專利名稱：用于正交調制數(shù)字通信系統(tǒng)的盲載波偏移檢測的制作方法
背景技術：
被傳送的信息以比特流的形式輸入，比特流映射到定義調制模式的一個預定構像(constellation)中。將每一個比特映射成符號稱為調制。
在一個符號持續(xù)時間里，每一個被傳送的符號代表一個獨特的波形。符號率或僅僅是系統(tǒng)率就是符號通過通信信道傳送的速率。一個現(xiàn)有技術數(shù)字通信系統(tǒng)如

圖1所示。盡管如圖1所示的通信系統(tǒng)顯示了一單個通信鏈接，但是所屬技術領域的技術人員認識到大多數(shù)多路訪問協(xié)議存在。諸如頻分多址聯(lián)接方式，時分多址聯(lián)接方式，載波檢測多重存取和碼分多址聯(lián)接方式的協(xié)議和許多其他協(xié)議允許不止一個用戶進入同一個通信信道?？梢詫⑦@些技術混合在一起，生成混合網(wǎng)路的不同種諸如時分雙工(TDD)的多重存取模式。這類被選擇的存取協(xié)議獨立于調制類型。
調制技術的一個系列稱為正交調制并且基于相互正交的兩個截然不同的波形。如果同時傳送兩個波形并且互不干擾，它們就是正交的。通常用于正交調制的兩個波形是同一頻率的正弦或余弦波形。波形定義為
s1(t)=Acos(2πfct) 公式1s2(t)=Asin(2πfct) 公式2在這里fc是調制信號的載波頻率，A是應用于兩個信號的振幅。A值和本系統(tǒng)的操作不相干，所以在下面討論中省略不計。在調制字母表里的每一個符號都是由兩個基本波形推導出的線性組合，并且滿足形式a1cos(2πfct)+a2sin(2πfct)，在此式中，a1和a2是實數(shù)。這些符號可以代表為復數(shù)a1+ja2，在這里j定義為 公式1和公式2的波形是最為普通的，因為所有的通帶傳送系統(tǒng)，無論是模擬的還是數(shù)字的，調制帶有原始基帶數(shù)據(jù)信號的兩個波形。正交調制模式包括不同的脈沖調幅(PAM)模式，在這里僅使用兩個基本波形其中一種)，正交調幅(QAM)模式，相位偏移電信(PSK)調制模式和其它種類的調制模式。
現(xiàn)有技術正交調制器如圖2所示。調制器將輸入數(shù)據(jù)映射為一組數(shù)字{a1，a2}，其屬于由調制字母表定義的一個集合。a1代表第一個波形的縮放(定標)，a2代表第二個波形的縮放(定標)。正交波形調制每一個縮放(如放大)。每個調制器在載波頻率處接收兩個信號輸入并且形成一個輸出信號。
現(xiàn)有技術正交解調器如圖3所示。解調器在載波頻率fc生成正弦波和余弦波。忽視信道效應，接受的信號可表示為r(t)＝a1(t)cos(2πfct+φ0)+a2(t)sin(2πfct+φ0)公式3在這里，a1(t)代表由公式l定義的在波形s1(t)上解調的多重調幅。a1(t)代表由公式2定義的在波形s2(t)上解調的多重調幅。φ0是在傳送過程中發(fā)生的任意相位偏移。
余弦和正弦解調信號成分可定義為rc(t)=r(t)*cos(2πfLOt)]]>=12a1cos((fc-fLO)t+φ0)+12a2sin((fc-fLO)t+φ0)]]>+12a1cos((fc+fLO)t+φ0)+12a2sin((fc-fLO)t+φ0)]]>公式4rs(t)=r(t)*sin(2πfLOt)]]>=12a2cos((fc-fLO)t+φ0)-12a1sin((fc-fLO)t+φ0)]]>-12a2cos((fc+fLO)t+φ0)+12a1sin((fc-fLO)t+φ0)]]>公式5載波頻率成分fc+fLO被低通濾波器所抑制。