專(zhuān)利名稱(chēng)：混頻電路的校正電路，使用校正電路的接收機(jī)及頻譜倒置電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及混頻器電路的校正電路，涉及使用該校正電路的接收機(jī)以及涉及使用該校正電路的頻譜倒置電路。更具體地，本發(fā)明涉及與混頻電路一起使用的、且能減少載波泄漏的校正電路，涉及使用該校正電路的接收機(jī)以及涉及使用該校正電路的頻譜倒置電路。
一種熟知的超外差接收機(jī)是如

圖1所示的雙超外差直接變頻型接收機(jī)。該接收機(jī)利用正交變頻完成其第一和第二變頻，以改善鏡頻抑制特性。該接收機(jī)工作方式如下。
圖1所示接收機(jī)構(gòu)成無(wú)繩電話機(jī)的接收部分，它接收調(diào)頻(FM)信號(hào)。所要接收的FM信號(hào)Sr加到接收端口1，通過(guò)射頻(RF)放大器2送到第一混頻器電路11和21，分別作為用于正交變頻的I軸和Q軸。
第一本地振蕩器電路14產(chǎn)生具有與所接收的信號(hào)Sr的載頻相同頻率的第一本振信號(hào)S14。該信號(hào)S14加到混頻器電路11，也加到移相電路24，在其中信號(hào)被移相∏/2，給出移相的信號(hào)S24。該信號(hào)S24作為第一本振信號(hào)加到混頻器電路21。
為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，假定接收信號(hào)Sr在其低邊帶內(nèi)的信號(hào)分量為Sa，在其高邊帶內(nèi)的信號(hào)分量為Sb，如圖2A所示，其中ωo是所接收信號(hào)Sr的載頻角頻率，ωa是信號(hào)分量Sa的角頻率(ωa＜ωo)，Ea是信號(hào)分量Sa的幅度，ωo是信號(hào)分量Sb的角頻率(ωb＞ωo)，Eb是信號(hào)分量Sb的幅度，Δωa＝ωo－ωa，以及Δωb＝ωb－ωo。我們可建立以下關(guān)系式Sr＝Sa＋SbSa＝Ea·sinωatSb＝Eb·sinωbt假定E1是第一本振信號(hào)S14和S24的幅度，我們有下式S14＝E1·sinωotS24＝E1·cosωot令S11和S12分別是混頻器電路11和21的輸出信號(hào)。這些輸出信號(hào)可由下述關(guān)系式表示。S11＝Sr·S14＝(Ea·sinωat＋Eb·sinωbt)×E1·sinωot＝αa{-cos(ωa＋ωo)t＋cos(ωo－ωa)t}＋αb{-cos(ωb＋ωo)t＋cos(ωb－ωo)t}＝αa{-cos(ωa＋ωo)t＋cosΔωat}＋αb{-cos(ωb＋ωo)t＋cosΔωbt}S21＝Sr·S24＝(Ea·sinωat＋Eb·sinωbt)×E1·cosωot＝αa{sin(ωa＋ωo)t－sin(ωo－ωa)t}＋ab{sin(ωb＋ωo)t＋sin(ωb－ωo)t}
＝αa{sin(ωa＋ωo)t－sinΔωat}＋αb{sin(ωb＋ωo)t＋sinΔωbt}αa＝Ea·E1/2αb＝Eb·E1/2在以上關(guān)系式中，角頻率為Δωa和Δωb的信號(hào)分量是所希望的中頻信號(hào)，因此這些信號(hào)S11和S21分別被加到低通濾波器12和22。角頻率為Δωa和Δωb的信號(hào)分量分別被作為第一中頻信號(hào)S12和S22被取出。這樣，我們有S12＝αa·cosΔωat＋αb·cosΔωbtS22＝-αa·sinΔωat＋αb·sinΔωbt在這種情況下，正如從圖2A中所能見(jiàn)到的，信號(hào)S12和S22是基帶信號(hào)。
這些信號(hào)S12和S22分別被加到第二混頻器電路13和23，分別作為用于正交變頻的I軸和Q軸。較低頻率的第二本振信號(hào)S15由第二本地振蕩器電路15給出，該信號(hào)S13加到混頻器電路13，也加到移相電路25，在此該信號(hào)被移相∏/2。移相的信號(hào)作為第二本振信號(hào)加到混頻器電路23。因此，我們有S15＝E2·sinωatS25＝E2·cosωat其中，E2是第二本振信號(hào)S15和S25的幅度以及ωs＝2πfs。例如，fs為55KHz。令S13和S14分別是混頻器電路13和23的輸出信號(hào)。