本發(fā)明涉及一種新型的逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器(SAR ADC)位循環(huán)方法，直接應(yīng)用的技術(shù)領(lǐng)域是微電子學(xué)與固體電子學(xué)領(lǐng)域的高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

背景技術(shù)：

模數(shù)轉(zhuǎn)換器將真實(shí)世界的模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，是一個濾波、采樣保持和編碼的過程，模數(shù)轉(zhuǎn)換器已經(jīng)廣泛應(yīng)用于各種片上系統(tǒng)中，不同的應(yīng)用系統(tǒng)對模數(shù)轉(zhuǎn)換器性能的要求不同,而模數(shù)轉(zhuǎn)換器的性能對系統(tǒng)的穩(wěn)定性、可靠性和持久性都有極大的影響。

模數(shù)轉(zhuǎn)換器的性能指標(biāo)通常從靜態(tài)參數(shù)和動態(tài)參數(shù)兩個方面進(jìn)行闡述，靜態(tài)參數(shù)主要包括失調(diào)(Offset)、失碼(Missing Code)、單調(diào)性(Monotonicity)、增益誤差(Gain Error)、微分非線性(DNL:Differential Nonlinearity)和積分非線性(INL:Integral Nonlinearity)等，動態(tài)參數(shù)包括信噪比(SNR：Signal-to-Noise Ratio)、信號噪聲失真比(SNDR:Signal-to-Noise-and-Distortion Ratio)、總諧波失真(THD：Total Harmonic Distortion)、無雜散動態(tài)范圍(SFDR:Spurious-Free Dynamic Range)以及有效精度(ENOB:Effective Number of Bits)等。模數(shù)轉(zhuǎn)換器的動態(tài)性能與輸入頻率、輸入信號幅度、電容匹配以及采樣速率相關(guān)。

逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器有多種不同的類型，需根據(jù)系統(tǒng)需求來選擇不同的結(jié)構(gòu)。逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器主要分為二進(jìn)制電容型、三電平二進(jìn)制電容型、分段電容型和混合電阻電容型四種。N位傳統(tǒng)二進(jìn)制電容陣列以及三電平二進(jìn)制電容陣列的單位電容個數(shù)隨精度N呈指數(shù)增加，導(dǎo)致二進(jìn)制電容陣列所占面積較大，限制了電容陣列的轉(zhuǎn)換速度和精度，而分段電容型結(jié)構(gòu)的電容陣列，通過插入耦合電容的方式來減小電容陣列面積并提高轉(zhuǎn)換速度，分段電容型結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是電容小、面積小、功耗低，但是分?jǐn)?shù)型耦合電容引入了浮空節(jié)點(diǎn)并且增加了版圖設(shè)計(jì)的復(fù)雜度，不容易實(shí)現(xiàn)高精度，在混和電阻電容結(jié)構(gòu)中，采用電阻和電容兩種元件，高位DAC和低位DAC分別由二進(jìn)制電容陣列和電阻串構(gòu)成，因此，總電容值比同等精度的二進(jìn)制電容結(jié)構(gòu)以及三電平二進(jìn)制電容結(jié)構(gòu)都小，有效減小了電容陣列的面積，面積變小，速度變快?；旌想娮桦娙菪偷膬?yōu)點(diǎn)與傳統(tǒng)二進(jìn)制電容型和三電平二進(jìn)制電容型一樣，即沒有浮空節(jié)點(diǎn)，線性度好，能提高模數(shù)轉(zhuǎn)換器的靜態(tài)特性，因此，混合電阻電容結(jié)構(gòu)常用于高精度逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器中。

