專利名稱：頻率合成器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一個頻率合成器，特別地，涉及一個分數(shù)-N頻率合成器，以對無線傳輸?shù)囊粋€載波信號進行直接調(diào)制。這種合成器能夠應(yīng)用于無線通信設(shè)備。
鎖相環(huán)頻率合成器是一個眾所周知的、從一個可變頻率壓控振蕩器(VCO)中產(chǎn)生多個相關(guān)信號之一的技術(shù)。在一個單環(huán)鎖相環(huán)PLL中，來自該VCO的一個輸出被耦合到一個可編程分頻器。該可編程分頻器使用一個可選整數(shù)來進行分頻，并且將一個分頻信號提供到一個相位檢測器。該相位檢測器將該分頻信號與來自另一個固定頻率振蕩器(典型地是一個相對穩(wěn)定的晶體振蕩器)的一個參考信號進行比較。該分頻信號與該參考信號之間的任何差異均經(jīng)過一個低通濾波器從該相位檢測器輸出，并且被提供到該VCO。該相位差異信號促使從該VCO輸出的信號的頻率發(fā)生改變，以使該分頻信號與該參考信號之間的相位差異最小。明顯地，通過改變從VCO輸出的信號的分頻整數(shù)，從VCO輸出的信號將發(fā)生相應(yīng)的改變。
因為分頻器僅能夠進行整數(shù)分頻，所以早期這種類型的頻率合成器僅能夠使輸出頻率發(fā)生階梯型變化(例如，產(chǎn)生獨立的信道頻率，然后該信道頻率再被一個傳統(tǒng)的混頻器進行進一步的調(diào)制以產(chǎn)生最終所需要的調(diào)制信號)。在這種情形下，分頻整數(shù)增加1，就意味著從VCO輸出的信號增加一個信道間隔，然后該信道間隔等于來自該固定頻率振蕩器的該參考信號的頻率。
所以，開發(fā)了一個能夠有效地將來自VCO的輸出信號進行非整數(shù)分頻的分數(shù)-N頻率合成器。它的實現(xiàn)使用了類似于在∑-Δ(Sigma-Delta)數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換中采用的原理。通過快速地改變用于對來自VCO的輸出信號進行分頻的整數(shù)，并且然后對相位差異信號進行低通濾波以產(chǎn)生一個平均相位差異信號，該VCO能夠產(chǎn)生與對固定頻率參考信號進行非整數(shù)分頻相應(yīng)的一個信號。
假定改變瞬時分頻整數(shù)值的速率(或者采樣頻率)比調(diào)制信號的最重要頻率高，然后就進一步執(zhí)行該過程，以通過改變該固定頻率參考信號的非整數(shù)倍的倍數(shù)來產(chǎn)生頻率或者相位調(diào)制，從而實現(xiàn)對射頻載波信號的直接調(diào)制。使用現(xiàn)代系統(tǒng)，就能夠輕易地實現(xiàn)這種方式。在該技術(shù)領(lǐng)域中，這樣一種直接調(diào)制系統(tǒng)是非常普通的，例如美國專利號5,166,642中所描述的系統(tǒng)。
這種系統(tǒng)的主要問題是產(chǎn)生了大量噪聲(這種噪聲可能會被認為是量化噪聲)。這種噪聲的頻譜在信道中心頻率兩邊直到±(采樣頻率)/2的范圍以內(nèi)的頻譜均相當(dāng)?shù)钠教埂ｆi相環(huán)PLL結(jié)構(gòu)整體的作用是作為一個帶通濾波器，它減少頻率超過鎖相環(huán)PLL的拐角頻率的噪聲的影響。雖然鎖相環(huán)PLL的頻率響應(yīng)不理想，但是其階數(shù)還是相當(dāng)?shù)母?。已?jīng)設(shè)計出這樣一種結(jié)構(gòu)，它對噪聲信號的頻譜進行整形，以將大部分噪聲移到鎖相環(huán)PLL結(jié)構(gòu)的拐角頻率以外。上述美國專利號5,166,642就是這樣一種使用一個多個累加器方法來提供一個合適的噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)的示例。
這種結(jié)構(gòu)能夠大大減少這種分數(shù)-N頻率合成器所產(chǎn)生的噪聲數(shù)量。但是，隨著現(xiàn)代電信環(huán)境所要求的信噪比的增加，仍然需要進一步減少分數(shù)-N頻率合成器所產(chǎn)生的噪聲數(shù)量。