這樣，S13＝S12·S15＝(αa·cosΔωat＋αb·cosΔωbt)×E2·sinωat＝βa{sin(Δωa＋ωa)t－sin(Δωa－ωa)t}＋βb{sin(Δωb＋ωa)t－sin(Δωb－ωa)t}S23＝S22·S25＝(-αa·sinΔωat＋αb·sinΔωbt)×E2·cosωat＝-βa{sin(Δωa＋ωs)t＋sin(Δωa－ωa)t}＋βb{sin(Δωb＋ωa)t＋sin(Δωb－ωa)t}βa＝αa·E2/2βb＝αb·E2/2對(duì)這些信號(hào)S13和S23作這樣的限制，以致任何頻率差都不取負(fù)值，這樣，S13＝βa{sin(Δωa＋ωs)t＋sin(ωa－Δωa)t}＋βb{sin(Δωb＋ωs)t＋sin(ωs－Δωb)t}＝βa·sin(ωa＋Δωa)t＋βa·sin(ωa－Δωa)t}＋βb·sin(ωs＋Δωb)t＋βb·sin(ωs－Δωb)t}S23＝-βa{sin(Δωa＋ωa)t－sin(ωs－Δωs)t}＋βb{sin(Δωb＋ωa)t－sin(ωa－Δωb)t}
＝-βa·sin(ωs＋Δωa)t＋βa·sin(ωa－Δωa)t}＋βb·sin(ωs＋Δωb)t－βb·sin(ωs－Δωb)t}這些信號(hào)S13和S23被送到加法器電路3，在此處把它們相加。加法器電路3產(chǎn)生由下式給出的和信號(hào)S3＝S13＋S23＝2βa·sin(ωa－Δωa)t＋2βb·sin(ωs＋Δωb)t該和信號(hào)S3示于圖2B。該信號(hào)是通過(guò)把原來(lái)的信號(hào)Sr變換成載頻信號(hào)或角頻率ωs的信號(hào)的方法而得到的。這就是說(shuō)，信號(hào)S3是頻率為中頻fs的第二中頻信號(hào)。
該第二中頻信號(hào)S3經(jīng)過(guò)中頻(IF)帶通濾波器4和限幅放大器5后送到調(diào)頻(FM)解調(diào)器電路6，原來(lái)的信號(hào)在這里被解調(diào)。解調(diào)出的音頻信號(hào)出現(xiàn)在輸出端口7。
如果加法器電路3并不產(chǎn)生信號(hào)S13和S23的和，而是進(jìn)行相減，那么Simg＝S13－S23＝2βa·sin(ωs＋Δωa)t＋2βb·sin(ωa－Δωb)t該信號(hào)Simg是具有這樣頻譜的信號(hào)，即其頻譜是在上述的原來(lái)的第二中頻信號(hào)S3所占的頻帶內(nèi)，將信號(hào)S3的頻譜顛倒，也就是說(shuō)，信號(hào)Simg是鏡象干涉信號(hào)。
在普通的FM接收機(jī)中，該中頻取為10.7MHz。因此，中頻濾波器必然由陶瓷濾波器制成。這就不可能把電路做成集成電路，然而，在上述接收機(jī)中，第一中頻(IF)信號(hào)S12和S22是基帶信號(hào)。因此，第二中頻fs可取為很低的數(shù)值，例如，55KHz。所以每個(gè)濾波器12、22和4都可由用電阻、電容和放大器制成的有源濾波器組成。這樣從端口1到端口7，并且其中包括濾波器12、22和4在內(nèi)的部分可以集成在一個(gè)單片集成電路芯片中。
上述的這種結(jié)構(gòu)的接收機(jī)由于兩個(gè)問(wèn)題而不能實(shí)際應(yīng)用。第一個(gè)問(wèn)題是由于第二混頻器電路13和23并不能理想化地工作。特別是第二本振信號(hào)S15和S25的一些部分通過(guò)混頻器電路13和23泄漏到加法器電路3，這樣就引起了麻煩。
更具體地說(shuō)，每個(gè)混頻器電路13和23通常由雙平衡開(kāi)關(guān)電路或平衡調(diào)制器電路做成，如圖3所示。第一中頻信號(hào)S12和S22加在下面的晶體管Q2和Q3的基極之間。方形波的第二本振信號(hào)S15或S25加在上面的晶體管Q4和Q5的基極之間以及上面的晶體管Q6和Q7的基極之間。晶體管Q2和Q3集電極產(chǎn)生的信號(hào)S12被信號(hào)S15斬波。第二中頻信號(hào)S13或S23從晶體管Q4-Q7的集電極取出。
在這種情況下，如果晶體管Q1-Q7的特性和它們的直流偏置在其相互之間是完全平衡的，那么只有所希望的第二中頻信號(hào)S13才從晶體管Q4-Q7中產(chǎn)生。然而，實(shí)際上，晶體管Q1-Q7的特性和它們的直流偏置并不互相匹配，在這種情況下，由晶體管Q4-Q7產(chǎn)生的第二中頻信號(hào)S13包含了載頻分量或者第二本振信號(hào)S15的分量。也就是說(shuō)，發(fā)生了載頻泄漏。
因此，通常的方法是調(diào)節(jié)加到晶體管Q3基極上的基板電壓VB3，以使根據(jù)加到晶體管Q2基極上的電壓VB2的載頻泄漏為最小，如圖3所示。
