專利名稱：一種使用頻率調(diào)制的音頻a/d轉(zhuǎn)換器的制作方法
背景該發(fā)明通常涉及通過將各種電子元件集成到一個(gè)單片硅片中而降低電子系統(tǒng)成本，其中的電子系統(tǒng)涉及到例如電話或蜂窩電話系統(tǒng)中的聲音處理。更具體地，該發(fā)明涉及模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，這些轉(zhuǎn)換器將其中使用的一些模擬元件最小化，并且相對(duì)來說避免了在同一芯片中運(yùn)行的數(shù)字電路中產(chǎn)生的噪聲干擾。
目前存在很多種傳統(tǒng)的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，例如那些因其中使用的技術(shù)類型而聞名的轉(zhuǎn)換器，它們使用的技術(shù)比如有連續(xù)近似法，Delta-Sigma調(diào)制和連續(xù)可變斜率Delta調(diào)制(CVSD)技術(shù)。這些設(shè)備的目的是以期望的采樣率產(chǎn)生一串表示瞬間信號(hào)值樣本的數(shù)。期望采樣率通常高于以數(shù)字表示的模擬信號(hào)最高頻率兩倍的最小奈奎斯特頻率。這些當(dāng)前技術(shù)的缺點(diǎn)在于從傳聲器輸出的信號(hào)值太小，這使得傳聲器和模/數(shù)轉(zhuǎn)換器之間的連接對(duì)噪聲干擾敏感。
概述根據(jù)示例實(shí)施方案，由傳聲器的一個(gè)可變電氣參數(shù)，通常是一個(gè)可變電容，在頻率上控制變頻振蕩器。頻率調(diào)制的信號(hào)被傳送給一個(gè)直接的數(shù)字鑒頻器，該鑒頻器產(chǎn)生在期望語音采樣率下瞬時(shí)頻率的數(shù)字表示。數(shù)字鑒頻器可以通過，例如將振蕩器信號(hào)連同參考頻率一起傳送給直流(direct)相位數(shù)字化電路，并計(jì)算相對(duì)于參考頻率的振蕩器瞬時(shí)相位序列來形成。然后，該相位序列被傳送給數(shù)字鎖相環(huán)(或者對(duì)其進(jìn)行數(shù)值微分)來產(chǎn)生表示瞬時(shí)頻率，并且因而表示語音波形的二進(jìn)制字序列。因?yàn)槌亲鳛楦唠娖降念l率調(diào)制的載波，低值的語音波形基本上沒有進(jìn)入集成電路，該技術(shù)基本上避免了由于高速隨機(jī)邏輯電路例如微處理器和片上運(yùn)行的DSP造成的噪聲。
根據(jù)該發(fā)明的其它示例實(shí)施方案，可以提供仍然基于電壓或電流可變電氣參數(shù)的傳聲器電路，該電路比傳統(tǒng)傳聲器電路對(duì)噪聲的敏感度小。例如，根據(jù)該發(fā)明，傳統(tǒng)的FET前置放大器可以被省略，使得避免了主要由于偏置饋電產(chǎn)生的噪聲。
附圖簡要描述通過結(jié)合附圖閱讀下面詳細(xì)的描述，專利申請(qǐng)者的發(fā)明的這些特征和優(yōu)點(diǎn)將會(huì)更容易理解。其中

圖1是根據(jù)該發(fā)明示例實(shí)施方案的數(shù)字語音處理電路的方框圖；圖2是三種示例量化精度下，在進(jìn)行抽取之前的示例語音頻譜圖；圖3和圖4是無聲期間量化信號(hào)譜和噪聲譜的示例圖；圖5和圖6是使用1KHz正弦波測(cè)試的量化信號(hào)譜和噪聲譜；圖7是無聲期間信號(hào)的諧波失真示例說明圖；圖8是根據(jù)該發(fā)明通過引入預(yù)先制定的頻率偏移來降低諧波失真的示例說明圖；圖9-11是根據(jù)該發(fā)明當(dāng)采用了預(yù)定的頻率偏移而信號(hào)大小降低時(shí)，諧波失真減小的示例說明圖；圖12是其中引入了預(yù)定頻率偏移的類似噪聲的測(cè)試信號(hào)的譜示例說明圖；圖13是圖12中測(cè)試信號(hào)大小降低后的示例說明圖；圖14和15是從頻譜中減去期望信號(hào)之后留下的殘留量化噪聲示例說明圖；圖16和17分別是采用6比特量化的信號(hào)中的語音停頓和其中的殘留噪聲的示例說明圖，其中的信號(hào)中加入了頻率偏移；圖18是可以用于根據(jù)該發(fā)明的系統(tǒng)中的數(shù)字鎖相環(huán)的方框圖；圖19是根據(jù)該發(fā)明具有引入頻率偏移的示例數(shù)字鎖相環(huán)的殘留噪聲譜的示例說明圖；圖20是不提供頻率偏移時(shí)，鎖相環(huán)的殘留噪聲譜示例圖；圖21-23是說明二階示例鎖相環(huán)的各種頻率傳輸特性的圖；圖24是典型無線電通訊應(yīng)用中的示例動(dòng)態(tài)范圍細(xì)則的說明圖；圖25是根據(jù)該發(fā)明可以被用做解調(diào)器的鎖相環(huán)的方框圖表示；圖26是對(duì)包括平均頻率調(diào)節(jié)的圖25所示例方案進(jìn)行修正后的方框圖；圖27是用于圖26的示例實(shí)施方案中的各種數(shù)字量化的示例字長度說明圖；圖28(a)是傳統(tǒng)的傳聲器電路的示例說明圖；圖28(b)是根據(jù)該發(fā)明的示例實(shí)施方案控制振蕩器的電介體傳聲器的示例說明圖29是根據(jù)該發(fā)明的一個(gè)示例實(shí)施方案可以被用做電流受控振蕩器的發(fā)射極耦合多頻振蕩器的示例說明圖，以及圖30是根據(jù)該發(fā)明的示例實(shí)施方案的數(shù)字混合器的方框圖表示。
詳細(xì)描述這里參考引用的美國專利申請(qǐng)第5,084,669號(hào)描述了使用數(shù)字邏輯，以期望的采樣率，為相位或頻率調(diào)制的無線電信號(hào)確定一系列的瞬時(shí)相位和頻率值的技術(shù)。這里參考引用的Holmqvist的美國專利申請(qǐng)第5,220,275號(hào)描述了一種用來在期望的采樣頻率下，確定信號(hào)瞬時(shí)相位的計(jì)算數(shù)值的方法。在這些專利中，這些數(shù)字相位/頻率確定電路被描述用來解調(diào)被無線電接收機(jī)接收的調(diào)制無線電信號(hào)。在一項(xiàng)通過首先將語音信號(hào)轉(zhuǎn)換成頻率調(diào)制載波，然后采用數(shù)字鑒頻電路將調(diào)制載波信號(hào)轉(zhuǎn)換成表示語音波形的一系列數(shù)字樣本來數(shù)字化語音信號(hào)的新應(yīng)用中，該發(fā)明采用了這些類型的電路。
