技術領域

本申請涉及放大器領域，并且更具體地，涉及可擴展RF調諧的低噪聲放大器。

背景技術：

接收器前端低噪聲放大器(LNA)的一般實現(xiàn)方式利用共柵(CG)級或電感負反饋共源(CS)級。一般電感負反饋CS級確實通過電抗組件的諧振利用了無源電壓增益，但是這種電路架構在使用互補器件時不能最大化跨導或g_m，并且在功耗方面不具有可擴展性，因為輸入阻抗匹配狀態(tài)不能被維持。替代地，CG架構不利用無源電壓增益，并且其也不能夠在不對輸入阻抗匹配狀態(tài)形成負面影響的情況下在功耗方面進行擴展。此外，CG級的匹配的阻抗的特性將通過簡單的電感-電容(LC)諧振(在信號達到CG級的有源器件之前)可獲得的選擇性數(shù)量限制到比電感負反饋CS更低的量。在超低功率應用中，選擇性是非常希望的，因為功率限制一般會使得電路對于大信號狀況的耐受性非常低劣。

技術實現(xiàn)要素：

根據(jù)本申請的一方面，提供一種中和信號放大器，該信號放大器具有輸入和輸出，包括：變換器，具有初級繞組和差分次級繞組，初級繞組耦合到放大器的輸入；可擴展跨導增益單元，具有差分輸入和差分輸出，差分輸入耦合到變換器的差分次級繞組，并且差分輸出耦合到放大器的輸出；中和電容器，耦合到增益單元的差分輸出，并且交叉耦合到變換器的差分次級繞組；以及電容性元件，耦合到變換器的差分次級繞組的兩端，其中，中和電容器和電容性元件到變換器的差分次級繞組的耦合使得變換器的反射阻性寄生效應實質上決定中和信號放大器的輸入阻抗。

根據(jù)本申請的另一方面，提供一種中和信號放大器，該信號放大器具有輸入和輸出，包括：變換器，具有初級繞組和差分次級繞組，初級繞組耦合到放大器的輸入；增益單元，具有差分輸入和差分輸出，差分輸入耦合到變換器的差分次級繞組，并且差分輸出耦合到放大器的輸出；中和元件，耦合到增益單元的差分輸出，并且交叉耦合到變換器的差分次級繞組；以及電容性元件，處于變換器的差分次級繞組處，其中，中和元件和電容性元件到變換器的差分次級繞組的耦合使得變換器的反射阻性寄生效應實質上決定中和信號放大器的輸入阻抗。

根據(jù)本申請的又一方面，提供一種中和信號放大器，該信號放大器具有輸入和輸出，包括：阻抗變換元件，耦合到放大器的輸入并且具有差分輸出；增益單元，具有差分輸入和差分輸出，差分輸入耦合到阻抗變換元件的差分輸出，并且差分輸出耦合到放大器的輸出；中和元件，耦合到增益單元的差分輸出，并且交叉耦合到阻抗變換元件的差分輸出，其中，中和元件到阻抗變換元件的差分輸出的耦合使得中和信號放大器的輸入阻抗實質上由阻抗變換元件的反射阻性寄生效應決定。

附圖說明

附圖提供了視覺表示，這些附圖將被用來更全面地描述各種代表性實施例，并且可被本領域技術人員用來更好地理解所公開的代表性實施例及其他們的固有優(yōu)點。在這些圖中，相同的標號表示相應的元件。

