他無線電信號，帶通濾波器3的輸出提供給變頻器4，在變頻器4中利用本機(jī)振蕩頻率fLO即在所要波與其相鄰低信道之間的邊界上頻率進(jìn)行變頻。
變頻器4的輸出提供給第一級低通濾波器6＇以便獲得信道濾波效果，從而吸收出現(xiàn)在變頻器4中的鏡頻信號并只允許所要波通過。第一級低通濾波器6＇的輸出提供給AGC(自動增益控制)放大器7，從放大器7中輸出具有預(yù)定信號強(qiáng)度的放大信號，此輸出提供給取樣與保持電路8，在電路8中在取樣時鐘信號9控制下進(jìn)行取樣和保持。
在取樣與保持操作中的取樣頻率設(shè)置為等于由第一級低通濾波器6＇之類定義的通帶寬度2倍的頻率的整數(shù)分之一。即，一階取樣原理使用在利用取樣與保持電路的取樣中。如此獲得的接收信號的離散信號分別提供給I軸分量分離電路10和Q軸分量分離電路11。
在I軸分量分離電路10中每隔一個時鐘脈沖獲得此取樣輸出，同時在Q軸分量分離電器11中，在I軸分量分離電路10不獲得取樣輸出的時間點(diǎn)上獲得一個取樣輸出。對于每個I軸與Q軸每隔一個時間脈沖使取樣輸出的極性反向以實(shí)現(xiàn)Hilbert變換，從而將取樣輸出變換為相位平面上的兩個正交分量的形式。
這兩個信號提供給復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12消除不要的相鄰信道信號組，并且其正交輸出13與14分別饋送到I軸均衡器15和Q軸均衡器16，在均衡器中均衡相位延遲。I軸均衡器15和Q軸均衡器16的輸出17與18分別輸入到I軸平均電路27與Q軸平均電路28。然后，I軸平均電路27與Q平均電路28的輸出輸入到鏡頻抑制變頻電路26，并且其輸出以數(shù)字輸出21＇與22＇的形式提供給數(shù)字系統(tǒng)。
因?yàn)樵趫D9所示的第四實(shí)施例中，正如從頻率軸看到的，直到變頻電路所涉及的處理和正如從頻率軸看到的，從變頻電路到取樣及之后所涉及的處理類似于圖5和圖6(a)-6(e)的情況，圖5說明正如從頻率軸看到的直到變頻電路涉及的處理，而圖6(a)-6(e)說明在圖4所示的一第二實(shí)施例中，正如從頻率軸所看到的，從變頻電路到取樣及之后所涉及的處理，因此省略其敘述。
現(xiàn)在，參見圖10，將描述平均電路27與28的操作。圖10(a)類似于圖6(d)，即表示濾波器特性的圖。下面將描述I軸平均電路27和Q軸平均電路28的操作。
圖10(b)表示所要波一般已由包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12、I軸均衡器15、Q軸均衡器16、I軸平均電路27與Q軸平均電路28的相鄰信道消除濾波器提取的狀態(tài)。但是，與所要波及其已移到DC區(qū)域的相鄰信道信號組的殘余頻譜相同的頻譜相對每個取樣頻率fS的諧波被重復(fù)。
圖10(c)表示數(shù)據(jù)已在兩個取樣周期中平均的狀態(tài)。利用是原始取樣頻率fS一半的取樣頻率fS＇，使諧波之間的間隔為一半并加倍頻譜重復(fù)率。即，在16倍過取樣中在取樣頻率諧波之間存在8信道，由于兩個部分平均只有4個信道存在于其間，并且不同信道的殘余信號重疊在每個信道位置上。
在圖10(d)中，該數(shù)據(jù)進(jìn)一步進(jìn)行平均，使得與圖10(b)相比，在四個周期中平均數(shù)據(jù)。在圖10(e)，數(shù)據(jù)又進(jìn)一步進(jìn)行平均，與圖10(b)相比，是在8個周期中進(jìn)行平均。結(jié)果，所要波頻譜重復(fù)地出現(xiàn)在信道間隔中。此時的取樣頻率fS對應(yīng)根據(jù)所要波的2倍過取樣。這意味著，取樣頻率已減少至僅滿足取樣定理最小判據(jù)的程度。
在圖10(e)中，雖然可希望相鄰信道組的信號疊加在所要波頻譜之中，但實(shí)際上所疊加的相鄰信道成分由于平均的低通濾波效應(yīng)而衰減。
因此，圖10(e)狀態(tài)可認(rèn)為是所要波已以2倍于所要波頻率的頻率進(jìn)行取樣和提取。但是，仍存在偏離DC頻率的頻偏。平均電路27與28的輸出輸入到鏡頻抑制變頻電路26以消除偏頻。
圖11表示用于平均8個樣值的電路結(jié)構(gòu)的示例。對每個I軸與Q軸級聯(lián)連接7級延遲裝置，并且其所有輸出與輸入被組合以便進(jìn)行平均。嚴(yán)格地講，應(yīng)實(shí)施1/8的劃分。但是，這里不必通過將這樣的一個因素分配給整個系統(tǒng)必要放大因素的成分來進(jìn)行這種劃分。
從上面的第四實(shí)施例的描述中可知道，可利用包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12、I軸均衡器15、Q軸均衡器16、I軸平均電路27與Q軸平均電路28的相鄰信道消除濾波器的特性提取所要波。實(shí)施例5圖12與13表示本發(fā)明第五實(shí)施例的結(jié)構(gòu)。在圖12中，4倍范圍復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器112(即第二復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器)，I軸4倍范圍均衡器115(即第二I軸均衡器)、Q軸4倍范圍均衡器116(即第二Q軸均衡器)、I軸4倍范圍平均電路127(即第二I軸平均電路)和Q軸4倍范圍平均電路128(即第二Q軸平均電路)插入在本發(fā)明第四實(shí)施例結(jié)構(gòu)中的I軸分量分離電路10與第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12之間和在Q軸分量分離電路11與第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12之間。同時，在圖13中，4倍范圍復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器112(即第二復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器)、I軸4倍范圍均衡器115(即第二I軸均衡器)、Q軸4倍范圍均衡器116(即第二Q軸均衡器)、I軸4倍范圍低通濾波器119(即第二I軸低通濾波器)、Q軸4倍低通濾波器120(即第二Q軸低通濾波器)、I軸4倍變稀電路124(即第二I軸變稀電路)、與Q軸4倍變稀電路125(即第二Q軸變稀電路)插入在本發(fā)明第三實(shí)施例結(jié)構(gòu)中的I軸分量分離電路10與第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12之間和Q軸分量分離電路11與第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12之間。
通過以上面方式插入包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器、均衡器和平均電路或變稀電路的電路裝置，從基帶頻率中可看出，能雙倍實(shí)施利用16倍過取樣消除相鄰波的操作。結(jié)果，利用16×4，即64倍過取樣實(shí)現(xiàn)在每側(cè)上消除9至16個相鄰信道。
在圖12中，因?yàn)閺奶炀€至取樣與保持電路8以及其連接與第三和第四實(shí)施例中相同，所以省略其描述。取樣與保持電路8從時鐘信號生成與控制電路23＇中接收64倍過取樣所需的取樣時鐘信號9，限制頻帶取樣原理使用在該取樣中。
如此獲得的接收信號的離散信號分別提供給I軸分量分離電路10和Q軸分量分離電路11。它們各自的輸出提供給4倍范圍復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器112，并且從每個所要波的上邊和下邊中消除8個相鄰信道信號。其各自輸出113和114分別提供給I軸4倍范圍均衡器115和Q軸4倍范圍均衡器116。還有，均衡器115和116的輸出分別提供給I軸4倍范圍平均電路127和Q軸4倍范圍平均電路128，或I軸4倍低通濾波器115/變稀電路119和Q軸4倍低通濾波器120/變稀電路120。包含所要波的4倍頻帶的基帶輸出存儲在那里。
如此獲得的4倍頻帶的2個基帶輸出提供給電路裝置，用于提取已在第三和第四實(shí)施例中說明的基帶信號。根據(jù)第四實(shí)施例，此兩輸出提供給對應(yīng)16倍過取樣的第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12、第一均衡器15與16、第一平均電路27與28、和鏡頻抑制變頻電路26，并且在那里提取原始基帶信號。
根據(jù)第三實(shí)施例，這兩個輸出提供給對應(yīng)16倍過取樣的第一復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12、第一均衡器15與16、第一低通濾波器19與20、第一變稀電路24與25、和鏡頻抑制變頻電路26，并且在那里提取原始基帶信號。
變稀電路結(jié)構(gòu)的具體示例表示在圖14中。圖14的變稀電路由用于接收輸入的開關(guān)SW1；利用輸入電壓充電的電容器C1；倒相放大器U6；反饋電容器C3；連到地的電容器C2；用于選擇性地將電容器C2連到倒相放大器U6的輸入或輸出的開關(guān)SW2；用于在其時鐘輸入CLK上接收取樣時鐘信號a的第一D型觸發(fā)器U1；用于在其時鐘輸入CLK上接收來自U1的Q輸出的第二D型觸發(fā)器U2；用于在其時鐘輸入CLK上接收來自U2的Q輸出的第三D型觸發(fā)器U3；和所有Q輸出及取樣時鐘信號a都輸入到其中的與門電路U4組成。