在這種方法中，要求對(duì)每個(gè)接收機(jī)分別進(jìn)行調(diào)整。這就惡化了接收機(jī)的生產(chǎn)效率。如果接收機(jī)周?chē)沫h(huán)境溫度變動(dòng)，那么最佳調(diào)節(jié)點(diǎn)也改變，因此需要有溫度補(bǔ)償。這種補(bǔ)償也是不容易實(shí)行的。
為保持晶體管的特性之間及其直流偏置之間的平衡精確度的一個(gè)有效方法是把元件做成集成電路。然而，如果把圖3所示的混頻器電路13和23做成集成電路，那么載頻信號(hào)最多能被抑制達(dá)40-50dB。如果要進(jìn)一步抑制載波，則仍舊需要外部的調(diào)節(jié)。
如果載頻信號(hào)以這種方式從混頻器電路13和23中泄漏，則在圖1所示接收機(jī)的情況下，載頻是f2，并等于第二中頻f2。所以，要從泄漏的載波分量中分離出第二中頻信號(hào)S3是很困難的。結(jié)果，如果設(shè)置有自動(dòng)增益控制(AGC)，接收電場(chǎng)電平被顯示出來(lái)以及調(diào)諧被指示，那么就會(huì)出現(xiàn)誤動(dòng)作。更進(jìn)一步地，泄漏載頻分量與第二中頻信號(hào)S3發(fā)生差拍，這樣就惡化了接收特性。
第二個(gè)問(wèn)題是由于第一中頻信號(hào)S12和S22是基帶信號(hào)而引起的。也就是說(shuō)，如果接收信號(hào)Sr有較高電平，那么它就不能被加以處理。更具體地說(shuō)，在圖1所示的接收機(jī)中，處于第一混頻器電路11、12和第二混頻器電路13、23之間的信號(hào)間隔(Signal intervals)內(nèi)，有以下關(guān)系式第一中頻≤信號(hào)分量頻率所以，即使在接收信號(hào)Sr是調(diào)頻信號(hào)的情況下，如果第一中頻信號(hào)S12和S22被限幅(clip)，那么在此間隔內(nèi)信息會(huì)丟失。由此得出，信號(hào)S12和S22是以低于這些信號(hào)頻率的頻率被采樣的。結(jié)果，就出現(xiàn)差拍和失真。
因此，本發(fā)明的目的是提供可以避免上述問(wèn)題的雙超外差接收機(jī)。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供可以避免上述問(wèn)題的頻譜倒置電路。
本發(fā)明的進(jìn)一步的目的是提供可以避免上述問(wèn)題的混頻器電路一校正電路。
按照本發(fā)明，所提供的雙超外差接收機(jī)包括一對(duì)第一混頻器電路，一對(duì)第二混頻器電路，解調(diào)器電路和一對(duì)檢測(cè)器電路。第一混頻器電路以互相正交的方式連接，并把所接收的射頻信號(hào)變換成一對(duì)處在基帶內(nèi)的第一中頻信號(hào)。第二混頻器電路以互相正交的方式連接，并把第一中頻信號(hào)變換成一對(duì)具有給定中心頻率的第二中頻信號(hào)。解調(diào)器電路對(duì)第二中頻信號(hào)進(jìn)行算術(shù)組合以產(chǎn)生第三中頻信號(hào)，并從該第三中頻信號(hào)解調(diào)原來(lái)的信號(hào)。第二混頻器電路的輸出信號(hào)被送到檢測(cè)器電路，它接下來(lái)檢測(cè)包含在輸出信號(hào)中的泄漏的載頻分量。檢測(cè)器電路的輸出信號(hào)被送到第二混頻器電路。在第二混頻器電路之間的直流平衡被加以校正以使得泄漏的載頻分量減小。
按照本發(fā)明，所提供的雙超外差接收機(jī)包括一對(duì)第一混頻器電路、一對(duì)第二混頻器電路、解調(diào)器電路、一對(duì)檢測(cè)器電路、和微處理器。第一混頻器電路以互相正交的方式相連接，并把所接收的射頻信號(hào)變換成一對(duì)處在基帶內(nèi)的第一中頻信號(hào)。第二混頻器電路以互相正交的方式相連接，并把第一中頻信號(hào)變換成具有給定中心頻率的第二中頻信號(hào)。解調(diào)器電路對(duì)第二中頻信號(hào)進(jìn)行算術(shù)組合以產(chǎn)生第三中頻信號(hào)，并從第三中頻信號(hào)解調(diào)原來(lái)的信號(hào)。第二混頻器電路的輸出信號(hào)被送到檢測(cè)器電路，它接下來(lái)檢測(cè)包含在輸出信號(hào)中的載頻分量。在第二混頻器之間的直流平衡被加以校正以使泄漏的載頻分量減小。從第一混頻器電路到解調(diào)器電路的各電路部件由微處理器構(gòu)成。
