專(zhuān)利名稱(chēng)：信號(hào)處理器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及包括第n級(jí)戴爾塔-希格馬調(diào)制器(Delta-SigmaModulator)的1位信號(hào)處理器，其中n至少為1。本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例涉及音頻信號(hào)處理，但本發(fā)明卻并不局限于音頻信號(hào)處理器。
下面參照附

圖1、2和3來(lái)描述本發(fā)明的背景，其中，圖1為已知的戴爾塔-希格馬模數(shù)轉(zhuǎn)換器的方框圖，圖2為作為第n級(jí)濾波器部分而構(gòu)成的戴爾塔-希格馬調(diào)制器的方框圖，而圖3為噪聲整形特性。
已經(jīng)知道可以通過(guò)以至少為耐奎斯特率采樣模擬信號(hào)和由m位數(shù)對(duì)采樣的幅度編碼來(lái)將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式。因此，如果m＝8，采樣就量化為8位的精度。一般來(lái)說(shuō)m可以為等于或大于1的任意位數(shù)。
為了量化成僅有1位，據(jù)知提供了“希格馬-戴爾塔模/數(shù)轉(zhuǎn)換器”或“戴爾塔-希格馬模/數(shù)轉(zhuǎn)換器”的模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。此處采用了名詞“戴爾塔-希格馬”。這種ADC已在由德克薩斯儀器公司的Craig Marven和Gillian Ewers以ISBN 0-904.047-00-8公開(kāi)的“數(shù)字信號(hào)處理的簡(jiǎn)單方法”中描述了。
見(jiàn)圖1的這種ADC，模擬輸入信號(hào)與1位輸出信號(hào)的積分2(希格馬)間的差1(戴爾塔)饋給1位量化器3。輸出信號(hào)包括邏輯值0和1的位，并分別代表為-1和+1的實(shí)際值。積分器3將1位的輸出累加，這樣其中所存儲(chǔ)的值則跟隨于模擬信號(hào)的值。量化器3隨著每個(gè)位的產(chǎn)生將累加值增加(+1)1位或減少(-1)1位。ADC需要很高的采樣來(lái)產(chǎn)生輸出位流，其累加值跟隨于模擬信號(hào)。
下面的描述及權(quán)利要求中的“1位”信號(hào)意味著信號(hào)被量化成諸如由戴爾塔-希格馬ADC產(chǎn)生的1位數(shù)的精度。
構(gòu)成n級(jí)濾波部分直接處理1位信號(hào)的戴爾塔-希格馬調(diào)制器(DSM)是由N.M.Casey和James A.S.Angus在1993年10月7-10日于紐約的第95屆AES會(huì)議上的為名“音頻信號(hào)的1位數(shù)字處理”的論文中提出的。圖2示出這種DSM濾波部分的第3級(jí)(n＝3)的電路圖。
見(jiàn)圖2，DSM具有一個(gè)1位音頻信號(hào)的輸入端4以及產(chǎn)生處理后的1位信號(hào)的輸出端5。1位信號(hào)的位由已知的未示出的鐘控裝置經(jīng)DSM所鐘控。輸出1位信號(hào)是由諸如具有零閾值電平的比較器的1位量化器所產(chǎn)生的。DSM具有3級(jí)，每級(jí)包括連接到輸入端4的第一1位乘法器a1、a2、a3，連接到輸出端5的第二1位乘法器C1、C2、C3，加法器61，62，63和積分器71，72，73。
1位乘法器將所接收的1位信號(hào)乘以P位系數(shù)A1、A2、A3、C1、C2、C3，產(chǎn)生P位乘積，這些乘積由加法器61、62、63相加且和加到積分器7上。在加法器62、63的中間級(jí)中也將處理級(jí)積分器的輸出相加。未級(jí)包括連接到輸入端的另一個(gè)1位乘法器A4，它使輸入信號(hào)被P位系數(shù)A4相乘，加法器64將乘積加到處理級(jí)的積分器73的輸出上。其和加到量化器Q上。
在DSM中，兩個(gè)的互補(bǔ)算術(shù)裝置可用來(lái)代表正和負(fù)的P位數(shù)。量化器Q的輸入可為正的，在輸出量化為+1(邏輯1)，或負(fù)的，在輸出量化為-1(邏輯0)。
在Casey和Angus的文章中“1位處理器將產(chǎn)生一個(gè)1位的輸出，該輸出包含在不可接受程度的噪聲中所隱藏的音頻信號(hào)中，并且急需使量化的噪聲被適當(dāng)?shù)卣巍保[藏音頻信號(hào)的噪聲是由量化器Q產(chǎn)生的量化噪聲。