參見圖14，將描述此操作。此變稀電路是在其時鐘輸入上接收取樣時鐘信號時每8個時鐘脈沖取樣一次的取樣與保持電路或變換(transfer)電路。利用第一D型觸發(fā)器U1、第二D型觸發(fā)器U2和第三D型觸發(fā)器U3將取樣頻率除以8，并且與門電路U4的輸出每8個時鐘脈沖，即在上面提到的觸發(fā)器的所有輸出和取樣時鐘信號a都在高電位“H”時變?yōu)楦唠娢弧癏”一次。
開關(guān)SW1由這個輸出控制并允許其輸入提供給電容器C2，并在同時開關(guān)SW2將電容器C2連到倒相放大器U6的輸入。此刻，倒相放大器U6的輸出利用存儲先前輸出狀態(tài)的電容器C2保持其輸出狀態(tài)。與門電路U4的輸出在取樣時鐘信號的一個脈沖持續(xù)期間過去之后返回到低電位“L”，以便開關(guān)SW1和SW2轉(zhuǎn)換到先前的開關(guān)狀態(tài)。但此時，因?yàn)殡娙萜鰿1由輸入的瞬時電壓充電，所以這個輸入信號的瞬時電壓繼續(xù)在隨后的15個取樣脈沖期間作為在倒相放大器U6上的電壓。從上面可知，可利用上面描述的電路以1/8比率變稀輸入信號。
圖15(a)-15(e)表示在第五實(shí)施例中如從頻率軸看到的從變頻電路到取樣及此后涉及的處理。圖15(a)表示已利用64倍過取樣進(jìn)行取樣與保持的接收信號組作為包括4個信道為一組的虛(imaginary)信道進(jìn)行處理的狀態(tài)。圖15(b)表示類似圖3(d)或圖6(d)的狀態(tài)并表示導(dǎo)致隨后處理的步驟。
從第五實(shí)施例描述中可知，如從基帶頻率所見的，雙倍地執(zhí)行以16倍過取樣消除相鄰波的操作可以提取所要波。取樣與保持電路的具體示例在圖1所示，在本發(fā)明中，為了減輕高頻電路上的負(fù)擔(dān)，在已實(shí)施一級下變頻的狀態(tài)中執(zhí)行寬帶取樣，并且利用數(shù)字裝置進(jìn)行隨后的信號處理。取樣與保持電路8的成分的具體示例是一個輸入緩沖器、取樣門和輸出緩沖器?？梢哉f，已取樣和保持的接收信號是已數(shù)字化并變換為數(shù)據(jù)的模擬信號。
至于取樣頻率，為了部分地承擔(dān)疊加在用于消除相鄰信道的濾波器功能上的負(fù)擔(dān)的目的，使中頻級的帶寬更寬，從而也使它可能減輕中頻級中的濾波器的要求的性能。如果提供中頻級的帶寬以覆蓋整個五個上和下相鄰信道，那中頻級帶寬對應(yīng)于包含所要信道的總共6信道。因此，如從基帶信號帶寬中所見到的，過取樣是16倍過取樣。
圖16表示最好由取樣門組成的取樣與保持電路的示例，例如取樣門使用諸如GaAs的化合物半導(dǎo)體以便能在中頻級中以2倍或更大比率過取樣信號。
還有，如果取樣與保持電路例如由使用諸如GaAs的化合物半導(dǎo)體的低噪聲器件組成，因?yàn)槿虞斎肱c輸出不需要如傳統(tǒng)A/D變換器所要求的大幅度信號，所以能大大降低功率消耗。
圖16中的取樣時鐘信號CLK的占空比(duty cycle)設(shè)置為50％以實(shí)施跟蹤保持操作，以便減少取樣門的開關(guān)空載電流。這個方法要求在設(shè)置時間上稍微更嚴(yán)格的要求，但整體上使負(fù)擔(dān)減少了。正交分量分離電路的具體示例圖17表示圖1或4所示的I軸分量分離電路10和Q軸分量分離電路11的具體示例。圖18表示其操作。
在圖17中，取樣與保持電路8的取樣與保持輸出提供給開關(guān)SW21和開關(guān)SW31。倒相放大器U1是基于利用電容器C3的負(fù)反饋的并聯(lián)(shunt)反饋型放大器。當(dāng)開關(guān)SW21和SW22是在圖17所示的狀態(tài)中時，由于存儲在電容器C1中的電荷而由端電壓確定輸出。
當(dāng)開關(guān)SW21和SW22在時刻t0上反向時，連到倒相放大器U1的輸出端并由輸出電壓充電至那時的電容器C2由開關(guān)SW22連到倒相放大器U1的輸入。因此，一旦C2與C3的電容器彼此相等時，倒相放大器U1的輸出電位保持在同一電位上。在此期間，開關(guān)SW21將取樣與保持電路8的輸出連到電容器C1，并且電容器C1利用新樣值的電壓進(jìn)行充電。
在時間t1開關(guān)SW21和SW22回到圖17所示的狀態(tài)時，取樣與保持電路8的輸出電壓加到倒相放大器U1，該輸出電壓是存儲在電容器C1中的，而且如果C1和C3的電容量彼此相等，在倒相放大器U1的輸出產(chǎn)生等于新的樣值的電壓。即，該倒相放大器U1起著緩沖放大器的作用，它保持取樣與保持電路8輸出的極性。
倒相放大器U2是基于利用電容器C6的負(fù)反饋的并聯(lián)反饋型放大器。當(dāng)開關(guān)SW32和SW33處于圖17所示的狀態(tài)時，由存儲在電容器C5中電荷產(chǎn)生的端電壓確定該輸出。
當(dāng)開關(guān)SW31、SW32和SW33在時間t0反向，接到倒相放大器U2的輸入端和直到那時控制該輸出電壓的電容器C5通過開關(guān)SW33接到倒相放大器U2的輸出。在同時，電容器C4的SW31側(cè)接地，和開關(guān)SW32側(cè)接到倒相放大器U2的輸入。在C4和C6的電容量相等的情況，在倒相放大器U2的輸出產(chǎn)生取樣與保持電路8的樣值電壓。仍然在同一時間，電容器C5通過開關(guān)SW33接到倒相放大器U2的輸出，并利用新的樣值的電壓充電。
因此，在時間t1開關(guān)SW32和SW33回到圖17中所示的狀態(tài)時，存儲在電容器C5中的電壓加在倒相放大器U2的輸入端，并且還繼續(xù)保持該輸出電位。即，倒相放大器U2起著反相該取樣與保持電路8輸出的極性的放大器的作用。
D型觸發(fā)器U3在其輸入端接收取樣時鐘信號，且其輸出反饋到其D輸入。因此，D型觸發(fā)器U3構(gòu)成一個分頻器。類似地，觸發(fā)器U5也構(gòu)成一個分頻器。級聯(lián)的兩級觸發(fā)器將該頻率分為4個頻率。
這個電路的操作將利用在圖18的操作定時圖中所示的信號的例子敘述。取樣時鐘脈沖以等間隔在時間點(diǎn)t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8，...到達(dá)。如前所述的，取樣時鐘信號是具有約50％的占空比的方波。收到這個信號時，觸發(fā)器U3的輸出Q在奇數(shù)時間點(diǎn)t1，t3，t5，t7，...變?yōu)?。收到這個輸出時，在時間點(diǎn)t1，t5，t9，...觸發(fā)器U4的輸出變?yōu)?。
另一方面，為了在相位空間中分離正交相位調(diào)制的信號為兩部分，以相同頻率進(jìn)行鑒相就足夠了。為此目的正交檢波等效于以π/2的相位偏差的取樣。為了對樣值串進(jìn)行這種取樣，該樣值串已經(jīng)以一致的方式連續(xù)地取樣，通過將該樣值乘以余弦函數(shù)(I軸分量側(cè))和正弦函數(shù)(Q軸分量側(cè))來鑒別該相位就足夠了。
如果上面的操作在該取樣限值處執(zhí)行，圖18(a)中所示的每個取樣時鐘脈沖相應(yīng)于π/2的間隔。即，最高頻率分量以圖18(a)中所示的四個取樣時鐘脈沖取樣。
用于提取正交分量的I軸分量提取的余弦函數(shù)和Q軸分量提取的正弦函數(shù)被給予對應(yīng)于該最高頻率的頻率并在同一時間進(jìn)行取樣，這樣就足夠了。如果其頻率為取樣時鐘信號重復(fù)頻率的1/4的正弦波是利用該取樣時鐘信號進(jìn)行取樣，則在余弦函數(shù)中+1和+1是在圖8(d)中所示的位置進(jìn)行取樣，而在正弦函數(shù)中+1和-1是在滯后于余弦函數(shù)的位置對應(yīng)于一個取樣的π/2的相位的位置進(jìn)行取樣的，如圖8(e)中所示的。因此，在圖18(d)中所示的位置得到I軸側(cè)樣值而其極性不反向，同時Q軸側(cè)樣值在圖18(e)中所示的位置得到其極性交替反向。
如果以上述方式進(jìn)行取樣，則可從一系列的取樣得到的樣值中得到取樣輸出，這些取樣輸出等效于對于正交信號進(jìn)行的取樣的輸出。為了利用一個電路實(shí)現(xiàn)上述操作，如果使用每個具有相同極性的部分將圖18(d)中的I軸的乘法系數(shù)和圖18(e)中的Q軸乘法系數(shù)分類為組，則得到三個樣值和一個樣值的對，如圖18(h)和18(i)中所示。
假定接收觸發(fā)器U4的Q輸出的或門U5在圖18中的時間點(diǎn)t1、t2、t5和t6呈現(xiàn)“H”狀態(tài)。因此，或門U5的輸出和取樣時鐘信號Q輸入到與門U6，與門U6的輸出產(chǎn)生圖18(h)中所示的波形。另一方面，或門U5的負(fù)邏輯輸出和取樣時鐘信號a輸入到與門U7，與門U7的輸出產(chǎn)生圖18(i)中所示的波形。
另一方面，I軸樣值和Q軸樣值交替地輸出，如圖18(j)中所示。從前面的敘述可知道，圖17的電路可變換取樣與保持電路8的輸出為正交信號。為了在該電路中管理上述狀態(tài)變化，提供了使用前述觸發(fā)器輸出的圖17中所示的三類門電路U5、U6和U7。
復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的具體例子圖19表示在圖1中所示的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12的具體例子。復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12由具有相同結(jié)構(gòu)的級聯(lián)的三個濾波器，即復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I、復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器II和復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器III構(gòu)成。這三個濾波器的零點(diǎn)分別設(shè)定在三個相鄰信道的中心頻率，這三個相鄰信道已移到基帶區(qū)并且位于圖2(d)中的負(fù)頻率區(qū)域。