過濾后的信號為yc(t)=12a1cos((fc-fLO)t+φ0)+12a2sin((fc-fLO)t+φ0)]]>公式6及ys(t)=12a2cos((fc-fLO)t+φ0)-12a1sin((fc-fLO)t+φ0)]]>公式7如果公式6和公式7中的本機振蕩頻率與載波頻率相等，即fLO＝fc相位偏移等于零，φ0＝0，式6和7的右半邊各自變?yōu)?和 因此，要實現(xiàn)精確的解調，本機振蕩器的頻率和相位必須與載波波形的頻率和相位相一致。但是，發(fā)生在傳送過程中的信號干擾以及發(fā)生在發(fā)射器的本機振蕩器和接收器之間的頻率定位誤差清楚地表明了載波與稱之為載波偏移的本機振蕩頻率之間的差值。同樣會產生載波與本機振蕩頻率之間相位的差值。但是，如果校正了頻率上的的差值，則易于校正相位上的差值。相位校正不在本發(fā)明發(fā)布的內容之內。
載波頻率偏移可定義為Δf＝fc-fLO公式8為使每個參數(shù)同步化，需要估計頻率和相位偏移。在現(xiàn)有技術的接收器中，處理完一組重要的數(shù)據(jù)之后，進行頻率偏移估計。如果不首先校正偏移，下游信號處理的質量將會受到影響。
在處理任何數(shù)據(jù)信號之前，所需的是一種檢測和估計載波頻率偏移的系統(tǒng)和方法。
因此，本發(fā)明的目標之一是，提供一種用于盲目地估計載波頻率偏移的并不復雜的系統(tǒng)和方法。
本發(fā)明的另一目標是，不管訪問協(xié)議，在使用正交調制的通信系統(tǒng)中，盲目地估計載波偏移。
在閱讀完本發(fā)明的較佳實例的詳細說明后，所屬技術領域的技術人員對本發(fā)明系統(tǒng)和方法的其他目標及優(yōu)點將更加清楚明了。
圖2為一個如圖1所示的現(xiàn)有技術正交發(fā)射器的系統(tǒng)框圖。
圖3為一個如圖1所示的現(xiàn)有技術正交接收器的系統(tǒng)框圖。
圖4為一個本發(fā)明中的盲載波偏移估計量的系統(tǒng)框圖。
圖5為一個本發(fā)明中的盲數(shù)字載波偏移估計量的詳細系統(tǒng)框圖。
本發(fā)明
具體實施例方式
實例通過圖示予以說明，圖中的數(shù)字代表實例的不同部分。
圖4所示為本發(fā)明中一個模擬或數(shù)字盲載波檢測器33。從一個通信信道(沒有圖示)中接收一個正交調制信號r(t)并且被輸入19到一個接收器17中。所屬技術領域的技術人員認識到，在檢測器輸入19以轉換用于傳送媒介中的能源成兼容的信號之前，附加轉換裝置可以存在，該附加轉換裝置不在本發(fā)明公布的范圍內。接收信號r(t)與一個余弦混頻器21c和一個正弦混頻器21s相耦合。每個混頻器21c、21s都有第一個與接收信號r(t)相耦合的輸入21c、21s，以及與本機振蕩器LO的輸出端相耦合的第二輸入21c、21s。對本機振蕩器LO進行編程，使其在接收信號r(t)的載波頻率fc處(公式4和5)生成余弦和正弦波。
來自每個混頻器21c、21s的載波頻率解調輸出rc(t)，rs(t)被輸入到各自的低通濾波器29c、29s中，該低通濾波器消除高頻噪音成分，該高頻噪音成分在傳送過程中通過傳送媒介和混頻器頻率之和fc+fLO(公式6和7)而施加在接收信號r(t)上。正如現(xiàn)有技術的解調器一樣，低通濾波器29c、29s的響應特征可以是和Δfmax一樣窄的寬帶，Δfmax為最大允許載波偏移。來自每個低通濾波器29c、29s的輸出ys(t)、ys(t)與一個載波偏移估計器33的輸入31c、31s相耦合。
在使用一個與復數(shù)傅里葉變換處理器39相連同的復乘方處理器37進行數(shù)據(jù)信號處理之前，載波偏移估計量33產生一個載波偏移35的估計。正交信號ys(t)、ys(t)中濾過的載波頻率解調余弦和正弦成分與復乘方處理器37相耦合，該復數(shù)乘方處理器37以xy的形式進行每個正交成分的中間乘方計算，在這里乘方y(tǒng)包括4的整數(shù)倍，即y＝4，8，12，16…。在較佳實施例中，乘方y(tǒng)為4。