量化器Q可以是加法器，其第一輸入端接收音頻信號(hào)而第二輸入端接收基本上與音頻信號(hào)無(wú)關(guān)的隨機(jī)位流(量化噪聲)。在這種電路方案下，在輸入端4接收的音頻信號(hào)由乘法器a1、a2、a3、a4正向饋給輸出端5并由乘法器C1、C2、C3從輸出端5反饋回來(lái)。因此，在正饋路徑中的系數(shù)A1至A4限定了音頻信號(hào)Z變換傳輸函數(shù)的零，而在反饋路徑中的系數(shù)C1-C3限定了音頻信號(hào)的傳輸函數(shù)的極。
然而噪聲信號(hào)是由乘法器C1-C3從量化器上反饋來(lái)的，這樣，系數(shù)C1-C3限定噪聲信號(hào)的傳輸函數(shù)的極。噪聲信號(hào)的傳輸函數(shù)與輸入信號(hào)的情況不同。
系數(shù)A1-A4和C1-C3在其它所要的特性中首選來(lái)提供電路的穩(wěn)定性。
系數(shù)C1-C3用作噪聲整形方面，從而如圖3實(shí)線31所示使音帶中的量化噪聲減至最少。
系數(shù)A1-A4和C1-C3也用于所需的音頻信號(hào)處理特性。
系數(shù)A1-A4和C1-C3的選擇可由下列因素促成a)找出所需濾波特性的Z變換H(Z)，例如噪聲整形函數(shù)；和b)將H(Z)變換成系數(shù)。
以上可以由R.W.Adams等人在Joumal of Audio Engineering Society，1991年7/8月的39卷第7/8中的文章“Theory and PracticalImplementation of a Fifth Order Sigma-Delta A/D Converter”中描述的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)。還可以由在上面已有技術(shù)部分的描述中所描述的Angus和Casey的文章中的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)。說(shuō)明分析第五級(jí)DSM和用于計(jì)算所需濾波特性的系數(shù)。
圖8示出第五級(jí)、DSM，它具有系數(shù)a-f和A-E，加法器6和積分器7。積分器7的每一個(gè)都提供一個(gè)單位的延遲。積分器的輸出從左到右由S-W來(lái)代表。對(duì)DSM的輸入是一個(gè)信號(hào)X(n)，其中n代表采樣的鐘控序列中的一個(gè)采樣。對(duì)量化器Q的輸入是由Y(n)代表的，它也是DSM的輸出信號(hào)。分析是基于一種工作模式，即假定量化器Q是一個(gè)簡(jiǎn)單的加法器，它將隨機(jī)噪聲加到處理后的信號(hào)上。因此在此分析中將忽略量化器。
信號(hào)Y(n)＝fx(n)+w(n)，即采樣(n)的輸出信號(hào)Y(n)為輸入信號(hào)X(n)乘以系數(shù)f再加處理積分器7的輸出W(n)。
將同一原則用于積分器7的每個(gè)輸出信號(hào)上而產(chǎn)生方程組1。
y[n]＝fx[n]+W[n]w[n]＝w[n-1]+ex[n-1]+Ey[n-1]+v[n-1]v[n]＝v[n-1]+dx[n-1]+Dy[n-1]+u[n-1]u[n]＝u[n-1]+cx[n-1]+Cy[n-1]+t[n-1]t[n]＝t[n-1]+bx[n-1]+By[n-1]+s[n-1]s[n]＝s[n-1]+ax[n-1]+Ay[n-1]這些方程經(jīng)過(guò)Z變換后得方程組2。
y(z)＝fx(z)+W(z)W(z)(1-z-1)＝z-1(eX(z)+EY(z)+V(z))V(z)(1-z-1)＝z-1(dX(z)+DY(z)+U(z))U(z)(1-z-1)＝z-1(cX(z)+CY(z)+T(z))T(z)(1-z-1)＝z-1(bX(z)+BY(z)+S(z))S(z)(1-z-1)＝z-1(aX(z)+AY(z))Z變換方程可解成Y(z)為X(z)的單一函數(shù)(方程3)。Y(z)=fX(z)+z-1(1-z-1)(eX(z)+EY(z)+]]>z-11-z-1(dX(z)+DY(z)+]]>z-11-z-1(cX(z)+CY(z)+]]>z-11-z-1(bX(z)+BY(z)+]]>z-11-z-1(aX(z)+AY(z))))))]]>這可被重新表達(dá)成方程4，DSM的所需傳輸數(shù)可被表達(dá)成串連形式Y(jié)(z)X(z)]]>則方程4為Y(z)X(z)=α0+α1z-1+α2z-2+α3z-3+α4z-4+α5z-5β0+β1z-1+β2z-1+β3z-3+β4z-4+β5z-5]]>=f(1-z-1)5+z-1e(1-z-1)4+z-2d(1-z-1)3+z-3c(1-z-1)2+z-4b(1-z-1)+z-5a(1-z-1)5-z-1E(1-z-1)4-z-2D(1--1x)3-z-3C(1-z-1)2-z-4B(1-z-1)-Z-5A]]>