參見圖19對上述配置進(jìn)行說明，該圖19表示復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器特性的設(shè)定。圖20(A)表示一個信道組，它與圖2(b)中所示的信道組相同。圖20(B)表示的信道已經(jīng)移到基帶附近而且等效于圖2(d)。(本機(jī)振蕩頻率偏移ω。)復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I、II和III的零點(diǎn)分別設(shè)定在相鄰信道的中心頻率-fb、-3fb和-5fb。圖20(B-1)示意表示只使用復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I消除具有中心頻率-fb的信道的情況。類似地，圖20(B-2)示意地表示在上面施加(Supper imposition)的消除具有中心頻率-fb，-3fb和-5fb的三個信道復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I、II和III特性。圖20(C)表示作為上述三個特性組合的特性，而且表示實(shí)際上在正區(qū)域中的相鄰信道信號也被衰減了(該特性與需要的信道對稱)。
圖21(a)-21(c)表示復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12的操作。圖21(a)表示復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器12即復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I的基本方框的配置。圖21(b)表示在相位平面中的操作，和圖21(c)表示在相位—頻率平面中的操作。
圖21(b)表示復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I相對于中心頻率-fb的操作，該操作是針對相鄰信道波的，該相鄰信道波的相位以與需要信道波的相位相反方向旋轉(zhuǎn)。正如從需要的波信道中所看到的，取樣是16倍過取樣，而且在一個取樣周期中有π/8的相位差。
對于具有中心頻率-fb的相鄰波，一個取樣周期中有-π/8的相位差。因此，在本發(fā)明中，已設(shè)計(jì)出一種方法，其中將由在前的一個樣值的信號矢量旋轉(zhuǎn)7/8π相位所得到的信號加到在后一個樣值的信號上，因此，抵消了具有中心頻率-fb的相鄰波。
如從圖21(b)可看到的，上述兩個樣值消失了，因?yàn)樗鼈兙哂邢辔徊瞀?，即具有相反的方向。在這時，需要的波的相位差為6π/8并以2sin(π/8)的矢量存在下來。
圖22(a)和22(b)表示用于消除第二和第三相鄰信道的相位旋轉(zhuǎn)角，它們與用于消除圖21(b)中所示的相鄰信道的相位旋轉(zhuǎn)角相似?？煽闯鲇糜谙诙噜徯诺涝撓辔恍D(zhuǎn)角為5π/8和用于消除第三相鄰信道則為3π/8。
如果假定在時間t0時I軸和Q軸的樣值為I0和Q0，則在時間t1的旋轉(zhuǎn)矢量計(jì)算如下I軸旋轉(zhuǎn)矢量＝I0cos(旋轉(zhuǎn)角)-Q0sin(旋轉(zhuǎn)角)＝I0cos7π/8-Q0sin7π/8＝-I0cosπ/8-Q0sinπ/8Q軸旋轉(zhuǎn)矢量＝I0sin(旋轉(zhuǎn)角)+Q0cos(旋轉(zhuǎn)角)＝I0sin7π/8+Q0cos7π/8＝I0sinπ/8-Q0cosπ/8。
雖然在相位上I軸相應(yīng)于余弦分量和Q軸相應(yīng)于正弦分量，但每個旋轉(zhuǎn)矢量是將這兩個分量乘以旋轉(zhuǎn)角的正弦及余弦值得到的。以這個方法，構(gòu)成稱為復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的一個濾波器。
在圖19所示的每個復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I、II和III中有橋接I和Q軸的元件。從前述中，通過與經(jīng)過延遲然后旋轉(zhuǎn)在前一取樣的樣值得到的矢量相組合而得到在時間t1的一個復(fù)數(shù)值。因此，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I的I軸及Q軸輸出I1和Q1計(jì)算如下I1＝I0(t＝t0+ts)-I0(t＝t0)cosπ/8
-Q0(t＝t0)sinπ/8 (1)Q1＝Q0(t＝t0+ts)+I0(t＝t0)sinπ/8-Q0(t＝t0)cosπ/8 (2)式中t和t0代表時間，而ts表示一個取樣周期。
類似地，在用于消除第二相鄰信道的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器II中，矢量的旋轉(zhuǎn)角設(shè)定為5π/8，而在用于消除第三相鄰信道的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器III中，矢量的旋轉(zhuǎn)角設(shè)定為3π/8。因此，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器II的I軸及Q軸輸出計(jì)算如下I2＝I1(t＝t0+ts)+I1(t＝t0)cos5π/8-Q1(t＝t0)sin5π/8(3)Q2＝Q1(t＝t0+ts)+I1(t＝t0)sin5π/8+Q1(t＝t0)cos5π/8(4)復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器III的I軸及Q軸輸出計(jì)算如下I3＝I2(t＝t0+ts)+I2(t＝t0)cos3π/8-Q2(t＝t0)sin3π/8(5)Q3＝Q2(t＝t0+ts)+I2(t＝t0)sin3π/8+Q2(t＝t0)cos3π/8(6)在時間點(diǎn)t0和t0+ts上的取樣之間存在延遲的關(guān)系。在圖19中，在t0側(cè)提供延遲裝置。順便說一下，關(guān)于復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器級聯(lián)的順序，在理論上是無差別的，即使其中的任一個放在開頭。但是，在實(shí)際上，根據(jù)實(shí)現(xiàn)該電路的裝置的頻率特性存在一個希望的順序。
在圖21(c)中，需要波的中心角頻率以+ω0表示，而三個較低相鄰信道波的中心角頻率分別以-ω0，-3ω0，-5ω0表示，用于消除相鄰信道波的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I、II和III的相位特性P假定呈現(xiàn)三條向右下斜的平行線，相應(yīng)于下式復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I(-ω0消除)P＝-πω/16ω0+3π/16復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器II(-3ω0消除)P＝-πω/16ω0+5π/16復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器III(-5ω0消除)P＝-πω/16ω0+7π/16
如果組合這三個濾波器相位特性，我們就得到圖21(c)中的線A，表示如下P＝-3πω/16ω0+15π/16在ω＝0的截距B等于15π/16。
利用圖23(a)和23(b)理論上的計(jì)算結(jié)果表示上述效果。圖23(a)表示三類濾波器即復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I、II和III的單個特性，而圖23(b)表示總的特性。從圖23(a)中可懂得，對于一級復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，零點(diǎn)以四倍于信道間隔率的比率出現(xiàn)，但是在組合的特性中零點(diǎn)以信道間隔率出現(xiàn)。另外，從圖23(b)可看出，上述上和下相鄰波組被顯著地衰減的結(jié)果，而以灰色表示的所要波被保護(hù)。
從在頻率變換之后的所要波的中心頻率和該取樣頻率之間提供信道間隔頻率的1/2頻偏的事實(shí)中可得到上述效果，如圖2(a)和2(b)中所示。
另外，該頻偏提供去除了在解調(diào)之后出現(xiàn)的直流偏移和漂移影響的另一個作用。
如圖21(c)中所示的，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器提供與頻率無關(guān)的固定相位提前或延遲。但是，如果多個復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器級聯(lián)連接使用時，產(chǎn)生與頻率相關(guān)的相位失真，如圖21(c)中B所示的。