圖1示出根據(jù)各種代表性實施例的中和信號放大器的框圖。

圖2示出根據(jù)各種代表性實施例的采用了跨導增益單元的中和信號放大器的框圖。

圖3示出根據(jù)各種代表性實施例的示出了抽頭式電感中和的中和信號放大器的框圖。

圖4示出根據(jù)各種代表性實施例的示出了變換器中和的中和信號放大器的框圖。

圖5示出根據(jù)各種代表性實施例的具有阻抗變換元件的中和信號放大器的框圖。

具體實施方式

在此描述的各種裝置和設備提供了在超低功率窄帶接收器應用中使用的高功效中和信號放大器的電路設計。

根據(jù)本公開的某些代表性實施例，提供一種中和信號放大器，該信號放大器具有輸入和輸出，包括：變換器，具有初級繞組和差分次級繞組，初級繞組耦合到放大器的輸入；可擴展跨導增益單元，具有差分輸入和差分輸出，差分輸入耦合到變換器的差分次級繞組，并且差分輸出耦合到放大器的輸出；中和電容器，耦合到增益單元的差分輸出，并且交叉耦合到變換器的差分次級繞組；以及電容性元件，耦合到變換器的差分次級繞組的兩端，其中，中和電容器和電容性元件到變換器的差分次級繞組的耦合使得變換器的反射阻性寄生效應實質上決定中和信號放大器的輸入阻抗。

根據(jù)本公開的某些代表性實施例，提供一種中和信號放大器，該信號放大器具有輸入和輸出，包括：變換器，具有初級繞組和差分次級繞組，初級繞組耦合到放大器的輸入；增益單元，具有差分輸入和差分輸出，差分輸入耦合到變換器的差分次級繞組，并且差分輸出耦合到放大器的輸出；中和元件，耦合到增益單元的差分輸出，并且交叉耦合到變換器的差分次級繞組；以及電容性元件，處于變換器的差分次級繞組處，其中，中和元件和電容性元件到變換器的差分次級繞組的耦合使得變換器的反射阻性寄生效應實質上決定中和信號放大器的輸入阻抗。

根據(jù)本公開的某些代表性實施例，提供一種中和信號放大器，該信號放大器具有輸入和輸出，包括：阻抗變換元件，耦合到放大器的輸入并且具有差分輸出；增益單元，具有差分輸入和差分輸出，差分輸入耦合到阻抗變換元件的差分輸出，并且差分輸出耦合到放大器的輸出；中和元件，耦合到增益單元的差分輸出，并且交叉耦合到阻抗變換元件的差分輸出，其中，中和元件到阻抗變換元件的差分輸出的耦合使得中和信號放大器的輸入阻抗實質上由阻抗變換元件的反射阻性寄生效應決定。

雖然，本發(fā)明可有多種不同形式的實施例，但在圖中示出并且將在此具體描述具體實施例，應理解本公開應被認為是本發(fā)明的原理的示例，并不意在將本發(fā)明限制于所示并描述的具體實施例。在下面的描述中，圖中若干視圖中相同的標號用于描述相同、類似或相應的部分。

在本文中，如第一和第二、上和下等相關術語可以僅用于將一個實體或動作與另一實體或動作區(qū)別開來，而并不必然要求或暗示這些實體或動作之間的任何實際的這種關系或順序。術語“包括”、“包含”或其任何其他變型意在涵蓋非排他性包括，諸如包括列出的元件的過程、方法、物體或裝置并不僅僅包括這些元件，而是可包括沒有明確列出的元件或者這些過程、方法、物體或裝置固有的元件。沒有更多限制的情況下，冠以“包括...”的元件并不排除在包括此元件的過程、方法、物體或裝置中存在另外的等同元件。

貫穿本文中對“一個實施例”、“某些實施例”、“實施例”或類似術語的提及是指在結合該實施例描述的特定特征、結構或特性被包含在本發(fā)明的至少一個實施例中。因此，在本說明書中各個地方出現(xiàn)這種短語并不必然都指相同的實施例。此外，這些特定特征、結構或特性可以無限制地以任何適當?shù)姆绞奖唤Y合在一個或多個實施例中。

本文中使用的術語“或”被解釋為是包含性的，或者指任一個或任何組合。因此，“A、B或C”是指如下中的任一者：A；B；C；A和B；A和C；B和C；A、B和C。僅在當各元件、功能、步驟或動作的組合以某種方式固有地排斥的情況下，才發(fā)生對這種定義的例外。