參考圖1，下面描述了該發(fā)明的第一個(gè)示例實(shí)施方案。其中，有源傳聲器20包括形成振蕩器12的LC共振電路11一部分的可變電容傳聲器元件10。振蕩器輸出信號(hào)的頻率可以例如是1MHz，并且最好是作為來自緩存放大器13的平衡信號(hào)從有源傳聲器20輸出。平衡信號(hào)輸出的使用以及在印刷電路板上的平行傳導(dǎo)軌跡上傳送的反相信號(hào)最小化了與其它附近電路的耦合，并減小了造成干擾的危險(xiǎn)性同時(shí)降低了干擾敏感度。聲學(xué)語音波形被轉(zhuǎn)換成傳聲器元件10的振動(dòng)膜運(yùn)動(dòng)，并因而轉(zhuǎn)換成電容的變化及振蕩器頻率的變化。語音信號(hào)因而對(duì)振蕩器信號(hào)進(jìn)行頻率調(diào)制，并且如上面引用的專利所描述的那樣，F(xiàn)M信號(hào)被傳送給直接的相位數(shù)字化器30。相位數(shù)字化器30將FM載波信號(hào)的正跳變點(diǎn)和負(fù)跳變點(diǎn)與參考時(shí)鐘進(jìn)行比較，并且將那些跳變點(diǎn)的發(fā)生時(shí)間量化到例如半個(gè)時(shí)鐘周期的精度。電路30的數(shù)值結(jié)果是，例如，表示在輸出采樣率下瞬時(shí)相位的6比特二進(jìn)制值，其中的輸出采樣率高于8KHz的最終期望語音采樣率一個(gè)大因子。例如，采樣率可以是8KHz的32倍，即256K樣本/秒。在任何情況下，采樣率應(yīng)該足夠高，使得在一個(gè)樣本期間載波頻率和正常相位之間的瞬時(shí)相位偏差不超過+/-180度(即，半周期)。也就是說，采樣率至少應(yīng)該是語音引起的振動(dòng)膜振動(dòng)造成的距正常載波頻率的最大頻率偏差的兩倍。這是很理想的，因?yàn)榇笥?80度的相位值不能夠從小于180度的負(fù)相位值中識(shí)別出來，反之亦然。最好是，一個(gè)樣本周期上的相位變化小于+/-90度從而給出用于從負(fù)相位變化中識(shí)別出正值并避免在+/-180度附近的模棱兩可區(qū)域的最大閾量。
來自相位數(shù)字化器30的相位樣本被傳送給數(shù)字差分器31，該差分器計(jì)算連續(xù)樣本之間的模2Pi之后的差值。借助于前面描述的采樣率和最大頻率偏差之間的最優(yōu)關(guān)系，相位差值將存在于+/-90度的范圍之內(nèi)。該差值將明顯地與原始相位樣本具有相同的字長度。例如，如果相位被計(jì)算到6比特的精度，正整數(shù)0～31表示大于0并小于180度的角度，而負(fù)整數(shù)表示小于0并大于-180度的角度。明顯位于+/-90度之間的相位差是可用-16和+16之間的整數(shù)表示的，這一數(shù)值完全在6比特長度可表示的范圍之內(nèi)，并且為更大的峰值留有字頭空間。
在例如256樣本/秒采樣率時(shí)的6比特相位差值然后被數(shù)字低通濾波器抽取到8K樣本/秒。這種低通濾波的第一步可以，例如，包括在一個(gè)32樣本寬的移動(dòng)窗口上計(jì)算32個(gè)連續(xù)樣本和。這導(dǎo)致在該例中的11比特量化。
濾波的第二步包括每個(gè)32樣本塊將32個(gè)連續(xù)11比特移動(dòng)平均值累加一次以獲得要求的8K樣本/秒的采樣率下的16比特值。如同這里參考引用的1993年9月14號(hào)歸檔的Paul W.Dent的美國專利申請(qǐng)第08/120,426中描述的，這種抽取導(dǎo)致到在最高語音頻率3.4KHz下頻率響應(yīng)的降低，這一點(diǎn)可以通過在對(duì)其以前值的一個(gè)負(fù)數(shù)部分作新的累加之前重置累加器來補(bǔ)償。
假設(shè)相位差值上的量化噪聲均勻分布在0和128KHz的奈奎斯特頻率之間，那麼抽取濾波器以32∶1的帶寬降低因子降低了量化噪聲功率，這等價(jià)于2.5比特的精度。因此，這種方法的等價(jià)精度只有8.5比特，并不等于計(jì)算值的16比特長度。雖然量化噪聲譜在相位域中是均勻分布的，但是因?yàn)橄辔槐晃⒎謥韴?zhí)行頻率解調(diào)，該噪聲譜將被期望每倍頻程增加6dB，因而低頻的噪聲低于高頻的噪聲。采用這種方法，量化噪聲功率的大部分將會(huì)集中在為采樣率一半的頻率處，并且落在0～3.4KHz的音頻波段的量值將明顯降低。
圖2是對(duì)相位差值進(jìn)行抽取之前的譜。期望的信號(hào)調(diào)制是頻譜從表示語音的200Hz擴(kuò)展到3.4KHz的白噪聲信號(hào)，該信號(hào)調(diào)制被調(diào)整來產(chǎn)生50KHz峰值偏差1/3的RMS頻率偏差，并且由于上面解釋的原因，這一頻率(50Hz)被選擇為小于240KHz采樣率的1/4。這保證了類似噪聲的期望信號(hào)的3-Sigma限制被保持在峰值偏差之內(nèi)。圖2的譜表示了在各種以比特表示的相位量化精度下，3.4KHz范圍之外的將會(huì)被抽取濾波器除去的量化噪聲。因此，前面預(yù)測(cè)的量化噪聲譜向著0頻下降的趨勢(shì)被證實(shí)。然而，在圖2中看不到3.4KHz范圍內(nèi)的量化噪聲，因?yàn)樗恍盘?hào)譜遮住了。其它的通過減去期望信號(hào)來表示音頻波段中量化噪聲的圖將在后面討論。圖2表示了波段邊緣量化噪聲密度，該密度低于信號(hào)譜密度的差值由下表表示。
這些值符合預(yù)期的規(guī)則每個(gè)量化精度比特增加6dB，即24dB每4比特。
假設(shè)某一時(shí)刻，帶內(nèi)噪聲以每頻程6dB的速度落向0頻，那麼可以通過積分來計(jì)算整個(gè)噪聲功率，給出總信號(hào)與噪聲功率的比值(4.77dB)，該值比上面的數(shù)值好3倍。這樣，帶內(nèi)量化噪聲可以以HzRMS的形式被表示為明顯的噪聲頻率偏差。
通常，語音質(zhì)量被認(rèn)為更多與語音停頓期間的噪聲，而不是語音峰值上的噪聲相關(guān)。圖3和4分別表示了在語音調(diào)制降低20和40dB的情況下，量化的信號(hào)+噪聲譜。在這些圖中，對(duì)于3.4KHz波段邊緣的量化噪聲，可以注意到一種隨著降低的信號(hào)功率而降低的趨勢(shì)，這是一種很好的趨勢(shì)，但是也存在一種趨勢(shì)，就是譜變的平坦，這是不好的?？梢员硎境龅氖牵湓谧V的低頻部分的大部分噪聲是由于信號(hào)自身驅(qū)動(dòng)相位通過其量化等級(jí)而造成的。在較低信號(hào)漂移下，量化級(jí)以較低速率被通過，使得量化噪聲譜在低頻具有更多能量。此外，在正弦波信號(hào)情況下，正如量化級(jí)變化點(diǎn)將發(fā)生在信號(hào)波形上規(guī)則定義的點(diǎn)上，量化噪聲將出現(xiàn)在信號(hào)頻率的諧波上。這一點(diǎn)由圖5和6證實(shí)，圖5和6表示了使用1KHz正弦測(cè)試信號(hào)分別在8和4比特相位量化情況下示例信號(hào)加上量化噪聲的譜。因?yàn)榱炕?jí)對(duì)稱分布在相位平面上，奇次諧波明顯，三次諧波在8比特量化時(shí)比基波下降了60dB，而在4比特量化時(shí)下降了40dB。然而，當(dāng)信號(hào)如圖7所示減小時(shí)，3次諧波的相對(duì)失真增加，其中在信號(hào)降低20dB的情況下3次諧波上升到僅14dB的地方。
