專利名稱：正交分頻多路信號接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及正交分頻多路信號的接收裝置。


圖15是表示例如影山、西村、池田著“地面波數(shù)字廣播用接收機(jī)的要素技術(shù)”，視頻信息媒體學(xué)會志，第52卷，第11期，第1571～1572頁，1998年11月記載的現(xiàn)有的正交分頻多路傳輸?shù)男盘柦庹{(diào)部的框圖。在圖15中，10是輸入按照正交分頻多路方式傳輸?shù)男盘柕恼{(diào)諧部，11是輸入該調(diào)諧部的輸出rr、ri及FFT部1的輸出的同步再生部，1是輸入該同步再生部11的輸出的FFT部，2是輸入該FFT部1的輸出的解調(diào)部，該解調(diào)部的輸出I’及Q’是發(fā)送的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的再生數(shù)據(jù)或錯誤修正編碼的再生數(shù)據(jù)。另外，RRF表示按照正交分頻多路方式傳輸?shù)男盘枺瑀r及ri分別表示將已按照正交分頻多路方式傳輸?shù)男盘栕儞Q成規(guī)定的頻帶的信號表記成復(fù)數(shù)信號時的實(shí)部及虛部，Sr及Si分別表示將由同步再生部11進(jìn)行了頻率再生及時鐘再生的信號表記成復(fù)數(shù)信號時的實(shí)部及虛部，I及Q分別表示將FFT部1的輸出信號表記成復(fù)數(shù)信號時的實(shí)部及虛部，I’及Q’分別表示將解調(diào)部2的輸出信號表記成復(fù)數(shù)信號時的實(shí)部及虛部。
其次，說明工作情況。調(diào)諧部10輸入按照正交分頻多路方式傳輸?shù)男盘?，將它變換成規(guī)定的頻帶后輸出。同步再生部11輸入該調(diào)諧部10的輸出rr、ri及FFT部1的輸出信號I、Q，進(jìn)行正交分頻多路信號的頻率的同步再生及時鐘的同步再生，輸出頻率再生及時鐘再生的信號Sr及Si(以下稱為“時間定義域信號”)。FFT部1輸入該同步再生部11的輸出即時間定義域信號，輸出按照規(guī)定的點(diǎn)數(shù)對它進(jìn)行了傅立葉變換處理的信號I及Q(以下稱為“頻率定義域信號”)。在解調(diào)部2中，輸入頻率定義域信號，按照與各種調(diào)制方式對應(yīng)的解調(diào)法，解調(diào)各副載波。該解調(diào)部2的輸出是發(fā)送的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的再生數(shù)據(jù)或錯誤修正編碼的再生數(shù)據(jù)，根據(jù)它再生發(fā)送數(shù)據(jù)。
在現(xiàn)有的正交分頻多路信號接收器中，由于直接解調(diào)作為傅立葉變換輸出的頻率定義域信號，所以在同步再生部中殘留由不能除去的頻率誤差產(chǎn)生的各副載波之間的干涉(以下稱“載波間干涉”)分量，存在再生數(shù)據(jù)的錯誤發(fā)生概率增大的問題。
本發(fā)明就是為了解決上述的問題而完成的，目的在于將同步再生部中不能除去的頻率誤差引起的載波間干涉分量除去，獲得具有高接收性能的正交分頻多路信號接收裝置。
本申請的第一方面所述的正交分頻多路信號接收裝置是一種根據(jù)正交分頻多路信號，再生發(fā)送數(shù)據(jù)的正交分頻多路信號接收裝置，其特征在于備有將接收的時間定義域信號變換成頻率定義域信號的傅立葉變換裝置；系數(shù)計算裝置；輸入上述傅立葉變換裝置的輸出及上述系數(shù)計算裝置的輸出，根據(jù)從上述系數(shù)計算裝置輸出的濾波系數(shù)進(jìn)行濾波的濾波裝置；以及輸入上述濾波裝置的輸出，按照與各種調(diào)制方式對應(yīng)的解調(diào)法進(jìn)行解調(diào)的解調(diào)裝置，上述系數(shù)計算裝置輸入上述濾波裝置的輸出、上述傅立葉變換裝置的輸出、步長值及參考值，在從上述濾波裝置輸出的信號中，逐次更新并輸出濾波系數(shù)，以便載波間干涉為最小。
第二方面所述的正交分頻多路信號接收裝置的特征在于，在第一方面中還備有輸出識別傅立葉裝置的輸出信號是否是控制載波信號的定時信號的控制定時信號生成裝置；以及輸入該控制定時信號生成裝置的輸出，輸出與定時信號對應(yīng)的步長參數(shù)的步長控制裝置，上述系數(shù)計算裝置輸入該步長控制裝置的輸出作為上述步長值，根據(jù)它進(jìn)行上述濾波系數(shù)的逐次更新。
第三方面所述的正交分頻多路信號接收裝置是在第一方面中，其特征在于還備有計算并輸出每個副載波的信號功率的功率計算裝置；以及輸入該功率計算裝置的輸出，根據(jù)它控制并輸出步長參數(shù)的步長控制裝置，上述系數(shù)計算裝置輸入該步長控制裝置的輸出作為上述步長值，根據(jù)它進(jìn)行上述濾波系數(shù)的逐次更新。
第四方面所述的正交分頻多路信號接收裝置是在第三方面中，其特征在于上述功率計算裝置輸入上述傅立葉裝置的輸出，計算并輸出每個副載波的信號功率。
第五方面所述的正交分頻多路信號接收裝置是在第三方面中，其特征在于上述解調(diào)裝置在根據(jù)對各副載波推斷的傳輸線路特性進(jìn)行解調(diào)的過程中，在計算與各副載波的平均功率相當(dāng)?shù)奈锢砹康那闆r下，上述解調(diào)裝置兼作上述功率計算裝置，上述步長控制裝置輸入從上述解調(diào)裝置輸出的表示各副載波的上述平均功率的信息，根據(jù)它控制并輸出上述步長參數(shù)。
第六方面所述的正交分頻多路信號接收裝置是在第一方面中，其特征在于還備有計算并輸出每個副載波的信號功率的功率計算裝置；以及輸入該功率計算裝置的輸出，根據(jù)它控制并輸出參考電平值的參考控制裝置，上述系數(shù)計算裝置輸入該參考控制裝置的輸出作為上述步長值，根據(jù)它進(jìn)行上述濾波系數(shù)的逐次更新。
