本申請是一種非臨時專利申請，其受益于標(biāo)題為“SIGNAL TRANSFER FUNCTION EQUALIZATION IN MULTI-STAGE DELTA-SIGMA ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTERS”(于2015年12月15日提交，序列號62/267,330)的美國臨時專利申請的權(quán)益。該美國臨時專利申請的全部內(nèi)容通過引用并入本文。

技術(shù)領(lǐng)域

本公開一般涉及模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，更具體地涉及多級Δ-Σ模數(shù)轉(zhuǎn)換器(MASH ADC)中的信號傳遞函數(shù)均衡。

背景技術(shù)：

在許多電子應(yīng)用中，模擬輸入信號被轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出信號(例如，用于進(jìn)一步的數(shù)字信號處理)。例如，在精密測量系統(tǒng)中，電子設(shè)備設(shè)置有一個或多個傳感器以進(jìn)行測量，并且這些傳感器可以生成模擬信號。然后，模擬信號將被提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)作為輸入，以生成數(shù)字輸出信號用于進(jìn)一步處理。在另一種情況下，天線基于攜帶空氣中的信息/信號的電磁波產(chǎn)生模擬信號。然后由天線產(chǎn)生的模擬信號作為輸入提供給ADC，以產(chǎn)生數(shù)字輸出信號用于進(jìn)一步處理。

ADC可以在諸如寬帶通信系統(tǒng)，音頻系統(tǒng)，接收器系統(tǒng)等許多地方找到。ADC可以轉(zhuǎn)換表示真實世界現(xiàn)象(例如，光，聲音，溫度或壓力)的模擬電信號，用于數(shù)據(jù)處理目的。ADC用于廣泛的應(yīng)用，包括通信、能源、醫(yī)療保健、儀器儀表和測量、電機和電源控制、工業(yè)自動化和航空航天/國防。設(shè)計ADC是一項非常重要的任務(wù)，因為每個應(yīng)用在速度、性能、功耗、成本和尺寸方面可能有不同的需求。隨著需要ADC的應(yīng)用的增長，對精確和可靠的轉(zhuǎn)換性能的需求也在增長。

附圖說明

為了提供對本公開及其特征和優(yōu)點的更完整的理解，參考結(jié)合附圖進(jìn)行的以下描述，其中相同的附圖標(biāo)記表示相同的部分，其中：

圖1是Δ-Σ模數(shù)轉(zhuǎn)換器(DS ADC)的示例性系統(tǒng)圖；

圖2示出了具有數(shù)字量化噪聲消除的示例性兩級MASH ADC；

圖3是在ADC的輸出處具有單獨均衡器的無線接收器系統(tǒng)；

圖4A示出了具有數(shù)字量化噪聲消除的示例性兩級MASH ADC；

圖4B示出根據(jù)本公開的一些實施例的具有數(shù)字量化噪聲消除和均衡的示例性兩級MASH ADC；和

圖5示出根據(jù)本公開的一些實施例的用于生成數(shù)字噪聲量化消除和均衡濾波器的示例性方法；

圖6示出了根據(jù)本公開的一些實施例的示例性DSTF₂和DNTF₁示例；

圖7示出根據(jù)本公開的一些實施例的實現(xiàn)期望的STF的期望STF和均衡器響應(yīng)；

圖8示出了根據(jù)本公開的一些實施例的示例性可編程濾波器響應(yīng)；

圖9示出根據(jù)本公開的一些實施例的用于數(shù)字噪聲量化消除和均衡的示例性方法；

圖10A-C示出根據(jù)本公開的一些實施例的用于數(shù)字噪聲量化消除和均衡的方法；和

圖11示出根據(jù)本公開的一些實施例的用于數(shù)字噪聲量化消除和均衡的示例性方法。

具體實施方式

通常，復(fù)雜系統(tǒng)在模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的輸出處需要單獨且昂貴的均衡器。并非提供單獨的均衡器，多級噪聲整形(MASH)ADC的有效信號傳遞函數(shù)(STF)可以通過利用用于量化噪聲消除所需的可用數(shù)字濾波硬件來修改。修改可以包括在先前提供用于計算數(shù)字量化噪聲消除濾波器系數(shù)的軟件中添加計算，其中添加計算以考慮均衡。因此，可以修改信號傳遞函數(shù)以滿足ADC或系統(tǒng)級信號鏈規(guī)格，而無需額外的均衡硬件。該方法對于其中幅度和相位響應(yīng)更難以滿足的高速應(yīng)用特別有吸引力。

設(shè)計模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

ADC是將由模擬信號攜帶的連續(xù)物理量轉(zhuǎn)換為表示該量的幅度的數(shù)字值(或攜帶該數(shù)字值的數(shù)字信號)的電子設(shè)備。該轉(zhuǎn)換涉及模擬輸入信號的量化，因此它將引入少量的誤差。通常，通過模擬輸入信號的周期性采樣來進(jìn)行量化。結(jié)果是將連續(xù)時間和連續(xù)幅度模擬輸入信號轉(zhuǎn)換為離散時間和離散幅度數(shù)字信號的數(shù)字值序列(即，數(shù)字信號)。ADC可以通過以下應(yīng)用要求來定義：其帶寬(其可以適當(dāng)?shù)剞D(zhuǎn)換為數(shù)字信號的模擬信號的頻率范圍)及其分辨率(離散電平的數(shù)量，最大模擬信號可以被劃分并表示為數(shù)字信號)。ADC還具有用于量化ADC動態(tài)性能的各種規(guī)范，包括信號與噪聲和失真比(SINAD)，有效位數(shù)(ENOB)，信噪比(SNR)，總諧波失真(THD)總諧波失真加噪聲(THD+N)和無雜散動態(tài)范圍(SFDR)。ADC具有許多不同的設(shè)計，可以根據(jù)應(yīng)用要求和性能規(guī)格進(jìn)行選擇。

基于Δ-Σ(DS)調(diào)制(本文稱為“DS ADC”)的ADC已經(jīng)廣泛地用于數(shù)字音頻和高精度儀器系統(tǒng)中。圖1是Δ-Σ模數(shù)轉(zhuǎn)換器(DS ADC)的示例性系統(tǒng)圖，或者在本文中有時稱為Δ-Σ調(diào)制器。DS ADC包括環(huán)路濾波器102、量化器104和反饋數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)106(即，在DS ADC的反饋路徑中的DAC)。