另外，在直接調(diào)制中需要考慮兩個參數(shù)，即峰值相位誤差和相位調(diào)制的rms相位誤差。對于一個給定的調(diào)制帶寬，峰值相位誤差主要受引起調(diào)制信號發(fā)生畸變的鎖相環(huán)PLL的頻率響應(yīng)和帶寬。為了減少該峰值誤差，需要增加鎖相環(huán)PLL帶寬對調(diào)制帶寬的比值，但是，對于較寬的PLL帶寬和一給定的噪聲密度，其整體噪聲增加了，然后其rms相位誤差也增加了。這樣，需要在PLL帶寬和rms相位誤差之間進行折衷選擇。所以，人們希望在較寬的PLL帶寬的情況下減少整體rms相位誤差。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，一個頻率合成器有一個序列產(chǎn)生器，該產(chǎn)生器包括一個接收一個輸入信號的輸入，一個輸出一個輸出信號的輸出，和產(chǎn)生與該輸入信號和被一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)調(diào)制的一個噪聲信號的和等價的該輸出信號的序列產(chǎn)生裝置，該噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)在與該輸入信號中的直流dc分量相應(yīng)的頻率和在偏離與該輸入信號中的直流dc分量相應(yīng)的頻率的一個或者多個頻率處有一個最小值。
這里所使用的術(shù)語“最小值”是調(diào)制相對于頻率的曲線的數(shù)學(xué)意義上的谷點；典型地，調(diào)制的最小值是零。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供了一個方法來為形成一個直接調(diào)制器的一部分的一個頻率合成器產(chǎn)生一個序列，該方法包括產(chǎn)生與一個輸入信號和被一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)調(diào)制的一個噪聲信號的和等價的一個輸出信號的步驟，其中該噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)在與該輸入信號中的直流dc分量相應(yīng)的頻率和在偏離與該輸入信號中的直流dc分量相應(yīng)的頻率的一個或者多個頻率處有一個最小值。
優(yōu)選地，該噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)由下式給出He(z)=(1-z-1)n•(1-a·z-1+z-2)(1-a/2·z-1)]]>其中n是一個大于1或者等于1的整數(shù)，并且a是一個不等于2的系數(shù)。
為了更好的理解本發(fā)明，現(xiàn)在僅通過示例和參考下述附圖來描述本發(fā)明的一個實施方式

圖1是一個直接調(diào)制，分數(shù)-N合成器結(jié)構(gòu)的一個框圖；圖2是相對于一個傳統(tǒng)的噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)，調(diào)制M相對于頻率U的一個圖表；圖3是相對于根據(jù)本發(fā)明產(chǎn)生的一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)的情形下，類似于圖2的一個圖表；圖4是根據(jù)本發(fā)明的、為了產(chǎn)生類似于圖3中所示例的噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)的一個所需噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)的一個結(jié)構(gòu)的圖表性z-模型；圖5是適合于在本發(fā)明中使用的一個累加器模塊的一個框圖；和圖6是適合于在本發(fā)明中的一個乘法器的一個框圖。
本發(fā)明提供了一個方法和裝置來產(chǎn)生至少有一個最小值在偏離中心信道頻率處的一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)。下面將描述如何實現(xiàn)這一點的優(yōu)選實施方式。
圖1的分數(shù)-N合成器結(jié)構(gòu)包括一個參考振蕩器1，一個PLL結(jié)構(gòu)2，3，4，5和具有一個輸入10a，一個輸出10c和序列產(chǎn)生裝置10b的一個序列產(chǎn)生器10。該參考振蕩器(例如一個晶體振蕩器)1產(chǎn)生一個頻率為幾兆赫茲量級的頻率基本上穩(wěn)定的參考信號。