解方程4可以從系數(shù)α0-α5中得出系數(shù)f-a，從系數(shù)β0-β5中得出系數(shù)E-A，系數(shù)αn和βn以已知方式選擇以提供所需的傳輸函數(shù)。
f僅是分子中的Z0項(xiàng)，因此f＝α0。
隨后從左邊的分子中減去α0(1-z-1)5項(xiàng)，得到算出的α0+α1z-1…+…α5Z-5-α0(1-z-1)5。
與此類(lèi)似從右邊分子中減去f(1-z-1)5。隨后e是唯一的z-1項(xiàng)，并與在左邊分子中計(jì)算出來(lái)的對(duì)應(yīng)α1相等。
這個(gè)處理過(guò)程對(duì)分子中的所有項(xiàng)重復(fù)進(jìn)行。
這個(gè)處理過(guò)程對(duì)分母中的所有項(xiàng)重復(fù)進(jìn)行。
本發(fā)明建議信號(hào)處理器可包括串聯(lián)或并聯(lián)耦合的去處理1位信號(hào)的多個(gè)DSM。這種方案從前面的文章中是無(wú)法知道的。
需要在DSM之間提供信號(hào)濾波，并在DSM之間維持1位信號(hào)流。這種濾波可能需要防止在連續(xù)的DSM中不需要的內(nèi)建的量化噪聲。但是，適合的濾波器至少將在多位數(shù)中產(chǎn)生的位流相加并且/或者將該位流乘以1個(gè)或多個(gè)P位系數(shù)。該濾波器下游的DSM的所有系數(shù)乘法器將接收P位信號(hào)并需要變成并不經(jīng)濟(jì)的P位乘法器。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供一種信號(hào)處理器，它包括一串帶有級(jí)間濾波的1位第n級(jí)的戴爾塔-希格馬調(diào)制器級(jí)，每級(jí)具有用于接收1位信號(hào)的輸入端，用于輸出處理過(guò)的1位信號(hào)的輸出端、包括根據(jù)輸入1位信號(hào)產(chǎn)生一個(gè)P位信號(hào)的線性信號(hào)處理部分，提供所需的級(jí)間濾波特性并對(duì)所述P位信號(hào)工作的濾波部分，將處理過(guò)的1位信號(hào)反饋給濾波部分輸出端的加法器以與濾波后的信號(hào)求和的噪聲整形部分，以及將求和后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成在所述輸出端上的處理過(guò)的1位信號(hào)的量化器。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種用于具有多個(gè)級(jí)聯(lián)的戴爾塔-希格馬調(diào)制器級(jí)的信號(hào)處理器中的1位第n級(jí)(其中n為2或更大值)的戴爾塔-希格馬調(diào)制器級(jí)，所述級(jí)具有一個(gè)用于接收1位信號(hào)的輸入端、用于輸出處理后的1位信號(hào)的輸出、包括根據(jù)輸入1位信號(hào)產(chǎn)生一個(gè)P位信號(hào)的線性信號(hào)處理部分，提供所需的級(jí)間濾波特性并對(duì)所述P位信號(hào)工作的濾波部分，將處理過(guò)的1位信號(hào)反饋給濾波部分輸出端的加法器以與濾波后的信號(hào)求和的噪聲整形部分，以及將求和后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成在所述輸出端上的處理過(guò)的1位信號(hào)的量化器。
根據(jù)本發(fā)明，在DSM中提供級(jí)間濾波器，并在DSM中對(duì)P位信號(hào)工作(其中P＞1)從而減小DSM中和任何后續(xù)DSM中P位乘法器的數(shù)目。
在優(yōu)選實(shí)施例中，級(jí)間濾波器為低通濾波器，它將所需信號(hào)帶外的噪聲減少以保持濾波器下游任何DSM的穩(wěn)定性。