DS ADC通常提供能夠以低成本以高分辨率將模擬輸入信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號的優(yōu)點。通常，DS ADC使用DS調(diào)制器對模擬信號u進(jìn)行編碼。量化器104可以用于該目的，采用例如低分辨率ADC作為1位ADC，閃速ADC，閃速量化器等。然后，如果適用，DS ADC可以應(yīng)用數(shù)字濾波器(未示出)到DS調(diào)制器(即，量化器104)的輸出以形成更高分辨率的數(shù)字輸出。可以包括具有一個或多個積分器的環(huán)路濾波器102，以為DS ADC提供誤差反饋，并幫助將來自量化器104的噪聲形成從基帶到較高頻率。通常通過取原始模擬輸入信號u和使用反饋DAC 106(其中數(shù)字化信號v被轉(zhuǎn)換回模擬信號)產(chǎn)生的原始模擬輸入信號的重建版本之間的差來產(chǎn)生誤差。DS ADC的一個關(guān)鍵特性是其將量化噪聲q(來自量化器104)推送到較高頻率(也稱為噪聲整形)的能力。噪聲整形的量取決于環(huán)路濾波器102的階數(shù)。結(jié)果，DS ADC通常能夠?qū)崿F(xiàn)高分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換。由于其流行性，已經(jīng)提出了DS ADC和采用DS ADC的結(jié)構(gòu)的許多變形。

多級噪聲整形模數(shù)轉(zhuǎn)換器(MASH ADC)

已經(jīng)提出了對DS ADC的不同變化以實現(xiàn)適合于各種系統(tǒng)的各種優(yōu)點。在一些應(yīng)用中，DS ADC已經(jīng)適應(yīng)于滿足功率關(guān)注，而一些其他DS ADC已經(jīng)適應(yīng)以降低復(fù)雜度。在某些情況下，DS ADC已經(jīng)通過提供對錯誤和/或噪聲的增強的控制來適應(yīng)于滿足精度關(guān)注。例如，對于強調(diào)噪聲整形的應(yīng)用，可以使用更高階的DS調(diào)制器，即在環(huán)路濾波器中使用更多的積分器和反饋路徑，用于將更多的量化噪聲整形為高頻。三角積分ADC(例如，圖1)使用與過采樣組合的量化噪聲的整形來折衷具有信號帶寬的分辨率。高階噪聲整形和多位實現(xiàn)允許更積極的權(quán)衡，但是存在使ADC不穩(wěn)定的風(fēng)險。

已經(jīng)引入了具有多個DS ADC的多級噪聲整形(MASH)ADC。一般來說，MASH ADC具有多個級，例如多個DS ADC。在一個示例中，MASH ADC可以具有兩個級，例如前端和后端。每個級接收相應(yīng)的模擬輸入并輸出相應(yīng)的數(shù)字輸出。在某些情況下，級接收相同的模擬輸出。在一些情況下，級接收不同的模擬輸入。例如，一些MASH ADC具有前端和后端，其中每個調(diào)制器的輸入不同。一些MASH ADC具有階段的實現(xiàn)可能不同的階段。MASH ADC通過依靠單獨穩(wěn)定的Δ-Σ調(diào)制器的級聯(lián)來解決不穩(wěn)定性的問題。然而，MASH ADC依賴于量化噪聲的消除，這需要模擬和數(shù)字傳遞函數(shù)之間的精確匹配。

一般來說，MASH ADC可包括用于數(shù)字化系統(tǒng)的信號和誤差的多個級(級聯(lián)Δ-Σ調(diào)制器)，以便滿足與帶寬，分辨率和信噪比相關(guān)的設(shè)計要求。MASH ADC的一個優(yōu)點是，設(shè)計級聯(lián)穩(wěn)定的低階環(huán)路，同時實現(xiàn)(潛在不穩(wěn)定的)高階環(huán)路的良好性能。在一個示例中，第一級使用第一ADC從模擬輸入信號產(chǎn)生數(shù)字輸出信號?？梢詮牡谝籇AC模擬輸出中減去第一級中的量化器的輸入(或者等效地，來自第一環(huán)路濾波器/積分器的輸出)，以產(chǎn)生第一級量化噪聲。第一級量化噪聲由第二級數(shù)字化。結(jié)果是第一級產(chǎn)生表示其量化噪聲的模擬信號，并且第二級使用第二ADC對第一級的量化噪聲進(jìn)行量化。多級方法允許減少量化噪聲，從而允許MASH ADC實現(xiàn)更高的性能。如果使用更多的級，則可以從第二DAC模擬輸出中減去第二級中的量化器(或者等效地，來自第二環(huán)路濾波器或積分器的輸出)的輸入，以產(chǎn)生第二級量化噪聲，通過第三階段量化。到量化器的輸入或來自環(huán)路濾波器/積分器的輸出可以在減法之前被延遲元件延遲?？梢蕴峁┭舆t元件與用于在延遲元件的輸入處從模擬信號生成DAC模擬輸出的信號路徑的可能的跨導(dǎo)和群延遲。為了產(chǎn)生MASH ADC的最終輸出，組合相應(yīng)的輸出。有效地，結(jié)果是第一級的量化噪聲被第二級抑制，并且來自第二級的量化噪聲被第三級抑制(產(chǎn)生與單個三階環(huán)相同的噪聲抑制，當(dāng)使用三個級聯(lián)的一階環(huán)路)。

雖然提供多個級增加了復(fù)雜性和成本，但是如果可以適當(dāng)?shù)貓?zhí)行量化噪聲的消除，則MASH ADC可以實現(xiàn)顯著的性能。圖2示出了具有數(shù)字量化噪聲消除的示例性兩級MASH ADC的(高電平圖)，其可以提供量化噪聲的消除。盡管該示例示出了兩個階段，但是通過本公開可以設(shè)想，數(shù)字量化噪聲消除可以應(yīng)用于具有多于兩個級的MASH ADC。兩個ADC，ADC1 202和ADC2 204級聯(lián)布置，表示兩個獨立級中的ADC。每個ADC從其輸入到其輸出具有信號傳遞函數(shù)(STF)，STF1和STF2。由ADC1 202引入的量化噪聲q出現(xiàn)在其輸出處。q1＝u-v1是ADC1 202的量化噪聲；q2是ADC2 204的量化噪聲。量化噪聲由相同級的噪聲傳遞函數(shù)(NTF)整形。例如，第一級q1的量化噪聲由第一級NTF1的噪聲傳遞函數(shù)整形。第二級q2的量化噪聲由第二級NTF2的噪聲傳遞函數(shù)整形。由DSTF2 206和DNTF₁208表示的傳遞函數(shù)對應(yīng)于其對應(yīng)的模擬對應(yīng)物NTF2和NTF1的數(shù)字實現(xiàn)或估計。DSTF2和DNTF₁是離散時間傳遞函數(shù)或連續(xù)時間傳遞函數(shù)的等效離散時間表示。在兩級的數(shù)字輸出v1，v2分別由DSTF2 206和DNTF₁208濾波之后，數(shù)字信號例如通過求和節(jié)點210(或一些其它合適的求和電路或加法器)組合以產(chǎn)生最終數(shù)字輸出。