第七方面所述的正交分頻多路信號接收裝置是在第六方面中，其特征在于上述功率計算裝置輸入上述傅立葉裝置的輸出，計算并輸出每個副載波的信號功率。
第八方面所述的正交分頻多路信號接收裝置是在第六方面中，其特征在于上述解調(diào)裝置在根據(jù)對各副載波推斷的傳輸線路特性進(jìn)行解調(diào)的過程中，在計算與各副載波的平均功率相當(dāng)?shù)奈锢砹康那闆r下，上述解調(diào)裝置兼作上述功率計算裝置，上述步長控制裝置輸入從上述解調(diào)裝置輸出的表示各副載波的上述平均功率的信息，根據(jù)它控制并輸出上述參考值。
圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)1的接收裝置的框圖。
圖2是表示實(shí)施形態(tài)1的接收裝置的濾波部3的結(jié)構(gòu)例的框圖。
圖3是表示實(shí)施形態(tài)1的接收裝置的系數(shù)計算部4的結(jié)構(gòu)例的框圖。
圖4是表示實(shí)施形態(tài)1的接收裝置的抽頭系數(shù)更新部400的結(jié)構(gòu)例的框圖。
圖5是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)2的接收裝置的框圖。
圖6是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)3的接收裝置的框圖。
圖7是表示實(shí)施形態(tài)3的接收裝置的步長控制部8的結(jié)構(gòu)例的框圖。
圖8是表示實(shí)施形態(tài)3的接收裝置的步長控制部8的另一結(jié)構(gòu)例的框圖。
圖9是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)4的接收裝置的框圖。
圖10是表示實(shí)施形態(tài)4的接收裝置的同步調(diào)制信號解調(diào)部20的結(jié)構(gòu)例的框圖。
圖11是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)5的接收裝置的框圖。
圖12是表示實(shí)施形態(tài)5的接收裝置的參考控制部9的結(jié)構(gòu)例的框圖。
圖13是表示實(shí)施形態(tài)5的接收裝置的參考控制部9的另一結(jié)構(gòu)例的框圖。
圖14是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)6的接收裝置的框圖。
圖15是表示現(xiàn)有的接收裝置的框圖。
實(shí)施形態(tài)1圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)1的正交分頻多路信號接收裝置的框圖。在圖1中，1是將按照正交分頻多路方式傳輸?shù)男盘栕儞Q成規(guī)定的頻帶并輸入作為頻率再生及時鐘再生的信號的時間定義域信號Sr及Si的FFT部，2是輸入濾波部3的輸出的解調(diào)部，3是輸入作為上述FFT部1的輸出的頻率定義域信號I、Q及系數(shù)計算部4的輸出的濾波部，4是輸入該濾波部3的輸出、上述FFT部1的輸出、步長值及參考值的系數(shù)計算部，上述解調(diào)部2的輸出是發(fā)送的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的再生數(shù)據(jù)或錯誤修正編碼的再生數(shù)據(jù)。另外，在圖1中，Cr、Ci分別表示將系數(shù)計算部4的輸出信號表記成復(fù)數(shù)信號時的實(shí)部及虛部，μ表示被輸入系數(shù)計算部4中的步長參數(shù)，R表示被輸入系數(shù)計算部4中的參考電平信號，I”、Q”分別表示將濾波部3的輸出信號表記成復(fù)數(shù)信號時的實(shí)部及虛部。
其次，說明工作情況。FFT部1輸入時間定義域信號Sr及Si，按照規(guī)定的點(diǎn)數(shù)對它進(jìn)行傅立葉變換處理后輸出。濾波部3對作為該FFT部1的輸出的頻率定義域信號I、Q，按照作為系數(shù)計算部4的輸出的濾波系數(shù)Cr、Ci進(jìn)行濾波。該濾波部3的輸出I”、Q”成為頻率定義域信號I、Q中殘留的載波間干涉分量被除去的信號。系數(shù)計算部4輸入該濾波部3的輸出、上述FFT部1的輸出、步長值及參考值，逐次更新并輸出濾波系數(shù)，以便在從濾波部3輸出的信號中載波間干涉分量達(dá)到最小。在解調(diào)部2中，輸入上述濾波部3的輸出，按照與各種調(diào)制方式對應(yīng)的解調(diào)法，對各副載波進(jìn)行解調(diào)。該解調(diào)部2的輸出是被發(fā)送的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的再生數(shù)據(jù)或錯誤修正編碼的再生數(shù)據(jù)，根據(jù)它再生發(fā)送數(shù)據(jù)。
其次，作為濾波部3的結(jié)構(gòu)例，圖2示出了M型的復(fù)數(shù)濾波器的框圖。在圖2中，300是使輸入信號延遲一定時間的延遲部，301是將兩個輸入信號相乘后輸出的乘法部，302是第一信號加法部，它輸入從復(fù)數(shù)的乘法部301輸出的信號，該乘法部301輸入作為濾波部3的輸入信號I或由延遲部300將它延遲了的信號和作為濾波部3的輸入信號的濾波系數(shù)Cr,303是第二信號加法部，它輸入從復(fù)數(shù)的乘法部301輸出的信號，該乘法部301輸入作為濾波部3的輸入信號I或由延遲部300將它延遲了的信號和作為濾波部3的輸入信號的濾波系數(shù)Ci,304是第三信號加法部，它輸入從復(fù)數(shù)的乘法部301輸出的信號，該乘法部301輸入作為濾波部3的輸入信號Q或由延遲部300將它延遲了的信號和作為濾波部3的輸入信號的濾波系數(shù)Cr,305是第四信號加法部，它輸入從復(fù)數(shù)的乘法部301輸出的信號，該乘法部301輸入作為濾波部3的輸入信號Q或由延遲部300將它延遲了的信號和作為濾波部3的輸入信號的濾波系數(shù)Ci,306是輸入第一信號加法部302及第四信號加法部305的輸出的信號減法部，307是輸入第二信號加法部303及第三信號加法部304的輸出的第五信號加法部。另外，在圖2中，Cr,m及Ci,m分別表示系數(shù)Cr及Ci的第m(m=0、1、…、M-1)型的系數(shù)值。