通過預(yù)定的載波頻率偏移使得即使在不存在語音調(diào)制的情況下，信號(hào)相位迅速輪流通過所有的量化級(jí)，這些效果可以得到緩解。例如，圖8給出一個(gè)示例譜，其中采用了20,625Hz的載波頻率偏移。這個(gè)特殊的載波頻率值不是精確的，它被選擇來方便譜計(jì)算，其方法為給出一個(gè)相位波形，該波形在240K樣本/秒的速度下，以有限的4096個(gè)時(shí)間樣本重復(fù)。因此，該領(lǐng)域的技術(shù)人員會(huì)知道，可以采用任何載波頻率偏移，然而，該偏移量應(yīng)被選擇的足夠高使得系統(tǒng)化的量化步長以比最大音頻頻率還高的速率變化?？梢钥闯觯?比特相位量化的三次諧波從-40dB降到了基頻以下近似50dB。如圖9所示，當(dāng)信號(hào)偏差下降時(shí)，諧波失真并不增加而是降低，而且在信號(hào)下降20dB的情況下，它仍然位于-40dB到-50dB之間的區(qū)域內(nèi)。圖10表示即使在信號(hào)降低40dB的情況下，噪聲和失真結(jié)果仍然是降落25dB。圖11表示，當(dāng)信號(hào)功率降低60dB時(shí)，奇次諧波表現(xiàn)為與信號(hào)相等。圖5到11都證實(shí)了量化噪聲譜朝著0頻降落。
圖12和13表示使用預(yù)定頻率偏移的類似噪聲的測(cè)試信號(hào)。圖12中采用了全測(cè)試信號(hào)偏差，并給出一個(gè)與圖2中沒有頻率偏移的4比特量化譜類似的4比特相位量化的量化噪聲譜。而圖13表示，當(dāng)信號(hào)降低40dB時(shí)，與圖4相比，噪聲譜下降約15dB，圖4中沒有根據(jù)該發(fā)明使用頻率偏移。圖14和15分別表示在減去了期望的信號(hào)以顯示殘留噪聲后，全信號(hào)的帶內(nèi)量化噪聲和下降40dB的信號(hào)的帶內(nèi)量化噪聲。噪聲譜被證實(shí)朝0頻降落，并且與全語音活動(dòng)(圖14)相比，在-40dB的語音停頓(圖15)中，降低了10-15dB。
圖16和17分別表示根據(jù)該發(fā)明示例實(shí)施方案，在-40dB語音停頓期間，使用6比特相位量化和慎選頻率偏移時(shí)的信號(hào)+噪聲譜和殘留噪聲譜。在圖17中，表示為帶內(nèi)RMS頻率偏差的殘留噪聲近似為10Hz，即類似于沒有頻率偏移時(shí)以8比特量化獲得的殘留噪聲(見圖2,3)。
在AtoD性能方面，在10個(gè)單元RMS的量化噪聲情況下，即相對(duì)于整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍為-80dB，根據(jù)該發(fā)明使用6比特相位量化的示例技術(shù)將獲得一個(gè)100000單元的動(dòng)態(tài)范圍(+/-50KHz偏差或更多)。傳統(tǒng)的AtoD轉(zhuǎn)換器將需要11.5比特的精度來獲得相同的性能，或在使用相同過采樣因子的情況下用9比特的精度獲得同樣的性能。
如這里參考引用的美國專利第5084669號(hào)所描述的，根據(jù)該發(fā)明將相位樣本轉(zhuǎn)換成頻率樣本的另一可選方法是采用一個(gè)數(shù)字鎖相環(huán)。圖18表示被調(diào)整用于該發(fā)明的示例形式的數(shù)字PLL。其中，一串?dāng)?shù)字化相位樣本PHI1,PHI2,PHI3...PHIi被輸入到相位比較器100。該比較器從實(shí)際相位PHII中減去一個(gè)預(yù)期相位THETAi來獲得估計(jì)相位和實(shí)際相位之間的誤差Ei。相位估計(jì)值THETAi的計(jì)算是通過將經(jīng)延遲寄存器101延遲的先前更新的相位值和經(jīng)延遲寄存器105延遲的先前頻率估計(jì)值組合而進(jìn)行的，以便利用頻率作為斜率通過線性插值法由舊相位預(yù)測(cè)新相位。通過將相位誤差的一個(gè)BETA部分加入到以前的頻率估計(jì)值中以及將相位誤差的一個(gè)ALPHA部分加入到以前的相位估計(jì)值中，相位和頻率都得到了更新。
ALPHA和BETA確定了所構(gòu)造的二階數(shù)字鎖相環(huán)的特征。也可能利用，例如頻率變化率的估計(jì)值來構(gòu)造更高階的環(huán)，其中的頻率將利用系數(shù)GAMMA來更新。
圖19表示由示例數(shù)字PLL形成的頻率估計(jì)值的殘留噪聲譜，其中的數(shù)字PLL的系數(shù)為ALPHA=0.5,BETA=1/32。ALPHA和BETA可以被選擇為，例如2的負(fù)指數(shù)冪使得乘法可以通過簡單的移位來實(shí)現(xiàn)。通過比較圖19和17的噪聲譜，可以看出，在0～3.4KHz的音頻范圍內(nèi)幾乎沒有差別，這是因?yàn)殒i相環(huán)并沒有衰減該范圍內(nèi)的分量。然而，量化噪聲密度在+/-15KHz上的減小是很明顯的，這是因?yàn)殒i相環(huán)在這些頻率上存在一些衰減。
為了證明在數(shù)字PLL FM解調(diào)器環(huán)境中使用預(yù)定頻率偏移也是有價(jià)值的，圖20給出了在除去頻率偏移的情況下，來自PLL FM解調(diào)器的殘留量化噪聲?？梢钥闯?，0-3.4KHz內(nèi)的量化噪聲為10dB或更大，這證明了頻率偏移的有益之處是獨(dú)立于所使用的FM解調(diào)器類型的。
圖21,22,23被提供來表明系數(shù)ALPHA和BETA是如何被選擇的。圖21和23給出了對(duì)于ALPHA=1,0.5,0.25和BETA=1～1/64時(shí)，輸入頻率到輸出頻率之間的環(huán)衰減做為調(diào)制頻率的函數(shù)。從0到3.4KHz的環(huán)衰減特性應(yīng)該基本是平的，并且不在任何頻率上顯示出過高的峰值，在某些頻率上顯示出過高的峰值是不穩(wěn)定性即將來臨的征兆。這種環(huán)的另一個(gè)功能是，它將跟蹤最大頻率變化率。這一情況發(fā)生在語音調(diào)制聲音最大的時(shí)候。仿真表明，當(dāng)RMS偏差為16.67KHz時(shí)，ALPHA=1/2,BETA=1/32的環(huán)能跟蹤語音調(diào)制而當(dāng)RMS偏差為33.33KHz時(shí)，不能跟蹤。從圖22可以看出，當(dāng)BETA=1/32時(shí)，在3.4KHz處頻率響應(yīng)大約下降3dB。在ALPHA=0.5時(shí)，將BETA值增加到1/16，得出頻率響應(yīng)到3.4KHz基本平坦的環(huán)，并且該環(huán)被證明在這些參數(shù)下能跟蹤33.33KHz的RMS偏差。從圖21可知，ALPHA=0.25,BETA=1/16也被建議使用。在這些參數(shù)下，該環(huán)也可以跟蹤33.33KHz的RMS偏差。采用6比特相位量化的音頻SNR和20625Hz的頻率偏移被用于計(jì)算并產(chǎn)生了下面的數(shù)字。
上面的結(jié)果表明，根據(jù)該發(fā)明使用頻率調(diào)制的語音數(shù)字化系統(tǒng)擁有一些壓擴(kuò)方法的理想特性，因此，小信號(hào)的量化噪聲小于大信號(hào)的量化噪聲。因此，安靜期間或語音停頓期間的量化噪聲被減小，同時(shí)改善了主觀音頻質(zhì)量。上述結(jié)果可以與無繩電話應(yīng)用中的典型動(dòng)態(tài)范圍指標(biāo)相比較。該動(dòng)態(tài)范圍指標(biāo)在圖24中表示出來。