按照本發(fā)明，所提供的頻譜倒置電路包括載頻信號(hào)產(chǎn)生電路、平衡調(diào)制器電路和檢測(cè)器電路。載頻信號(hào)產(chǎn)生電路產(chǎn)生載頻信號(hào)。平衡調(diào)制器電路接收來(lái)自載頻信號(hào)產(chǎn)生電路的載頻信號(hào)和帶寬被限制的調(diào)制音頻信號(hào)。檢測(cè)器電路接收平衡調(diào)制器電路的輸出信號(hào)，并檢測(cè)包含在輸出信號(hào)中的泄漏的載頻分量。檢測(cè)器電路的輸出被送到平衡調(diào)制器電路。平衡調(diào)制器電路的直流平衡被加以校正以使泄漏的載頻分量降低。
按照本發(fā)明，所提供的混頻器電路-校正電路包括雙平衡調(diào)制器電路和檢測(cè)器電路。雙平衡調(diào)制器電路接收載頻信號(hào)，把輸入信號(hào)的頻率變換成第二頻率，并且送出此第二頻率的輸出信號(hào)。檢測(cè)器電路接收雙平衡調(diào)制器電路的輸出信號(hào)，并檢測(cè)包含在輸出信號(hào)中的泄漏的載頻分量。檢測(cè)器電路的輸出信號(hào)被送到雙平衡調(diào)制器電路。平衡調(diào)制器電路的直流平衡被加以校正以使泄漏的載頻分量得到降低。
在本發(fā)明中，混頻器電路的載頻信號(hào)的泄漏被顯著地減小。因此，通常由載頻泄漏所引起的各種麻煩可以被避免。
本發(fā)明的其它目的和特征將出現(xiàn)在后面對(duì)本發(fā)明的描述過(guò)程中。
參考附圖將很容易理解本發(fā)明，其中圖1是傳統(tǒng)的雙超外差接收機(jī)的方框圖；圖2A是圖1所示接收機(jī)所接收的信號(hào)的頻譜；圖2B是在圖1所示接收機(jī)中的加法器的輸出信號(hào)的頻譜；圖3是在圖1所示接收機(jī)中的混頻器電路的電路圖；圖4是按照本發(fā)明的雙超外差接收機(jī)的方框圖；圖5是在圖4所示接收機(jī)中的混頻器電路的電路圖；圖6A是用來(lái)描述在圖4所示接收機(jī)中的一個(gè)低通濾波器產(chǎn)生的直流電壓V32的波形圖6B是用來(lái)描述在圖4所示接收機(jī)中的一個(gè)放大器產(chǎn)生的電流I33的波形圖；圖7-圖9是在圖4所示接收機(jī)中的降低載頻泄漏電路部分的電路圖；圖10是按照本發(fā)明的頻譜倒置電路的方框圖。
按照本發(fā)明的接收機(jī)結(jié)構(gòu)可參考附圖描述如下。應(yīng)注意到在不同的圖中同樣的元件由同樣的參考數(shù)字來(lái)表示，且已結(jié)合圖1描述過(guò)的那些元件后面將不再詳細(xì)描述?，F(xiàn)參考圖4，圖上顯示了體現(xiàn)本發(fā)明概念的接收機(jī)。該接收機(jī)具有用于接收信號(hào)Sr的接收部分。接收部分從輸入端口1開(kāi)始到輸出端口7結(jié)束，類(lèi)似于圖1所示接收機(jī)的接收部分。第二混頻器電路13和23各由如圖5所示的包含晶體管Q11-Q17的雙平衡開(kāi)關(guān)電路組成，與圖3所示的混頻器電路一樣。被饋以第一中頻信號(hào)S12或S22的晶體管Q12和Q13分別通過(guò)電阻R11和R12接收相等的基極偏壓VB。
同步檢測(cè)器電路31用來(lái)檢測(cè)混頻器電路13所泄漏的載頻分量?；祛l器電路13的輸出信號(hào)S13作為被檢測(cè)的輸入信號(hào)被送到同步檢測(cè)器電路31。本地振蕩器電路15的第二本振信號(hào)S15作為參考信號(hào)被送到同步檢測(cè)器電路31。同步檢測(cè)器電路31的輸出信號(hào)送到低通濾波器32。
低通濾波器32的輸出信號(hào)V32加到穩(wěn)流電路或具有大輸出電阻的放大器33，從而，電壓V32被轉(zhuǎn)換成電流I33。該電流I33被提供給例如第二混頻器電路13的晶體管Q13的基極，如圖5所示。
類(lèi)似地，同步檢測(cè)器電路41用來(lái)檢測(cè)混頻器電路23所泄漏的載頻分量?；祛l器電路23的輸出信號(hào)S23作為被檢測(cè)的輸入信號(hào)送到同步檢測(cè)器電路41。移相電路25的移相信號(hào)S25作為參考信號(hào)被送到同步檢測(cè)器電路41。同步檢測(cè)器電路41的輸出信號(hào)送到低通濾波器42，該低通濾波器又產(chǎn)生給定的直流電壓。該直流電壓加到移流電路或具有大輸出電阻的放大器43，藉此把直流電壓轉(zhuǎn)換成電流I43。該電流I43被送到第二混頻器電路23的一個(gè)晶體管Q13的基極。