其次，說明圖2所示的復(fù)數(shù)濾波器3的工作情況。延遲部300將相當(dāng)于FFT部1的FFT取樣速度的倒數(shù)的延遲給予頻率定義域信號I、Q及將它們延遲了的信號。在乘法部301中，將延遲部300的輸出信號和對應(yīng)于各種類型的系數(shù)相乘并輸出。第一信號加法部302輸入由乘法部301將作為濾波部3的輸入信號I或由延遲部300將它延遲了的信號和作為濾波部3的輸入信號的濾波系數(shù)Cr相乘后的信號，將它們相加后輸出。第二信號加法部303輸入由乘法部301將作為濾波部3的輸入信號I或由延遲部300將它延遲了的信號和作為濾波部3的輸入信號的濾波系數(shù)Ci相乘后的信號，將它們相加后輸出。第三信號加法部304輸入由乘法部301將作為濾波部3的輸入信號Q或由延遲部300將它延遲了的信號和作為濾波部3的輸入信號的濾波系數(shù)Cr相乘后的信號，將它們相加后輸出。第三信號加法部305輸入由乘法部301將作為濾波部3的輸入信號Q或由延遲部300將它延遲了的信號和作為濾波部3的輸入信號的濾波系數(shù)Ci相乘后的信號，將它們相加后輸出。信號減法部306從第一信號加法部302的輸出減去第四信號加法部305的輸出后輸出。第五信號加法部307將第二信號加法部303的輸出和第三信號加法部304的輸出相加后輸出。該第五信號加法部307的輸出信號成為濾波部3的輸出信號Q”，上述信號減法部306的輸出信號成為濾波部3的輸出信號I”。在從FFT部1及系數(shù)計算部4輸出的信號被表記為復(fù)數(shù)信號的情況下，圖2所示的濾波器無非是I”及Q”成為被輸出的復(fù)數(shù)信號的實(shí)部及虛部的M型的FIR型復(fù)數(shù)濾波器。
其次，說明系數(shù)計算部4。在系數(shù)計算部4中，根據(jù)FFT部1、濾波部3的輸出，為了除去頻率定義域信號I、Q中包含的載波間干涉分量，而計算最佳濾波系數(shù)，輸出給濾波部3。
這里，說明正交分頻多路傳輸?shù)男盘栔械妮d波之間的干涉。在正交分頻多路傳輸方式中，由于載波頻率的收發(fā)之間的偏移，而在接收側(cè)獲得的解調(diào)信號中產(chǎn)生載波之間的干涉，成為接收性能劣化的原因。該頻率偏移是由于接收裝置的同步再生電路產(chǎn)生的殘留頻率誤差或調(diào)諧器的相位噪聲等引起，且接收時的錯誤率隨著情況的不同而增減。用式1表示傳輸線路是理想傳輸線路忽視了噪聲的等效低頻系統(tǒng)的正交分頻多路信號。[式1]r(t)=Re[Σi=-∞∞Σk=0N-1Sk,iexp[j2πk(t-iTs)ts]fc(t-iTs)]]]>式中，Sk,i是正交分頻多路信號中用第一個符號中的第k個副載波傳輸?shù)陌l(fā)送復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)，Ts是包括保護(hù)區(qū)間的符號周期，ts是除去了保護(hù)區(qū)間的符號周期，N是總副載波數(shù)。另外，將保護(hù)區(qū)間的長度設(shè)定為ts，則fc是用式2表示的函數(shù)。[式2]fc(t)={0:otherwise1:-tg≤t≤ts]]>在接收裝置中，對r(t)進(jìn)行傅立葉變換，解調(diào)各副載波，實(shí)現(xiàn)發(fā)送數(shù)據(jù)的再生。這時，假設(shè)在收發(fā)信之間存在載波頻率的誤差δf，則第i個符號的第m個副載波的傅立葉變換輸出如式3所示。[式3]xm,i=1ts∫iTsiTs+tsr(t)exp[-j2π(fm+δf)(t-iTs)]dt]]>式中，fm是本來的第m個副載波頻率。將式1代入式3，則能獲得式4。[式4]xm,i=Sm,isinc(δfts)exp[-jπδfts]+Σk=0,k≠mN-1Sk,iexp[jπ(k-m-δfts)]sinc[(k-m-δfts)]]]>
式中，sinc(x)是用式5表示的下降函數(shù)。[式5]sinc(x)=sin(πx)πx]]>在式4中，第一項(xiàng)表示用第m個副載波傳輸?shù)男盘柗至?，第二?xiàng)表示載波之間的干涉分量。從式4可知，載波之間的干涉分量相對于各副載波來說增加了由與相當(dāng)于主分量的副載波的頻率間隔決定的增益及相位旋轉(zhuǎn)，它們表示線性相加的信號。因此，通過對傅立葉變換后的頻率定義域信號，用復(fù)數(shù)濾波器等線性濾波器進(jìn)行線性信號處理，能除去載波之間的干涉分量。
為了除去載波之間的干涉分量，需要使復(fù)數(shù)濾波器的系數(shù)最佳化，以便復(fù)數(shù)濾波器輸出中的載波之間的干涉分量變?yōu)樽钚?。這可以通過例如利用最急下降法，逐次更新濾波器系數(shù)來實(shí)現(xiàn)。因此，在系數(shù)更新部4中，利用系數(shù)最佳化用的適當(dāng)算法，逐次計算并輸出濾波部3的濾波系數(shù)。