為了消除該相位失真，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器接到圖24中所示的一個均衡器。在這種情況下，由于不執(zhí)行信號消除，不需要延遲電路并且可能只返回該相位。關(guān)于由該均衡器進(jìn)行的相位均衡，如圖25中所示的，具有-15π/16旋轉(zhuǎn)相位的均衡器的I軸和Q軸輸出I4與Q4表示如下I4＝I3cos(-15π/16)-Q3sin(-15π/16) (7)Q4＝I3sin(-15π/16)+Q3cos(-15π/16) (8)根據(jù)圖24中所示的結(jié)構(gòu)，通過使正交軸相位旋轉(zhuǎn)對I軸和Q軸信號信息進(jìn)行相位校正。
在這里，如果再看看式(1)至(6)，可以看到只有兩類產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)需要的計(jì)算系數(shù)。即，如果π/8的正弦和余弦值分別寫為α和β，則我們得到sinπ/8＝cos3π/8＝-cos5π/8＝sin7π/8＝0.38268＝αcosπ/8＝sin3π/8＝sin5π/8＝cos7π/8＝0.92388＝β
因此，式(1)至(6)中該系數(shù)的絕對值可只以上述兩個值表示。即，可以以上述兩個值表示所有的濾波器系數(shù)的事實(shí)是基于各信道的角速度的差是π/8的倍數(shù)的事實(shí)。這個優(yōu)點(diǎn)也是從在頻率變換之后的所要波的中心頻率和取樣頻率之間提供信道間隔頻率的1/2頻偏的事實(shí)中得到的。
在上述方法中，可以衰減在所要波的每側(cè)的兩個相鄰信道。但是，通常是在遠(yuǎn)離需要波的頻率區(qū)域中形成的，這些頻率區(qū)是鏡頻抑制濾波器特有的重疊的頻率區(qū)。低通濾波器的具體例子在本發(fā)明中，低通濾波器是使用延遲裝置在末級構(gòu)成的，以簡單的結(jié)構(gòu)消除上述不想要的高頻信號。圖26表示要消除的不需要信號在頻率軸上的位置，而圖27表示低通濾波器結(jié)構(gòu)。
根據(jù)圖27的結(jié)構(gòu)，由于每個延遲元件具有由延遲時間確定的積分(integration)功能，相對于相應(yīng)作為基本周期的延遲時間的基本頻率，以及其兩倍波和四倍波該濾波器呈現(xiàn)一個阻抗功能。這個理論特性示于圖28中。負(fù)頻率側(cè)特性對稱于正頻率側(cè)特性。鏡頻抑制頻率變換電路的具體例子圖29(a)和29(b)表示用于圖7、9、12和13中的鏡頻抑制頻率變換電路的具體例子。圖31表示其操作定時。
頻率變換可以使用復(fù)數(shù)表示，如下面所示的。在組合具有中心角頻率ωc的角度調(diào)制cosω0和被加上的角頻率ω0的情況下，我們得到cos((ωc+ω0)t+cosω0t)+j sin((ωc+ω0)t+cosωt)＝cos(ωct+cosω0t)cosω0t-sin(ωct+cosω0t)sinω0t+j{sin(ωct+cosω0t)cosω0t+cos(ωct+cosω0t)sinω0t} (9)由于在所要波的情況下必須降低該中心頻率到DC(直流)區(qū)域，在式(9)中-ω0被替代為ωc，得到cos((ω0t+cosω0t)-ω0t)+jsin((ω0t+cosω0t)-ω0t)＝cos(ω0t+cosω0t)cosω0t+sin(ω0t+cosω0t)sinω0t+j{sin(ω0t+cosω0t)cosω0t-cos(ω0t+cosω0t)sinω0t}假定cosω0t＜π/2，cos((ω0t+cosω0t)-ω0t)+jsin((ω0t+cosω0t)-ω0t)
＝cos(ω0t+)cosω0t+sin(ω0t+)sinω0t+j{sin(ω0t+)cosω0t-cos(ω0t+)sinω0t}。
如果取樣預(yù)率為2ω0，則相應(yīng)的余弦和正弦項(xiàng)滿足取樣定理。因此，取樣可在每一周期四個取樣點(diǎn)上進(jìn)行，其中角頻率ω0的信號相位值是π/2的整數(shù)倍。
圖31(d)和31(e)表示如上所述的cosω0t和sinω0t以每一周期四個取樣的速率進(jìn)行取樣的情況。在時間點(diǎn)nπ，sinω0t項(xiàng)變?yōu)?，而在相位被從那里延遲π/2時的時間點(diǎn)上cosω0t項(xiàng)變?yōu)?。因此，在一個周期中只有兩個位置出現(xiàn)非零樣值，如圖31(d)和31(e)中所示。
由于如上所述的頻率變換由乘法確定的，所以在使它們?yōu)榱愕南辔簧蟘osω0t和sinω0t可忽略。因此，用cosω0t或sinω0t相乘可認(rèn)為以+1或-1相乘。因此，乘法僅僅通過管理其極性進(jìn)行。圖31(j)到31(m)的信號表示在cosω0t或sinω0t變?yōu)?1或-1時，以及用作選擇正極性的In(hT)與Qi(nT)和負(fù)極性的-In(nT)或-Qi(nT)的選通信號的時間點(diǎn)，選通信號是取樣信號In(nT)或Qi(nT)乘以+1或-1得到的信號。
圖31中所示的所有控制信號由時鐘信號控制。很明顯這些控制信號可由與圖17中所示的控制電路非常相似的電路產(chǎn)生，因?yàn)檫@樣的電路能由標(biāo)準(zhǔn)邏輯電路構(gòu)成，所以這種電路的具體例子不再描述。
在圖29(b)所示的電路圖中，放大器U10利用開關(guān)SW11和電容器C10執(zhí)行與圖17所示的倒相放大器U1的相同功能，而且構(gòu)成保持該輸入信號極性的緩沖放大器。以完全相同的方法，放大器U20構(gòu)成保持該輸入信號極性的緩沖放大器。放大器U11執(zhí)行圖17所示的倒相放大器U2相同的功能，并且構(gòu)成產(chǎn)生輸出信號的倒相放大器，該輸出信號的極性從該輸入信號極性中倒向。相同的情況應(yīng)用到放大器U21。
每個放大器U12和U22構(gòu)成一個極性反向乘法器/加法器電路，它從多個電容器C17和C28或C18和C27接收信號。其放大增益由輸入側(cè)電容C17、C28、C18或C27與反饋電容C31或C32的比率確定。開關(guān)SW11至SW15和開關(guān)SW21至SW25操作由圖31(a)、31(b)和31(c)中所示的信號或與時間信號a同步產(chǎn)生的它們的反相信號來控制，使得放大器U11、U12、U21和U22在收到輸入信號Ii(nT)或Qi(nT)時產(chǎn)生正極性的In(nT)或Qi(nT)和負(fù)極性的-In(nT)或-Qi(nT)。開關(guān)SW16至SW19從正極性的In(nT)及Qi(nT)和負(fù)極性的-In(nT)及-Qi(nT)中選擇，將它發(fā)送到包括放大器U12并控制其輸出I0(nT)的加法器電路。用于控制開關(guān)SW16至SW19的信號是示于圖31(j)-31(m)的信號或它們的反相信號。
這時，在時間t1，通過圖31(j)所示的定時控制j只使余弦為+1，和開關(guān)SW17通過-Ii(nT)并將-Ii(nT)提供給極性反向乘法器/加法器電路U12，使得Ii(nT)出現(xiàn)在其輸出I0(nT)上。
在時間t2，通過圖31(1)所示的定時控制只使正弦為+1，和開關(guān)SW18通過-Qi(nT)并將其提供給極性反向乘法器/加法器電路U12，使得Qi(nT)出現(xiàn)在其輸出I0(nT)上。
在時間t3，通過圖31(k)所示的定時控制只使余弦為-1，和開關(guān)SW16通過+Ii(nT)并將其提供給極性反向乘法器/加法器電路U12，使得-Ii(nT)出現(xiàn)在其輸出I0(nT)上。
在時間t4，通過圖31(m)所示的定時控制只使正弦為-1，和開關(guān)SW19通過+Qi(nT)并將其提供給極性反向乘法器/加法器電路U12，使得-Qi(nT)出現(xiàn)在其輸出I0(nT)上。
類似地，在Q0(nT)終端側(cè)，在時間t1，利用圖31(j)所示的定時控制只是余弦為+1，和開關(guān)SW27通過-Qi(nT)并提供給極性反向乘法器/加法器電路U22，使得Qi(nT)出現(xiàn)在其輸出Q0(nT)上。
在時間t2，利用圖31(1)所示的定時控制只使余弦為+1，和開關(guān)SW28通過-Ii(nT)并提供給極性反向乘法器/加法器電路U22，使得Ii(nT)出現(xiàn)在其輸出Q0(nT)上。
在時間t3，利用圖31(k)所示的定時控制只使余弦為-1，和開關(guān)SW26通過+Ii(nT)并提供給極性反向乘法器/加法器電路U22，使得-Qi(nT)出現(xiàn)在其輸出Q0(nT)上。
在時間t4，利用圖31(m)所示的定時控制只使余弦為-1，和開關(guān)SW29通過+Ii(nT)并提供給極性反向乘法器/加法器電路U22，使得-Ii(nT)出現(xiàn)在其輸出Q0(nT)上。
此后，每四個時鐘周期進(jìn)行如在t1至t4周期中的相同的電路切換控制，并根據(jù)圖29(a)所示的基本原理執(zhí)行上述式(7)和(8)的計(jì)算。
如上所述，鏡頻抑制頻率變換電路可利用開關(guān)電容器電路實(shí)現(xiàn)。