該參考信號被加到PLL結(jié)構(gòu)上。該鎖相環(huán)PLL結(jié)構(gòu)包括一個相位檢測器2，一個低通濾波器3，一個相對高的頻率可變壓控振蕩器(VCO)4和一個分頻器5。VCO4產(chǎn)生的信號被輸出到分頻器5，該分頻器5產(chǎn)生一個頻率大致與參考信號的頻率相等的分頻信號。該分頻信號和該參考信號均被輸入到相位檢測器2，該相位檢測器2比較這些信號并且產(chǎn)生與該分頻信號和該參考信號之間的相位差異相關(guān)的相位差異信號。
該相位差異信號經(jīng)過低通濾波器3，然后被加到VCO4，該被低通濾波的相位差異信號作用到VCO4上，本質(zhì)上是為了改變VCO4產(chǎn)生的信號的頻率，以使該分頻信號與該參考信號之間的相位差異最小。但是，因為將對從VCO4輸出的信號進行分頻的數(shù)量(即除數(shù)N)總是在快速地改變(如前所述)，該分頻信號的瞬時值以及由此而產(chǎn)生的相位差異信號也快速地改變。通過適當(dāng)?shù)剡x擇低通濾波器3的特性，人們可以將低通濾波器濾波以后的相位差異信號調(diào)節(jié)為表示相位差異信號的瞬時值在一個所需時間范圍以內(nèi)的一個時間平均值。該相位差異信號的時間平均值然后作用在VCO4上，以使該時間平均值信號基本上等于該參考頻率。使用這樣的方式，有可能使從VCO4輸出的信號的頻率是該參考頻率的非整數(shù)倍。
為了產(chǎn)生一個來自VCO的頻率調(diào)制信號，就需要低通濾波器3僅濾波出其頻率大于用于對來自VCO的信號進行頻率調(diào)制的調(diào)制信號中的最高頻率分量的信號。這樣，分頻數(shù)N的改變速率就必須大大地高于調(diào)制信號中的最高頻率分量。
在圖1的結(jié)構(gòu)中，分頻數(shù)N的瞬時取值可能是一些不同整數(shù)(例如，0到15之間的數(shù)目)中的任何一個。在這種結(jié)構(gòu)中，可以使用一些不同的序列來獲得相同的時間平均值。例如，可以使用序列7，8，7，8或者使用序列5，6，7，8，9，10或者使用序列0，15，0，15，0，15來獲得時間平均值7.5。由序列產(chǎn)生器10來產(chǎn)生一個合適的分頻數(shù)N的瞬時取值序列。該序列產(chǎn)生器10在其輸入端10a接收一個大的數(shù)字輸入信號(例如，32比特)f(z)，和通過序列產(chǎn)生裝置10b在其輸出端10c產(chǎn)生一個其時間平均值相應(yīng)于初始輸入信號f(z)的相當(dāng)小的數(shù)字信號(例如，4比特)b(z)的快速變化序列。在一個進一步的實施方式中，序列產(chǎn)生器10另外對輸入信號進行一個數(shù)字積分運算，以使積分以后的輸出信號相應(yīng)于該輸入信號。這對相位調(diào)制而不是頻率調(diào)制是有用的。
序列產(chǎn)生器所執(zhí)行的這個過程不可避免地產(chǎn)生了噪聲。一個非常基本的、僅包括一單個累加器的序列產(chǎn)生器產(chǎn)生的基本上是白噪聲。一個更復(fù)雜的、包括多個累加器的序列產(chǎn)生器產(chǎn)生被如圖2中點線12所示的一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)所調(diào)制的噪聲。根據(jù)本發(fā)明的序列產(chǎn)生器產(chǎn)生被如圖3中點線13所示的一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)所調(diào)制的噪聲。從圖3中可以看出，與圖2的情形不同，在距信道中心頻率為頻率fc的地方，在噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)中插入了一個附加的最小值。
圖2和3中的點線14示出了作為一個對調(diào)制信號(即有用調(diào)制載波信號或者中心信道頻率信號的語音或者數(shù)據(jù)信號)和噪聲均進行調(diào)制的一個一般調(diào)制函數(shù)的鎖相環(huán)PLL帶寬的影響?？梢钥闯觯撴i相環(huán)PLL是用作一個拐角頻率為15的低通濾波器，在該拐角頻率15處，調(diào)制函數(shù)開始迅速地從一個高的值(它能夠有效地允許調(diào)制信號和噪聲同時無阻地通過去)降落到零(在這一點，調(diào)制信號和噪聲均能夠有效地被鎖相環(huán)PLL阻止)。一般而言，VCO4在其整個工作頻率范圍以內(nèi)不可能是完全線性的，其結(jié)果是鎖相環(huán)PLL的帶寬在VCO4的整個工作頻率范圍以內(nèi)將發(fā)生變化，在一個典型的GSM系統(tǒng)(就拐角頻率15的可能移動而言，如圖2和3的圖示)中，其變化幅度可能會高達20％。