其次，說明作為在系數(shù)更新部4使用的適當(dāng)算法而使用CMA(Constant Modulus Algorithm)時的系數(shù)更新法。在CMA中，逐次更新濾波系數(shù)，以使濾波器的輸出信號和其理想信號的二次方平均誤差達(dá)到最小。時刻n時的第i個抽頭系數(shù)Ci,n的更新式如式6所示。[式6]Cl,n+1=Cl,n-μ(|yn|2-R)ynx*i,n式中，xi,n是時刻n時的第i個抽頭輸入信號，yn是時刻n時的濾波器輸出，μ是步長參數(shù)，R是參考電平信號，*表示共軛復(fù)數(shù)。另外，R是時刻n時濾波器輸出的理想信號為an時用式7表示的常數(shù)。[式7]R=E[|au|1]E[|aR|2]]]>其次，作為系數(shù)計算部4的結(jié)構(gòu)例，在圖3及圖4中示出了作為系數(shù)最佳化用的適當(dāng)算法，采用CMA算法時的框圖。在圖3中，400是輸入作為濾波部3的輸入信號的頻率定義域信號或由系數(shù)計算部內(nèi)延遲部401將其延遲了的信號、濾波部3的輸出信號、參考電平信號及步長參數(shù)的抽頭系數(shù)更新部，401是輸入作為濾波部3的輸入信號的頻率定義域信號或?qū)⑵溲舆t了的信號的系數(shù)計算部內(nèi)延遲部。
另外，在圖3中，x是作為FFT部1的輸出的頻率定義域信號的復(fù)數(shù)信號表記，用式8表示。x=I+jQ另外，在圖3中，y是濾波部3的輸出信號的復(fù)數(shù)信號表記，用式9表示。y=I”+jQ”另外，Cm是濾波部3的第m(m=0、1、…、M-1)個抽頭系數(shù)的復(fù)數(shù)信號表記。
在圖4中，4000是輸入作為濾波部3的輸入信號的頻率定義域信號或由系數(shù)計算部內(nèi)延遲部401將其延遲了的信號的復(fù)數(shù)共軛化部，4001是輸入該復(fù)數(shù)共軛化部4000的輸出及濾波部3的輸出的復(fù)數(shù)乘法部，4002是輸入濾波部3的輸出的功率計算部，4003是輸入該功率計算部4002的輸出及參考電平信號的第一減法部，4004是輸入該第一減法部4003的輸出及步長參數(shù)的第一乘法部，4005是輸入該第一乘法部4004及上述復(fù)數(shù)乘法部4001的輸出的第二乘法部，4006是輸入該第二乘法部4005及延遲部4007的輸出的第二減法部，4007是輸入該第二減法部4006的輸出的延遲部，該延遲部4007的輸出是抽頭系數(shù)更新部400的輸出且同時是系數(shù)計算部4的輸出。
其次，說明工作情況。抽頭系數(shù)更新部400輸入作為濾波部3的輸入信號的頻率定義域信號或由系數(shù)計算部內(nèi)延遲部401將其延遲了的信號、濾波部3的輸出信號、參考電平信號及步長參數(shù)，逐次更新并輸出，以便濾波部3的各抽頭的濾波系數(shù)最佳化。系數(shù)計算部內(nèi)延遲部401輸入作為濾波部3的輸入信號的頻率定義域信號或?qū)⑵溲舆t了的信號，給予相當(dāng)于FFT部1的FFT抽樣速度的倒數(shù)的延遲。
其次，用圖4說明抽頭系數(shù)更新部400的工作情況。復(fù)數(shù)共軛化部4000輸出相對于輸入的復(fù)數(shù)信號共軛的復(fù)數(shù)信號。復(fù)數(shù)乘法部4001輸入該復(fù)數(shù)共軛化部4000的輸出及濾波部3的輸出，將這些復(fù)數(shù)信號相乘后輸出。功率計算部4002輸入濾波部3的輸出，計算該復(fù)數(shù)信號的振幅的二次方值并輸出。在第一減法部4003中，從該功率計算部4002的輸出減去參考電平信號并輸出。在第一乘法部4004中，將該第一減法部4003的輸出和步長參數(shù)相乘后輸出。該第一乘法部4004的輸出成為標(biāo)量值。第二乘法部4005將該第一乘法部4004的輸出的標(biāo)量值乘以作為上述復(fù)數(shù)乘法部4001的輸出的復(fù)數(shù)信號后輸出。第二減法部4006從延遲部4007的輸出減去該第二乘法部4005的輸出后輸出。延遲部4007輸入該第二減法部4006的輸出，給予相當(dāng)于FFT部1的FFT抽樣速度的倒數(shù)的延遲。
由于如上構(gòu)成系數(shù)計算部4，所以能利用由式6表示的CMA實(shí)現(xiàn)濾波系數(shù)的最佳化裝置。
另外，在圖3所示的系數(shù)更新部4的結(jié)構(gòu)例中，雖然將輸入抽頭系數(shù)更新部400的頻率定義域信號延遲后的信號作為系數(shù)計算部內(nèi)延遲部401的輸出信號，但也可以這樣代替，即輸入作為與其等效的信號的濾波部3內(nèi)的延遲部300的輸出信號。
另外，雖然以CMA為例示出了系數(shù)最佳化用的適當(dāng)算法，但也可以采用除了DD(Decision Directed)算法、DAMA(Decision AdjustedModulus Algorithm)等以外的LMS(Least Mean Squares)算法或RLS(Recursive Least Squares)算法。
如上所述，由于對作為傅立葉變換輸出的頻率定義域信號進(jìn)行濾波，作為該濾波系數(shù)，能利用適當(dāng)算法計算能除去載波之間的干涉分量的系數(shù)，所以能減少信號解調(diào)時的載波之間的干涉，能降低再生數(shù)據(jù)的錯誤發(fā)生概率。
另外，由于采用適當(dāng)算法作為濾波系數(shù)的最佳化算法，所以能適當(dāng)?shù)馗欇d波之間的干涉情況的變化。
實(shí)施形態(tài)2在以上的實(shí)施形態(tài)1中，進(jìn)行濾波系數(shù)的最佳化時，雖然系數(shù)計算裝置對全部副載波信息進(jìn)行相同的工作，但以下將給出對規(guī)定的控制載波信號進(jìn)行特定的工作的實(shí)施形態(tài)。
圖5是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)2的正交分頻多路信號接收裝置的框圖。在圖5中，1～4與實(shí)施形態(tài)1所示的相同。但被輸入系數(shù)計算部4中的步長參數(shù)μ是步長控制部6的輸出。5是控制定時信號生成部，6是輸入該控制定時信號生成部5的輸出的步長控制部。