從加法器電路3輸出的第二中頻信號(hào)S3送到電平檢測(cè)器電路51，它又產(chǎn)生延時(shí)的AGC電壓V51。該延時(shí)的AGC電壓V51經(jīng)過(guò)放大器52被加到放大器2上用以控制放大器2的增益。
在該結(jié)構(gòu)中，如果混頻器電路13泄漏載頻分量，那么同步檢測(cè)電路用與所泄漏的載頻分量相同頻率的第二本振信號(hào)S13來(lái)同步檢測(cè)泄漏的載頻分量。結(jié)果，低通濾波器32產(chǎn)生直流電壓V32，其電平依賴(lài)于相位而像字母S似地變動(dòng)，也就是取決于泄漏的載頻分量是同相或180°反相，并隨其幅度而變動(dòng)，如圖6A所示。
該直流電壓V32被放大器33變換成電流I33，就像圖6B所示的那樣變化。該電流I33被饋到晶體管Q13的基極。所以，如果泄漏的載頻分量是同相的，那么電流I33就使晶體管Q13的基極電流增大。反之，如果泄漏載頻分量是180°反相的，那么電流I33就使晶體管Q13的基極電流減小。這時(shí)基極電流所增加或減小的總量相應(yīng)于電流I33的幅度。因此，晶體管Q12與Q13之間的直流平衡被電流I33以與圖10所示的電壓VB3同樣的方式來(lái)加以修正。這就顯著地減小了混頻器電路13泄漏的載頻分量。
同樣地，放大器43的輸出電流I43校正了混頻器電路23的晶體管Q12和Q13之間的直流平衡。因此，這就顯著地減小了混頻器電路23泄漏的載頻分量。
在這種情況下，減小泄漏載頻分量的電路形成了負(fù)環(huán)路。令GNF為該環(huán)路的增益。泄漏的載頻分量的幅度比起在如圖1所示的沒(méi)有負(fù)環(huán)路情況下所產(chǎn)生的泄漏載頻分量的幅度按數(shù)GNF的關(guān)系而降低。例如，令環(huán)路增益為100。泄漏的載頻分量的幅度被降低到1/100。這樣就獲得了40dB的改善。
上述第一個(gè)問(wèn)題(也就是由混頻器電路13和23產(chǎn)生的泄漏載頻分量)被顯著地減小了。結(jié)果，通常由載頻泄漏引起的各種麻煩就可以避免。當(dāng)設(shè)有AGC、并具有接收電場(chǎng)電平顯示以及調(diào)諧指示時(shí)，這些功能都可正確地加以完成。再者，不再產(chǎn)生有泄漏的載頻分量和第二中頻信號(hào)S3的差拍；否則接收特性會(huì)被惡化。
第一中頻信號(hào)S12和S22具有與上述的第二中頻信號(hào)S3相類(lèi)似的關(guān)系，因此，信號(hào)S3的電平對(duì)應(yīng)于信號(hào)S12和S22的電平。由于混頻器電路13和23的載頻分量的泄漏可像前面所述的那樣被忽略，所以使用AGC電壓V51的自動(dòng)增益控制(AGC)可以正常地實(shí)現(xiàn)。
因此，接收信號(hào)Sr的電平由AGC所控制，以使第二中頻信號(hào)S3的電平保持為常數(shù)。第一中頻信號(hào)S12和S22的電平也保持為常數(shù)。結(jié)果，即使加到輸入端口1的接收信號(hào)Sr的電平是一個(gè)高的電平，但第一中頻信號(hào)S12和S22并不被限幅。所以，既不產(chǎn)生差拍，也不產(chǎn)生畸變。這樣，所述的第二個(gè)問(wèn)題也可被解決。于是以高電平接收到的信號(hào)Sr能以良好的特性被接收。
圖7-9顯示了構(gòu)成上述的用于減小泄漏的載頻分量的集成電路(IC)的例子。在這些圖中，把該例子分成幾個(gè)部分。某些部分在圖7和圖9上都被表示出來(lái)。
第一中頻信號(hào)S12和直流偏壓VB從端口T11通過(guò)電阻R11加到第二混頻器電路13的晶體管Q12的基極。端口T11經(jīng)過(guò)電阻R12連接到晶體管Q13的基極。外接電容C11經(jīng)端口T12跨接在晶體管Q13的基極與地之間。對(duì)第一中頻信號(hào)S12來(lái)說(shuō)，該電容C11構(gòu)成晶體管Q13的基極對(duì)交流信號(hào)的旁路通路。再者，電容C11構(gòu)成低通濾波器32的一部分。
平衡的第二本振信號(hào)S15從端口T13和T14通過(guò)射極跟隨器的晶體管Q21和22加到晶體管Q14和Q17的基極與晶體管Q15和Q16的基極之間。平衡的第二中頻信號(hào)S13從晶體管Q14和Q16的集電極與晶體管Q15和Q17的集電極之間取出。