現(xiàn)在參考圖4，圖4示出了一個包括一個輸入10a，一個輸出端10c和序列產(chǎn)生裝置10b、并且產(chǎn)生被如圖3中點線13所示的一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)所調(diào)制的噪聲的噪聲產(chǎn)生器10的一個z模型。本質(zhì)上，序列產(chǎn)生裝置10b包括3個累加器模塊21，22，23和一個乘法器模塊30。每一個累加器模塊包括一個簡單地是一個累加器的z模型的z變換轉(zhuǎn)移函數(shù)子模塊41，一個加法器42，兩個減法器43，44和一個加法器/比較器45。該加法器/比較器45是一個比較器的z模型并且可以用作一個將該輸入信號與一個隨機噪聲信號相加的一個加法器，該隨機噪聲信號是一個比較器所產(chǎn)生的輸出與輸入到其上的輸入之間的差異。除了使用一個更復(fù)雜的乘法器子模塊31替代簡單的z變換轉(zhuǎn)移函數(shù)子模塊41和因為在這個模塊中的比較器所產(chǎn)生的噪聲信號不需要被饋送到任何其他模塊，所以少了一個減法器以外，乘法器模塊30與累加器模塊相似。另外，序列產(chǎn)生器的z模型包括三個附加的加法器11，12，13，以連續(xù)地將各個模塊的輸出相加在一起。
圖4的z模型的一個簡單的前向數(shù)學(xué)分析產(chǎn)生了用輸入信號X(z)和乘法器模塊30的比較器所產(chǎn)生的噪聲信號E4(z)表示的輸出信號Y(z)的下述表達式。Y(z)=X(z)+(1-z-1)-3•(1-a·z-1+z-2)(1-a/2·z-1)•E4(z)]]>這樣，可以看出，輸出信號Y(z)等價于輸入信號X(z)加上一個平坦噪聲信號E4(z)，該噪聲信號E4(z)被一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)He(z)調(diào)制，其中He(z)=(1-z-1)-3•(1-a·z-1+z-2)(1-a/2·z-1)]]>該領(lǐng)域的技術(shù)人員將認識到這個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)，He(z)是一個三累加器序列產(chǎn)生器乘以非標準項的噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)(1-a·z-1+z-2)(1-a/2·z-1)]]>如果這樣來選擇aa=2cos(2π·fc/fref)=ei2πfc/fref+e-i2πfc/fref]]>(其中fref是該序列產(chǎn)生器的采樣頻率或者時鐘頻率)然后可以輕易地看出該非標準項的效果是在信道中心頻率±fc的地方，在噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)中引入一個附加的零點，這正是本發(fā)明所需的，如果z表示為z=ei2πfc/fref]]>通過使頻率fc基本上等于鎖相環(huán)PLL的拐角頻率，對于一個給定的鎖相環(huán)PLL頻率響應(yīng)和帶寬，可以大大增加最終信號的信噪比。
圖5示出了一個可以用作形成其z模型如圖4所示的累加器子模塊之一的一個累加器數(shù)字子電路200的示例。累加器數(shù)字子電路200包括一第一減法器201，該減法器201將一第一輸入信號251減去一第二輸入信號252以形成一個差異信號253。差異信號253被輸入到一個包括一個累加器加法器202的累加器202，203，該累加器加法器202的輸出254被饋送到數(shù)字延遲單元203(它簡單地包括多個D觸發(fā)器，每一個D觸發(fā)器用于延遲信號中的每一個比特)。延遲單元203的輸出形成累加器輸出信號255，該累加器輸出信號255被饋送到加法器202，在加法器202處它被加到差異信號253上以形成新的加法器202的輸出信號。累加器加法器202的輸出254在一個時鐘周期的延遲以后將形成累加器的輸出信號255。