其次，說明工作情況。FFT部1、解調(diào)部2、濾波部3、以及系數(shù)計算部4的工作與實(shí)施形態(tài)1所示的相同。在通過正交分頻多路傳輸進(jìn)行信號傳輸?shù)那闆r下，有時其目的在于例如提高接收裝置的同步性能，將多個特定的副載波作為控制載波信號。這時，在接收裝置中，控制載波信號的發(fā)送數(shù)據(jù)是已知的，所以在系數(shù)計算部4中求濾波系數(shù)時，與使用其他副載波的情況相比，速度更快、而且能高精度地謀求系數(shù)的最佳化。因此，在實(shí)施形態(tài)2中，對于控制載波信號來說，與除此以外的情況相比，能增大步長參數(shù)的大小，能控制系數(shù)更新時的重疊。為此，控制定時信號生成部5輸出用以識別濾波部3的輸出信號是否是控制載波信號的信號。另外，在步長控制部6中，輸出與從該控制定時信號生成部5輸出的控制定時信號對應(yīng)的步長參數(shù)。例如，在控制定時信號表示濾波部3的輸出是控制載波信號的情況下，作為步長參數(shù)，輸出比除此以外的情況的值大的值。
另外，在步長控制部6中，除了控制定時信號表示濾波部3的輸出是控制載波信號的情況以外，也可以使步長參數(shù)的值為0。
如上所述，由于對于控制載波信號來說，與除此以外的情況相比，系數(shù)更新時能增大步長參數(shù)，所以能高速地求得除去載波之間的干涉時的濾波系數(shù)。
另外，由于使用控制載波信號作為系數(shù)更新時使用的信息，所以能實(shí)現(xiàn)精度更高的載波間干涉除去裝置。
實(shí)施形態(tài)3在以上的實(shí)施形態(tài)2中，雖然在用控制載波信號和除此以外的載波能切換更新系數(shù)時的步長參數(shù)，但以下將給出根據(jù)頻率定義域信號的功率電平控制步長參數(shù)的實(shí)施形態(tài)。
圖6是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)3的正交分頻多路信號接收裝置的框圖。在圖6中，1～4與實(shí)施形態(tài)1所示的相同。但被輸入系數(shù)計算部4中的步長參數(shù)μ是步長控制部8的輸出。7是輸入FFT部1的輸出的功率計算部，8是輸入該功率計算部7的輸出的步長控制部。另外，在圖6中，P是功率計算部7的輸出，表示各副載波的瞬時功率信號。
其次，說明工作情況。FFT部1、解調(diào)部2、濾波部3、以及系數(shù)計算部4的工作與實(shí)施形態(tài)1所示的相同。正交分頻多路傳輸?shù)男盘栐诙嗤穫鬏數(shù)那闆r下，接收的各副載波隨著傳輸路徑的不同而衰減或放大。在此情況下，在衰減的副載波和放大的副載波中，信號功率對噪聲功率比不同，被放大的一方不容易受噪聲的影響，作為系數(shù)更新時的信息可靠性高，衰減的載波受噪聲的影響大，作為系數(shù)更新時的信息的可靠性低。因此，這樣進(jìn)行控制計算每個副載波的信號功率，對功率大的副載波增加步長參數(shù)的值，對功率小的副載波減小步長參數(shù)的值。在功率計算部7中，輸入FFT部1的輸出，計算并輸出每個副載波的功率。步長控制部8輸入該功率計算部7的輸出，根據(jù)輸入的功率電平，控制并輸出步長參數(shù)。
這里，作為步長控制部8的結(jié)構(gòu)例，圖7中示出了根據(jù)功率計算部7的輸出選擇并輸出步長參數(shù)這樣的結(jié)構(gòu)框圖。在圖7中，800是輸入作為功率計算部7的輸出的功率信息的步長選擇信號生成部，801是輸入該步長選擇信號生成部800的輸出及作為數(shù)值互不相同的實(shí)常數(shù)的呈復(fù)數(shù)的步長參數(shù)候選值的步長選擇部，該步長選擇部801的輸出是步長控制部8的輸出，是步長參數(shù)。另外，在圖7中，μk(k=1、2、…、K)表示步長參數(shù)候選值。
其次，說明工作情況。步長選擇信號生成部800將輸入的功率信息的大小分成K個等級，將其結(jié)果作為步長選擇信號輸出。這時，這樣進(jìn)行分類功率越大，作為步長參數(shù)越選擇大的值。在步長選擇部801中，根據(jù)從步長選擇信號生成部800輸入的信號，選擇K個步長參數(shù)候選值中的一個，輸出與濾波部3的輸出對應(yīng)的步長參數(shù)。
其次，作為步長控制部8的另一結(jié)構(gòu)例，圖8中示出了根據(jù)規(guī)定的變換函數(shù)，將功率計算部7的輸出電平變換成步長參數(shù)并輸出這樣的結(jié)構(gòu)框圖。在圖8中，802是輸入作為功率計算部7的輸出的功率信息的步長變換表部，該步長變換表部802的輸出是步長控制部8的輸出，是步長參數(shù)。
其次，說明工作情況。步長變換表部802根據(jù)規(guī)定的變換函數(shù)，將輸入的功率電平變換成步長參數(shù)，輸出與濾波部3的輸出對應(yīng)的步長參數(shù)。
例如，式10表示變換函數(shù)的例。在式10中，P表示功率電平，α表示實(shí)常數(shù)。μ=αP另外，式11表示另一變換函數(shù)的例。在式11中，P表示功率電平，β、γ表示正的實(shí)常數(shù)。μ=βγP]]>如果利用式10或式11進(jìn)行變換，則功率越大，步長參數(shù)也越大。
如上所述，由于這樣構(gòu)成，即根據(jù)副載波的功率大小，能控制系數(shù)更新時使用的步長參數(shù)，所以也能對受多通路影響的正交分頻多路信號適當(dāng)?shù)爻ポd波之間的干涉。另外，由于根據(jù)FFT部1的輸出計算信號功率，所以能迅速地進(jìn)行功率計算，因此能無滯后地進(jìn)行濾波系數(shù)的逐次更新。
實(shí)施形態(tài)4在以上的實(shí)施形態(tài)3中，雖然計算各副載波的瞬時功率作為功率信息，并根據(jù)它控制步長參數(shù)，但以下將給出根據(jù)各副載波的傳輸通路的平均功率信息，控制步長參數(shù)的實(shí)施形態(tài)。