為了描述的簡單和清晰起見，標號在各圖中可能被重復以指示相應或相似的元件。若干細節(jié)被提出以提供對在此描述的實施例的理解?？梢栽跊]有這些細節(jié)的情況下實施這些實施例。在其他實例中，公知的方法、過程和組件沒有被詳細描述，以避免模糊所描述的實施例。本描述不應被認為是對在此所述的實施例的范圍的限制。

在超低功率窄帶接收器應用(其中功耗是替代絕對最小噪聲性能的首要規(guī)格)中，所公開的實施例具有實用性。在此公開的各種代表性實施例將針對給定功耗的RF放大器前端增益單元或增益級的選擇性與效率(效率被定義為針對給定功耗的增益)最大化。另外，可擴展性提供了進一步功率降低的益處，因為系統(tǒng)對于噪聲性能的要求(一般歸因于在存在足夠信號強度的情形下接收器的自動增益控制(AGC)動作)被降低。增益單元具有與其相關聯(lián)的相對高的輸入阻抗、增益、效率、以及差分輸入和差分輸出。如在此所使用的，增益單元可具有多個增益級，并且增益單元可以是跨導增益單元或電壓增益單元。因此，所公開的實施例定義了一種實現(xiàn)方式，該實現(xiàn)方式利用功率可擴展性可以產(chǎn)生最大功率效率和最大選擇性。如將要結合跨導增益單元所描述的，由于跨導可擴展性，即使跨導增益單元的功耗是變化的，也可以獲得跨導增益單元的最大選擇性和最大跨導效率(即每單位電流跨導效率)。如本領域中所理解的，跨導由符號g_m表示，而電壓增益單元中的增益由符號g_v表示。

此概念基于高阻抗節(jié)點的創(chuàng)建，由于此高阻抗節(jié)點處實現(xiàn)的LC諧振，該高阻抗節(jié)點有效地最大化了阻抗匹配的無源電壓增益和選擇性。高阻抗差分節(jié)點是通過使用高Q變換器來驅動中和差分增益單元或增益級來創(chuàng)建的。變換器差分次級繞組處的差分操作結合交叉耦合的雙反饋路徑中和了增益單元的有源器件中的寄生反饋路徑，因此在變換器差分次級繞組和增益單元的有源器件的接口處創(chuàng)建了高阻抗節(jié)點。因此，當與變換器差分次級繞組處或變換器差分次級繞組的電容性元件諧振時，由于有源互補增益級而在變換器的差分次級繞組處加載的阻抗被有效去除。電容性元件可以是變換器差分次級繞組本身的固有寄生電容，或者電容性元件可以是跨接在變化器差分次級繞組的兩端的可變電容器或其他，如圖中所示。

因此，在變換器差分次級繞組處所看到的阻抗實質上由次級繞組的等效寄生分流電阻和變換器的升壓(step-up)匝數(shù)比來定義，然后該阻抗由變換器在給定工藝技術中的Q因子來限制。變換器的等效寄生分流電阻(如圖示，反射回輸入)定義了放大器網(wǎng)絡的輸入處的匹配，因為在次級處使用中和和LC諧振解除了增益單元對放大器的輸入阻抗的影響，并且此等效寄生分流電阻可被稱作變換器的反射阻性寄生效應。變換器差分次級繞組由電容性元件諧振這樣的組合的等效寄生分流電阻具有一定值，該值使得當被減小變換器匝數(shù)比的平方時，其將放大器輸入阻抗的阻性部分設定為理想值。這通過中和來實現(xiàn)，中和確保增益單元的有效輸入阻抗處于如此高的值以至于其不會大幅地加載變換器次級繞組的等效寄生分流電阻。放大器的輸入阻抗因此實質上獨立于增益單元或增益級本身的輸入阻抗。因為此特征，增益單元的增益和功耗可在廣范圍變化，而放大器輸入匹配保持不變。對變換器的精細選擇使得針對放大器的理想輸入阻抗的電壓增益得以控制；對具有最高可能匝數(shù)比的變換器的選擇，與獲得理想的放大器的輸入阻抗一致，實現(xiàn)了最大電壓增益。在寄生電阻被建模為與電感器串聯(lián)的電阻器而非分流電阻器配置的情況中，寄生電阻可以被描述為等效寄生串聯(lián)電阻。