其中等級(jí)‘A’表示正常語音的RMS等級(jí)，動(dòng)態(tài)范圍應(yīng)該被設(shè)計(jì)的可以接受在平均等級(jí)‘B’上講話的說話者，等級(jí)B比正常語音等級(jí)‘A’高15dB。此外，最大聲說話者的語音峰值也能在沒有失真的情況下被接受。這一點(diǎn)通常意味著在這類指標(biāo)中，假設(shè)的高斯幅度概率分布的3-Sigma界限也能被接受，或者將使用+10dB的峰值因子。這導(dǎo)致圖24中以‘C’表示的等級(jí)。
對(duì)于聲音最小的說話者，示例系統(tǒng)也要能夠達(dá)到最小的信噪比的要求。聲音最小的說話者的特征為在低于正常說話者15dB的等級(jí)上講話，即在等級(jí)‘D’。然而，信噪比通常用一個(gè)正弦測(cè)試音調(diào)來定義，該測(cè)試音調(diào)與最大語音等級(jí)具有相同的峰值，即，在峰值等級(jí)‘E’而不是聲音最小說話者的RMS等級(jí)‘D’。當(dāng)用這種方法定義時(shí)，測(cè)試音調(diào)和噪聲的比例(TTNR)應(yīng)該是50dB。此外，當(dāng)測(cè)試音調(diào)信號(hào)被除去時(shí)，噪聲可以被定義為殘留噪聲，即沉默期間的噪聲?？紤]到期望的正弦測(cè)試語調(diào)能量的RMS值比其峰值小3dB，這意味著噪聲下界應(yīng)該比等級(jí)‘E’低53dB。與噪聲下界等級(jí)‘F’相比，最大聲音的語音峰值等級(jí)‘C’表明典型無繩通訊應(yīng)用中要求的總動(dòng)態(tài)范圍是83dB。
通過將最大偏差歸為等級(jí)‘C’(即120KH2)，噪聲下界將必須比這一等級(jí)低83dB，即，8.4HzRMS，其中的最大偏差可以在不超過樣本之間的相位變化Pi的情況下，通過240KHz的相位采樣率來處理。上面的示例信噪仿真表示出6比特相位量化時(shí)的9Hz噪聲下界，該值足夠被認(rèn)為符合指標(biāo)的要求。然而，找到方法來進(jìn)一步降低量化噪聲下界從而給出一些執(zhí)行裕量是令人感興趣的。用來降低噪聲下界的示例技術(shù)可以包括下述任意一個(gè)或全部使用預(yù)加重，增加用于相位量化的比特?cái)?shù)，增加頻率偏差和增加相位采樣率。下面這些方法將被逐個(gè)考慮。
在傳統(tǒng)的FM無線電系統(tǒng)中，預(yù)加重是一種眾所周知的用來改進(jìn)語音質(zhì)量的技術(shù)。參考這種情況量化噪聲能量的大部分發(fā)生在音頻波段的最上端，在調(diào)制器處，由較高音頻頻率產(chǎn)生的頻率偏差增加，而解調(diào)器的輸出在那些頻率上相應(yīng)減小。因此，衰減了主要的噪聲分量。
傳聲器一般被設(shè)計(jì)來產(chǎn)生一個(gè)從聲音壓力波輸入到電子信號(hào)輸出的平坦的頻率響應(yīng)。因此，使用預(yù)加重要求在傳聲器輸出和頻率調(diào)制器輸入之間引入頻率響應(yīng)整形。這種頻率響應(yīng)整形產(chǎn)生高頻分量的放大，因此可能需要有源電路。然而，該發(fā)明的一個(gè)目標(biāo)是方便地將所有有源電路集成到一塊集成電路片上。因此，一個(gè)解決方案是設(shè)計(jì)例如振膜和周圍空腔的傳聲器聲學(xué)(即機(jī)械)元件使得產(chǎn)生一種聲學(xué)預(yù)加重。另外一種方案，預(yù)加重電路最好集成在一個(gè)與傳聲器有外部連接的芯片上。因此，傳聲器信號(hào)可以在放大之前以一個(gè)較低值進(jìn)入芯片，放大之后它們將對(duì)噪聲干擾敏感。因此，這種形式的預(yù)加重仍然不是優(yōu)選的解決方案，盡管該領(lǐng)域的技術(shù)人員在一定情況下作設(shè)計(jì)折衷以使之成為一個(gè)可接受的解決方案。
預(yù)加重的一種優(yōu)選形式是使用具有自然上升頻率響應(yīng)的傳聲器，其中的頻率響應(yīng)對(duì)于同樣的聲音壓力振動(dòng)等級(jí)，在較高頻率上產(chǎn)生較大的電氣輸入值。然而，這種特殊定制的傳聲器一般可能得不到，因此，可結(jié)合任何可獲得的傳聲器使用所描述的其它聲音質(zhì)量獲得改進(jìn)的方法(例如，相位精度多用一個(gè)比特)。
一種改進(jìn)聲音質(zhì)量的方法是增加用來表示量化相位的比特?cái)?shù)。相位量化精度的每個(gè)額外比特對(duì)音頻質(zhì)量會(huì)給出6dB的改進(jìn)。相位量化精度增加等于將FM載波信號(hào)的跳變定時(shí)到更好的時(shí)間準(zhǔn)確性上?？梢酝ㄟ^采用更高的時(shí)鐘頻率作為相位數(shù)字化器的參考或通過將跳變定時(shí)到時(shí)鐘周期的一部分，作到這一點(diǎn)。例如，可以通過重復(fù)置零的線性向上斜線來產(chǎn)生一種鋸齒形時(shí)鐘波形。該斜線可以在FM載波信號(hào)跳變發(fā)生的時(shí)刻被采樣從而確定其幅度，因而將跳變時(shí)間量化為時(shí)鐘周期的一部分。其它相關(guān)方法可以包括正弦和余弦時(shí)鐘波形的產(chǎn)生，其中這些曲線在跳變時(shí)刻被采樣，并且部分相位值由正弦/余弦的采樣率的反正切來給出。這些方法涉及一些模擬電路概念，它們對(duì)于集成到一個(gè)數(shù)字集成電路上的情況不是特別理想。一種更適合于集成的方法是在多于一個(gè)的位于相位采樣瞬時(shí)之間的跳變發(fā)生時(shí)刻上計(jì)算平均相位。例如，如果相位以240K樣本/秒的采樣率被采樣，并且FM載波頻率為正常的1MHz，那麼在每個(gè)240KHz的周期內(nèi)將存在至少3個(gè)正向跳變和至少3個(gè)負(fù)向跳變。如果由負(fù)跳變產(chǎn)生的相位樣本在半波之間的180度相位差值上作了校正，那麼負(fù)跳變和正跳變都可以使用。當(dāng)對(duì)角度測(cè)量值做平均時(shí)，應(yīng)該更加仔細(xì)，因?yàn)?179和+179的正確平均應(yīng)該是180度而不是0。理論上平均角度的最佳方法是分別對(duì)它們的余弦和正弦做平均并計(jì)算結(jié)果的反正切。這種技術(shù)稱做圓周平均。
前面提及的數(shù)字鎖相環(huán)(PLL)給出一種用來根據(jù)大量信號(hào)跳變來平均相位測(cè)量值的簡單實(shí)際的方法。此外，圖18中在數(shù)字PLL之前的相位數(shù)字化器(沒有給出)可以被刪除，并且相位數(shù)字化由PLL自身執(zhí)行。這種削減是可能的，因?yàn)橛糜谝纛l信號(hào)數(shù)字化的當(dāng)前PLL應(yīng)用涉及當(dāng)不存在無線電噪聲時(shí)的數(shù)字FM解調(diào)。