對于圖2的兩級MASH ADC，組合輸出vC給出為：

vc＝v₁DSTF₂-v₂DNTF₁ (1)

＝uSTF₁DSTF₂+q₁(NTF₁DSTF₂-STF₂DNTF₁)-q₂NTF₂DNTF₁

如果使得模擬和數(shù)字傳遞函數(shù)完全匹配，即，如果DSTF₂＝STF₂和DNTF₁＝NTF₁，則上述表達(dá)式簡化為：

vc＝uSTF₁DSTF₂-q₂NTF₂DNTF₁ (2)

因此，通過提供數(shù)字濾波器DSTF2 206和DNTF₁208分別對兩級的數(shù)字輸出v1，v2進(jìn)行濾波，來消除來自第一級q1的量化噪聲(不再出現(xiàn)在組合輸出vc中)。來自第二級q2的量化噪聲由兩個噪聲傳遞函數(shù)(即，NTF₂DNTF₁)的乘積整形。如果模擬和數(shù)字傳遞函數(shù)不匹配，來自第一級的量化噪聲將出現(xiàn)在由(NTF₁DSTF₂-STF₂DNTF₁)項整形的組合輸出。這種不期望的效應(yīng)被稱為量化噪聲泄漏，并且可以顯著降低ADC的可實現(xiàn)的信噪比(SNR)性能。

已經(jīng)探索了各種技術(shù)來減少量化噪聲泄漏。在一些情況下，可以使模擬傳遞函數(shù)盡可能準(zhǔn)確和可預(yù)測，但是該方法僅可能用于使用開關(guān)電容器電路(離散時間實現(xiàn))的某些低速實現(xiàn)。更有效的技術(shù)是設(shè)計較低性能的模擬電路，估計它們的實際/實際信號和噪聲傳遞函數(shù)，并用可編程數(shù)字濾波器補償它們的缺點(如圖2的DSTF₂ 206和DNTF₁ 208濾波器的箭頭所示)。這種技術(shù)工作良好，只要模擬電路是足夠線性的并且是時間不變的。可以通過使ADC輸出與在第一級的量化器處注入的已知隨機信號互相關(guān)或在前景中通過注入已知信號來執(zhí)行傳遞函數(shù)脈沖響應(yīng)的估計?？删幊虜?shù)字濾波器或消除濾波器可以被實現(xiàn)為可編程有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。

在ADC的輸出處具有單獨的均衡可是昂貴的

在諸如在無線接收器中發(fā)現(xiàn)的復(fù)雜系統(tǒng)中，通常需要均衡器來確保信號路徑頻率和相位響應(yīng)滿足系統(tǒng)級目標(biāo)規(guī)格。圖3是具有在ADC 304和數(shù)字濾波器306下游的單獨的均衡器302的無線接收器系統(tǒng)。無線接收器系統(tǒng)可以包括用于接收信號的天線308，低噪聲放大器(LNA)310。均衡器302補償由接收器信號路徑中的各種信號處理塊引入的響應(yīng)中的失真。在較不復(fù)雜的應(yīng)用中，例如對于其中ADC不具有平坦的信號傳遞函數(shù)或線性相位響應(yīng)的接收器，也可能需要均衡器。例如，連續(xù)時間Δ-Σ調(diào)制器可以在其信號傳遞函數(shù)(STF)(例如，在一些頻率處的峰值)處顯示不期望的效應(yīng)?？梢蕴砑泳馄?例如均衡器302)作為單獨的組件以均衡信號傳遞函數(shù)。

在單個數(shù)字濾波器中組合數(shù)字量化噪聲消除與均衡

如上所述，在用于校正任何信號傳遞函數(shù)幅度或相位(以及間接地，群延遲)響應(yīng)問題的系統(tǒng)中可能需要均衡器。如果這樣的系統(tǒng)包括作為其信號路徑(作為ADC)的一部分的MASH ADC，則上述的數(shù)字量化噪聲消除也可以擴展以實現(xiàn)均衡濾波器。擴展涉及對硬件數(shù)字濾波器的基于軟件的修改已經(jīng)包括在系統(tǒng)中以提供數(shù)字量化噪聲消除。因此，可以在沒有額外硬件成本的情況下實現(xiàn)均衡。即使在信號鏈中提供單獨的均衡器，也可以放寬均衡器的要求。

圖4A示出了類似于圖2的具有數(shù)字量化噪聲消除的示例性兩級MASH ADC。注意，均衡濾波器EQF 412應(yīng)用于MASH ADC的最終輸出vC或者從MASH ADC的最終輸出MASH ADC。PSTF 408是實現(xiàn)DSTF2的可編程STF濾波器。PNTF 410表示實現(xiàn)DNTF₁的可編程NTF濾波器。可編程STF濾波器DSTF₂旨在匹配第二級的實際STF；可編程NTF濾波器DNTF₁的目的是匹配第一級的實際噪聲傳遞函數(shù)。

通過修改，最初實現(xiàn)DSTF₂和DNTF₁以提供數(shù)字量化噪聲消除的數(shù)字濾波器可以被更新以還實現(xiàn)均衡。圖4B示出根據(jù)本公開的一些實施例的具有組合數(shù)字噪聲消除和均衡的示例性兩級MASH ADC。更新的濾波器PSTF*414現(xiàn)在實現(xiàn)DSTF₂和EQF(均衡濾波器的縮寫)，并且更新的濾波器PNTF*416實現(xiàn)DNTF₁和EQF。將數(shù)字量化噪聲消除濾波器與均衡濾波器組合不是微不足道的。必須為每個濾波器正確地確定更新的數(shù)字濾波器，例如DSTF₂+EQF和DNTF₁+EQF。值得注意的是，在形成MASH ADC vC的最終輸出的兩個濾波信號(示為加法/減法塊)的組合之前，將這些濾波器應(yīng)用于v1和v2。這與將單獨的附加均衡濾波器添加到MASH ADC vC的輸出(如圖4A所示)相反。