電容的匹配性是決定逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器動態(tài)性能的關(guān)鍵因素，尤其是在高精度應(yīng)用中，逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器電容的匹配問題一直是具有挑戰(zhàn)性的難題，這是由于受目前工藝條件限制，電容只能滿足10位的匹配精度,不容易實(shí)現(xiàn)高精度，因此高精度逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器主要依賴于前臺模擬校正和后臺數(shù)字校正兩種方法，文獻(xiàn)[Z.Wang,R.Lin,E.Gordon,H.Lakdawala,L.Carley,J.Jensen,“An in-situ temperature-sensing interface based on a SAR ADC in 45nm LP digital CMOS for the frequency-temperature compensation of crystal oscillators”,IEEE ISSCC Dig.Tech.Papers,pp.316-317,Feb 2010.]采用前臺模擬校正的方法，一上電先計(jì)算各個電容誤差，將各個電容誤差存入寄存器，之后在逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器正常工作的時候，利用校正DAC對電容誤差進(jìn)行抵消，達(dá)到校正的目的。前臺模擬校正的缺點(diǎn)在于需要引入額外的校正DAC，并且需要打斷模數(shù)轉(zhuǎn)換器的正常工作。后臺數(shù)字校正通常采用“最小均方誤差”(LMS：Least Mean Square)算法對電容進(jìn)行失配校正，而基于LMS算法的校正方案在給定的誤差建模的條件下，精度高且校準(zhǔn)效果好，但若初始值選取不當(dāng)，會導(dǎo)致算法復(fù)雜度增加，甚至導(dǎo)致算法不收斂等問題，不易于片上實(shí)現(xiàn)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對現(xiàn)有技術(shù)的不足之處改進(jìn)設(shè)計(jì)一種不需要引入校正DAC，不犧牲模數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣率，不打斷模數(shù)轉(zhuǎn)換器正常工作，結(jié)構(gòu)更簡單、占用芯片面積更小、更容易在片上實(shí)現(xiàn)的能夠提高逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器動態(tài)性能的位循環(huán)方法。本發(fā)明提出的位循環(huán)方法適用于任何結(jié)構(gòu)的逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其核心思想在于拆分最高位(MSB)電容和次高位(MSB-1)電容，將電容陣列分為四組，每次位循環(huán)都改變電容秩序，達(dá)到對電容誤差動態(tài)平均的效果。對本發(fā)明提出的位循環(huán)方法基于圖1的12位混合電阻電容逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行闡述，如圖1所示，12位混合電阻電容逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器由高5位電容DAC和低7位電阻DAC、比較器和數(shù)字控制電路組成，相比分段電容型結(jié)構(gòu)，混合電阻電容型結(jié)構(gòu)由于沒有浮空節(jié)點(diǎn)，所以線性度比分段電容型結(jié)構(gòu)更好。

本發(fā)明的技術(shù)方案為一種提高混合電阻電容型模數(shù)轉(zhuǎn)換器動態(tài)性能的位循環(huán)方法，該方法包括：

步驟1：所述混合電阻電容型逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括：高位電容DAC和低位電阻DAC，將高位電容DAC中的所有單位電容平均分為4組；第一次轉(zhuǎn)換時，第一、二組電容作為最高位，第三組電容作為次高位，對第一個輸入電壓Vin(1)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，產(chǎn)生對應(yīng)于第一個輸入電壓Vin(1)的輸出碼字；

步驟2：第二次轉(zhuǎn)換時，第三、四組電容作為最高位，第一組電容作為次高位，對第二個輸入電壓Vin(2)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，產(chǎn)生對應(yīng)于第二個輸入電壓Vin(2)的輸出碼字；

步驟3：第三次轉(zhuǎn)換時，第一、四組電容作為最高位，第二組電容作為次高位，對第三個輸入電壓Vin(3)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，產(chǎn)生對應(yīng)于第三個輸入電壓Vin(3)的輸出碼字；

步驟4：第四次轉(zhuǎn)換時，第二、三組電容作為最高位，第四組電容作為次高位，對第四個輸入電壓Vin(4)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，產(chǎn)生對應(yīng)于第四個輸入電壓Vin(4)的輸出碼字；

步驟5：第五次轉(zhuǎn)換時，第三、四組電容作為最高位，第一組電容作為次高位，對第五個輸入電壓Vin(5)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，產(chǎn)生對應(yīng)于第五個輸入電壓Vin(5)的輸出碼字；

步驟6：第六次轉(zhuǎn)換時，第一、二組電容作為最高位，第三組電容作為次高位，對第六個輸入電壓Vin(6)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，產(chǎn)生對應(yīng)于第六個輸入電壓Vin(6)的輸出碼字；