圖25中給出了一個(gè)示例PLL系統(tǒng)。FM輸入信號(hào)被施加到跳變檢測(cè)器110。當(dāng)輸入信號(hào)從以前的存儲(chǔ)在觸發(fā)振蕩器(111)中的邏輯‘0’電平跳變到邏輯‘1’時(shí)，觸發(fā)振蕩器110的Q輸出將會(huì)是1，兩輸入端的NAND門電路112的輸入端將被給予輸入，同時(shí)對(duì)觸發(fā)振蕩器113的D輸入施加一個(gè)邏輯‘0’。當(dāng)參考時(shí)鐘脈沖的發(fā)生導(dǎo)致113Q輸出的上升沿及Q輸出的下降沿時(shí)，該輸入將會(huì)寄存在觸發(fā)振蕩器113中。只要控制輸入為邏輯‘1’，Q輸出處的二進(jìn)制邏輯將觸發(fā)門電路127使得相位累加器120的內(nèi)容顯示在門電路127的輸出處。該值在乘法器125中被乘以ALPHA并在減法器122中從相位值PHI中減去，其中的PHI由加法器120接收。這種情況發(fā)生于一個(gè)參考時(shí)鐘周期的情形，因?yàn)樵贔M信號(hào)輸入的跳變發(fā)生之后，觸發(fā)振蕩器113的Q輸出將返回到邏輯0，導(dǎo)致門電路127持續(xù)輸出0值。因此，值A(chǔ)LPHA.E將僅被加到相位累加器120一次，而頻率值ω在每個(gè)參考時(shí)鐘脈沖都被相加。當(dāng)門電路127傳送相位累加器值時(shí)，在乘法器126中它被乘以BETA，并在減法器124中被從以前的ω值中減去。所得的新值在觸發(fā)振蕩器113的Q輸出的上升沿被寄存到積分寄存器123中，同時(shí)門電路127返回0輸出狀態(tài)。因而，對(duì)應(yīng)以前(值的減小量BETA.E是穩(wěn)定不變的。ω的修正值一直影響相位累加器120的增長率，即它影響相位偏差，而ALPHA僅影響相位一次，即一直影響相位值而不是其偏差。這樣，ALPHA和BETA可以被選擇來形成一個(gè)具有前面提到的期望特性的二階數(shù)字鎖相環(huán)。ALPHA和BETA最好被選擇為2的負(fù)數(shù)次冪，使得乘法簡化為移位。除了BETA值被縮小之外，這里的ALPHA與BETA值與以前討論的數(shù)字PLL設(shè)計(jì)中的類似，因?yàn)樵诿看蔚g相位偏差值ω被加入相位累加器120多次。相加的次數(shù)與FM輸入信號(hào)的一個(gè)標(biāo)稱周期內(nèi)的參考時(shí)鐘脈沖周期數(shù)相等。例如，假設(shè)FM輸入信號(hào)頻率是620KHz，并且參考時(shí)鐘是19.2MHz。平均起來，在近似一個(gè)FM輸入周期之內(nèi)，ω值被加入到相位累加器19200/620=31次。因此，對(duì)于該示例PLL,BETA值應(yīng)該是圖21-23中表明的值的1/32。此外，環(huán)路頻率響應(yīng)特性將顯示出一個(gè)與增加的更新頻率成比例的更寬的波段，其中的更新頻率等于FM輸入頻率，例如，是620KHz而不是240KHz。因此，應(yīng)該使用ALPHA和BETA的較低值來保持同樣的環(huán)路頻率響應(yīng)。因?yàn)轭l率ω將被采樣器130以更低的頻率采樣時(shí)鐘來采樣，為了避免混迭現(xiàn)象，比較理想的是，環(huán)路頻率特性對(duì)高于最終采樣率一半的頻率進(jìn)行衰減。圖21可以被用來找到適當(dāng)?shù)娜缦滤龅腁LPHA和BETA值。
環(huán)路更新率(例如620KHz)為用來產(chǎn)生圖21的620/240倍，因此，水平頻率標(biāo)尺被據(jù)此縮放。ALPHA=0.25,BETA=1/32以前產(chǎn)生了一個(gè)在4KHz之前平坦的帶寬，現(xiàn)在在更高的更新頻率下，產(chǎn)生到4KHz*620/240=10.33KHz都是平坦的帶寬。該環(huán)路以前在近似45KHz處呈現(xiàn)30dB的衰減。因此，現(xiàn)在在45KHz*620/240處會(huì)產(chǎn)生30dB的衰減，該值小于采樣器130所用采樣率240KHz的一半。因此，在采樣之前沒有額外數(shù)字濾波的情況下，環(huán)路應(yīng)該對(duì)混迭分量給予足夠的衰減。建議圖25中裝置使用的ALPHA和BETA的示例值為ALPHA=0.25,BETA=1/1024,對(duì)BETA進(jìn)行32∶1的縮小是出于上面所討論的原因。
保持在圖25的觸發(fā)振蕩器123中的ω值表示輸入信號(hào)載波頻率ω0加上由于音頻調(diào)制而產(chǎn)生的瞬時(shí)頻率偏差dω。只有后者是令人感興趣的，因此在采樣之前平均頻率-ω0應(yīng)該被減去。在圖25中，這一點(diǎn)由減法器131完成。被減去的平均頻率可以由后面的數(shù)字信號(hào)處理過程計(jì)算出來并被反饋回去。因此圖25中沒有表示出具體的用于計(jì)算平均頻率的電路。
在另一個(gè)示例實(shí)施方案中，為了避免在相位鎖定的初始獲取時(shí)刻發(fā)生延遲，應(yīng)該制定一些規(guī)定來將觸發(fā)振蕩器123的初始值設(shè)置為期望的平均頻率。這一點(diǎn)可以通過圖26的重新安排在減去平均頻率的同時(shí)實(shí)現(xiàn)。在圖26中，頻率觸發(fā)器123保持與均值之間的頻率偏差dω。替代圖25中減法器131的是圖26中的加法器132。加法器132對(duì)平均頻率ω0進(jìn)行相加來獲得相位累加器的增長率ω=ω0+dω。該平均頻率預(yù)定由進(jìn)一步處理的反饋來設(shè)置，并因此完成初始頻率設(shè)置功能和從采樣器130的采樣輸出中消除平均頻率的功能。
圖27說明了圖26中各種數(shù)字量化的示例字長度。相位累加器120被表示為21比特寄存器A，同時(shí)還表示了其各比特的相位和頻率的有效位。頻率有效位適用于在19.2MHz頻率下加入指示比特的情況。例如，如果最高位11被重復(fù)加入，那麼，相位累加器將執(zhí)行序列1000...,0000...1000...，等等，這表示相位序列O,Pi,0,Pi...這樣，每兩個(gè)參考時(shí)鐘周期就產(chǎn)生一個(gè)完整的周期，即9.6M次周期/秒。每個(gè)連續(xù)比特具有半個(gè)頻率有效位，最低位近似具有9Hz的有效位(9.6MHz/2**20)。
用來產(chǎn)生標(biāo)稱頻率620.625KHz的增量ω0在圖27的寄存器B中表示出來。增量的最高的4個(gè)比特為0，最低比特也為0，因此，16比特是足以定義ω0的。ω0附近的頻率偏差dω由寄存器C表示。如果頻率偏差在+/-150KHz之內(nèi)，它可以由一個(gè)16比特值表示。最高位(即150KHz累加器比特)被看做符號(hào)位，并且為了在相位累加器120中的相加而被進(jìn)行符號(hào)擴(kuò)展。通過在輸入信號(hào)經(jīng)過一個(gè)正跳變時(shí)減去相位累加器值的1/1024，瞬時(shí)頻率偏差dω被更新。寄存器D表示累加器值通過移位10個(gè)二進(jìn)制位來表示被1024除。剩下的12個(gè)比特在寄存器D中被進(jìn)行符號(hào)擴(kuò)展到16比特用來與16比特的dω值C相加。最后，寄存器E表示被ALPHA(例如0.25)乘的累加器值，該值是經(jīng)過2比特左移得到的。