可實施復數(shù)乘方處理器37，以將輸入的復數(shù)信號的乘方階數(shù)提高到4的任何正整數(shù)倍。在現(xiàn)有技術中我們已知載波偏移檢測系統(tǒng)，該系統(tǒng)使用一個帶有2或2的正整數(shù)倍乘方的復數(shù)乘方處理器。但是，這些現(xiàn)有技術系統(tǒng)在正交調制的數(shù)字通信系統(tǒng)中并不奏效。在一個正交調制的數(shù)字通信系統(tǒng)解調器中適當?shù)貦z測一個載波偏移，必須要有4或4的整數(shù)倍的復數(shù)乘方。
復數(shù)乘方處理器37將低通濾波器輸出yc(t)和ys(t)組合成一個簡單復值信號y(t)，其定義為y(t)＝y(tǒng)c(t)+jys(t) 公式9在式中，j定義為 。復數(shù)乘方處理器37生成兩個乘方輸出信號qc(t)＝Re{(y(t))4} 公式10和qs(t)＝Im{(y(t))4} 公式11在式中，Re{x}表示一個復數(shù)x的實數(shù)部分，Im{x}表示復數(shù)x的虛數(shù)部分。復乘方處理器37從每個接收的符號中移去調制成分而留下載波頻率。實數(shù)qc(t)和虛數(shù)qs(t)信號成分是輸出，并且耦和到復數(shù)傅里葉變換處理器39。
復數(shù)傅里葉變換處理器39將實數(shù)qc(t)和虛數(shù)qs(t)信號成分當成一個簡單的復數(shù)輸入信號q(t)＝qc(t)+jqs(t)。處理器觀測q(t)一特定時間Tw，并且經過這一時間計算出被觀測信號q(t)的一個復數(shù)傅里葉變換。
傅里葉處理器39從觀測時間Tw中執(zhí)行乘方處理信號的傅里葉變換，并且在時間Tw內輸出一個頻率，在該頻率中變換調幅被測量為最大值Δfmax。輸出35代表Δf的精確估計，并且由于變換輸入信號是復數(shù)而加有符號。該符號識別本機振蕩器LO頻率是大于還是小于載波頻率。
本發(fā)明53的一個詳細的、低復雜性的數(shù)字實施方案如圖5所示。低通濾波器29c、29s的輸出信號yc(t)、ys(t)以取樣速度fs進行取樣，以此產生離散時間信號yc[n]、ys[n]。為確保檢測所有達到Δfmax的可能的載波頻率偏移，必須滿足2Δfmax＜fs。低通濾波器29c、29s的帶通必需寬于Δfmax，以此避免抑制含有載波偏移信息的信號。
取樣信號yc[n]、ys[n]是一個復數(shù)乘方處理器57的輸入51c、51s，并且這兩個取樣信號合并成一單個復數(shù)信號y[n]，在這里y[n]＝y(tǒng)c[n]+jys[n]，乘方處理器57產生復數(shù)輸出，其定義為(q[n])＝(y[n]4)。輸出(q[n])與一個緩沖器59相耦合，以累計來自復乘方處理器57的N個輸出。
復數(shù)N的累計塊與數(shù)字傅里葉變換(DFT)處理器61相耦合，數(shù)字傅里葉變換處理器61從時域到頻域對N個復數(shù)進行轉換。傅里葉變換處理器61輸出N個與輸入N相對應的N個復數(shù)。每個數(shù)字與頻幅-fs/2到(+fs/2-fs/N)中一個特定的頻率相聯(lián)系。每一頻率距離鄰近頻率fs/N。將由數(shù)字傅里葉變換61輸出的頻域值組合并相互比較。最大值代表載波頻率偏移Δf的最佳估計。
圖5所示的實例能夠估計所有小于fs/2的載波頻率偏移。這是從上面規(guī)定的限制2Δfmax＜fs中得出的。因為在數(shù)字傅里葉變換61的輸出端頻率被量化成具有間距fs/N的一個柵極，所以將載波偏移解析到頻率不穩(wěn)定范圍±fs/2N內。由于頻率之間間隔fs/N，所以發(fā)明53提供了在選擇值的 范圍內的精確值。因此，用于傅里葉處理器61變換而累計的樣值N的數(shù)量決定了載波偏移估計Δf的解析度。使用演算法中快速傅里葉變換系列可以實現(xiàn)用于本發(fā)明53中的DFT61的有效實施。