步驟7：第七次轉(zhuǎn)換時，第二、三組電容作為最高位，第四組電容作為次高位，對第七個輸入電壓Vin(7)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，產(chǎn)生對應(yīng)于第七個輸入電壓Vin(7)的輸出碼字；

步驟8：第八次轉(zhuǎn)換時，第一、四組電容作為最高位，第二組電容作為次高位，對第八個輸入電壓Vin(8)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，產(chǎn)生對應(yīng)于第八個輸入電壓Vin(8)的輸出碼字；

在ADC后續(xù)輸出碼字過程中，第九次轉(zhuǎn)換的方式與第一次相同，第十次轉(zhuǎn)換的方式與第二次相同，依次循環(huán)。

本發(fā)明提出一種能提高逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器動態(tài)性能的位循環(huán)方法，其特點(diǎn)在于：不需要引入任何校正算法，不需要引入校正DAC，不犧牲模數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣率，而且不打斷模數(shù)轉(zhuǎn)換器正常工作。本發(fā)明提出的位循環(huán)方法可以對電容誤差進(jìn)行動態(tài)平均，因此，與傳統(tǒng)依賴校正DAC和校正算法來提高線性度的校正方法相比，具有結(jié)構(gòu)更簡單、占用芯片面積更小、更容易在片上實(shí)現(xiàn)的效果。

附圖說明

圖1為傳統(tǒng)12位混合電阻電容型逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

圖2為本發(fā)明提出的用于逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器電容陣列的位循環(huán)方法。

圖3為本發(fā)明提出的12位混合電阻電容型逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器SFDR蒙特卡洛仿真結(jié)果。

圖4為傳統(tǒng)12位混合電阻電容型逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器SFDR蒙特卡洛仿真結(jié)果。

具體實(shí)施方式

本發(fā)明提出一種能提高逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器動態(tài)性能的位循環(huán)方法，如圖2所示，將圖1中最高位(MSB)電容16C拆分成4C、2C、C、C、4C、2C、C、C，次高位(MSB-1)電容8C拆分成4C、2C、C、C，即將圖1中高5位電容DAC的總電容32C分為四組，這四組電容在圖2中用不同的顏色表示，第一組電容C13～C16用黑色表示，第二組電容C9～C12用紫色表示，第三組電容C5～C8用紅色表示，第四組電容C1～C4用藍(lán)色表示，每組均包含8個單位電容，即4C、2C、C、C，每次位循環(huán)采用不同的電容組合，實(shí)現(xiàn)電容誤差的動態(tài)平均，從而達(dá)到提高動態(tài)性能的目的。

第一次轉(zhuǎn)換：對第一個輸入電壓Vin(1)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，最高位(MSB)電容16C由第一、二組電容(C9～C16)共同組成，次高位(MSB-1)電容8C由第三組電容(C5～C8)組成，C2～C4作為低三位電容，產(chǎn)生對應(yīng)于第一個輸入電壓Vin(1)的輸出碼字Dout(1)；

第二次轉(zhuǎn)換：對第二個輸入電壓Vin(2)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，最高位(MSB)電容16C由第三、四組電容(C1～C8)共同組成，次高位(MSB-1)電容8C由第一組電容(C13～C16)組成，C10～C12作為低三位電容，產(chǎn)生對應(yīng)于第二個輸入電壓Vin(2)的輸出碼字Dout(2)；

第三次轉(zhuǎn)換：對第三個輸入電壓Vin(3)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，最高位(MSB)電容16C由第一、四組電容(C1～C4，C13～C16)共同組成，次高位(MSB-1)電容8C由第三組電容(C9～C12)組成，C6～C8作為低三位電容，產(chǎn)生對應(yīng)于第三個輸入電壓Vin(3)的輸出碼字Dout(3)；

第四次轉(zhuǎn)換：對第四個輸入電壓Vin(4)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，最高位(MSB)電容16C由第二、三組電容(C5～C12)共同組成，次高位(MSB-1)電容8C由第四組電容(C1～C4)組成，C14～C16作為低三位電容，產(chǎn)生對應(yīng)于第四個輸入電壓Vin(4)的輸出碼字Dout(4)；