在圖26中，在大于470KHz的頻率下，用每個(gè)輸入信號(hào)由低到高的跳變來測(cè)試?yán)奂悠飨辔恢?，使得頻率偏差不會(huì)大于150KHz。如果樣本之間的相位變化的絕對(duì)最大值不大于+/-Pi，那么可以使用一個(gè)235KHz的峰值頻率偏差。實(shí)際上，根據(jù)該示例實(shí)施方案，頻率偏差可以不小于+/-150KHz，這對(duì)于圖2-24的示例系統(tǒng)仍然是一個(gè)增加，其中圖2-24中的示例系統(tǒng)將頻率偏差限制在100KHz左右。與以前考慮的值相比，正常的音頻偏差可能因此增加近似3dB，給出一個(gè)3dB的動(dòng)態(tài)范圍的改進(jìn)。另一方面，采用6比特相位量化時(shí)，以前的輸入信號(hào)的跳變時(shí)刻被預(yù)定量化為19.2MHz參考時(shí)鐘的半周期。圖25和26的系統(tǒng)中，跳變時(shí)刻被量化為參考時(shí)鐘的一個(gè)周期，將等價(jià)相位量化精度降低到5比特，即損失6dB。然而，這比將采樣率從240KHz增加到600KHz所造成的損失大，因?yàn)?.4KHz音頻范圍內(nèi)的量化噪聲功率隨著采樣率的立方下降(對(duì)于2∶1有9dB)。因此，在將頻率輸出字抽取到8K樣本/秒之后，圖25-27的裝置被期望至少表示出6dB的凈量化噪聲減少量。
用來將聲學(xué)壓力波轉(zhuǎn)換成頻率或相位調(diào)制電氣信號(hào)的方法可以包括使用電容傳聲器，電容傳聲器組成了振蕩器的共振電路的一部分；形成共振電路的一部分的可變電感傳聲器；以及與一個(gè)或多個(gè)形成共振電路一部分的可變電容二極管相連的空氣電介體或壓電晶體傳聲器，或者產(chǎn)生電壓或電流信號(hào)來控制電壓或電流受控振蕩器的傳聲器。圖28(a)舉例說明了一種傳統(tǒng)的傳聲器裝置。這種傳統(tǒng)的傳聲器裝置包括含有壓電換能器208，高值電阻207和FET前置放大器206的傳聲器210。FET前置放大器通常具有一個(gè)開路集電極輸出被用來向FET施加偏置輸入和獲得音頻輸出，因此該傳聲器保持為一個(gè)兩端子元件。通過電阻205，從低噪聲偏置電壓源201對(duì)FET施加了偏置輸入，流經(jīng)FET的電流在電阻205兩端形成了音頻信號(hào)。輸出處的直流電壓大小是任意的，在傳聲器放大器202對(duì)其進(jìn)行進(jìn)一步放大之前，它被屏蔽電容204除去。這種傳統(tǒng)裝置的一個(gè)缺點(diǎn)是需要格外低噪聲偏置源201。一般的，來自對(duì)應(yīng)于圖24中等級(jí)A的傳聲器的正常RMS聲音信號(hào)是5mvRMS。噪聲基底要求為低于該值58dB，即6μv。然而，圖28(a)中的傳統(tǒng)電路對(duì)來自偏置源的噪聲非常敏感，而且對(duì)于通過電容器204和電阻203從電阻205到傳聲器放大器202之間的信號(hào)噪聲干擾也很敏感。
根據(jù)該發(fā)明，克服這些缺點(diǎn)的示例傳聲器裝置在圖28(b)中表示出來。其中，如以前一樣，傳聲器220也采用了壓電元件208和阻抗207，但是除去了FET前置放大器206。因此，不再需要偏置源電流了。相反，壓電元件(電介體)208的輸出電壓改變了變?nèi)荻O管211和212的電容，這些二極管與電感器213一起形成了振蕩器230的共振電路。該振蕩器最好是一個(gè)相對(duì)較低電平的振蕩器，它不會(huì)對(duì)容性二極管211和212施加波動(dòng)很大的交流電壓以免使得它們有可能前向?qū)ā榱吮苊猱a(chǎn)生對(duì)低噪聲偏置電壓的需要，也為了最大化振蕩器的頻率調(diào)制敏感性，最好是使容性二極管211和212在0反轉(zhuǎn)偏置電壓下運(yùn)轉(zhuǎn)。建議在電感器213(在圖28(b)中，以點(diǎn)線表示出)的中間抽頭引出一根地線以保證在容性二極管211,212和電感器213之間的連線上不會(huì)發(fā)生低頻(音頻)噪聲干擾。由振蕩器230產(chǎn)生的低電平振蕩可能不過為100mv或略高，因?yàn)橹钡竭_(dá)到300-400mv之前，容性二極管將不會(huì)前向?qū)?。因此，振蕩器信?hào)比圖28(a)中的傳統(tǒng)傳聲器電路裝置的傳聲器信號(hào)大20倍，并且還是一個(gè)基本上免于交擾拾取的高頻FM信號(hào)。采用這種方法，該發(fā)明系統(tǒng)既通過消除偏置源201和傳聲器放大器202簡化了電路，又很大程度降低了對(duì)噪聲干擾的敏感性。
另外，可以使用采用電流受控振蕩器的電路。圖29給出了一個(gè)例子。一種已知的電流受控振蕩器的形式是射極耦合的多諧振蕩器，或它的FET等價(jià)物，源耦合多諧振蕩器，這在圖29中給出。傳聲器210現(xiàn)在包括駐極體元件208和兩個(gè)相同的FET跨導(dǎo)放大器206a和206b，它們將駐極體音頻電壓轉(zhuǎn)換成一對(duì)幅度為I的音頻電流源。這些電流形成了N形FET241和242的尾隨電流，這些FET是漏極到柵極交叉耦合的，并通過定時(shí)電容C240源耦合?？梢钥闯?，該電路將近似隨著標(biāo)識(shí)的源波形并以與電流I成比例的頻率振蕩。如果FETs206a和206b是好的電流源，那麼音頻電流I和頻率調(diào)制將不會(huì)嚴(yán)重依賴于供給電壓Vcc。因此，可獲得對(duì)供給電壓噪聲鈍感性的測(cè)量值。
采用上述任何一種方法，為了獲得足夠高的頻率偏差，最好先使用一種高頻頻率調(diào)制振蕩器，然后其中的高頻被混合下調(diào)到期望的620KHz的范圍。例如，產(chǎn)生620KHz振蕩器的+/-150KHz的峰值偏差是比較困難的，因?yàn)檫@是一個(gè)很大比例的變化。另一方面，產(chǎn)生18.6MHz振蕩器的+/-150KHz的峰值偏差就比較簡單了，其中的頻率相對(duì)19.2MHz的參考振蕩器在此后被混合下調(diào)到600KHz的范圍?？梢允褂萌鐖D30中所示的數(shù)字邏輯元件來形成適當(dāng)?shù)幕旌涎b置。
其中，通常在18.6MHz的FM輸入信號(hào)被傳送給邊沿觸發(fā)的觸發(fā)振蕩器400和401的D輸入端。觸發(fā)振蕩器400用19.2MHz的參考時(shí)鐘來定時(shí)而觸發(fā)振蕩器401用反相的參考時(shí)鐘來定時(shí)。觸發(fā)振蕩器在相對(duì)反相的600KHz差值頻率上產(chǎn)生方波輸出。通過利用觸發(fā)振蕩器400的Q輸出和觸發(fā)振蕩器401的Q輸出，對(duì)其中的相對(duì)反相進(jìn)行校正。此外觸發(fā)振蕩器400的600KHz輸出的跳變與19.2MHz時(shí)鐘上升沿同步而觸發(fā)振蕩器401的輸出與下降沿同步。在這兩者之間，600KHz差值頻率的跳變保持參考時(shí)鐘半周期的準(zhǔn)確性，這被用來獲得6比特的相位量化。
19.2MHz的時(shí)鐘也用來驅(qū)動(dòng)參考的功能為除以32的電路402。電路402的輸出在時(shí)鐘的上升沿增加，并在時(shí)鐘的下降沿保持不變。通過鎖存器405，電路402的輸出也被重新定時(shí)到時(shí)鐘的下降沿。因此，電路402和鎖存器405產(chǎn)生的計(jì)數(shù)序列為，例如電路402:...25 26 27 28 29 30 31 0 1 2....鎖存器405:...25 26 27 28 29 30 31 0 1 2....