可以從物理上取得作為數(shù)字硬件或軟體存在的本發(fā)明33和53。在以快于fs的取樣速率操作的數(shù)字硬件或軟體中可以實現(xiàn)如圖5所示的低通濾波器。在一些通信系統(tǒng)中，例如那些使用CDMA協(xié)議的系統(tǒng)，可以用累加器和綜合轉儲的處理過程代替低通濾波器和采樣器fs。
盡管本發(fā)明是作為較佳實例來說明的，但是所屬技術領域中的技術人員也清楚下述權利要求書中概述的本發(fā)明范圍中的其他變化。
權利要求
1.一種在接收器(17)中使用的檢測器(33)，接收器(17)估計接收正交解調通信信號(r(t))載波頻率(fc)和用于解調的本機振蕩器(LO)頻率之間的差值(Δf)，檢測器(33)的特征為用于接收所述正交解調通信信號(r(t))的正弦(ys(t))和余弦(yc(t))成分的復數(shù)乘方處理器(37)，其產生實數(shù)(Re{y(t)y})和虛數(shù)(Im{y(t)y})的乘方信號成分，該乘方信號成分與一個復數(shù)傅里葉變換(39)相耦合；該復數(shù)傅里葉變換(39)在一個預定的時間階段內對該乘方信號成分執(zhí)行復數(shù)傅里葉變換，輸出在該預定時間階段內觀測到的含有多個頻率的頻率變換；該多個頻率含有一個與所述的載波(fc)和本機振蕩器頻率(LO)之間的差值(Δf)相對應的最大頻率。
2.根據(jù)權利要求1的檢測器(33)，其中該復數(shù)傅里葉變換(39)最大頻率的進一步特征在于一個符號(±)，該符號(±)指示所述差值頻率(Δf)是大于還是小于所述本機振蕩(LO)頻率。
3.根據(jù)權利要求2的檢測器(33)，其中該復數(shù)乘方處理器(37)的進一步特征在于得到一個是4的整數(shù)倍的乘方(y)。
4.一種估計接收(17)正交解調通信信號(r(t))載波頻率(fc)和用于解調的本機振蕩器(LO)頻率之間的差值(Δf)的方法(33)，該方法的特征在于以下步驟a)對接收正交解調通信信號(r(t))的正弦(ys(t))和余弦(yc(t))成分執(zhí)行復數(shù)乘方計算，產生實數(shù)(Re{y(t)y})和虛數(shù)(Im{y(t)y})乘方信號成分；b)將該實數(shù)(Re{y(t)y})和虛數(shù)(Im{y(t)y})乘方信號成分變換成代表多個頻率的傅里葉頻率域值；c)從該多個頻率中選擇一個最大頻率；d)輸出該選擇的頻率作為差值頻率(Δf)。
5.根據(jù)權利要求4的方法(33)，其中步驟d)的進一步特征在于將符號(±)分配給該最大頻率的步驟，該符號(±)指示偏移頻率(Δf)是大于還是小于所述本機振蕩(LO)頻率。
6.根據(jù)權利要求5的方法(33)，其中步驟a)的進一步特征在于獲得4的整數(shù)倍乘方(y)的步驟。
7.一種在接收器(17)中使用的檢測器(53)，接收器(17)估計接收正交解調通信信號(r(t))載波頻率(fc)和用于解調的本機振蕩器(LO)頻率之間的差值(Δf)，檢測器(53)的特征為將接收正交解調通信信號(r(t))成分(ys(t))、(yc(t))抽樣到離散時間(yc[n])、(ys[n])信號成分的取樣器(fs)，該離散時間(yc[n])、(ys[n])信號成分與一個復數(shù)乘方處理器(57)相耦合；該復數(shù)乘方處理器(57)對該離散時間(yc[n]、ys[n])信號成分執(zhí)行復數(shù)乘方計算，產生實數(shù)(Re{y(t)y})和虛數(shù)(Im{y(