該信號(hào)S13經(jīng)過(guò)發(fā)射極接地晶體管Q25和Q26與經(jīng)過(guò)射極跟隨器的晶體管Q23和Q24，加到電流鏡象電路61的晶體管Q27和Q28上。這樣，信號(hào)S13被變換成非平衡信號(hào)S13。第二中頻信號(hào)S23類(lèi)似地被處理，并被電流鏡象電路62變換成非平衡信號(hào)S23。
電流鏡象電路61和62的輸出端口連在一起，以構(gòu)成加法器電路3，并產(chǎn)生出第二中頻信號(hào)S3。該信號(hào)S3經(jīng)緩沖放大器63加到下一級(jí)(未示出)。
晶體管Q31—Q37共同構(gòu)成雙平衡同步檢測(cè)器電路31。第二混頻器電路13的輸出信號(hào)S13或第二中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)晶體管Q23和Q24加到晶體管Q33和Q32的基極。第二本振信號(hào)S13從端口T13和T14被饋送到晶體管Q34和Q37的基極與晶體管Q35和Q36的基極之間。這樣，平衡的同步檢測(cè)信號(hào)S31從晶體管Q34和Q35的集電極以及從晶體管Q35和Q37的集電極取出。
該同步檢測(cè)信號(hào)S31加到晶體管Q41和Q42的基極，該二晶體管共同形成差分放大器64。共同形成電流鏡象電路65的晶體管Q43和Q44連接到放大器64的集電極。差分放大器64和電流鏡象電路65共同組成放大器33。在放大器33中，有下列關(guān)系式成立I33＝I42—I44其中I42和I44分別是晶體管Q42和Q44的集電極電流。
放大器33的輸出端連接到晶體管Q13的基極。在這種情況下，放大器33的輸出阻抗與電容C1共同形成低通濾波器32。
所以，如果第二混頻器電路13不泄漏載頻分量，那么S31＝0。這樣，I42＝I44這就導(dǎo)致I33＝0也就是說(shuō)，如果第二混頻器電路13不泄漏載頻分量，那么就有相等的基極電流加到晶體管Q12和Q13。
然而，如果第二混頻器電流13發(fā)生載頻泄漏，那么或者是關(guān)系式S31＞0成立，或者是關(guān)系式S13＞0成立。因此，I42＞I44或I42＜I44這樣，我們有I33＞0或I33＜0這時(shí)，電流I33的幅度或絕對(duì)值相應(yīng)于泄漏的載頻分量的幅度。
因此，如果第二混頻器電路13發(fā)生載頻泄漏，那么晶體管Q12的基極電流并不改變，但晶體管Q13的基極電流根據(jù)泄漏的載頻分量的相位而增加或減小。增加量或減小量相應(yīng)于泄漏的載頻分量的幅度。也就是說(shuō)，第二混頻器電路13中的直流平衡由電流I33加以校正，因此，所產(chǎn)生的載頻泄漏大大地減小。第二混頻器電路23的載頻泄漏類(lèi)似地以未詳述的方式顯著地減小。
在上述的情況下，無(wú)繩電話裝置的接收機(jī)的第二混頻器電路13和23的載頻泄漏被降低了。在無(wú)繩電話中，為了防止竊聽(tīng)，所發(fā)射和所接收的音頻信號(hào)的頻譜被倒置。上述減小載頻泄漏的技術(shù)也適合于音頻信號(hào)的頻譜倒置。
圖10顯示了頻譜被顛倒的一個(gè)例子。音頻信號(hào)S71從端口71加到帶通濾波器72，它又產(chǎn)生例如300Hz到3KHz頻率分量的信號(hào)S72。此信號(hào)S72作為調(diào)制輸入信號(hào)加到平衡調(diào)制器電路73。載頻信號(hào)發(fā)生器電路74產(chǎn)生例如3.5KHz頻率的載頻信號(hào)S74，并被加到到調(diào)制器電路73。這樣，調(diào)制器電路73產(chǎn)生出被信號(hào)S72所平衡調(diào)制的雙邊帶(DSB)信號(hào)S73。
此信號(hào)S73加到低通濾波器75，以便把信號(hào)S73中的低邊帶信號(hào)，也就是把由顛倒信號(hào)S72頻譜所得到的信號(hào)S75從端口76取出。
在這種情況下，如果平衡調(diào)制器電路是理想的電路，那么載頻信號(hào)S74就不會(huì)從調(diào)制器電路73中泄漏出來(lái)而進(jìn)入到輸出信號(hào)S73中。然而，實(shí)際上，由于器件之間的不平衡和直流偏置之間的不平衡，載頻信號(hào)S74就會(huì)泄漏。這就是說(shuō)，輸出信號(hào)S73包含泄漏的載頻分量。為了去除掉此泄漏的載頻分量，低通濾波器75的截止特性必須很陡。因此，就需要使低通濾波器75做成具有很高的階數(shù)。