低通濾波器可以包括延遲元件和用于將延遲后的位相加的加法器。該濾波器也可以包括一個(gè)或多個(gè)系數(shù)乘法器。雖然每個(gè)乘法器為P位系數(shù)產(chǎn)生P位數(shù)，但可由后續(xù)的非線性部分恢復(fù)出1位的形式。
為了較好地理解本發(fā)明，參照附圖4-7加以描述。
圖4具有多個(gè)串聯(lián)第n級(jí)DSM的音頻信號(hào)處理器的方框圖；圖5為圖4的處理器的第n級(jí)DSM的電路框圖；圖6為圖5的DSM中低通濾波器的示意框圖；圖7為圖5的DSM的積分器的方框圖。
見(jiàn)圖4，以1位信號(hào)工作的音頻信號(hào)處理器可包括多個(gè)串聯(lián)的以戴爾塔-希格馬調(diào)制器(DSM)40-43形式出現(xiàn)的1位信號(hào)處理級(jí)。DSM可被用于混頻器和衰減器。在共同提交的名為“信號(hào)處理器”的英國(guó)專(zhuān)利申請(qǐng)9624671.5中公開(kāi)了這種音頻信號(hào)處理器，但本發(fā)明并不局限于這種音頻信號(hào)處理器。
圖4的DSM中的至少一個(gè)如圖5所示，它示出了本發(fā)明的DSM示意圖。
圖5的第n級(jí)DSM包括一個(gè)線性部分，在輸入端4上接收1位信號(hào)的音頻信號(hào)處理部分50、線性噪聲整形部分51、對(duì)音頻信號(hào)部分50的輸出進(jìn)行濾波的低通濾波器52、將低通濾波器52的輸出與噪聲整形部分51的輸出相加的加法器53，以及將加法器53的輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換成1位形式并將1位信號(hào)加到DSM的輸出5上的量化器Q。DSM是由鐘控電路(未示出)以已知的方式控制的。
DSM50最好為第3級(jí)的(即n＝3)，在音頻信號(hào)部分50和在噪聲整形部分51具有3個(gè)積分級(jí)(僅示出了兩個(gè))。每個(gè)積分器級(jí)包括至少一個(gè)1位系數(shù)乘法器a1、a2、C1、C2和積分器71、71′、72、72′。積分器級(jí)(a2、62、72)而不是第一個(gè)(a1、61、71)還包括加法器(62)，用于將前級(jí)的積分器(71)的輸出與當(dāng)前級(jí)的1位乘法器a2的輸出相加。如圖5所示，提供了最后的非積分器級(jí)a4、64、C4、64，它包括1位乘法器a4、C4和加法器64、64′。
如圖7所示，示出積分器71、72，71′、72′的實(shí)例。它包括延遲元件76和加法器75以及從延遲元件的輸出到加法器的反饋連接。加法器累積加到其上的信號(hào)的積分值。
并非必須提供一個(gè)諸如a2、62、72的積分級(jí)、加法器75和加法器62。兩個(gè)加法器可由1個(gè)加法器所代替。
可用參照?qǐng)D2的上述方法相同的方法來(lái)計(jì)算系數(shù)A1-A4和C1-C4。
圖6示出低通濾波器52的實(shí)例。該濾波器包括兩個(gè)串聯(lián)延遲元件510、511、加法器512和系數(shù)乘法器513。加法器513加3個(gè)信號(hào)采樣，乘法器513將該和乘以單一系數(shù)K。饋給加法器的采樣是來(lái)自音頻信號(hào)處理器的加法器64的P位采樣。乘法器K乘系數(shù)，并產(chǎn)生一個(gè)乘積信號(hào)，它與加法器53中的噪聲整形部分57的輸出相加。最后的和由比較器或量化器Q量化成1位形式。
見(jiàn)圖3，低通濾波器提供如虛線30所示的濾波特性。在音頻段中的量化噪聲(帶內(nèi)噪聲)得到降低但并未全消。然而在串聯(lián)的前級(jí)DSM中音頻段(帶外噪聲)外的噪聲被消除或至少大大降低。應(yīng)當(dāng)相信保持后續(xù)DSM穩(wěn)定性是有利的，因?yàn)槿魏卧肼暤睦奂?，不管是在帶?nèi)或是在帶外即可以穩(wěn)定地減少。
盡管圖6所示的低通濾波器52具有昂貴的多位乘法器，通過(guò)將它置于部分50和51的輸出與量化器Q的輸入之間，乘法器a1-a4和C1-C4會(huì)被用作1位乘法器。如果低通濾波器52放在DSM的輸入端4的上游，乘法器a1-a4和c1-c4將會(huì)需要不希望有的多位乘法器。