因此，在此所提出的實施例描述了一種放大器，諸如接收器前端LNA或者其他接收器前置放大器，這種放大器具有實質上獨立于增益單元(或增益級)本身輸入阻抗的輸入阻抗。因為此特征，增益單元的增益和功耗可在廣范圍變化，而放大器的輸入匹配保持不變。此特征例如對于自動增益控制(AGC)以及在足夠信號強度情形中功耗的降低是有用的。

關于可以在所公開的實施例中使用的工藝技術，倘若在此描述的增益單元需要相對較高輸入阻抗，場效應晶體管(FET)是有用的。除了互補金屬氧化物半導體(CMOS)技術之外，金屬半導體場效應晶體管(MESFET)、高電子遷移率晶體管(HEMT)、基于絕緣體上硅晶片(SOI)的FET或其他適當半導體處理技術也可以使用。例如，MESFET和HEMT可以實現(xiàn)在砷化鎵(GaAs)或其他合適的化合物中。此外，因為化合物半導體和SOI器件形成絕緣基板，從其形成的輸入變換器將通常比在體材硅上制造的等效變換器具有低損耗(較高Q)。

因此，本文所公開的實施例的有益效果至少包括以下方面：

-高阻抗節(jié)點能夠驅動具有對輸入的電壓放大版本的互補增益單元或增益級(例如，互補CS增益單元)，以針對給定功耗來最大化增益單元的有效跨導，以及降低來源于增益單元的有源器件的有效噪聲貢獻。

-高阻抗節(jié)點允許在變換器的差分次級繞組處的高Q腔，這允許利用LC并聯(lián)諧振條件來最大化濾波選擇性。

-高阻抗節(jié)點允許對增益跨導進行縮放來獲得功耗益處，因為阻抗匹配已經(jīng)在高阻抗節(jié)點的創(chuàng)建中執(zhí)行，并且經(jīng)由中和而與增益單元的有源器件無關。

現(xiàn)在參考圖1，示出了根據(jù)各種實施例的中和信號放大器100，其具有輸入110和輸出160。變換器120具有初級繞組122和差分次級繞組124，初級繞組122耦合到放大器輸入110。該初級繞組可以是單端的或差分的。增益單元140以差分布置的形式被布置為具有差分輸入和差分輸出，差分輸入142被耦合到變換器差分次級繞組124，并且差分輸出144被耦合到放大器輸出160。此外，中和元件150耦合到增益單元差分輸出144并且交叉耦合到變換器差分次級繞組124。如在圖2-圖4中所示，中和元件150可以使用電容器、電感器或變換器來實現(xiàn)；有許多中和方案可被采用在所公開的實施例中。電容性元件130耦合到變換器差分次級繞組124的兩端，可運作以在被耦合到變換器差分次級繞組的高阻抗差分節(jié)點135處產(chǎn)生高差分阻抗，如圖所示。如前面所述，電容性元件130可以是如圖所示與變換器次級繞組124分開的電容器；替代地，變換器差分次級繞組124的寄生電容可以提供電容性元件130的功能。電容性元件130可以是單個電容器、可變電容器、可開關(switchable)電容器組或者具有電容特性的其他元件。

如在圖2的中和信號放大器的框圖中所示，根據(jù)增益單元是跨導增益或“g_m”單元的示例實現(xiàn)方式，具有分流LC諧振的高阻抗差分節(jié)點135通過變換器120’的升壓巴倫變換器動作提供的LC阻抗擴展的組合而被創(chuàng)建。中和通過雙交叉耦合的反饋路徑145來實現(xiàn)，反饋路徑145耦合到差分跨導增益單元140’，增益單元140’以符號g_m表示，如圖所示。由于差分次級繞組124’的電感器和電容性元件130在節(jié)點135處實施的LC諧振，高阻抗節(jié)點135最大化無源電壓增益和選擇性。低阻抗接收器鏈可以被耦合到差分輸出144，如圖所示。