第五次轉(zhuǎn)換：對第五個輸入電壓Vin(5)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，最高位(MSB)電容16C由第三、四組電容(C1～C8)共同組成，次高位(MSB-1)電容8C由第一組電容(C13～C16)組成，C10～C12作為低三位電容，產(chǎn)生對應(yīng)于第五個輸入電壓Vin(5)的輸出碼字Dout(5)；

第六次轉(zhuǎn)換：對第六個輸入電壓Vin(6)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，最高位(MSB)電容16C由第一、二組電容(C9～C16)共同組成，次高位(MSB-1)電容8C由第三組電容(C5～C8)組成，C2～C4作為低三位電容，產(chǎn)生對應(yīng)于第六個輸入電壓Vin(6)的輸出碼字Dout(6)；

第七次轉(zhuǎn)換：對第七個輸入電壓Vin(7)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，最高位(MSB)電容16C由第二、三組電容(C5～C12)共同組成，次高位(MSB-1)電容8C由第四組電容(C1～C4)組成，C14～C16作為低三位電容，產(chǎn)生對應(yīng)于第七個輸入電壓Vin(7)的輸出碼字Dout(7)；

第八次轉(zhuǎn)換：對第八個輸入電壓Vin(8)采樣之后進(jìn)行位循環(huán)，最高位(MSB)電容16C由第一、四組電容(C1～C4，C13～C16)共同組成，次高位(MSB-1)電容8C由第三組電容(C9～C12)組成，C6～C8作為低三位電容，產(chǎn)生對應(yīng)于第八個輸入電壓Vin(8)的輸出碼字Dout(8)；

在ADC后續(xù)位循環(huán)過程中，第九次轉(zhuǎn)換的方式與第一次相同，第十次轉(zhuǎn)換的方式與第二次相同，依次循環(huán)。

本發(fā)明之所以可以提高動態(tài)性能，主要基于如下中心思想：傳統(tǒng)逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器普遍采用的位循環(huán)模式為：對某一固定位的判斷總采用某一固定的電容，即在轉(zhuǎn)換過程中，所有位循環(huán)都采用同一種電荷重分配方案，導(dǎo)致由電容失配引入的誤差總在同一碼字不斷累加，為了避免由電容失配引入的誤差總在同一碼字不斷累加，本發(fā)明提出一種新型的簡單易實(shí)現(xiàn)的電容分組循環(huán)模式，不需要引入額外DAC做校正，也不需要任何數(shù)字校正算法，只需要每次位循環(huán)改變電容序列的位置，即可避免電容失配引入的誤差總在同一碼字不斷累加，從而達(dá)到提升動態(tài)性能的目的。

.本發(fā)明提出的12位電阻電容型逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器SFDR仿真結(jié)果如圖3所示，單位電容取值為10μf，單位電容失配誤差為0.003，蒙特卡洛仿真次數(shù)為200次，而傳統(tǒng)12位電阻電容型逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器SFDR仿真結(jié)果如圖4所示。

表1總結(jié)了傳統(tǒng)12位電阻電容型逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器與本發(fā)明提出的12位電阻電容型逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器的SFDR仿真的性能對比。表1表明：相比傳統(tǒng)電阻電容型逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器，本發(fā)明將SFDR最小值提高了10.7dB，SFDR平均值提高了8.5dB。

本發(fā)明針對傳統(tǒng)逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器提出了一種新的位循環(huán)技術(shù)，只需要將最高兩位電容拆分，并在每次位循環(huán)都采用不同的電容組合，就可以實(shí)現(xiàn)動態(tài)性能的優(yōu)化，相比傳統(tǒng)采用校正DAC技術(shù)或者校正算法來提高動態(tài)性能的方法，本發(fā)明控制邏輯簡單，硬件開銷小，能節(jié)約功耗和芯片面積。

表1：傳統(tǒng)12位SAR ADC與本發(fā)明提出的12位SAR ADC的SFDR對比