圖30表示用于控制圖29(a)和29(b)所示的鏡頻抑制頻率變換電路26的電路的實(shí)例。這個電路包括第一D型觸發(fā)器U1，用于接收在其時鐘輸入端CLK的取樣時鐘信號a；第二D型觸發(fā)器U2，用于接收在其時鐘輸入端CLK的來自U1的Q輸出；第一與門電路U3，用于接收作為其輸入的第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出和取樣時鐘信號a；第一或門電路U4，用于接收作為其輸入的第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出和第二D型觸發(fā)器U2的Q輸出；第二或門電路U6，用于接收作為其輸入的第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出和第二D型觸發(fā)器U2的Q輸出；第三或門電路28，用于接收作為其輸入的第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出和第二D型觸發(fā)器U2的Q輸出；第四或門電路U10，用于接收作為其輸入的第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出和第二D型觸發(fā)器U2的Q輸出；第二與門電路U5，用于接收作為其輸入的第一或門電路U4的負(fù)邏輯輸出和取樣時鐘信號a；第三與門電路U7，用于接收作為其輸入的第二或門電路U6的負(fù)邏輯輸出和取樣時鐘信號a；第四與門電路U9，用于接收作為其輸入的第三或門電路U8的負(fù)邏輯輸出和取樣時鐘信號a；和第五與門電路U11，用于接收作為其輸入的第四或門電路U10的負(fù)邏輯輸出和取樣時鐘信號a。
參見圖30，將敘述其操作。取樣時鐘信號a加到第一D型觸發(fā)器U1的時鐘輸入CLK，由此得到分頻的輸出Q和負(fù)邏輯輸出Q，其Q輸出加到第二D型觸發(fā)器U2的時鐘輸入CLK，由此得到分頻的Q和負(fù)邏輯輸出Q。接著，在第二D型觸發(fā)器U2的輸出Q和負(fù)邏輯輸出Q得到取樣時鐘信號a的四分頻信號。因此，取樣時鐘信號a和第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出都加到第一“與”電路U3，而且只在Q輸出為高電位“H”時的兩個時鐘脈沖周期期間其輸出才設(shè)定為高電位“H”。提供給第二“與”電路U5的是該取樣時鐘信號a和第一“或”電路U4的負(fù)邏輯輸出，作為U4輸入接收的是從第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出來的取樣時鐘信號a的二分頻信號和從第二D型觸發(fā)器U2的Q輸出來的取樣時鐘信號a的四分頻信號，結(jié)果在四個取樣時鐘周期的第一時鐘周期期間第二與電路U5的輸出設(shè)定為高電位“H”。類似地，加到第三與電路U7的是取樣時鐘信號a和第二或電路U6的負(fù)邏輯輸出，作為U6輸入接收的是來自第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出的取樣時鐘信號a的二分頻信號和來自第二D型觸發(fā)器U2的Q輸出的取樣時鐘信號a的四分頻信號，結(jié)果在四個取樣時鐘周期的第二時鐘周期期間第二與電路U5的輸出設(shè)定為高電位“H”。加到第四與電路U9的是取樣時鐘信號a和第三或電路U8的負(fù)邏輯輸出，作為U8輸入接收的是來自第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出的取樣時鐘信號a的二分頻信號和來自第二D型觸發(fā)器U2的Q輸出的取樣時鐘信號的四分頻信號，結(jié)果在四個取樣時鐘周期的第三時鐘周期期間第二與電路U5的輸出設(shè)定為高電位“H”。加到第五與電路U11的是取樣時鐘信號a和第四或電路U10的負(fù)邏輯輸出，作為U10輸入接收的是來自第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出的取樣時鐘信號a的二分頻信號和來自第二D型觸發(fā)器U2的Q輸出的取樣時鐘信號a的四分頻信號，結(jié)果在四個取樣時鐘周期的第四時鐘周期期間第二與電路U5的輸出設(shè)定為高電位“H”。
從上面敘述已清楚，根據(jù)上述控制電路，對于圖31所示的鏡頻抑制頻率變換電路的具體例子的操作定時圖中的各個定時波形，上述控制電路的第一與電路U3的輸出信號相應(yīng)于圖31(h)中所示的+1/-1鑒別信號。類似地，上述控制電路的第一D型觸發(fā)器U1的Q輸出信號相應(yīng)于圖31(i)所示的I/Q鑒別信號。上述電路的第二與電路U5的輸出信號相應(yīng)于圖31(j)所示的cosθ的+1定時波形。上述電路的第三與電路U7的輸出信號相應(yīng)于圖31(k)所示的cosθ的-1定時波形。上述電路的第四與電路U9的輸出信號相應(yīng)于圖31(l)所示的sinθ的+1定時波形。上述電路的第五與電路U11的輸出信號相應(yīng)于圖31(m)所示的cosθ的-1定時波形。因此，很明顯該鏡頻抑制頻率變換可通過圖29(a)和29(b)所示的鏡頻抑制頻率變換電路26和圖30所示的控制電路的結(jié)構(gòu)得到。使用開關(guān)電容器電路的一些功能元件的具體例子圖32(a)-32(d)表示復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的具體例子。在圖32(a)-32(d)中，構(gòu)成復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的基本元件的延遲器件、反相器和乘法加法器利用開關(guān)電容器電路實(shí)現(xiàn)。
關(guān)于開關(guān)電容器電路的工作原理，可使用在敘述圖17的正交分量分離電路中的操作的描述，而無需實(shí)質(zhì)上的替代，因此其敘述將略去。構(gòu)成復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的開關(guān)電容器電路的電路元件在圖32(b)、32(c)和32(d)中示出。要求延遲器件，正數(shù)乘法器、負(fù)數(shù)乘法器和加法器實(shí)現(xiàn)復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，如圖32(a)所示。
圖32(b)表示使用開關(guān)電容器電路的延遲器件。乘法功能可由電容器提供。在該圖中表示出了乘法公式。
負(fù)數(shù)乘法器示于圖32(c)。乘法加法器示于圖32(d)。當(dāng)進(jìn)行正數(shù)乘法時，兩個負(fù)數(shù)乘法器級聯(lián)。
圖33示出使用前述元件的開關(guān)電容器電路的一級復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的具體例子。類似地，使用開關(guān)電容器電路的相位均衡器的具體例子示于圖34。
圖35表示使用開關(guān)電容器電路的低通濾波器的具體例子。在圖35中，具有相同結(jié)構(gòu)的低通濾波器用于I軸和Q軸。所有的操作都由時鐘信號控制。
開關(guān)電容器電路的功耗正比于轉(zhuǎn)送時鐘速率和相關(guān)的靜電電容，而且正比于所處理的信號幅度的平方。如果開關(guān)電容器電路是由諸如GaAs的化合物半導(dǎo)體組成的低噪聲器件構(gòu)成的，則即使具有小的信號幅度也可獲得足夠大的S/N比，因此保證大的幅度已要得不必要了。因此，即使中頻信號具有高的頻率，功耗下降到大大低于由傳統(tǒng)數(shù)字電路處理的功率消耗的程度。
圖36表示一個具體例子，其中使用開關(guān)電容器電路的均衡器和低通濾波器集成地構(gòu)成。在原則上，開關(guān)電容器電路在每一級有一個運(yùn)算放大器，并且該運(yùn)算放大器構(gòu)成增加開關(guān)電容器電路中功耗的主要原因。在圖36中，通過共同使用在均衡器側(cè)的運(yùn)算放大器和在低通濾波器側(cè)的運(yùn)算放大器減少了運(yùn)算放大器的數(shù)量。基本上，來自均衡器51的正交分量可獨(dú)立地接到低通濾波器52。但是，在圖36中，為了省去在要不然會放置在圖36中的粗線框內(nèi)的均衡器51輸出附近的運(yùn)算放大器，連接是以這樣方法進(jìn)行以便將兩個正交分量提供給在低通濾波器52的輸入附近的運(yùn)算放大器54和運(yùn)算放大器55。另外，圖36只表示Q軸側(cè)，但是也能夠以完全相同的方式共同使用在I軸側(cè)的運(yùn)算放大器。
為了進(jìn)一步降低無線電接收設(shè)備的功耗，可能出現(xiàn)使用圖33-36所示的開關(guān)電容器電路的濾波器設(shè)計(jì)不足夠的情況。如從圖33-36可看到的，這是因?yàn)橛刑嗟南墓β实墓ぷ髟?，特別是放大器。使用CCD電路的功能元件的具體例子圖37(a)和37(b)表示本發(fā)明的具體實(shí)施例，其中取樣輸出饋送給由CCD電路構(gòu)成的濾波器。圖37(a)表示CCD的結(jié)構(gòu)。構(gòu)成CCD使得電荷的電荷位阱可在n型基底與SiO2層之間形成，以允許存儲在位阱中的電荷利用在SiO2層外部提供的柵極的電位進(jìn)行轉(zhuǎn)移。
如從圖37(a)可看到的，在原則上，在電荷轉(zhuǎn)移方向不存在工作的元件。由于利用電荷轉(zhuǎn)移進(jìn)行處理，所以對于相同的信息不需要提供新的電荷。因此，在CCD中功耗基本上是低的。而且，所有的操作都由加到柵極上的時鐘信號控制。但是，由于不需要使時鐘信號通過開關(guān)元件，所以開關(guān)噪聲和類似噪聲很小。
如果電路由低噪聲器件構(gòu)成，則即使信號幅度小也可獲得足夠大的S/N比，所以不需要保證大的幅度。因此，功耗下降到比在開關(guān)電容器電路情況下低得多的程度。CCD一般用于傳送圖象(image)信號。由于此原因，信號只使用輸入的電荷傳送到最后的輸出，如圖37(a)所示。