累加器輸出信號255被饋送到一個加法器205，該第一輸入信號251也被輸入到該加法器205，以形成一個和信號257。從加法器205輸出的該和信號257被饋送到一個比較器208，在比較器208，該和信號257被與保存在該比較器208中的一個分母進行比較。該比較器的功能基本上是將該和信號257除以該分母，并且輸出該除法的整數(shù)結(jié)果(即忽略或者開始就減去該結(jié)果的分數(shù)部分)。該比較器208的輸出形成累加器數(shù)字子電路200的主要輸出信號260。但是，從一第二減法器209形成一第二輸出信號261。第二減法器209將和信號257作為輸入信號接收，并且接收主要輸出信號260，將和信號257減去主要輸出信號260以形成第二輸出信號261。參考圖4可以輕易地看出，該第二輸出信號261是比較器所產(chǎn)生的噪聲信號，該噪聲信號是比較器208的輸入和輸出之間的差異。
該第二輸出信號261被饋送到一個附加的累加器子模塊22，23或者饋送到乘法器子模塊30。主要輸出信號260被加到其他子模塊21，22，23，30的主要輸出信號，以形成序列產(chǎn)生器10的整體輸出信號Y。
圖6是一個可以用作替代累加器子模塊200中的累加器202，203的乘法器子電路300，以形成一個乘法器子模塊30，該乘法器子模塊的z模型在圖4中示出。注意，乘法器子模塊30是最深的嵌入式子模塊，所以基本子模塊結(jié)構(gòu)的第二減法器209可以被省略，這是因為被與乘法器子模塊30相關(guān)的比較器所產(chǎn)生的誤差信號E4(z)不需要饋送到其他子模塊。
乘法器子電路300包括第一，第二，第三和第四延遲單元301，303，305，307，第一和第二乘法器302，306，其中每一個乘法器具有第一和第二輸入和一個輸出，和一個具有第一和第二加法輸入，第一和第二減法輸入和一個輸出的多輸入加法器/減法器單元304。第一延遲單元301的輸入形成乘法器子電路300的輸入。第一延遲單元301的輸出連接到第一乘法器302的第一輸入和第二延遲單元303。第一乘法器302的輸出連接到加法器/減法器單元304的第一加法輸入。第二延遲單元303的輸出連接到加法器/減法器單元304的第一減法輸入。加法器/減法器單元304的輸出形成乘法器子電路300的輸出。另外，加法器/減法器單元304的輸出連接到第三延遲單元305。第三延遲單元的輸出連接到第二乘法器306的第一輸入和連接到第四延遲單元307。第二乘法器306的輸出連接到加法器/減法器單元304的第二加法輸入。第四延遲單元307的輸出連接到加法器/減法器單元304的第二減法輸入。
通過將數(shù)a/2應(yīng)用到第一乘法器302的第二輸入和數(shù)a應(yīng)用到第二乘法器304的第二輸入(其中a由上述包括頻率fc的表達式給定)，并且記住將一個信號延遲一個時鐘脈沖在z域中相當(dāng)于將這個信號乘以z-1，分析圖6是直接簡單的，并且證實在z域中，乘法器子電路300的輸出按照需要由下式給出Out(z)=In(z)(a2z-1-z-2)+Out(z)(a·z-1-z-2)]]>⇒Out(z)In(z)=a2z-1-z-21-a·z-1+z-2]]>
現(xiàn)在有可能來看怎樣使用圖5和6的子電路來設(shè)計其z模型由圖2給出的一個序列產(chǎn)生器。可以由第一，第二和第三累加器子電路200來形成累加器子模塊21，22，23，而通過用圖6的乘法器子電路300來替代一個基本累加器子電路的累加器203，202來形成乘法器子模塊30。第一，第二和第三子電路的第二輸出信號應(yīng)該分別連接到第二和第三累加器子電路23的第一輸入和乘法器子模塊30。第三累加器子電路23的主要輸出和乘法器子模塊30應(yīng)該連接到一第一加法器11；第一加法器11的輸出和第二累加器子電路22的主要輸出一起應(yīng)該連接到第三加法器13。乘法器子模塊30(它實際上不必(需要)要有一第二輸出)的主要輸出，第一，第二和第三加法器的輸出分別連接到乘法器子模塊30的第二輸入，和第三，第二，和第一累加器子電路23，22，21。
可以注意到，沒有指示能夠說明怎樣將值a和a/2加到第一和第二乘法器302，306的第二輸入。但是，應(yīng)該認識到，通過簡單地將值a和a/2在一個通用的在線微控制器單元的控制下保存在一個EEPROM(或者類似的非揮發(fā)性存儲器中)中，一個該領(lǐng)域的普通技術(shù)人員就可以輕易地實現(xiàn)這個過程。類似地，很明顯的是，可以將一些不同的a和a/2值保存這樣一種EEPROM中，由此該微控制器可以為不同的環(huán)境選擇不同的a和a/2值。