圖9是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)4的正交分頻多路信號接收裝置的框圖。在圖9中，1、3、4、8與實(shí)施形態(tài)1及實(shí)施形態(tài)3所示的相同。但步長控制部8的輸入信號是從同步調(diào)制信號解調(diào)部20輸出的平均功率信號。另外，20是輸入濾波部3的輸出的同步調(diào)制信號解調(diào)部，該同步調(diào)制信號解調(diào)部20的輸出是發(fā)送的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的再生數(shù)據(jù)或錯誤修正編碼后的再生數(shù)據(jù)。另外，在圖9中，P’表示平均功率信號。
其次，說明工作情況。在圖9中，F(xiàn)FT部1、濾波部3、系數(shù)計算部4、以及步長控制部8的工作與實(shí)施形態(tài)1及實(shí)施形態(tài)3所示的相同。作為正交分頻多路傳輸?shù)母鞲陛d波的調(diào)制方式，采用QPSK(QuadraturePhase Shift Keying)或QAM(Quadrature AmplitudeModulation)時，多半采用解調(diào)用的控制載波信號，這種情況下的信號解調(diào)，例如能用圖10所示的同步調(diào)制信號解調(diào)部20這樣的裝置來實(shí)現(xiàn)。在圖9所示的同步調(diào)制信號解調(diào)部20中，與進(jìn)行上述的調(diào)制方式的副載波的解調(diào)的同時，輸出在其過程中求得的各副載波的平均功率信息。在步長控制部8中，輸入該平均的功率信息即平均功率信號P’，控制步長參數(shù)。
這里，用圖10說明同步調(diào)制信號解調(diào)部20。在圖10中，200是輸入作為濾波部3的輸出的I”及Q”的同步解調(diào)用控制載波信號解調(diào)部，201是輸入該同步解調(diào)用控制載波信號解調(diào)部200的輸出的傳輸通路推斷部，202是輸入該傳輸通路推斷部201的輸出的復(fù)數(shù)共軛化部，203是輸入作為濾波部3的輸出的I”及Q”的延遲部，204是輸入該延遲部203及上述復(fù)數(shù)共軛化部202的輸出的復(fù)數(shù)乘法部，205是輸入上述傳輸通路推斷部201的輸出的功率計算部，206是輸入該功率計算部205及上述復(fù)數(shù)乘法部204的輸出的除法部，該乘法部206的輸出是作為同步調(diào)制信號解調(diào)部20的輸出時發(fā)送的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的再生數(shù)據(jù)或錯誤修正編碼的再生數(shù)據(jù)，另外，上述功率計算部205的輸出是作為同步調(diào)制信號解調(diào)部20的輸出時的平均功率信號P’。
其次，說明工作情況。同步解調(diào)用控制載波信號解調(diào)部200輸入作為濾波部3的輸出的I”及Q”，抽出其中包含的同步解調(diào)用的控制載波信號，將它除以與其對應(yīng)的已知信號后輸出。該同步解調(diào)用控制載波信號解調(diào)部200的輸出成為表示各控制載波信號的傳輸通路的傳輸特性的信號。在傳輸通路推斷部201中，輸入該同步解調(diào)用控制載波信號解調(diào)部200的輸出，通過進(jìn)行時間方向及頻率方向的內(nèi)插，推斷并輸出全部副載波的傳輸通路特性。復(fù)數(shù)共軛化部202輸入該傳輸通路推斷部201的輸出，輸出其復(fù)數(shù)共軛信號。延遲部203使作為濾波部3的輸出的I”及Q”延遲，該延遲與在上述同步解調(diào)用控制載波信號解調(diào)部200及上述傳輸通路推斷部201中產(chǎn)生的延遲等同，并輸出。因此，從上述復(fù)數(shù)共軛化部202輸出的信號成為對應(yīng)于從該延遲部203輸出的副載波的信號。在復(fù)數(shù)乘法部204中，輸入該延遲部203及上述復(fù)數(shù)共軛化部202的輸出，對它們進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算后輸出。功率計算部205輸入上述傳輸通路推斷部201的輸出，計算這些復(fù)數(shù)信號的振幅的二次方值并輸出。在除法部206中，將上述復(fù)數(shù)乘法部204的輸出除以由該功率計算部205計算的標(biāo)量值并輸出。因此，作為該除法部206的輸出獲得的復(fù)數(shù)信號成為發(fā)送的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的再生數(shù)據(jù)或錯誤修正編碼后的再生數(shù)據(jù)。另外，上述功率計算部205的輸出成為各副載波的平均功率信息。
因此，在對按照QPSK或QAM等同步調(diào)制方式調(diào)制的副載波進(jìn)行解調(diào)時，能在該解調(diào)過程中獲得傳輸通路的各副載波的平均功率信息。因此，在實(shí)施形態(tài)4中，如圖9所示，根據(jù)這樣獲得的平均功率信號P’，控制步長參數(shù)。而且，即使在此情況下也與實(shí)施形態(tài)3所述的相同，功率越大，使步長參數(shù)也越大。
如上所述，由于這樣構(gòu)成，即能根據(jù)各副載波的傳輸通路的平均功率，控制系數(shù)更新時使用的步長參數(shù)，所以不改變發(fā)送數(shù)據(jù)的信號電平，就能對受多通路影響的正交分頻多路信號適當(dāng)?shù)爻ポd波之間的干涉。另外，由于能利用解調(diào)部20本來備有的功率計算功能，所以為了計算功率，不需要新增加電路。
實(shí)施形態(tài)5在實(shí)施形態(tài)3中，計算各副載波的瞬時功率作為功率信息，根據(jù)它控制步長參數(shù)，但以下將給出根據(jù)該瞬時功率信息，控制系數(shù)更新時使用的參考電平信號的實(shí)施形態(tài)。