用于生成組合數(shù)字濾波器的方法

圖5示出根據(jù)本公開的一些實施例的用于生成數(shù)字噪聲消除和均衡濾波器的示例性方法。用于組合噪聲消除濾波器和均衡濾波器的方法包括幾個部分。該方法關(guān)于圖4B所示的兩級MASH ADC來描述，但是具有更多級的其他MASH ADC也可以利用該方法。圖4B和圖11中所示的電路和系統(tǒng)可以實現(xiàn)圖5所示的方法。

在502(由圖2及其伴隨的描述所示)中，確定第二級DSTF₂的數(shù)字信號傳遞函數(shù)和第一級DNTF₁的數(shù)字噪聲傳遞函數(shù)。數(shù)字傳遞函數(shù)估計實際的傳遞函數(shù)。優(yōu)選地，DSTF₂和DNTF₁被確定為匹配或估計模擬對應(yīng)物(即，DNTF₁＝NTF₁和DSTF₂＝STF₂)，使得數(shù)字濾波器可以實現(xiàn)完全消除第一級量化噪聲q1。

在504中，從目標(biāo)規(guī)范(其可以根據(jù)應(yīng)用而變化)確定期望的ADC或全系統(tǒng)信號傳遞函數(shù)(STF)。例如，全系統(tǒng)STF可以表示為脈沖響應(yīng)。如果需要線性相位響應(yīng)，則可以確定STF以保證該性質(zhì)(例如，其系數(shù)應(yīng)該是對稱的或反對稱的)。

在506中，確定均衡濾波器響應(yīng)(EQF)。優(yōu)選地，當(dāng)EQF與信號路徑的其它部分(STF1，DSTF2，以及如果適用，ADC外部的其它濾波器內(nèi)部)級聯(lián)時，確定的EQF將產(chǎn)生期望的全系統(tǒng)STF。

在508中，基于確定的DSTF₂，DNTF₁和EQF，DSTF₂與EQF組合作為新的數(shù)字濾波器，DNTF₁與EQF組合作為另一新的數(shù)字濾波器。確定新的數(shù)字濾波器系數(shù)以確保實現(xiàn)所需的全系統(tǒng)STF，同時保持噪聲消除功能。

在510中，將所確定的數(shù)字濾波器系數(shù)寫入如圖4B所示的兩個可編程數(shù)字濾波器PSTF*414和PNTF*416或如圖11所示的PSTF*1110和PNTF*1112。

新的數(shù)字濾波器PSTF*和PNTF*

以下示例示出了計算可編程數(shù)字濾波器PSTF*和PNTF*的響應(yīng)的可能方法，使得可編程數(shù)字濾波器可以實現(xiàn)量化噪聲消除和信號路徑均衡。關(guān)于圖4B中所示的兩級MASH ADC或圖11中所示的兩級MASH ADC來描述該示例。在該特定示例中，兩級MASH ADC被設(shè)計為具有以下理想的STF₁和NTF₁對于第一級和STF₂用于第二級：

STF₁＝1+z^-1

NTF₁＝1-z^-1

STF₂＝1+0.6z^-1 (3)

在估計處理(圖5的502)之后，確定相應(yīng)的數(shù)字傳遞函數(shù)DSTF2和DNTF1。圖6示出了根據(jù)本公開的一些實施例的示例性DSTF2和DNTF1。DSTF2的脈沖響應(yīng)在曲線602中示出。DSTF2的頻率響應(yīng)在曲線604中示出。DNTF₁的脈沖響應(yīng)在曲線606中示出。DNTF1的頻率響應(yīng)在曲線608中示出。為了簡單起見，STF2和NTF1傳遞函數(shù)被假定為理想的，因此DSTF2和DNTF₁匹配模擬對應(yīng)方程(等式組(3))的等式。

假設(shè)期望的全系統(tǒng)STF響應(yīng)STF(z)被確定為0.25+0.5z^-1+0.25z^-2(圖5的504)，其對應(yīng)于良好行為的低通濾波器響應(yīng)。均衡濾波器響應(yīng)EQF，例如當(dāng)與STF1和DSTF2級聯(lián)時，實現(xiàn)期望的全系統(tǒng)STF響應(yīng)。在數(shù)學(xué)方面，EQF(z)·STF1(z)·DSTF2(z)＝STF(z)。因此，EQF(z)可以從以下等式(圖5的506)確定。

圖7示出根據(jù)本公開的一些實施例的實現(xiàn)期望的STF的期望的全系統(tǒng)STF(z)和均衡器響應(yīng)EQF(z)。期望的全系統(tǒng)STF的脈沖響應(yīng)和頻率響應(yīng)分別在曲線702和704中示出。實現(xiàn)完全系統(tǒng)STF響應(yīng)的EQF的脈沖響應(yīng)和頻率響應(yīng)分別在曲線706和708中示出。由于組合的噪聲消除和均衡響應(yīng)旨在被實現(xiàn)為FIR濾波器，所以來自等式(4)的EQF(z)的結(jié)果可以被轉(zhuǎn)換為脈沖響應(yīng)。這可以通過當(dāng)脈沖施加到其輸入時計算濾波器的行為來完成。

為了將DSTF₂和DNTF₁與上面確定的EQF組合，可以在時域中將響應(yīng)卷積在一起(圖5的508)：

卷積組合響應(yīng)DSTF₂和EQF，并且還組合響應(yīng)DNTF₁和EQF，使得可以確定在圖4B中看到的新的數(shù)字濾波器PSTF*和PNTF*，即可以確定濾波器系數(shù)。因此，利用新的系數(shù)可以通過可編程數(shù)字濾波器來實現(xiàn)。等效地，對于相同的結(jié)果，響應(yīng)可以在頻域中彼此相乘。

圖8示出根據(jù)本公開的一些實施例的示例性可編程濾波器響應(yīng)。數(shù)字濾波器PSTF*的脈沖響應(yīng)和頻率響應(yīng)分別在曲線802和804中示出。數(shù)字濾波器PNTF*的脈沖響應(yīng)和頻率響應(yīng)分別在曲線806和808中示出。用于數(shù)字濾波器PSTF*和PNTF*的新系數(shù)可以被寫入可編程濾波器(圖5的510)。對于該示例，每個可編程濾波器中的抽頭數(shù)量是12(在等式(5)和(6)中為N)。使用這些可編程數(shù)字濾波器PSTF*和PNTF*，產(chǎn)生的全系統(tǒng)STF可以精確匹配所需的STF，同時保持量化噪聲消除功能。

用于組合數(shù)字噪聲量化消除和均衡的示例性方法和裝置

圖9示出根據(jù)本公開的一些實施例的用于具有MASH ADC的系統(tǒng)的數(shù)字噪聲量化消除和均衡的示例性方法。該方法類似于圖5所示的方法和圖6-8所示的方案。圖4B和圖11中所示的電路和系統(tǒng)可以實現(xiàn)圖9所示的方法。