為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的目的，需要分配信號到延遲電路部分、產(chǎn)生延遲差和組合無延遲信號與延遲信號的功能。考慮到要防噪聲，只使用輸入的電荷來處理信號到處理的結(jié)束不是可取的。
如圖37(b)中所示的，用于前述功能的電路已經(jīng)設(shè)計(jì)用于這個目的。對于一級的低通濾波器將給予詳細(xì)的敘述。在圖37(b)中，灰色粗線框表示一級延遲型低通濾波器的基本結(jié)構(gòu)，包括一個輸入緩沖級61、一個延遲側(cè)CCD系列62、一個無延遲側(cè)CCD系列63、一個加法CCD 64和也用作輸出緩沖器的一個輸入緩沖器級65。圖37(b)表示圖27所示的第一級所延遲元件型低通濾波器的具體例子。在圖37(b)中，這個第一級由標(biāo)號66表示以提供對應(yīng)性。類似地，標(biāo)號67表示提供兩級的延遲差的一個低通濾波器級，而標(biāo)號68表示提供四級的延遲差的一個低通濾波器級。
在第一級中，輸入緩沖器級61是一個緩沖器，用于將等效于輸入電荷的電荷等量地提供給隨后的延遲側(cè)CCD系列62和無延遲側(cè)CCD系列63，和其數(shù)量約為輸入電荷的兩倍的電荷從電源加到CCD系列62及63。對于延遲側(cè)CCD系列62和無延遲側(cè)CCD系列63，在傳輸衰減可忽略的情況下，單位單元(unit cell)可具有完全相同的結(jié)構(gòu)。
在第一級中，使延遲側(cè)CCD系列62的CCD系列的長度比無延遲側(cè)CCD系列63長一個單元(cell)。由于加法CCD 64從兩個系統(tǒng)接收電荷，位阱寬，因此這些單元不飽和。相同的東西也加到用作輸出緩沖器的輸入緩沖級65。緩沖器級65的FET(場效應(yīng)管)緩沖器的功能基本上類似于輸入緩沖器級61的功能。從上述敘述中可懂得，低通濾波器可通過推進(jìn)CCD器件技術(shù)實(shí)現(xiàn)。
利用上述結(jié)構(gòu)，在本發(fā)明中，只有一個中頻級，而其輸出被取樣和保持，即數(shù)字化，以便利用數(shù)字電路執(zhí)行隨后的信號處理，該數(shù)字電路很容易利用集成電路實(shí)現(xiàn)。因此，本發(fā)明提供對第一問題的解決方案，即該無線電接收裝置要求用于保證良好的接收信道選擇性的許多部件。
在本發(fā)明中，數(shù)字信號處理是使用環(huán)節(jié)關(guān)電容器電路而不是數(shù)字邏輯電路進(jìn)行的，因而信號幅度降低了和集成電路的構(gòu)成便于使用較少量的電路元件。因此，提供對第二問題的解決方案，其中第二問題是上面提到的第一問題的許多部件的存在引起大功耗。
在本發(fā)明中，數(shù)字化取樣是根據(jù)頻帶限制取樣方案而不是通常的一階取樣方案進(jìn)行的，因而大大地降低取樣時鐘頻率。因此，提供對第三問題的解決方案，該問題是數(shù)字化的信號處理帶來比模擬處理大幾倍的功耗。
在本發(fā)明中，(1)使用采用開關(guān)電容器電路的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，可以以低功耗執(zhí)行四則運(yùn)算，該功耗基本上與傳統(tǒng)情況中一樣，和(2)通過提供相應(yīng)于下變頻到中頻的信道間隔頻率的頻偏和使用上述復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器可減少計(jì)算次數(shù)。因此，提供對第四個問題的解決方案，該問題是傳統(tǒng)的數(shù)字濾波器采用復(fù)合計(jì)算，因此它們的功耗大。
在本發(fā)明中，雖然接收的信號利用取樣與保持電路表現(xiàn)為離散形式，不執(zhí)行變換為邏輯電平并使用開關(guān)電容器電路執(zhí)行數(shù)字信號處理，而不需要增大輸入信號的幅度。因此，提供對第五問題的解決方案，該問題是A/D變換器要求輸入信號具有大的幅度。
在本發(fā)明中，不使本機(jī)振蕩信號等于接收信號的載頻，和如上所述提供相應(yīng)于信道間隔頻率的頻偏。因此，提供對第六問題的解決方案，在直接變換接收方案中，本機(jī)振蕩信號從天線輻射而干擾相鄰站，和DC偏移出現(xiàn)而將誤差傳遞給已解調(diào)信號。
如上所述，本發(fā)明能夠提供克服現(xiàn)有技術(shù)的所有上述問題的無線電接收裝置。
現(xiàn)在對照圖41-53敘述本發(fā)明另一方面的實(shí)施例。實(shí)施例6圖41是表示根據(jù)本發(fā)明的第六實(shí)施例接收多頻帶信號的無線電接收裝置結(jié)構(gòu)的方框圖。參見圖41，接收電路部分226包括一個低噪聲高頻放大器202、用于消除分配給相關(guān)的通信系統(tǒng)以外的頻帶信號的第一濾波器203、一個變頻器204、一個中頻帶濾波器206、一個自動增益控制放大器207、一個正交檢波/信道濾波器部分208、一個I信號根奈奎斯特(root Nyquist)濾波器222、一個Q信號根奈奎斯特濾波器223和一個信號檢波與解調(diào)部分224。
正交檢波/信道濾波器部分208由一個取樣與保持電器209、一個希爾伯特(Hilbert)變換部分210、第一信道濾波器211至第N信道濾波器212和一個時鐘產(chǎn)生/控制部分213組成。在接收到基準(zhǔn)時鐘信號218和時鐘控制信號219時，時鐘產(chǎn)生/控制部分213產(chǎn)生該取樣與保持電路的時鐘信號214、該希爾伯特變換部分的時鐘信號215和第一信道濾波器的時鐘信號216到第N信道濾波的時鐘信號217。
接著敘述圖41的無線電接收裝置的操作。從天線來的接收信號201由低噪聲高頻放大器202放大并提供給第一濾波器203，在濾波器203中消除了分配給相關(guān)通信系統(tǒng)的頻帶的信號之外的信號。提取的信號在變頻器204中使用本機(jī)振蕩頻率信號205進(jìn)行頻率變換。變頻器204的輸出加到中頻帶濾波器206，該中頻帶濾波器206設(shè)定在相關(guān)通信系統(tǒng)的最寬的頻率帶寬。中頻帶濾波器206的輸出由自動增益控制放大器207放大到預(yù)定的信號強(qiáng)度，然后加到正交檢波/信道濾波器部分208。正交檢波/信道濾波器部分208的正交檢波輸出即I信號輸出220和Q信號輸出221分別加到I信號根奈奎斯特濾波器222和Q信號根奈奎斯特濾波器223，在其中相應(yīng)的信號進(jìn)行整形以便具有奈奎斯特特性。得到的信號由信號檢波與解調(diào)部分224解調(diào)為基帶信號225。
如圖42所示，正交檢波/信道濾波器部分208包括N級信道濾波器211、211a、211b、......212，時鐘信號216、216a、216b、......、217從時鐘產(chǎn)生/控制部分213分別加到N級信道濾波器211、211a、211b、......212。
下面敘述假定N等于2時N級信道濾波器的操作。
上面已經(jīng)敘述了包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的信道濾波器的基本結(jié)構(gòu)。因此，只根據(jù)描述本發(fā)明的當(dāng)前方面是必須的項(xiàng)目敘述N級信道濾波器，除了再次對照相應(yīng)于圖1、11、19、29(a)-29(b)和32(a)的圖43敘述信道濾波器的基本結(jié)構(gòu)及相關(guān)的描述之外。希爾伯特變換部分210和變稀(thinning)部分類似于上面分別結(jié)合圖17和14敘述的部分。信道濾波器的基本結(jié)構(gòu)的敘述意圖是在理論上說明其頻率特性，因而表示本發(fā)明可容納多頻帶信號。
三個復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的頻率特性理論示于圖43，它們是該信道濾波器的心臟。
圖44表示第一級復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的頻率特性。假定P0代表在時間t0時具有幅度A0的旋轉(zhuǎn)信號矢量。如果每個時間期間τ進(jìn)行取樣，則下一個信號矢量P+1位于旋轉(zhuǎn)一個等于角頻率ω和該時間期間τ的乘積的相位的位置。另一方面，消除相鄰波所需的矢量旋轉(zhuǎn)角以θ表示，在時間t0的矢量Pr0從矢量P0中得到。由于復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的輸出是P+1和Pr0的矢量和，其正交分量即I分量(Ir(nT))和Q分量(Qr(nT))表示為Ir(nT)＝I(τ)+Ir＝A0(cosωτ+cosθ)Qr(nT)＝Q(τ)+Qr＝j(luò)A0(sinωτ-sinθ)。
這個矢量的頻率特性以該矢量的乘方即包絡(luò)表示。因此，乘方＝|Ir(nT)+Qr(nT)|2＝{A0(cosωτ+cosθ)+jA0(sinωτ-sinθ)}×{A0(cosωτ+cosθ)-jA0(sinωτ-sinθ)}＝{A0(cosωτ+cosθ)}2+{A0(sinωτ-sinθ)}2＝A02{cos2ωτ+2cosωτcosθ+cos2θ}+A02{sin2ωτ-2sinωτsinθ+sin2θ}＝A02{cos2ωτ+sin2ωτ+cos2θ+sin2θ}+A02{2cosωτcosθ-2sinωτsinθ}＝2A02{1+cos(ωτ+θ)}。這個式子表示該頻率特性具有角頻率ω和兩個參數(shù)即取樣間隔τ和相位旋轉(zhuǎn)角θ。