平衡調(diào)制器電路73的信號(hào)S73作為待檢測(cè)的輸入信號(hào)加到同步檢測(cè)器電路81。載頻信號(hào)S74作為參考信號(hào)加到檢測(cè)器電路81。用信號(hào)S74來(lái)同步檢測(cè)信號(hào)S73。將同步檢測(cè)器電路81的輸出信號(hào)S81加到低通濾波器82，以便把信號(hào)S81轉(zhuǎn)換成相應(yīng)于泄漏的載頻分量的相位和幅度的直流電壓V82。此電壓V82被送到放大器83，在其中輸入電壓V82被轉(zhuǎn)換成直流電流I83。然后，此直流電流I83作為用于控制直流平衡的信號(hào)被反饋到平衡調(diào)制器電路73。
所以，平衡調(diào)制器電路73的輸出信號(hào)S73不再包含泄漏的載頻分量。這就使得對(duì)低通濾波器的非常陡的截止特性曲線的要求成為不必要。因此，只需要濾波器是低階的，這就允許電話機(jī)實(shí)現(xiàn)小型化。更進(jìn)一步說(shuō)，可消減其制造成本。
在結(jié)合圖7到圖9描述的例子中，同步檢測(cè)器電路31的輸出信號(hào)S31加到具有差分放大器64和電流鏡象電路65的放大器33，以產(chǎn)生電流I33?；蛘?，電流鏡象電路可作為負(fù)載連接到同步檢測(cè)電路31，以得到電流I33。
在上述例子中，電壓V32被變換成電流I33，后者接著又被用來(lái)控制第二混頻器電路13的直流平衡。另外，根據(jù)電壓V32來(lái)控制平衡也是可能的。
應(yīng)當(dāng)理解到，本發(fā)明并不只局限于上述結(jié)構(gòu)，各種改變成修正仍可能屬于由本申請(qǐng)權(quán)利要求書(shū)所規(guī)定的本發(fā)明的范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種雙超外差接收機(jī)，其特征在于包括一對(duì)第一混頻器電路，以互相正交方式連接，并用以把所接收的射頻信號(hào)變換成一對(duì)在基帶內(nèi)的第一中頻信號(hào)一對(duì)第二混頻器電路，以互相正交方式連接，并用以把所述第一中頻信號(hào)變換成一對(duì)具有所希望的中心頻率的第二中頻信號(hào)；解調(diào)器電路，用于將第二中頻信號(hào)進(jìn)行算術(shù)組合以產(chǎn)生第三中頻信號(hào)，并從所述的第三中頻信號(hào)解調(diào)原來(lái)的信號(hào)；以及一對(duì)檢測(cè)器電路，用于接收所述第二混頻器電路的輸出信號(hào)，并檢測(cè)所述第二混頻器電路的輸出信號(hào)，并檢測(cè)所述第二混頻器電路的輸出信號(hào)中所包含的泄漏的載頻分量，所述檢測(cè)器電路產(chǎn)生輸出信號(hào)并將其加到所述第二混頻器電路以校正所述第二混頻器電路之間的直流平衡，以便使所述的泄漏載頻分量減小。
2.如權(quán)利要求1的雙超外差接收機(jī)，其特征在于，其中(A)每個(gè)所述檢測(cè)器電路由同步檢測(cè)器電路組成，(B)所述第二混頻器電路的所述輸出信號(hào)作為被檢測(cè)的輸入信號(hào)被送到所述的同步檢測(cè)器電路，以及(C)加到所述第二混頻器電路的第二本振信號(hào)作為參考信號(hào)被加到所述的同步檢測(cè)器電路。
3.如權(quán)利要求1的雙超外差接收機(jī)，其特征在于還包括電平控制部分，用于檢測(cè)所述第三中頻信號(hào)的電平以及根據(jù)所檢測(cè)的電平控制所述接收的射頻信號(hào)的電平。
4.如權(quán)利要求1的雙超外差接收機(jī)，其特征在于，包括用于通過(guò)所述的第一和第二中頻信號(hào)的濾波器，且其中每個(gè)所述濾波器由有源濾波器組成。
5.一種雙超外差接收機(jī)，其特征在于包括一對(duì)第一混頻器電路，以互相正交方式連接，并用以把所接收的射頻信號(hào)變換成一對(duì)處在基帶內(nèi)的第一中頻信號(hào)一對(duì)第二混頻器電路，以互相正交方式連接，并用于把第一中頻信號(hào)變換成具有所希望的中心頻率的第二中頻信號(hào)；解調(diào)器電路，用于將第二中頻信號(hào)進(jìn)行算術(shù)組合以產(chǎn)生第三中頻信號(hào)，并以所述的第三中頻信號(hào)解調(diào)原來(lái)的信號(hào)一對(duì)檢測(cè)器電路，用于接收所述第二混頻器電路的輸出信號(hào)，并檢測(cè)所述第二混頻器電路的輸出信號(hào)中所包含的泄漏的載頻分量，所述檢測(cè)器電路產(chǎn)生輸出信號(hào)，并將其加到所述第二混頻器電路以校正所述第二混頻器電路之間的直流平衡，以便使所述的泄漏載頻分量減小以及微處理器，用以至少形成從所述第一混頻器電路到所述解調(diào)器電路的各電路元件。