依賴于18.6MHz的FM輸入信號(hào)的跳變時(shí)序，觸發(fā)振蕩器400的600KHzQ輸出的上升沿發(fā)生在觸發(fā)振蕩器401的Q輸出上出現(xiàn)上升沿之前的一個(gè)半?yún)⒖紩r(shí)鐘周期時(shí)刻，反之亦然。如果前者先發(fā)生，例如，在計(jì)數(shù)器402的數(shù)值為27時(shí)，此時(shí)鎖存器405為26，該值將被鎖存到鎖存器404。然后觸發(fā)振蕩器401的輸出將在鎖存器405的值為27時(shí)發(fā)生，此刻，電路402的值仍然為27，該值將被鎖存到鎖存器403。加法器406產(chǎn)生的鎖存器403和404的和將是6比特?cái)?shù)26+27=53。
如果，另一方面，當(dāng)鎖存器405的值為26時(shí)，觸發(fā)振蕩器401的Q輸出的跳變時(shí)刻發(fā)生在400的Q輸出之前半個(gè)時(shí)鐘周期，那麼，此時(shí)電路402的值為26，該值將被鎖存到鎖存器403。然后，當(dāng)觸發(fā)振蕩器400的Q輸出的跳變發(fā)生在電路402的值為27的時(shí)刻，鎖存器405的值仍為26，該值將被鎖存到鎖存器404。此刻加法器406產(chǎn)生的和為26+26=52，反映出18.6MHz輸入的跳變?cè)绨l(fā)生了一個(gè)半時(shí)鐘周期。在這種方法中，加法器406的輸出和表示具有半個(gè)參考時(shí)鐘周期的定時(shí)精度的信號(hào)相位。根據(jù)圖18，連同得自觸發(fā)振蕩器401的Q輸出的時(shí)鐘一起，6比特的相位序列被傳送給數(shù)字PLL407，這樣保證了僅在加法器406的輸出變的穩(wěn)定之后很久才使用該相位值。PLL407的ALPHA,BETA值被選擇來如前面描述的，在600KHz的時(shí)鐘頻率下給出期望的頻率響應(yīng)。與上面詳細(xì)分析的240KHz值相比，增加的600KHz時(shí)鐘頻率至少對(duì)量化噪聲給出了9dB的降低。然后，被PLL計(jì)算并濾波的頻率估計(jì)值被功能為除以80的電路408抽取到240KHz。這一操作由參考時(shí)鐘的上升沿來計(jì)時(shí)，而PLL407在參考時(shí)鐘的下降沿同步更新其值，因此保證了在更新頻率變的穩(wěn)定之后才發(fā)生抽取。利用已知的抽取濾波技術(shù)，240K樣本/秒的頻率值將被進(jìn)一步抽取到8KHz。
該發(fā)明的一些改變已經(jīng)被描述，根據(jù)這些改動(dòng)，在仍然符合下述權(quán)利要求描述的發(fā)明范圍和思想的同時(shí)，該領(lǐng)域的技術(shù)人員可以構(gòu)造其他的派生技術(shù)。
權(quán)利要求
1.一種用來將音頻信號(hào)數(shù)字化的方法包括以下步驟以所述的音頻信號(hào)對(duì)振蕩器進(jìn)行頻率調(diào)制；將所述的頻率調(diào)制振蕩器信號(hào)傳送給一個(gè)數(shù)字頻率鑒頻器，該鑒頻器計(jì)算瞬時(shí)頻率值序列；以及將所述的瞬時(shí)頻率值用做所述的數(shù)字化音頻信號(hào)。
2.將音頻信號(hào)數(shù)字化來產(chǎn)生期望采樣時(shí)刻數(shù)字表示值序列的方法包括以下步驟以所述的音頻信號(hào)對(duì)振蕩器進(jìn)行頻率調(diào)制；將所述的頻率調(diào)制振蕩器信號(hào)與一個(gè)參考頻率時(shí)鐘組合來產(chǎn)生所述振蕩器信號(hào)的瞬時(shí)相位值序列；估計(jì)期望采樣時(shí)刻所述瞬時(shí)相位值變化率的數(shù)值，并將所述變化率估計(jì)值用做所述數(shù)字表示值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1將音頻信號(hào)數(shù)字化的方法，其中所述的數(shù)字頻率鑒頻器是一個(gè)數(shù)字鎖相環(huán)。
4.根據(jù)權(quán)利要求2將音頻信號(hào)數(shù)字化的方法，其中由數(shù)字鎖相環(huán)來完成所述的對(duì)相位變化率的估計(jì)。
5.根據(jù)權(quán)利要求2將音頻信號(hào)數(shù)字化的方法，其中所述對(duì)相位變化率的估計(jì)通過對(duì)連續(xù)相位值求差值來實(shí)現(xiàn)。
6.一種產(chǎn)生聲學(xué)壓力波的采樣數(shù)字表示的方法包括以下步驟將所述聲學(xué)壓力波轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電容變化；用所述的電容變化來產(chǎn)生相應(yīng)的振蕩器信號(hào)頻率變化；將所述頻率調(diào)制振蕩器信號(hào)傳送給數(shù)字頻率鑒頻器，該鑒頻器計(jì)算瞬時(shí)頻率值序列；以及將所述的瞬時(shí)頻率值用做所述的數(shù)字化音頻信號(hào)。
7.一種產(chǎn)生聲學(xué)壓力波的采樣數(shù)字表示的方法包括以下步驟將所述聲學(xué)壓力波轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電容變化；用所述的電容變化來產(chǎn)生相應(yīng)的振蕩器信號(hào)頻率變化；將所述的頻率調(diào)制振蕩器信號(hào)與一個(gè)參考頻率時(shí)鐘組合來產(chǎn)生所述振蕩器信號(hào)的瞬時(shí)相位值序列；以及估計(jì)所述期望采樣時(shí)刻所述瞬時(shí)相位值變化率的數(shù)值，并將所述變化率估計(jì)值用做所述數(shù)字表示值。
8.根據(jù)權(quán)利要求7將音頻信號(hào)數(shù)字化的方法，其中所述的數(shù)字頻率鑒頻器是一個(gè)數(shù)字鎖相環(huán)。
9.根據(jù)權(quán)利要求6將音頻信號(hào)數(shù)字化的方法，其中由數(shù)字鎖相環(huán)來實(shí)現(xiàn)所述的對(duì)相位變化率的估計(jì)。
10.根據(jù)權(quán)利要求6將音頻信號(hào)數(shù)字化的方法，其中所述對(duì)相位變化率的估計(jì)通過對(duì)連續(xù)相位值求差值來實(shí)現(xiàn)。
11.根據(jù)權(quán)利要求6的方法，其中利用電容傳聲器來產(chǎn)生所述的電容變化。
12.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中利用電容傳聲器來產(chǎn)生所述的電容變化。
13.根據(jù)權(quán)利要求6的方法，其中利用壓電傳聲器和可變電容二極管來產(chǎn)生所述的電容變化。
14.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中利用壓電傳聲器和可變電容二極管來產(chǎn)生所述的電容變化。
15.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中所述振蕩器中心頻率到所述數(shù)字鑒頻器中心頻率的偏移量超過一個(gè)最高音頻頻率。
16.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中所述振蕩器中心頻率到所述參考時(shí)鐘頻率的一個(gè)約量的偏移量超過一個(gè)最高音頻頻率。
17.一種用來產(chǎn)生表示信號(hào)波形的數(shù)字樣本序列的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器包括用來產(chǎn)生高頻信號(hào)的振蕩器裝置；相應(yīng)于所述信號(hào)波形來改變所述高頻信號(hào)頻率和相角的頻率/相位調(diào)制裝置；在確定采樣時(shí)刻確定所述振蕩器瞬時(shí)信號(hào)頻率的數(shù)字值的數(shù)字頻率鑒頻器裝置；輸出所述數(shù)字值作為所述樣本數(shù)字表示值的輸出裝置。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器還包括用來濾波所述瞬時(shí)數(shù)字頻率值來產(chǎn)生采樣率降低后的濾波樣本的抽取裝置。