如所描述的，高阻抗差分節(jié)點135由驅動中和差分跨導增益單元140’(可擴展互補跨導增益單元)的升壓巴倫變換器120’(高Q變換器)來創(chuàng)建。變換器差分次級繞組124’處的差分操作結合交叉耦合的雙反饋路徑145中和了跨導增益單元140’的有源器件中的寄生反饋路徑，因此在變換器差分次級繞組124’和跨導增益單元140’的有源器件的接口處創(chuàng)建了高阻抗節(jié)點135。當與差分次級繞組124’處的電容器元件130’(在本實施例中被示出為可變電容性元件)諧振時，由于有源互補跨導增益單元而在巴倫變換器差分次級繞組124’處加載的阻抗被有效去除。因此，差分次級繞組124’處的阻抗由變換器120’的升壓匝數(shù)比和次級繞組的等效電阻驅動，其阻抗然后本質上由變換器124’在給定工藝技術中的Q因子限制。在本實施例中，變換器的等效寄生分流電阻(如圖示，反射回輸入)是變換器的反射阻性寄生效應并且定義了放大器100的輸入110處的匹配，這是因為在差分次級繞組124’處的LC諧振和中和的利用解除了跨導增益單元對放大器100的輸入阻抗的影響。

接收器的操作頻率處的阻抗匹配通過如圖1和2所示噪聲阻抗匹配元件112、升壓變換器120’(Q和匝數(shù)比)以及差分次級繞組124’處的可編程腔諧振的適當設計來實現(xiàn)。雖然圖2的噪聲阻抗匹配元件112以所示的布置示出了電感器和電容器，但是可以預期到噪聲阻抗匹配的許多不同的配置。此阻抗匹配(或者阻抗升高)可以完全通過巴倫變換器120’的特定設計參數(shù)來實現(xiàn)。明確的并且額外的阻抗匹配網(wǎng)絡112可以是具體實現(xiàn)方式并且可以執(zhí)行阻抗變換的一部分，但是不要求執(zhí)行在此描述的阻抗變換的任何部分。

如前所述，存在可以被采用的各種中和方案。作為圖2中由耦合到增益單元差分輸出144并交叉耦合到變換器差分次級繞組124’的中和電容器150’提供的電容性中和方案的替代，圖3和圖4分別示出了抽頭式電感器中和方案和變換器中和方案?，F(xiàn)在參考圖3，變換器中和元件150”的中心抽頭式初級繞組152具有額外的反饋抽頭154，反饋抽頭154在交叉耦合的反饋路徑145”中交叉耦合回輸入變換器120的差分次級繞組124，從而提供抽頭式電感中和。在圖4中，輸出變換器用作中和信號放大器中的中和元件150”。三股纏繞的輸出變換器150”’具有繞組156，繞組156也在交叉耦合的反饋路徑145”’中交叉耦合回輸出變換器120的差分次級繞組，從而提供如圖所示的變換器中和。

雖然圖1-4中示出了采用分立的阻抗匹配、變換器和電容元件的各種實施例，但是這些功能可以可選擇性地用耦合到中和信號放大器的輸入、增益單元的(一個或多個)輸入、并且交叉耦合到中和元件的阻抗變換元件來替代。現(xiàn)在參考圖5，示出了具有阻抗變換元件170的這樣的中和信號放大器的框圖。圖1的噪聲阻抗匹配元件112、具有差分次級繞組的變換器120以及電容性元件130可以例如由圖5的阻抗變換元件170替代。因此，例如，圖2的例如明確的電容器130’變得與噪聲阻抗匹配元件112和巴倫變換器120’一起嵌入阻抗變換元件170的阻抗變換網(wǎng)絡。在放大器輸入是差分的實施例中，輸入110處的單個IN引腳可以用IN+和IN-來替代，并且公共節(jié)點可以被去除。