圖45(a)-45(d)表示頻率特性為角頻率ω的函數(shù)，其中復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的增益和取樣間隔τ都假定為1。
圖45(a)相應(yīng)于相位旋轉(zhuǎn)角θ為-π/4的情況，和表示圖43的第一級復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器方框的特性。圖45(b)表示以dB表示的相同特性。圖45(c)表示圖43的第一、第二和第三復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的特性，在圖43中相應(yīng)旋轉(zhuǎn)角θ分別為-π/4、-2π/4和-3π/4。圖45(d)表示三個濾波器的復(fù)合特性，其中在相鄰波的中心頻率得到大于125dB的衰減。在相鄰波之間的邊界處得到25dB的衰減。
正如在本實(shí)施例的敘述的初始部分中已經(jīng)敘述的，上述特性是從以下事實(shí)得到的四個信道的濾波器頻率區(qū)域利用16倍過取樣頻率固定在上側(cè)與下側(cè)的每一側(cè)，和通過在頻率變換中進(jìn)行基帶頻率的偏移，將除了需要的波之外3級梳狀濾波器的零點(diǎn)頻率設(shè)定在相鄰波的中心頻率上。關(guān)于信道頻率寬度，四個信道可插入在取樣頻率的圖象頻率之間。
因此應(yīng)懂得在各包括上面的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的級聯(lián)信道濾波器的下一級中將取樣頻率變稀為1/4允許實(shí)現(xiàn)具有高度對稱的頻率特性的非常有效的濾波器。
圖46(a)-46(c)表示信道濾波器的兩級級聯(lián)連接的理論特性。
圖46(a)表示在圖43的信道濾波器由相對于該頻率帶寬的64倍過取樣驅(qū)動時得到的頻率特性。圖46(b)表示在圖43的信道濾波器由相對于該頻率帶寬16倍的過取樣驅(qū)動時得到的頻率特性。圖46(c)表示上述兩個信道濾波器級聯(lián)連接的頻率特性。從圖46(c)可看到在該取樣頻率以下容納16信道。在第二相鄰波和第三相鄰波之間的邊界上得到大于30dB的衰減，而在第七和第八相鄰波之間的邊界上衰減達(dá)到60dB。很明顯，該濾波器的零點(diǎn)位于該相鄰的中心頻率，在該處衰減量大于125dB。
圖47表示每個包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器的信道濾波器級聯(lián)連接的具體例子。參見圖47，帶通濾波器只通過輸入信號的所需頻帶的分量。得到的信號由取樣與保持電路以取樣時鐘信號的頻率取樣。希爾伯特變換部分將取樣與保持電路的輸出分離為正交的分量，它們被加到第一信道濾波器。(存在著互相級聯(lián)連接的第一和第二信道濾波器)。
首先，在第一信道濾波器中，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I至III只通過所需頻帶的分量，和其中產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)誤差由下一級的均衡器補(bǔ)償。該均衡器的輸出加到作為低通濾波器的一個平均電路，用于消除高頻折疊噪聲，然后加到作為取樣與保持電路的變稀電路用于變換為低速率取樣頻率，這是在下一級的第二信道濾波器中需要的。此后，改變偏移頻率。該偏移頻率應(yīng)保持相同，即使在變稀之后。
這個情況可參照圖46(a)和46(b)說明。如在圖46(a)中所示，在第一信道濾波器中，所需波帶被給予1/2帶寬的頻偏，即第一信道濾波器的1/4通常寬度。如果第一信道濾波器的輸出被變稀，然后提供給第二信道濾波器，則頻偏將是第二信道濾波器的1/4通帶寬度，導(dǎo)致圖46(a)和46(b)的通帶中心頻率之間的差別。為了校正這個偏差，在第一信道濾波器的最后一級提供一個頻偏電路。第一信道濾波器的輸出加在第二信道濾波器，它具有與第一信道濾波器相同的結(jié)構(gòu)和執(zhí)行相同的操作，除了取樣頻率不同外。因此，得到圖46(b)的濾波效果。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明接收多頻帶信號的濾波器具有圖46(c)所示的總特性。在第二信道濾波器的最后一級的頻偏電路中，消除了至此保持的頻偏，以便輸出I和Q信號作為完整的基帶信號。
在第一信道濾波器中，具有通過將輸入到取樣與保持電路的輸入信號帶寬分別乘以1、1/2和1/4得到的帶寬的信號可通過切換取樣與保持電路的取樣時鐘信號頻率提取。這是因?yàn)槿鐖D46(a)中所示在相鄰?fù)◣еg有三個零點(diǎn)。
類似地，在第二信道濾波器中，可提取具有通過將輸入到取樣與保持電路的輸入信號的帶寬分別乘以1/4、1/8和1/16得到的帶寬的信號。即，很明顯，每個信道濾波器的帶寬變化率為1∶4。
因此，應(yīng)懂得，如果多頻帶無線電接收機(jī)容納帶寬比率為N，則M個信道濾波器可準(zhǔn)備并且互相級聯(lián)連接，這里N等于4M。但是，由于M必須是整數(shù)，需要進(jìn)行小數(shù)部分的舍入處理。
即，本發(fā)明可通過準(zhǔn)備和級聯(lián)信道濾波器提供帶寬比率N的多頻帶無線電接收機(jī)，信道濾波器的數(shù)量通過舍入的滿足N＝4M的M的小數(shù)部分得到。實(shí)施例7圖48表示根據(jù)本發(fā)明的第七實(shí)施例的無線電接收裝置的結(jié)構(gòu)。這個實(shí)施例的第一信道濾波器與圖47的第一信道濾波器具有相同的結(jié)構(gòu)，除了沒有均衡器之外。即，最后一級信道濾波器的均衡器也能得到第一信道濾波器的均衡器的功能。
參見圖49(a)-49(c)和50，將從理論上敘述該均衡器的相位補(bǔ)償角。圖49(a)表示用于消除第一相鄰波的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I的操作。參見圖49(a)，如果假定相位0的矢量P0代表在時間t0的負(fù)頻率相鄰波(-ω0)，則通過將矢量P0順時針方向旋轉(zhuǎn)π/8得到的矢量P-1就應(yīng)代表過了一個取樣時鐘周期之后的負(fù)頻率相鄰波。用于抵消矢量P-1的矢量Pr0可從將矢量P0反時針方向旋轉(zhuǎn)7π/8產(chǎn)生。這以公式表示如下，這清楚地表示矢量Pr0可通過將在時間t0的矢量P0的分量乘以cosθ和sinθ得到。
Ir(nT)＝A0cos(-ω0t0+θ)＝A0cos(-ω0t0)cosθ-A0sin(-ω0t0)sinθ＝I0(t0)cosθ-Q0(t0)sinθQr(nT)＝A0sin(-ω0t0+θ)＝A0sin(-ω0t0)cosθ-A0cos(-ω0t0)sinθ
＝Q0(t0)cosθ-I0(t0)sinθ圖49(b)和49(c)表示分別以類似的方法消除第二和第三相鄰信道的相位旋轉(zhuǎn)角5π/8和3π/8。
另一方面，如上所述，相位旋轉(zhuǎn)的應(yīng)用意味著出現(xiàn)相位特性失真。圖50表示由每個復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器引起的相位失真。三級濾波器的相位特性在圖50中以字母A表示，其中相位偏移為15π/16，如由字母B所指示的。
這將在下面說明。復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I、II和III的零點(diǎn)設(shè)定在相鄰信道的中心頻率-fb、-3fb和-5fb。利用在一個取樣周期中16倍過取樣所產(chǎn)生的所需波的相位變化為π/8。對具有中心頻率-fb的相鄰波，在一個取樣周期中出現(xiàn)的相位差為-π/8。通過旋轉(zhuǎn)前一個取樣的信號矢量7π/8來抵消后一個取樣的信號。具有相位差6π/8的所需波作為2sin(π/8)的矢量繼續(xù)存在。如果假定在時間t0的I軸和Q軸樣值是I0和Q0，則在時間t1的旋轉(zhuǎn)矢量計(jì)算如下I軸旋轉(zhuǎn)矢量＝I0cos7π/8-Q0sin7π/8Q軸旋轉(zhuǎn)矢量＝I0sin7π/8-Q0cos7π/8通過組合在時間t1的樣值與通過轉(zhuǎn)動前一個樣值的矢量得到的值，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I的I軸和Q軸輸出I1和Q1計(jì)算如下I1＝I0(t＝t0+ts)-I0(t＝t0)cos7π/8-Q0(t＝t0)sin7π/8(10)Q1＝Q0(t＝t0+ts)+I0(t＝t0)sin7π/8-Q0(t＝t0)cos7π/8 (11)式中t和t0代表時間，而ts是表示一個取樣周期。
類似地，在用于消除第二相鄰信道的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器II中，矢量的旋轉(zhuǎn)角設(shè)定在5π/8，而在用于消除第三相鄰信道的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器III中，矢量的旋轉(zhuǎn)角設(shè)定在3π/8。
因此，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器II的I軸和Q軸輸出計(jì)算如下I2＝I1(t＝t0+ts)+I1(t＝t0)cos5π/8-Q1(t＝t0)sin5π/8(12)Q2＝Q1(t＝t0+ts)+I1(t＝t0)sin5π/8+Q1(t＝t0)cos5π/8(13)復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器III的I軸及Q軸輸出計(jì)算如下