t)y}乘方信號成分，該乘方信號成分是對緩沖器(59)的輸出(q[n])；該緩沖器(59)在一個預定時間階段內累計多個(N)復數(shù)乘方處理器(57)輸出(q[n])作為數(shù)據(jù)塊(Tw)，該數(shù)據(jù)塊(Tw)是對復數(shù)傅里葉處理器(61)的輸出；該復數(shù)傅里葉處理器(61)對該數(shù)據(jù)塊(Tw)執(zhí)行復數(shù)傅里葉變換，在該預定時間內輸出含有多個受觀測頻率(-fs/2到(+fs/2-fs/N))的頻率變換，該輸出(-fs/2到(+fs/2-fs/N))與一個選擇器相耦合；該選擇器(63)從該多個頻率中挑選一個與所述的載波(fc)和本機振蕩(LO)頻率之間差值(Δf)相對應的最大頻率。
8.根據(jù)權利要求7的檢測器(53)，其中該取樣器(fs)的進一步特征在于，在一個預定的(2Δfmax＜fs)頻率上取樣接收到的所述正交解調連續(xù)時間信號(yc(t)、ys(t))成分。
9.根據(jù)權利要求8的檢測器(53)，其中該復數(shù)傅里葉變換(39)最大頻率的進一步特征在于符號(±)，該符號(±)指示差值頻率(Δf)是大于還是小于所述本機振蕩(LO)頻率。
10.根據(jù)權利要求9的檢測器(53)，其中該復數(shù)乘方處理器(57)的進一步特征在于獲得是4的整數(shù)倍的乘方(y)。
11.根據(jù)權利要求10的檢測器(53)，其中該復數(shù)傅里葉變換(39)的進一步特征在于快速傅里葉變換。
12.一種估計接收正交解調通信信號(r(t))載波頻率(fc)和用于解調的本機振蕩器(LO)頻率之間的差值(Δf)的方法(53)，該方法(53)的特征在于以下步驟a)將接收(r(t))正交解調通信信號(r(t))成分(ys(t))、(yc(t))抽樣(fs)到離散時間(yc[n])、(ys[n])信號成分；b)對該離散時間(yc[n])、(ys[n])信號成分執(zhí)行復數(shù)乘方計算(57)；c)在作為一個數(shù)據(jù)塊(Tw)的預定時間內，將對應于多個(N)復數(shù)乘方處理器(57)輸出的該復數(shù)乘方計算輸出((y[n])y)加以緩沖(59)；d)將該數(shù)據(jù)塊(Tw)變換(61)成代表多個頻率(-fs/2到(+fs/2-fs/N))的傅里葉頻率域值；e)從該多個頻率(-fs/2到(+fs/2-fs/N))中選擇(63)最大頻率；f)輸出該選擇頻率作為差值頻率(Δf)。
13.根據(jù)權利要求12的檢測器(53)，其中步驟a)進一步特征在于以下步驟在預定頻率(2△fmax＜fs)上取樣接收到的所述正交解調連續(xù)時間(yc(t))、(ys(t))信號成分。
14.根據(jù)權利要求13的檢測器(53)，其中步驟d)進一步特征在于將符號(±)分配給該最大頻率的步驟，該符號(±)指示偏移頻率(Δf)是大于還是小于所述本機振蕩(LO)頻率。
15.根據(jù)權利要求14的檢測器(53)，其中步驟b)進一步特征在于獲得4的整數(shù)倍乘方(y)的步驟。
16.根據(jù)權利要求15的檢測器(53)，其中步驟d)進一步特征在于快速傅里葉變換。
全文摘要
一種使用正交調制來估算發(fā)生在載波和本機振蕩頻率之間的頻率偏移的系統(tǒng)和方法。本發(fā)明采用正交調制構像的幾何圖形并且不需數(shù)據(jù)估算就能估算在一個預定的載波偏移值內的實際偏移。
文檔編號H04L27/227GK1454422SQ00819677
公開日2003年11月5日 申請日期2000年4月25日 優(yōu)先權日2000年4月25日
發(fā)明者L·卡扎克維奇, F·厄茲呂蒂爾克, A·列茲尼克 申請人:交互數(shù)字技術公司