在902中，確定MASH ADC中的特定級的數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)。在一些實施例中，特定級的數(shù)字傳遞函數(shù)是估計特定級的實際信號傳遞函數(shù)的數(shù)字信號傳遞函數(shù)。例如，數(shù)字傳遞函數(shù)是估計第二級STF2的實際信號傳遞函數(shù)的第二級DSTF₂的數(shù)字信號傳遞函數(shù)。在一些實施例中，特定級的數(shù)字傳遞函數(shù)是估計特定級的實際噪聲傳遞函數(shù)的數(shù)字噪聲傳遞函數(shù)。例如，數(shù)字傳遞函數(shù)是估計第一級NTF₁的實際噪聲傳遞函數(shù)的第一級DNTF₁的數(shù)字噪聲傳遞函數(shù)。優(yōu)選地，DSTF₂和DNTF₁被確定為與模擬/實際對應(yīng)物匹配(即，DNTF₁＝NTF₁和DSTF₂＝STF₂)，使得數(shù)字濾波器可以實現(xiàn)第一級量化噪聲q1的完全抵消。數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)的確定可以在背景中通過使ADC輸出與在第一級的量化器處注入的已知隨機信號互相關(guān)或者通過注入已知信號在前臺中執(zhí)行。

在904中，確定均衡濾波器響應(yīng)EQF。均衡濾波器響應(yīng)對應(yīng)于實現(xiàn)期望的全系統(tǒng)STF響應(yīng)的均衡濾波器響應(yīng)。該方法還可以包括確定具有MASH ADC的系統(tǒng)的期望信號傳遞函數(shù)響應(yīng)，其可以根據(jù)應(yīng)用而不同。確定均衡濾波器響應(yīng)可以包括基于期望的信號傳遞函數(shù)響應(yīng)(期望的全系統(tǒng)STF)和MASH ADC的信號路徑中的傳遞函數(shù)來確定均衡濾波器響應(yīng)。該操作由等式(4)示出。期望的信號傳遞函數(shù)響應(yīng)是期望的全系統(tǒng)STF被示為STF(z)，并且MASH ADC的信號路徑中的傳遞函數(shù)被示為STF1(z)·DSTF₂(z)(例如，第一級的信號傳遞函數(shù)和第二級的估計/數(shù)字信號傳遞函數(shù))。如果在MASH ADC的信號路徑中存在三個級，則用于找到均衡函數(shù)響應(yīng)的等式將是：EQF(z)＝STF(z)/(STF1(z)*DSTF2(z)*DSTF3)。

在906中，將數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)(來自902)和均衡濾波器響應(yīng)EQF(來自904)組合成組合或合并的數(shù)字濾波器。組合操作由圖5-8及其相應(yīng)的描述來說明。例如，組合/合并的數(shù)字濾波器可以組合DSTF₂和EQF。在另一實例中，組合/合并的數(shù)字濾波器可以組合DNTF₁和EQF。在頻域中，組合數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)和均衡濾波器響應(yīng)可以是兩個響應(yīng)的乘法以獲得組合或合并的數(shù)字濾波器。在時域中，組合數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)和均衡濾波器響應(yīng)包括將數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)與均衡濾波器響應(yīng)進(jìn)行卷積以確定組合/合并數(shù)字濾波器的濾波器系數(shù)(由等式(5)和(6))。來自906的結(jié)果可以包括圖4B和11的可編程濾波器PSTF*和PNTF*的濾波器系數(shù)。該方法還可以包括將組合數(shù)字濾波器的濾波器系數(shù)寫入可編程有限脈沖響應(yīng)濾波器。

在908中，組合數(shù)字濾波器對MASH ADC中的不同級的數(shù)字輸出進(jìn)行濾波。組合數(shù)字濾波器在將來自組合數(shù)字濾波器的結(jié)果與來自MASH ADC的其它級的其它結(jié)果組合之前對數(shù)字輸出進(jìn)行濾波。換句話說，組合數(shù)字濾波器可以放置在組合MASH ADC中的級的結(jié)果的求和節(jié)點的上游。例如，如圖4B和圖11所示，組合DSTF₂和EQF的可編程濾波器PSTF*可以對第一級v1的輸出進(jìn)行濾波。在另一實例中，組合DNTF₁和EQF的可編程濾波器PNTF*可以對第二級v2的輸出進(jìn)行濾波?？删幊虨V波器的輸出隨后由求和節(jié)點210或1120組合。該濾波架構(gòu)與使用圖3和圖4A中所示的單獨的均衡器(在求和節(jié)點的下游)的濾波架構(gòu)明顯不同。

圖10A-C示出根據(jù)本公開的一些實施例的用于數(shù)字噪聲量化消除和均衡的方法。該方法類似于圖5所示的方法和圖6-8所示的方案。圖4B和圖11中所示的電路和系統(tǒng)可以實現(xiàn)圖10A-C所示的方法。電路和系統(tǒng)通常將包括多級噪聲整形模數(shù)轉(zhuǎn)換器(MASH ADC)。

在1002中，可編程裝置可以對MASH ADC的特定級的數(shù)字輸出進(jìn)行濾波。示例包括圖4B和圖11的可編程濾波器PSTF*和PNTF*，用于分別濾波第一級的數(shù)字輸出v1和第二級的數(shù)字輸出v2。例如，可編程裝置可以包括具有合適數(shù)量抽頭的可編程數(shù)字濾波器或可編程有限脈沖響應(yīng)濾波器。

在1004中，基于MASH ADC的另一級(例如，DSTF2和DNTF₁)的估計傳遞函數(shù)響應(yīng)和所確定的均衡濾波器響應(yīng)，例如通過數(shù)字裝置來計算可編程裝置的系數(shù)。

圖10B示出了如何確定估計的傳遞函數(shù)。在1006中，測量MASH ADC的另一級。在1008中，從測量確定估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)，其估計MASH ADC的另一級的實際信號傳遞函數(shù)。結(jié)合圖2解釋用于測量和估計響應(yīng)的過程。優(yōu)選地，確定諸如DSTF₂和DNTF₁的估計傳遞函數(shù)以匹配模擬/實際對應(yīng)物(即，DNTF₁＝NTF₁和DSTF₂＝STF₂)，使得數(shù)字濾波器可以實現(xiàn)第一級量化噪聲q1的完全消除。數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)的確定可以在背景中通過使ADC輸出與在第一級的量化器處注入的已知隨機信號互相關(guān)或者通過注入已知信號在前臺中執(zhí)行。