圖11是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)5的正交分頻多路信號接收裝置的框圖。在圖11中，1～4、7與實(shí)施形態(tài)3所示的相同。但在系數(shù)計算部4中，輸入固定的步長值作為步長參數(shù)，使用參考控制部9的輸出作為參考電平信號。9是輸入功率計算部7的輸出的參考控制部。
其次，說明工作情況。FFT部1、解調(diào)部2、濾波部3、系數(shù)計算部4、以及功率計算部7的工作與實(shí)施形態(tài)3所示的相同。正交分頻多路傳輸?shù)男盘栐诙嗤穫鬏數(shù)那闆r下，接收的各副載波隨著傳輸路徑的不同而衰減或放大。在此情況下，即使不發(fā)生載波之間的干涉時，頻率定義域信號中的各副載波的信號電平在每個副載波中也變化，所以根據(jù)這一點(diǎn)，可以認(rèn)為系數(shù)更新時使用的參考電平信號R的值與其對應(yīng)地變化。因此，在參考控制部9中，根據(jù)從功率計算部7輸出的瞬時功率信號P，選擇并輸出參考值。
這里，作為參考控制部9的結(jié)構(gòu)例，圖12中示出了根據(jù)功率計算部7的輸出，選擇并輸出參考電平信號這樣構(gòu)成的框圖。在圖12中，900是輸入作為功率計算部7的輸出的功率信息的參考值選擇信號生成部，901是輸入該參考值選擇信號生成部900的輸出及數(shù)值互不相同的作為實(shí)常數(shù)的多個參考候選值的參考值選擇部，該參考值選擇部901的輸出是參考控制部9的輸出，是參考電平信號。另外，在圖12中，Rk(k=1、2、…、K)表示參考候選值。
其次，說明工作情況。參考值選擇信號生成部900將輸入的功率信息的大小分成K個等級，將其結(jié)果作為參考值選擇信號輸出。這時，這樣進(jìn)行分類功率越大，作為參考電平信號越選擇大的值。在參考值選擇部901中，根據(jù)從參考值選擇信號生成部900輸入的信號，選擇K個參考候選值中的一個，輸出與濾波部3的輸出對應(yīng)的參考電平信號。
其次，作為參考控制部9的另一結(jié)構(gòu)例，圖13中示出了根據(jù)規(guī)定的變換函數(shù)，將功率計算部7的輸出電平變換成參考電平信號并輸出這樣的結(jié)構(gòu)框圖。在圖13中，902是輸入作為功率計算部7的輸出的功率信息的參考值變換表部，該參考值變換表部902的輸出是參考控制部9的輸出，是參考電平信號。
其次，說明工作情況。參考值變換表部902根據(jù)規(guī)定的變換函數(shù)，將輸入的功率電平變換成參考電平，輸出與濾波部3的輸出對應(yīng)的參考電平信號。
例如，式12表示變換函數(shù)的例。在式12中，P是功率電平，η及R0是正的實(shí)常數(shù)，假定信號通過理想的傳輸通路傳輸時式12的右邊與式7的右邊一致[式12]R=ηP+R0如果用式12進(jìn)行變換，則功率越大，參考電平也越大。
如上所述，由于這樣構(gòu)成，即能根據(jù)各副載波的功率，控制系數(shù)更新時使用的參考電平信號，所以能對受多通路影響的正交分頻多路信號適當(dāng)?shù)爻ポd波之間的干涉。另外，由于根據(jù)FFT部1的輸出計算信號功率，所以能迅速地進(jìn)行功率計算，因此能無滯后地進(jìn)行濾波系數(shù)的逐次更新。
實(shí)施形態(tài)6在以上的實(shí)施形態(tài)5中，雖然計算各副載波的瞬時功率作為功率信息，并根據(jù)它控制參考電平信號，但以下將給出根據(jù)各副載波的傳輸通路的平均功率信息，控制參考電平信號的實(shí)施形態(tài)。
圖14是表示本發(fā)明的實(shí)施形態(tài)6的正交分頻多路信號接收裝置的框圖。在圖14中，1、3、4、9、20與實(shí)施形態(tài)1、實(shí)施形態(tài)4及實(shí)施形態(tài)5所示的相同。但對參考控制部9的輸入信號是從同步調(diào)制信號解調(diào)部20輸出的平均功率信號。
其次，說明工作情況。在圖14中，F(xiàn)FT部1、濾波部3、系數(shù)計算部4、參考控制部9、以及解調(diào)部20的工作與實(shí)施形態(tài)1、實(shí)施形態(tài)4及實(shí)施形態(tài)5所示的相同。作為正交分頻多路傳輸?shù)母鞲陛d波的調(diào)制方式，采用QPSK或QAM時，信號的解調(diào)能用同步調(diào)制信號解調(diào)部20這樣的裝置來實(shí)現(xiàn)，所以由此能獲得各副載波的平均功率信息。因此，作為參考控制部9的輸入信號，使用其平均功率信息即平均功率信號P’，控制參考電平信號。而且，在此情況下也與實(shí)施形態(tài)5所述的相同，功率越大，使參考電平也越大。
如上所述，由于這樣構(gòu)成，即能根據(jù)各副載波的平均功率，控制系數(shù)更新時使用的參考電平信號，所以不改變發(fā)送數(shù)據(jù)的信號電平，就能對受多通路影響的正交分頻多路信號適當(dāng)?shù)爻ポd波之間的干涉。另外，由于能利用解調(diào)部20本來備有的功率計算功能，所以為了計算功率，不需要新增加電路。
如果采用本發(fā)明的第一方面，則由于對作為傅立葉變換輸出的頻率定義域信號進(jìn)行濾波，作為其濾波系數(shù)，能利用適當(dāng)?shù)乃惴ㄓ嬎爿d波之間的干涉分量能除去的系數(shù)，所以具有減少信號解調(diào)時的載波之間的干涉、降低再生數(shù)據(jù)的錯誤發(fā)生概率的效果。
另外，由于采用適當(dāng)?shù)乃惴ㄗ鳛闉V波系數(shù)的最佳化算法，所以具有能適當(dāng)?shù)馗欇d波之間的干涉情況的變化的效果。
如果采用本發(fā)明的第二方面，則由于根據(jù)是否是控制載波信號，控制系數(shù)更新時使用的步長參數(shù)，所以具有能高速地求得除去載波間干涉時的濾波系數(shù)的效果。
另外，由于采用控制載波信號作為系數(shù)更新時使用的信息，所以具有能實(shí)現(xiàn)精度更高的載波間干涉除去裝置的效果。