I3＝I2(t＝t0+ts)+I2(t＝t0)cos3π/8-Q2(t＝t0)sin3π/8 (14)Q3＝Q2(t＝t0+ts)+I2(t＝t0)sin3π/8+Q2(t＝t0)cos3π/8 (15)在圖50中，所需波的中心角頻率以+ω0表示，而三個較低的相鄰信道波的中心角頻率分別以-ω0、-3ω0、-5ω0表示，用于消除相鄰信道波的復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I、II和III的相位特性P假定為三條向右下斜的平行線，相應(yīng)于下列情況復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I(-ω0消除)P＝-πω/16ω0+3π/16復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器II(-3ω0消除)P＝-πω/16ω0+5π/16復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器III(-5ω0消除)P＝-πω/16ω0+7π/16如果組合這三個濾波器相位特性，我們得到圖50中的線A，它以下式表示P＝-3πω/16ω0+15π/16在ω＝0的截距B等于15π/16。因此，該均衡器應(yīng)提供抵消上述值15π/16的相位偏移。
從圖50可看出，復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器I-III的相應(yīng)相位特性是線性的。因此，很明顯該組合的特性也是線性的。
在多個信道濾波器級聯(lián)的情況下，總的特性以該頻部的一階函數(shù)表示，如下面敘述的。第一級信道濾波器的相位特性為P1＝(-πω/16ω0+3π/16)+(-πω/16ω0+5π/16)+(-πω/16ω0+7π/16)＝-3πω/16ω0+15π/16。
如果在下一級信道濾波器中取樣時鐘頻率被變稀為1/4，則在該級中所需波的頻率變?yōu)棣?。因此，第二級信道濾波器的相位特性P2為P2＝(-4πω/16ω0+3π/16)+(-4πω/16ω0+5π/16)+(-4πω/16ω0+7π/16)＝(-πω/4ω0+3π/16)+(-πω/4ω0+5π/16)+(-πω/4ω0+7π/16)＝-3πω/4ω0+15π/16第n級信道濾波器的相位特性Pn為Pn＝(-4nπω/64ω0+3π/16)+(-4nπω/64ω0+5π/16)+(-4nπω/64ω0+7π/16)＝(-nπω/16ω0+3π/16)+(-nπω/16ω0+5π/16)+(-nπω/16ω0+7π/16)＝-3πω/16ω0+15π/16。因此，n級的總特性P總為 ＝-3n(n-1)πω/32ω0+15nπ/16。
很清楚，這是頻率ω的一階函數(shù)。因此，利用該末級的均衡器執(zhí)行15nπ/16的相位補(bǔ)償可消除相位失真。即，雖然在第六實(shí)施例中，在每個信道濾波器中提供該均衡器，但即使只在末級提供該均衡器也可得到相同特性，因而可大大地減少這些均衡器的電路。實(shí)施例8圖51表示根據(jù)本發(fā)明的第八實(shí)施例的無線電接收裝置的結(jié)構(gòu)。這個結(jié)構(gòu)與圖41或47的結(jié)構(gòu)相同，除了在信道濾波器輸出側(cè)提供具有補(bǔ)償?shù)母慰固貫V波器322和323來代替根奈奎斯特濾波器222和223。即，這個實(shí)施例利用根奈奎斯特濾波器322和323補(bǔ)償由信道濾波器引入到傳輸特性中的惡化來保持奈奎斯特傳輸。
圖52(a)表示用于奈奎斯特傳輸所需的奈奎斯特頻率特性，和圖52(b)表示相對于在第六或第七實(shí)施例的無線電接收裝置出現(xiàn)的奈奎斯特頻率特性的惡化。
在一般的數(shù)字傳輸中，使用量化的電平發(fā)送信息，以及傳輸波形被變換為奈奎斯特波形以消除由瞬態(tài)響應(yīng)引起的傳送信息的碼之間的干擾。由于奈奎斯特波形是由總的傳輸系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的，所以奈奎斯特波形本身在接收機(jī)解碼器的輸入部分的鑒頻器產(chǎn)生。因此，為了實(shí)現(xiàn)奈奎斯特波形，需要管理該傳輸系統(tǒng)的總特性，以使它具有與發(fā)送頻率f0相應(yīng)的點(diǎn)對稱的滾降(roll-off)特性，如在圖52(a)中所示的。一般地講，所要的特性均等地分配給發(fā)送和接收側(cè)；因此，在每側(cè)建立根奈奎斯特特性。
在圖52(b)中，字母A表示根奈奎斯特特性。通常，為了避免惡化，試圖保持從低頻范圍至f0的平坦的頻率特性。但是，在使用提供頻率特性0.5(1+cos2πf/f0)的本發(fā)明的信道濾波器的情況下，其特性呈現(xiàn)圖52(b)中所示的曲線B，它包括在f0以下的范圍中的大衰減。圖52(b)的曲線C代表這種誤差的補(bǔ)償值?？煽闯鲈诘陀?.5f0的頻率范圍中需要+5fB至-15dB的校正。
圖53表示用于實(shí)現(xiàn)根奈奎斯特濾波器的數(shù)字信號處理系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，該根奈奎斯特濾波器采用普通使用的數(shù)字濾波器。這個根奈奎斯特濾波器包括相應(yīng)于發(fā)送取樣時間的信號延遲器件302-308、用于加權(quán)的放大器309-315和一個加法器316。
如果放大器309-315的加權(quán)系數(shù)h0、h2、h3、...、hm-2、hm-1和hm設(shè)定為1，則得到眾所周知的梳狀濾波器特性。根奈奎斯特濾波器通過設(shè)定加權(quán)系數(shù)h0、h2、h3、...、hm-2、hm-1和hm為適當(dāng)?shù)闹祦韺?shí)現(xiàn)的。在本發(fā)明中，根奈奎斯特濾波器322和323的加權(quán)系數(shù)h0、h2、h3、...、hm-2、hm-1和hm是這樣設(shè)定的，以便提供圖52(b)的補(bǔ)償特性，因而提供用于補(bǔ)償由信道濾波器引起的奈奎斯特傳輸特性的惡化的一個裝置。很明顯以這個方式不僅可得到信道濾波器特性的優(yōu)點(diǎn)，而且也可保證根奈奎斯特特性而不改變接收機(jī)系統(tǒng)的電路大小。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，每個信道濾波器包括復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，而在必須能夠接收具有帶寬比率N的多頻帶信號時，每個信道濾波器的取樣頻率被適當(dāng)?shù)刈兿?，信道濾波器以通過舍入滿足N＝4M的數(shù)M的小數(shù)部分得到的數(shù)量來級聯(lián)連接。與傳統(tǒng)情況相反，在傳統(tǒng)情況中為了接收多頻帶信號，濾波器所需數(shù)量N必須等于多頻帶的種類數(shù)，在本發(fā)明中，濾波器數(shù)可大大地減少約為M。而且，電路可以集成電路實(shí)現(xiàn)，因而可減少該接收設(shè)備的尺寸和功耗。
權(quán)利要求
1.一種用于接收多頻帶信號的無線電接收裝置，包括級聯(lián)連接的多個信道濾波器，每個信道濾波器包括一個復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器，當(dāng)需要能夠接收具有帶寬比N的多頻帶信號時，適當(dāng)?shù)刈兿∶總€信道濾波器的取樣頻率，以按照通過舍入滿足N＝4M的數(shù)M的小數(shù)部分而得到的數(shù)量來提供所述信道濾波器。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的無線電接收裝置，其中該信道濾波器還包括一個均衡器，該均衡器由至少一部分信道濾波器共同使用。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的無線電接收裝置，還包括提供在信道濾波器下游的一個根奈奎斯特濾波器，用于利用所要信道的接收特性來補(bǔ)償加到奈奎斯特特性的惡化的分量。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2的無線電接收裝置，其中該復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器只有兩類值作為各系數(shù)的絕對值。
5.根據(jù)權(quán)利要求3的無線電接收裝置，其中該復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器只有兩類值作為各系數(shù)的絕對值。
全文摘要
一種用于接收多頻帶信號的無線電接收裝置;包括級聯(lián)連接的多個信道濾波器,每個信道濾波器包括一個復(fù)數(shù)系數(shù)濾波器,當(dāng)需要能夠接收具有帶寬比N的多頻帶信號時,適當(dāng)?shù)刈兿∶總€信道濾波器的取樣頻率,以按照通過舍入滿足N=文檔編號H04B1/30GK1384610SQ0210622
公開日2002年12月11日 申請日期2002年4月5日 優(yōu)先權(quán)日1996年3月27日
發(fā)明者太田現(xiàn)一郎, 豬飼和則, 須藤浩章, 佐佐木冨士雄 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社