圖10C示出1004的細(xì)節(jié)。可編程濾波器的計算系數(shù)可以包括1010，其中確定的均衡濾波器響應(yīng)從系統(tǒng)的期望信號傳遞函數(shù)響應(yīng)和MASH ADC的信號路徑中的傳遞函數(shù)確定((4)示出)和1012，其中MASH ADC的另一級的估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)和確定的均衡濾波器響應(yīng)被組合(由等式(5)和(6)示出)。

具有組合的數(shù)字噪聲量化消除和均衡的示例性系統(tǒng)

圖11示出根據(jù)本公開的一些實施例的具有數(shù)字噪聲量化消除和均衡的示例性系統(tǒng)。該系統(tǒng)可以實現(xiàn)本文所述的方法。該系統(tǒng)包括具有至少兩個級的MASH ADC 1102，至少包括第一級(級11104)和隨后的第二級(級21106)。級11104和級21106的數(shù)字輸出由求和節(jié)點1120(例如，合適的求和電路或加法器)組合。

該系統(tǒng)還包括用于估計MASH ADC的特定級的傳遞函數(shù)響應(yīng)的電路1108。在一些實施例中，特定級是MASH ADC(級21106)中的后續(xù)第二級，并且用于估計傳遞函數(shù)響應(yīng)的電路1108包括用于進(jìn)行MASH ADC的后續(xù)第二級的測量并確定數(shù)字信號傳遞函數(shù)響應(yīng)(DSTF2)作為估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)，其從所述測量估計MASH ADC(STF2)的后續(xù)第二級的實際信號傳遞函數(shù)。在一些實施例中，特定級是MASH ADC(級11104)中的第一級，并且用于估計傳遞函數(shù)響應(yīng)的電路1108包括用于進(jìn)行MASH ADC的第一級的測量并確定數(shù)字噪聲傳遞函數(shù)響應(yīng)(DNTF1)作為估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)，其從測量結(jié)果估計MASH ADC(NTF1)的第一級的實際噪聲傳遞函數(shù)。在一些示例中，電路1108可以通過使ADC輸出與在第一級的量化器處注入的已知隨機信號互相關(guān)或者通過注入已知信號在前臺中估計背景中的傳遞函數(shù)脈沖響應(yīng)。

該系統(tǒng)還包括用于對MASH ADC的另一級進(jìn)行濾波的可編程濾波器?？删幊虨V波器可以包括PSTF*1110?？删幊虨V波器可以包括PNTF*1112?？删幊虨V波器在組合來自用于最終數(shù)字輸出(例如，vc)的MASH ADC的級的結(jié)果之前處理由另一級產(chǎn)生的數(shù)字輸出(例如，v1，v2)?？删幊虨V波器可以是可編程有限脈沖響應(yīng)濾波器。

系統(tǒng)還包括用于基于估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)和確定的均衡濾波器響應(yīng)來計算可編程濾波器的系數(shù)的邏輯1114，例如數(shù)字處理邏輯或電路。用于計算可編程濾波器的系數(shù)的邏輯可以包括用于根據(jù)系統(tǒng)的期望信號傳遞函數(shù)響應(yīng)和MASH ADC的信號路徑中的傳遞函數(shù)來確定所確定的均衡濾波器響應(yīng)的邏輯。該操作由等式(4)示出。用于計算可編程濾波器的系數(shù)的邏輯可以包括將估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)和確定的均衡濾波器響應(yīng)組合成單個數(shù)字濾波器。該操作由等式(5)和(6)示出。邏輯1114或系統(tǒng)可以包括用于將計算的系數(shù)寫入可編程有限脈沖響應(yīng)濾波器的邏輯。

示例

示例1是用于具有多級噪聲整形模數(shù)轉(zhuǎn)換器(MASH ADC)的系統(tǒng)的數(shù)字量化噪聲消除和均衡的方法，所述方法包括：確定特定級的數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)在MASH ADC中，確定均衡濾波器響應(yīng)，將所述數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)和均衡濾波器響應(yīng)組合成組合數(shù)字濾波器。

在示例2中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括通過組合數(shù)字濾波器對MASH ADC中的不同級的數(shù)字輸出進(jìn)行濾波。

在示例3中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括特定級的數(shù)字傳遞函數(shù)，其是估計特定級的實際信號傳遞函數(shù)的數(shù)字信號傳遞函數(shù)。

在示例4中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括特定級的數(shù)字傳遞函數(shù)，其是估計特定級的實際噪聲傳遞函數(shù)的數(shù)字噪聲傳遞函數(shù)。

在示例5中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括確定具有MASH ADC的系統(tǒng)的期望信號傳遞函數(shù)響應(yīng)。

在示例6中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括確定均衡濾波器響應(yīng)，包括基于MASH ADC的信號路徑中的期望信號傳遞函數(shù)響應(yīng)和傳遞函數(shù)來確定均衡濾波器響應(yīng)。

在示例7中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括組合數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)和均衡濾波器響應(yīng)，包括在時域中對數(shù)字傳遞函數(shù)響應(yīng)與均衡濾波器響應(yīng)進(jìn)行卷積，以確定組合數(shù)字濾波器。

在示例8中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括將組合數(shù)字濾波器的濾波器系數(shù)寫入可編程有限脈沖響應(yīng)濾波器。

示例9是具有數(shù)字量化噪聲消除和均衡的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括：多級噪聲整形模數(shù)轉(zhuǎn)換器(MASH ADC)，用于估計MASH ADC的特定級的傳遞函數(shù)響應(yīng)的電路，用于對MASH ADC的另一級進(jìn)行濾波的可編程濾波器，以及用于基于所估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)和所確定的均衡濾波器響應(yīng)來計算可編程濾波器的系數(shù)的邏輯。

在示例10中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括作為連續(xù)時間MASH ADC的MASH ADC。

在示例11中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括MASH ADC，該MASH ADC包括至少第一級和隨后的第二級，該特定級是MASH ADC中的隨后的第二級，以及用于估計傳遞函數(shù)響應(yīng)包括用于進(jìn)行MASH ADC的隨后的第二級的測量并且確定數(shù)字信號傳遞函數(shù)響應(yīng)作為估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)的電路，所述估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)從所述測量估計MASH ADC的后續(xù)第二級的實際信號傳遞函數(shù)。

在示例12中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括MASH ADC，其包括至少第一級和隨后的第二級，該特定級是MASH ADC中的第一級，以及用于估計傳輸函數(shù)響應(yīng)包括用于進(jìn)行MASH ADC的第一級的測量并且確定數(shù)字噪聲傳遞函數(shù)響應(yīng)作為估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)的電路，所述估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)從所述測量估計MASH ADC的第一級的實際噪聲傳遞函數(shù)。