因?yàn)閷?duì)于由部分50所提供的零補(bǔ)償部分51所提供的極的穩(wěn)定性來(lái)說(shuō)，兩個(gè)部分50和51的分開(kāi)將引起不穩(wěn)定。實(shí)際上，不穩(wěn)定性可能是由在積分器之一上由諸如長(zhǎng)時(shí)間出現(xiàn)邏輯“1”而累加一個(gè)大的積分值所造成的。在DSM的實(shí)例中，用了兩個(gè)互補(bǔ)算術(shù)電路，而在積分器中的加法器用作其“外圍”電路。即一旦達(dá)到加法器75的最大值，進(jìn)一步的增加將使其值變?yōu)榱悴㈤_(kāi)始再次增加。這防止了由分開(kāi)所造成的不穩(wěn)定。
權(quán)利要求
1.一種信號(hào)處理器，其特征在于包括一串帶有級(jí)間濾波的1位第n級(jí)(其中n為1或更大值)的戴爾塔-希格馬調(diào)制器級(jí)，每級(jí)具有用于接收1位信號(hào)的輸入端，用于輸出處理過(guò)的1位信號(hào)的輸出端、根據(jù)輸入1位信號(hào)產(chǎn)生一個(gè)P位信號(hào)的線性信號(hào)處理部分；提供所需的級(jí)間濾波特性并對(duì)所述P位信號(hào)工作的濾波部分；將處理過(guò)的1位信號(hào)反饋給濾波部分輸出端的加法器以與濾波后的信號(hào)求和的噪聲整形部分，以及將求和后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成在所述輸出端上的處理過(guò)的1位信號(hào)的量化器。
2.如權(quán)利要求1的處理器，其特征在于濾波部分為用于減少來(lái)自前級(jí)的量化噪聲的低通濾波器。
3.如權(quán)利要求1或2的處理器，其特征在于處理器為音頻信號(hào)處理器。
4.如權(quán)利要求1、2或3的處理器，其特征在于n＝3。
5.一種用于具有多個(gè)級(jí)聯(lián)的戴爾塔-希格馬調(diào)制器級(jí)的信號(hào)處理器中的1位第n級(jí)(其中n為1或更大值)的戴爾塔-希格馬調(diào)制器級(jí)，其特征在于所述級(jí)具有一個(gè)用于接收1位信號(hào)的輸入端，用于輸出處理后的1位信號(hào)的輸出、根據(jù)輸入1位信號(hào)產(chǎn)生一個(gè)P位信號(hào)的線性信號(hào)處理部分，提供所需的級(jí)間濾波特性并對(duì)所述P位信號(hào)工作的濾波部分；將處理過(guò)的1位信號(hào)反饋給濾波部分輸出端的加法器以與濾波后的信號(hào)求和的噪聲整形部分，以及將求和后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成在所述輸出端上的處理過(guò)的1位信號(hào)的量化器。
6.如權(quán)利要求5的級(jí)，其特征在于n為3或更大值。
7.如權(quán)利要求5或6的級(jí)，其特征在于濾波部分為低通濾波器。
8.一種具有用于接收1位信號(hào)的輸入端、用于輸出處理過(guò)的1位信號(hào)的輸出端、根據(jù)輸入1位信號(hào)產(chǎn)生一個(gè)P位信號(hào)的線性信號(hào)處理部分的1位第n級(jí)(其中n為1或更大值)的戴爾塔-希格馬調(diào)制器級(jí)；提供所需的級(jí)間濾波特性并對(duì)所述P位信號(hào)工作的濾波部分；將處理過(guò)的1位信號(hào)反饋給濾波部分輸出端的加法器以與濾波后的信號(hào)求和的噪聲整形部分；以及將求和后的信號(hào)轉(zhuǎn)換成在所述輸出端上的處理過(guò)的1位信號(hào)的量化器。
全文摘要
一種1位第n級(jí)戴爾塔－希格馬調(diào)制器,其中n至少為1,該調(diào)制器包括處理1位信號(hào)并產(chǎn)生一個(gè)P位輸出的線性信號(hào)處理部分(50)、對(duì)P位信號(hào)濾波的濾波器(52)、加法器(53)、耦合到加法器(53)輸出端以將P位信號(hào)量化成1位輸出信號(hào)的量化器Q,以及將1位輸出信號(hào)饋給加法器(53)的噪音整形部分(51)。
文檔編號(hào)H03M7/32GK1195234SQ9712263
公開(kāi)日1998年10月7日 申請(qǐng)日期1997年11月27日 優(yōu)先權(quán)日1996年11月27日
發(fā)明者P·C·伊斯泰, C·斯萊特, P·D·蘇爾佩 申請(qǐng)人:索尼英國(guó)有限公司