如果采用本發(fā)明的第三方面，則由于能根據(jù)副載波的功率，控制系數(shù)更新時使用的步長參數(shù)，所以具有能對受多通路影響的正交分頻多路信號適當(dāng)?shù)爻ポd波之間的干涉的效果。
如果采用本發(fā)明的第四方面，則由于根據(jù)傅立葉變換裝置的輸出計算信號功率，所以能迅速地進(jìn)行功率的計算，因此能無滯后地進(jìn)行濾波系數(shù)的逐次更新。
如果采用本發(fā)明的第五方面，則由于能利用解調(diào)裝置本來備有的功率計算功能，所以為了計算功率，不需要新增加電路。另外，由于使用平均的功率，所以不改變發(fā)送數(shù)據(jù)的信號電平，就能穩(wěn)定地進(jìn)行濾波系數(shù)的逐次更新。
如果采用本發(fā)明的第六方面，則由于能根據(jù)副載波的功率，控制系數(shù)更新時使用的參考電平信號，所以具有能對受多通路影響的正交分頻多路信號適當(dāng)?shù)爻ポd波之間的干涉的效果。
如果采用本發(fā)明的第七方面，則由于根據(jù)傅立葉變換裝置的輸出計算信號功率，所以能迅速地進(jìn)行功率的計算，因此能無滯后地進(jìn)行濾波系數(shù)的逐次更新。
如果采用本發(fā)明的第八方面，則由于能利用解調(diào)裝置本來備有的功率計算功能，所以為了計算功率，不需要新增加電路。另外，由于使用平均的功率，所以不改變發(fā)送數(shù)據(jù)的信號電平，就能穩(wěn)定地進(jìn)行濾波系數(shù)的逐次更新。
權(quán)利要求
1．一種正交分頻多路信號接收裝置，它是根據(jù)正交分頻多路信號，再生發(fā)送數(shù)據(jù)的正交分頻多路信號接收裝置，其特征在于，備有將接收的時間定義域信號變換成頻率定義域信號的傅立葉變換裝置；系數(shù)計算裝置；輸入上述傅立葉變換裝置的輸出及上述系數(shù)計算裝置的輸出，根據(jù)從上述系數(shù)計算裝置輸出的濾波系數(shù)進(jìn)行濾波的濾波裝置；以及輸入上述濾波裝置的輸出，按照與各種調(diào)制方式對應(yīng)的解調(diào)法對副載波進(jìn)行解調(diào)的解調(diào)裝置，上述系數(shù)計算裝置輸入上述濾波裝置的輸出、上述傅立葉變換裝置的輸出、步長值及參考值，在從上述濾波裝置輸出的信號中，適當(dāng)?shù)刂鸫胃虏⑤敵鰹V波系數(shù)，以便載波之間的干涉為最小。
2．根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交分頻多路信號接收裝置，其特征在于還備有輸出識別傅立葉裝置的輸出信號是否是控制載波信號的定時信號的控制定時信號生成裝置；以及輸入該控制定時信號生成裝置的輸出，輸出與定時信號對應(yīng)的步長參數(shù)的步長控制裝置，上述系數(shù)計算裝置輸入該步長控制裝置的輸出作為上述步長值，根據(jù)它進(jìn)行上述濾波系數(shù)的逐次更新。
3．根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交分頻多路信號接收裝置，其特征在于還備有計算并輸出每個副載波的信號功率的功率計算裝置；以及輸入該功率計算裝置的輸出，根據(jù)它控制并輸出步長參數(shù)的步長控制裝置，上述系數(shù)計算裝置輸入該步長控制裝置的輸出作為上述步長值，根據(jù)它進(jìn)行上述濾波系數(shù)的逐次更新。
4．根據(jù)權(quán)利要求3所述的正交分頻多路信號接收裝置，其特征在于上述功率計算裝置輸入上述傅立葉裝置的輸出，計算并輸出每個副載波的信號功率。
5．根據(jù)權(quán)利要求3所述的正交分頻多路信號接收裝置，其特征在于上述解調(diào)裝置在根據(jù)對各副載波推斷的傳輸線路特性進(jìn)行解調(diào)的過程中，在計算與各副載波的平均功率相當(dāng)?shù)奈锢砹康那闆r下，上述解調(diào)裝置兼作上述功率計算裝置，上述步長控制裝置輸入從上述解調(diào)裝置輸出的表示各副載波的上述平均功率的信息，根據(jù)它控制并輸出上述步長參數(shù)。
6．根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交分頻多路信號接收裝置，其特征在于還備有計算并輸出每個副載波的信號功率的功率計算裝置；以及輸入該功率計算裝置的輸出，根據(jù)它控制并輸出參考電平值的參考控制裝置，上述系數(shù)計算裝置輸入該參考控制裝置的輸出作為上述參考值，根據(jù)它進(jìn)行上述濾波系數(shù)的逐次更新。
7．根據(jù)權(quán)利要求6所述的正交分頻多路信號接收裝置，其特征在于上述功率計算裝置輸入上述傅立葉裝置的輸出，計算并輸出每個副載波的信號功率。
8．根據(jù)權(quán)利要求6所述的正交分頻多路信號接收裝置，其特征在于上述解調(diào)裝置在根據(jù)對各副載波推斷的傳輸線路特性進(jìn)行解調(diào)的過程中，在計算與各副載波的平均功率相當(dāng)?shù)奈锢砹康那闆r下，上述解調(diào)裝置兼作上述功率計算裝置，上述步長控制裝置輸入從上述解調(diào)裝置輸出的表示各副載波的上述平均功率的信息，根據(jù)它控制并輸出上述參考值。
全文摘要
在正交分頻多路的信號的接收裝置中,除去傅立葉變換輸出中存在的載波之間的干涉分量,通過抑制再生數(shù)據(jù)的錯誤發(fā)生概率,實(shí)現(xiàn)具有高接收性能的正交分頻多路信號接收裝置。對作為傅立葉變換(1)輸出的頻率定義域信號進(jìn)行除去載波干涉分量用的濾波(3),根據(jù)適當(dāng)?shù)乃惴ㄖ鸫斡嬎?4)能除去載波之間的干涉分量的系數(shù),作為其濾波系數(shù)。
文檔編號H04L25/03GK1321014SQ0111718
公開日2001年11月7日 申請日期2001年4月25日 優(yōu)先權(quán)日2000年4月25日
發(fā)明者井戶純, 中山裕之 申請人:三菱電機(jī)株式會社