在示例13中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括在將來自MASH ADC的級的結(jié)果組合為最終數(shù)字輸出之前處理由另一級產(chǎn)生的數(shù)字輸出的可編程濾波器。

在示例14中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括用于計算可編程濾波器的系數(shù)的邏輯，該邏輯包括用于根據(jù)系統(tǒng)的期望信號傳遞函數(shù)響應(yīng)和信號中的傳遞函數(shù)確定所確定的均衡濾波器響應(yīng)的邏輯MASH ADC的路徑。

在示例15中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括用于計算可編程濾波器的系數(shù)的邏輯，包括將估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)和確定的均衡濾波器響應(yīng)組合成單個數(shù)字濾波器。

在示例16中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括可編程濾波器，其是可編程有限脈沖響應(yīng)濾波器。

在示例17中，上述示例中的任一個還可以包括用于將計算的系數(shù)寫入可編程有限脈沖響應(yīng)濾波器的邏輯。

示例18是一種具有數(shù)字量化噪聲消除和均衡的裝置，所述裝置包括：多級噪聲整形模數(shù)轉(zhuǎn)換器(MASH ADC)，用于對MASH的特定級的數(shù)字輸出進(jìn)行濾波的可編程裝置ADC，用于基于MASH ADC的另一級的估計傳遞函數(shù)響應(yīng)和所確定的均衡濾波器響應(yīng)來計算所述可編程裝置的系數(shù)的裝置。

在示例19中，上述示例中的任一個可以進(jìn)一步包括用于測量MASH ADC的另一級的裝置，用于從測量確定估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)的裝置，其估計MASH ADC的另一級的實際信號傳遞函數(shù)。

在示例20中，上述示例中的任一個還可以包括用于計算可編程濾波器的系數(shù)的裝置，包括用于根據(jù)系統(tǒng)的期望信號傳遞函數(shù)響應(yīng)和信號路徑中的傳遞函數(shù)確定所確定的均衡濾波器響應(yīng)的裝置以及用于組合所述MASH ADC的所述另一級的所述估計的傳遞函數(shù)響應(yīng)和所述所確定的均衡濾波器響應(yīng)的裝置。

其他實施方式說明，變型和應(yīng)用

通常用于蜂窩電信的射頻(RF)頻帶的寬度從用于2G/3G/4G平臺的35-75MHz增長到用于當(dāng)今的長期演進(jìn)(LTE)的100-200MHz，并且期望放松圖像抑制濾波已將直接中頻(IF)采樣頻率推到300+MHz。在一些實施例中，數(shù)字量化噪聲消除和均衡特征可以在連續(xù)時間(CT)多級噪聲整形(MASH)ADC集成電路中使用，其在465MHz信號帶寬上實現(xiàn)69dB的DR，具有組合功率消耗從±1.0V/1.8V電源提供930mW。ADC集成電路可以在28nm CMOS中實現(xiàn)，并且實現(xiàn)了64dB的峰值SNDR，-156dBFS/Hz的小信號噪聲譜密度(NSD)和156dB的信號品質(zhì)因數(shù)(FOM)帶寬為465MHz。采用8GHz采樣率和465MHz的信號帶寬，過采樣率(OSR)為8.6。可以選擇1-2MASH架構(gòu)以在低OSR下實現(xiàn)積極的噪聲整形。使用低階子回路也有助于整個ADC的魯棒性。第一級可以是一階調(diào)制器，以在低OSR情況下針對給定熱噪聲要求最小化放大器的功率。第一級可以包括有源RC積分器，17級閃速ADC(FLASH1)，電流導(dǎo)引DAC(IDAC1)和電容DAC(CDAC1)。CDAC1實現(xiàn)快速直接反饋(DFB)環(huán)路以補償與所選FLASH-IDAC定時相關(guān)聯(lián)的過量環(huán)路延遲。差分200ΩR1U和625uA IDAC1 LSB可以設(shè)置2V差分p-p輸入滿量程。抖動塊將1位1/2-LSB抖動信號添加到FLASH1的輸出。第一級的量化余數(shù)通過R21和電流控制DAC(IDAC2A)注入第二級。R21被實現(xiàn)為全通RC晶格濾波器，以提供準(zhǔn)確的跨導(dǎo)和大致匹配通過FLASH1-IDAC2A路徑的延遲的群延遲。然后殘余電流由二階第二級數(shù)字化。第二級包括用于提供DFB環(huán)路的有源RC諧振器，17級閃存ADC(FLASH2)，電流導(dǎo)引DAC(IDAC2B和IDAC3)和電容DAC(CDAC2)。第二級使用反饋拓?fù)鋪碜钚』疭TF峰化，并且第二級的輸入滿量程按比例縮小以提供6級的級間增益，以最小化總量化噪聲基底，同時防止第一級的殘余飽和第二階段。兩個級的數(shù)字輸出V1和V2被饋送到數(shù)字后端用于進(jìn)一步處理。10抽頭可編程FIR濾波器(DNCF)可以在抽取(DEC)四分之一之后實現(xiàn)數(shù)字量化噪聲消除和均衡?？梢栽诩蓡有?zhǔn)階段期間使用片外LMS算法來生成DNCF系數(shù)。

在一些情況下，Δ-ΣADA通常跟隨有去除濾波器，其去除高頻噪聲并以所需的較高分辨率和較低數(shù)據(jù)速率提供經(jīng)轉(zhuǎn)換的信號。數(shù)字噪聲消除濾波器可以在這些抽取濾波器之后實現(xiàn)，并且在沒有任何一般性損失的情況下，均衡濾波器仍然可以作為數(shù)字噪聲消除濾波器的一部分。

本文中的許多示例示出了兩級MASH ADC?？赡艽嬖谄渲蠱ASH ADC需要多于兩個級并且其中有必要不僅從第一級而且從其他級消除量化噪聲的應(yīng)用。所描述的方法也可應(yīng)用于那些情況，只要可編程濾波器在相應(yīng)的噪聲消除路徑中可用。

本文描述的實施例適用于連續(xù)時間MASH ADC(其使用連續(xù)時間電路)，離散時間MASH ADC(其使用開關(guān)電容器電路)或混合連續(xù)時間和離散時間MASH ADC。