19.一種用來在第一采樣率下產(chǎn)生表示信號(hào)波形的數(shù)字樣本序列的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器包括用來產(chǎn)生高頻信號(hào)的振蕩器裝置；相應(yīng)于所述信號(hào)波形來改變所述高頻信號(hào)頻率或相角的頻率/相位調(diào)制裝置；為了在第二采樣率下產(chǎn)生瞬時(shí)相位的數(shù)字表示，用來將所述振蕩器信號(hào)與參考頻率時(shí)鐘信號(hào)組合起來的直接相位數(shù)字化裝置；為了在第一采樣率下產(chǎn)生所述信號(hào)波形的表示樣本，用來在所述第二采樣率下處理所述相位樣本的處理裝置。
20.根據(jù)權(quán)利要求19的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，其中所述處理裝置通過數(shù)字低通濾波器來減少量化噪聲。
21.根據(jù)權(quán)利要求19的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，其中所述處理裝置包括一個(gè)數(shù)字鎖相環(huán)。
22.一種用來產(chǎn)生表示聲壓力波的數(shù)字樣本流并免于電氣噪聲干擾的傳聲器電路包括用來將聲壓力波變化轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電氣參數(shù)變化的換能器裝置；用來產(chǎn)生振蕩器信號(hào)的振蕩器裝置，其中的振蕩器信號(hào)頻率依賴于所述電氣參數(shù)；在確定的采樣時(shí)刻確定所述振蕩器瞬時(shí)信號(hào)頻率的數(shù)字值的數(shù)字頻率鑒頻器裝置；輸出所述數(shù)字值作為所述樣本數(shù)字表示流的輸出裝置。
23.一種用來在第一采樣率下產(chǎn)生表示聲壓力波的數(shù)字樣本串并免于電氣噪聲干擾的傳聲器電路包括用來將聲壓力波變化轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電氣參數(shù)變化的換能器裝置；用來產(chǎn)生振蕩器信號(hào)的振蕩器裝置，其中的振蕩器信號(hào)頻率依賴于所述電氣參數(shù)；為了在第二采樣率下產(chǎn)生瞬時(shí)相位的數(shù)字表示值，用來將所述振蕩器信號(hào)與參考頻率時(shí)鐘信號(hào)組合起來的直接相位數(shù)字化裝置；為了在所述第一采樣率下產(chǎn)生所述數(shù)字樣本流，用來在所述第二采樣率下處理所述數(shù)字值的處理裝置。
24.根據(jù)權(quán)利要求23的傳聲器電路，其中所述處理裝置通過數(shù)字低通濾波器來減少量化噪聲。
25.根據(jù)權(quán)利要求23的傳聲器電路，其中所述處理裝置包括一個(gè)數(shù)字鎖相環(huán)。
26.根據(jù)權(quán)利要求22的傳聲器電路，其中所述換能器裝置是一個(gè)壓電換能器。
27.根據(jù)權(quán)利要求22的傳聲器電路，其中所述電氣參數(shù)為電容。
28.根據(jù)權(quán)利要求23的傳聲器電路，其中所述換能器裝置是一個(gè)壓電換能器。
29.根據(jù)權(quán)利要求23的傳聲器電路，其中所述電氣參數(shù)為電容。
30.一種免于電氣噪聲干擾的傳聲器包括一個(gè)接地端和一個(gè)信號(hào)端；用來將聲壓力波轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的第一和第二端之間的電壓信號(hào)的壓電換能器，其中所述第二端被連接到所述接地端；連接在所述換能器第一和第二端之間的電阻；一個(gè)端子連接到所述換能器的第一端，另一個(gè)端子連接到所述信號(hào)端的變?nèi)荻O管。
31.一種免于電氣噪聲干擾的傳聲器包括一個(gè)接地端和第一、第二信號(hào)端；用來將聲壓力波轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的第一和第二端之間的電壓信號(hào)的壓電換能器，其中所述第二端被連接到所述接地端；連接在所述換能器第一和第二端之間的電阻；陽極連接到所述換能器第一端，陰極連接到所述第一信號(hào)端的第一變?nèi)荻O管。陽極連接到所述換能器第一端，陰極連接到所述第二信號(hào)端的第二變?nèi)荻O管。
32.根據(jù)權(quán)利要求31的傳聲器還包括與所述第一、第二信號(hào)端相連并形成振蕩電路一部分的電感。
33.一種免于電氣噪聲干擾的傳聲器包括一個(gè)接地端和第一、第二輸出端；用來將聲壓力波轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的第一和第二端之間的電壓信號(hào)的壓電換能器，其中所述第二端被連接到所述接地端；連接在所述換能器第一和第二端之間的電阻；柵極連接到所述換能器第一端、源極連接到所述接地端、漏極連接到所述第一輸出端的第一場(chǎng)效應(yīng)管；柵極連接到所述換能器第一端、源極連接到所述接地端、漏極連接到所述第二輸出端的第二場(chǎng)效應(yīng)管。
34.根據(jù)權(quán)利要求33的傳聲器還包括與所述第一、第二輸出端相連來產(chǎn)生頻率調(diào)制振蕩信號(hào)的電流受控振蕩器裝置。
35.一種用來在第一采樣率下產(chǎn)生表示聲壓力波的數(shù)字樣本流并免于電氣噪聲干擾的傳聲器電路包括用來將聲壓力波變化轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電氣參數(shù)變化的換能器裝置；用來產(chǎn)生振蕩器信號(hào)的振蕩器裝置，其中的振蕩器信號(hào)頻率依賴于所述電氣參數(shù)；用來將所述振蕩器信號(hào)與參考頻率時(shí)鐘信號(hào)組合起來產(chǎn)生至少一個(gè)差值頻率信號(hào)的數(shù)字混合裝置；用來將所述至少一個(gè)差值頻率信號(hào)與參考頻率時(shí)鐘信號(hào)組合起來在第二采樣率下產(chǎn)生瞬時(shí)相位的數(shù)字表示的直接相位數(shù)字化裝置；用來在所述第二采樣率下處理所述數(shù)字值從而在第一采樣率下產(chǎn)生所述數(shù)字樣本流的處理裝置。
全文摘要
根據(jù)示例實(shí)施方案，來自傳聲器的信號(hào)(電壓或電流)在頻率上控制電壓振蕩器或電流受控振蕩器。頻率調(diào)制信號(hào)被傳送給直流數(shù)字鑒頻器，該鑒頻器產(chǎn)生期望語音采樣率下瞬時(shí)頻率的數(shù)字表示。數(shù)字鑒頻器可以通過，例如將振蕩器信號(hào)連同參考頻率一起傳送給直流相位數(shù)字化電路，并計(jì)算相對(duì)于參考頻率的振蕩器瞬時(shí)相位序列來形成。然后，該相位序列被傳送給數(shù)字鎖相環(huán)(或者對(duì)其進(jìn)行數(shù)字微分)來產(chǎn)生表示瞬時(shí)頻率的二進(jìn)制字序列，并且因而表示語音波形。因?yàn)槌烁咧档念l率調(diào)制載波以外，低值的語音波形基本上沒有進(jìn)入集成電路，該技術(shù)基本上避免了由于高速隨機(jī)邏輯電路例如微處理器和片上運(yùn)行的DSP造成的噪聲。
文檔編號(hào)H03M1/60GK1227680SQ97197017
公開日1999年9月1日 申請(qǐng)日期1997年6月3日 優(yōu)先權(quán)日1996年6月3日
發(fā)明者P·W·登特 申請(qǐng)人:艾利森公司