當(dāng)應(yīng)用到，例如一個GSM或者類似的系統(tǒng)(例如UMTS)時，因為鎖相環(huán)PLL的頻率響應(yīng)和帶寬很可能在調(diào)制器(這樣VCO4)需要工作的最低和最高信道頻率之間迅速變化，所以這樣一種結(jié)構(gòu)在本發(fā)明中是特別有利的。因為能夠為調(diào)制器的不同工作模式來改變不同的值a和a/2(例如，通過將VCO4的整個頻率范圍分為多個可以被認為是調(diào)制器的不同工作模式的子范圍，其中每一個子范圍將包括多個信道)，這使噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)He(z)能夠適應(yīng)鎖相環(huán)PLL的帶寬變化，以使調(diào)制器的整個工作范圍以內(nèi)信噪比最大。例如，如圖3所示，fc可以被改變來跟蹤鎖相環(huán)PLL頻率響應(yīng)的拐角頻率15的變化。
現(xiàn)在該領(lǐng)域的一個技術(shù)人員可以很明顯地知道，本發(fā)明提供了一個用于一個直接調(diào)制結(jié)構(gòu)的序列產(chǎn)生器100，該序列產(chǎn)生器能夠接收一個相對大的比特，慢變化的輸入信號X(z)并且輸出一個相對少比特、快速變化的信號Y(z)，其中輸出信號包含被一個函數(shù)調(diào)制的噪聲，該函數(shù)在調(diào)制器的中心頻率(與輸入信號Y(z)的直流dc分量相應(yīng))是零并且在距中心頻率(與具有一個頻率fc的輸入和調(diào)制信號的分量相應(yīng))的一個頻率fc處也是零(或者一個靠近零的最小優(yōu)選值)。根據(jù)一個描述的實施方式，使用一個三累加器21，22，23結(jié)構(gòu)和一個乘法器子模塊30可以實現(xiàn)它。但是，該領(lǐng)域的技術(shù)人員也很清楚，可以設(shè)想其他結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)在離開與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率的地方至少有一個零點(或者最小值)的一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)。
另外，這里所描述的實施方式僅描述了在離開與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率的地方有一單個零點的一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)的產(chǎn)生。但是，對于寬帶調(diào)制或者低畸變的應(yīng)用，產(chǎn)生多個與輸入信號的帶寬以內(nèi)的頻率相應(yīng)的附加零點是有利的。
類似地，上述實施方式涉及乘法器302，306。但是，對于特定的應(yīng)用，可以使用一個相對簡單的移位寄存器和加法器的組合結(jié)構(gòu)來用作簡化的乘法器電路結(jié)構(gòu)而不是使用實際的乘法器，可以大大地改進信噪比。明顯地，與一個實際的乘法器相比，任何對乘法器電路的復(fù)雜性的改進可以使用這種方法來實現(xiàn)，其中a能夠取值的個數(shù)將大大地受到限制。但是，對于許多應(yīng)用，通過簡化乘法器電路的實施方式所帶來的優(yōu)點將超過限制a能夠取值的個數(shù)所帶來的缺點。例如，對于a＝1/2的情形，乘以a的操作就是簡單的除以2的操作，這能夠使用一個移位寄存器將每一個二進制數(shù)字的位置向右移一個位置來簡單地實現(xiàn)。
權(quán)利要求
1.一個用于一個頻率合成器的序列產(chǎn)生器，該產(chǎn)生器包括一個用于接收一個輸入信號的輸入端，一個用于輸出一個輸出信號的輸出端和用于產(chǎn)生輸出信號的序列產(chǎn)生裝置，該輸出信號等價于輸入信號加上被一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)調(diào)制的一個噪聲信號，該噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)在與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率處和離開與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率的一個或者多個頻率處具有最小值。