當(dāng)噪聲消除包括在信號和噪聲路徑上的可編程濾波器時，這里描述的實施例特別適用。在信號和噪聲路徑上具有可編程數(shù)字濾波器確保了可以對兩個路徑共同進(jìn)行濾波器響應(yīng)修改。如果消除在一個路徑上使用固定濾波器，則可以為該路徑實現(xiàn)單獨的專用均衡濾波器，而可以更新在另一條路徑上使用的可編程濾波器以組合傳遞函數(shù)和EQF，其實現(xiàn)全系統(tǒng)STF(因此仍然從一些區(qū)域和功率節(jié)省中受益)。量化噪聲消除通常在前兩個級的輸出處進(jìn)行，但可能不針對第三級或更后級執(zhí)行。對于對第一和第二級的相應(yīng)輸出進(jìn)行濾波的可編程濾波器，仍然可以進(jìn)行量化噪聲消除和均衡的組合。

在一個示例實施例中，附圖的任何數(shù)量的電路可以在相關(guān)聯(lián)的電子設(shè)備的板上實現(xiàn)。板可以是能夠保持電子設(shè)備的內(nèi)部電子系統(tǒng)的各種部件并且還提供用于其他外圍設(shè)備的連接器的通用電路板。更具體地，板可以提供電連接，系統(tǒng)的其他部件可以通過該電連接電通信。基于特定配置需求，處理需求，計算機設(shè)計等，任何合適的處理器(包括數(shù)字信號處理器，微處理器，支持芯片組等)，計算機可讀非暫時性存儲器元件等可以適當(dāng)?shù)伛詈系桨?。諸如發(fā)射器，接收器，收發(fā)器，處理器，外部存儲器，附加傳感器，用于音頻/視頻顯示的控制器以及外圍設(shè)備的其它組件可以作為插入卡，經(jīng)由電纜附接到板，或集成到板本身。在各種實施例中，本文描述的功能可以仿真形式被實現(xiàn)為在布置在支持這些功能的結(jié)構(gòu)中的一個或多個可配置(例如，可編程)元件內(nèi)運行的軟件或固件。提供仿真的軟件或固件可以在包括允許處理器執(zhí)行那些功能的指令的非暫時性計算機可讀存儲介質(zhì)上提供。

在另一示例實施例中，附圖的電路可以被實現(xiàn)為獨立模塊(例如，具有被配置為執(zhí)行特定應(yīng)用或功能的相關(guān)組件和電路的設(shè)備)或者實現(xiàn)為應(yīng)用中的插件模塊電子設(shè)備的特定硬件。注意，本公開的特定實施例可以部分地或整體地容易地包括在片上系統(tǒng)(SOC)封裝中。SOC表示將計算機或其他電子系統(tǒng)的組件集成到單個芯片中的IC。它可以包含數(shù)字，模擬，混合信號和通常的射頻功能：所有這些可以提供在單個芯片襯底上。其他實施例可以包括多芯片模塊(MCM)，其具有位于單個電子封裝內(nèi)的多個分離的IC，并且被配置為通過電子封裝彼此緊密地相互作用。在各種其它實施例中，數(shù)字濾波器可以在專用集成電路(ASIC)，現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)和其它半導(dǎo)體芯片中的一個或多個硅核中實現(xiàn)。

還必須注意，這里概述的所有規(guī)范，尺寸和關(guān)系(例如，處理器的數(shù)量，邏輯操作等)僅僅是為了示例和教導(dǎo)的目的而提供的。在不脫離本公開的精神或所附權(quán)利要求的范圍的情況下，可以相當(dāng)大地改變這樣的信息。該規(guī)范僅適用于一個非限制性示例，因此，它們應(yīng)當(dāng)被這樣解釋。在前面的描述中，已經(jīng)參考特定的處理器和/或組件布置描述了示例實施例。在不脫離所附權(quán)利要求的范圍的情況下，可對這些實施例進(jìn)行各種修改和改變。因此，描述和附圖被認(rèn)為是說明性的而不是限制性的。

用于數(shù)字噪聲消除和均衡的本架構(gòu)特別適用于其中使用MASH ADC的高速，連續(xù)時間，高精度應(yīng)用?？梢詷O大地受益于該架構(gòu)的應(yīng)用包括：儀器，測試，頻譜分析儀，軍事目的，雷達(dá)，有線或無線通信，移動電話(特別是因為標(biāo)準(zhǔn)繼續(xù)推動更高速度的通信)和基站。

注意，利用本文提供的大量示例，可以根據(jù)兩個，三個，四個或更多個電子部件來描述交互。然而，這僅僅是為了清楚和示例的目的。應(yīng)當(dāng)理解的是，系統(tǒng)可以以任何合適的方式合并。沿著類似的設(shè)計替代方案，附圖的任何所示的部件，模塊和元件可以以各種可能的配置組合，所有這些都明顯在本說明書的廣泛范圍內(nèi)。在某些情況下，可以通過僅參考有限數(shù)量的電氣元件來更容易地描述給定的一組流的一個或多個功能。應(yīng)當(dāng)理解，圖中的電路及其教導(dǎo)是容易擴展的，并且可以容納大量部件，以及更復(fù)雜/復(fù)雜的布置和配置。因此，所提供的示例不應(yīng)限制可能應(yīng)用于無數(shù)其它架構(gòu)的電路的范圍或抑制電路的廣泛教導(dǎo)。

注意，在本說明書中，對“一個實施例”、“示例性實施例”、“實施例”、“另一實施例”、“一些實施例”、“各種實施例”、“其它實施例”、“替代實施例”等等中包括的各種特征(例如，元件，結(jié)構(gòu)，模塊，部件，步驟，操作，特性等)旨在表示任何這樣的特征包括在本公開的一個或多個實施例中，或者可以不必在相同的實施例中組合。

還重要的是注意，與數(shù)字噪聲消除和均衡相關(guān)的功能(例如圖5,9和10A-C中所示的過程)僅示出可以由或可在其中執(zhí)行的一些可能的功能，，圖4B和圖11中所示的系統(tǒng)。這些操作中的一些可以在適當(dāng)時被刪除或移除，或者這些操作可以被顯著地修改或改變而不脫離本公開的范圍。此外，這些操作的定時可以顯著改變。前面的操作流程已經(jīng)被提供用于示例和討論的目的。由在此描述的實施例提供了基本的靈活性，因為在不脫離本公開的教導(dǎo)的情況下可以提供任何合適的布置，時間順序，配置和定時機制。

本領(lǐng)域技術(shù)人員可確定許多其它改變、取代、變化、改變和修飾，并且意圖是本公開包括所有這樣的改變、替代、變化、改變和修飾。注意，上述裝置的所有可選特征也可以相對于本文描述的方法或過程實現(xiàn)，并且示例中的細(xì)節(jié)可以在一個或多個實施例中的任何地方使用。