6.如權(quán)利要求5的雙超外差接收機(jī)，其特征在于還包括電平控制部分，用于檢測(cè)所述第三中頻信號(hào)的電平以及用于根據(jù)所檢測(cè)的電平控制所述接收的射頻信號(hào)的電平。
7.如權(quán)利要求5的雙超外差接收機(jī)，其特征在于還包括用于通過(guò)所述的第一和第二中頻信號(hào)的濾波器，且其中每個(gè)所述濾波器由有源濾波器組成。
8.一種用于倒置頻譜的電路，其特征在于包括用于產(chǎn)生載頻信號(hào)的載頻信號(hào)產(chǎn)生電路；平衡調(diào)制器電路，用于接收所述載頻信號(hào)產(chǎn)生電路的所述載頻信號(hào)和作為調(diào)制輸入信號(hào)的音頻信號(hào)，所述音頻信號(hào)具有有限的帶寬，以及檢測(cè)器電路，用于接收所述平衡調(diào)制器電路輸出信號(hào)，并檢測(cè)所述平衡調(diào)制器電路的所述輸出信號(hào)中所包含的泄漏的載頻分量，所述檢測(cè)器電路產(chǎn)生輸出信號(hào)并將其加到所述平衡調(diào)制器電路以校正所述平衡調(diào)制器電路中的直流平衡，從而使所述的泄漏載頻分量減小。
9.如權(quán)利要求8的用于倒置頻譜的電路，其特征在于，其中所述的檢測(cè)器電路配備有同步檢測(cè)器電路，用于接收所述平衡調(diào)制器電路的所述輸出信號(hào)，并且其中所述載頻信號(hào)產(chǎn)生電路供出的所述載頻信號(hào)作為參考信號(hào)被加到所述同步檢測(cè)器電路。
10.如權(quán)利要求8的用于倒置頻譜的電路，其特征在于，其中所述的檢測(cè)器電路配備有低通濾波器，用于接收所述同步檢測(cè)器電路的所述輸出信號(hào)，并且其中所述同步檢測(cè)器電路的所述輸出信號(hào)通過(guò)所述低通濾波器而被加到所述平衡調(diào)制器電路。
11.如權(quán)利要求8的用于倒置頻譜的電路，其特征在于，還包括低通濾波器，用于接收所述同步檢測(cè)器電路的所述輸出信號(hào)。
12.一種混頻器電路的校正電路，其特征在于包括雙平衡調(diào)制器電路，用于接收載頻信號(hào)并用于把輸入信號(hào)頻率變換成第二頻率以及產(chǎn)生所述第二頻率的輸出信號(hào)；以及檢測(cè)器電路，用于接收所述的雙平衡調(diào)制器電路的所述輸出信號(hào)，并用于檢測(cè)所述輸出信號(hào)中包含的泄漏的載頻分量，所述檢測(cè)器電路產(chǎn)生輸出信號(hào)并將其加到所述雙平衡調(diào)制器電路以校正所述雙平衡調(diào)制器電路中的直流平衡，以便使所述的泄漏載頻分量減小。
13.如權(quán)利要求12的混頻器電路的校正電路，其特征在于，其中所述檢測(cè)器電路配備有同步檢測(cè)器電路，用于接收所述雙平衡調(diào)制器電路的所述輸出信號(hào)，其中，所述載頻信號(hào)產(chǎn)生電路的所述載頻信號(hào)作為參考信號(hào)被加到所述同步檢測(cè)器電路。
14.如權(quán)利要求13的混頻器電路的校正電路，其特征在于，其中所述的檢測(cè)器電路配備有低通濾波器，用于接收所述同步檢測(cè)器電路的所述輸出信號(hào)，其中，所述同步檢測(cè)器電路的所述輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)低通濾波器被加到所述雙平衡調(diào)制器電路。
全文摘要
雙超外差接收機(jī)包括一對(duì)第一混頻器電路、一對(duì)第二混頻器電路，解調(diào)器電路以及一對(duì)檢測(cè)器電路。第一混頻器電路以互相正交方式相連接，并把所接收的射頻信號(hào)變換成一對(duì)在基帶內(nèi)的第一中頻信號(hào)。第二混頻器電路的輸出信號(hào)被加到檢測(cè)器電路，它又檢測(cè)輸出信號(hào)中所包含的載頻分量。檢測(cè)器電路的輸出信號(hào)送到第二混頻器電路。第二混頻器電路的直流平衡被校正，以便將泄漏的載頻分量減小。
文檔編號(hào)H03D7/00GK1118535SQ94116840
公開(kāi)日1996年3月13日 申請(qǐng)日期1994年10月8日 優(yōu)先權(quán)日1993年10月8日
發(fā)明者岡信大和 申請(qǐng)人:索尼公司