2.如權(quán)利要求1的一個序列產(chǎn)生器，其中序列產(chǎn)生裝置包括乘法器電路結(jié)構(gòu)和多個累加器。
3.如權(quán)利要求2的一個序列產(chǎn)生器，其中乘法器電路結(jié)構(gòu)包含一個或者多個乘法器。
4.如權(quán)利要求1的一個序列產(chǎn)生器，其中乘法器電路結(jié)構(gòu)包含一個或者多個移位寄存器和加法器的組合。
5.如前述權(quán)利要求中任何一個的一個序列產(chǎn)生器，其中噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)由下式給出He(z)=(1-z-1)n•(1-a·z-1+z-2)(1-a/2·z-1)]]>其中n是大于1或者等于1的整數(shù)，a是一個不等于2的系數(shù)。
6.一個直接調(diào)制器，包含如前述權(quán)利要求中任何一個的一個序列產(chǎn)生器。
7.如權(quán)利要求6的一個直接調(diào)制器，其中序列產(chǎn)生裝置被適應(yīng)成根據(jù)直接調(diào)制器的工作模式改變離開與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率的一個或者多個頻率。
8.一個移動電話，包括一個采用如權(quán)利要求6和7中任何一個的一個直接調(diào)制器的一個收發(fā)器。
9.為形成一個直接調(diào)制器的一部分的一個頻率合成器產(chǎn)生一個序列的方法，該方法包括產(chǎn)生等價于一個輸入信號加上被一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)調(diào)制的一個噪聲信號的一個輸出信號的步驟，其中該噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)在與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率處和離開與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率的一個或者多個頻率處具有最小值。
10.如權(quán)利要求9的一個方法，其中產(chǎn)生一個輸出信號的步驟包括一個乘法步驟。
11.如權(quán)利要求10的一個方法，其中該乘法步驟被用于對表示部分調(diào)制的噪聲信號的一個信號執(zhí)行一個運算，所述運算不是對該部分調(diào)制的噪聲信號進行一個簡單的數(shù)字積分，而是引入一個新的項，以在不同于與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率的頻率處在調(diào)制的噪聲信號中引入一個最小值。
12.如權(quán)利要求9至11中任何一個的一個方法，其中噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)由下式給出He(z)=(1-z-1)n•(1-a·z-1+z-2)(1-a/2·z-1)]]>其中n是大于1或者等于1的整數(shù)，a是一個不等于2的系數(shù)。
全文摘要
用于形成一個直接調(diào)制器的一部分的一個頻率合成器1,2,3,4,5,10的一個序列產(chǎn)生器10包括一個用于接收一個輸入多比特信號X(z)的輸入端10a,一個用于輸出一個輸出數(shù)字信號Y(z)的輸出端10c和序列產(chǎn)生裝置10b。該序列產(chǎn)生裝置被調(diào)節(jié)成產(chǎn)生一個噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù),該噪聲轉(zhuǎn)移函數(shù)在與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率處和離開與輸入信號的直流dc分量相應(yīng)的頻率的一個或者多個頻率處具有最小值。
文檔編號H03L7/197GK1250255SQ9910259
公開日2000年4月12日 申請日期1999年3月3日 優(yōu)先權(quán)日1998年3月3日
發(fā)明者納迪姆·赫拉特 申請人:摩托羅拉半導(dǎo)體公司