阻抗變換元件170內元件的各自配置可以如圖5所示，或者以其他方式配置，只要阻抗變換元件170能進行操作以將放大器輸入110的輸入阻抗在其輸出處(高阻抗差分節(jié)點135處)變換到高阻抗即可。在特定實現(xiàn)方式中，通過適當選擇電感性和電容性元件來對阻抗變換元件170的結構在頻率上進行調諧，以使得在理想頻率實現(xiàn)諧振。另外，電容性和電感性元件可以被選擇以使得電壓增益被最大化并且在兩個差分輸出135間“平衡”，同時通過阻抗匹配元件170的匹配元件的寄生電阻在放大器的輸入處的反映(即阻抗匹配元件170的反射電容寄生效應)，輸入阻抗匹配狀態(tài)被維持。然而，在差分節(jié)點135處實現(xiàn)的LC諧振一定程度上被這種方法折中，使得濾波不那么高效。因此，所公開的實施例的某些方面和特征在下面編號的條目中被提出：

1.一種中和信號放大器，該信號放大器具有輸入和輸出，包括：

變換器，具有初級繞組和差分次級繞組，初級繞組耦合到放大器的輸入；

可擴展跨導增益單元，具有差分輸入和差分輸出，差分輸入耦合到變換器的差分次級繞組，并且差分輸出耦合到放大器的輸出；

中和電容器，耦合到增益單元的差分輸出，并且交叉耦合到變換器的差分次級繞組；以及

電容性元件，耦合到變換器的差分次級繞組的兩端，其中，中和電容器和電容性元件到差分次級繞組的耦合使得變換器的反射阻性寄生效應實質上決定中和信號放大器的輸入阻抗。

2.根據(jù)條目1所述的中和信號放大器，其中，變換器的初級繞組是單端的。

3.根據(jù)條目1所述的中和信號放大器，其中，變換器是巴倫變換器，并且變換器的差分次級繞組是巴倫變換器差分次級繞組。

4.根據(jù)條目1所述的中和信號放大器，其中，變換器的初級繞組是差分的。

5.根據(jù)條目1所述的中和信號放大器，其中，變換器的差分次級繞組由電容性元件諧振的組合的等效寄生分流電阻具有一定值，該值使得當被減小變換器的變換器匝數(shù)比的平方時，等效寄生分流電阻將中和信號放大器的輸入阻抗的阻性部分設定為理想值。

6.根據(jù)條目1所述的中和信號放大器，其中，當跨導增益單元的功耗變化時，跨導增益單元的最大跨導效率和最大頻率選擇性被維持。

7.根據(jù)條目1所述的中和信號放大器，其中，電容性元件是可變電容器。

8.根據(jù)條目1所述的中和信號放大器，其中，中和電容器被耦合到跨導增益單元的差分輸出并且交叉耦合到變換器的差分次級繞組，并且電容性元件被耦合到變換器的差分次級繞組的兩端的高阻抗差分節(jié)點處。

9.一種中和信號放大器，該信號放大器具有輸入和輸出，包括：

變換器，具有初級繞組和差分次級繞組，初級繞組耦合到放大器的輸入；

增益單元，具有差分輸入和差分輸出，差分輸入耦合到變換器的差分次級繞組，并且差分輸出耦合到放大器的輸出；

中和元件，耦合到增益單元的差分輸出，并且交叉耦合到變換器的差分次級繞組；以及

電容性元件，處于變換器的差分次級繞組處，其中，中和元件和電容性元件到差分次級繞組的耦合使得變換器的反射阻性寄生效應實質上決定中和信號放大器的輸入阻抗。

10.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，變換器的初級繞組是單端的。

11.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，變換器是巴倫變換器，并且變換器的差分次級繞組是巴倫變換器差分次級繞組。

12.根據(jù)條目8所述的中和信號放大器，其中，變換器的初級繞組是差分的。

13.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，變換器的差分次級繞組由電容性元件諧振的組合的等效寄生分流電阻具有一定值，該值使得當被減小變換器的變換器匝數(shù)比的平方時，等效寄生分流電阻將中和信號放大器的輸入阻抗的阻性部分設定為理想值。

14.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，當增益單元的功耗變化時，增益單元的最大效率和最大頻率選擇性被維持。

15.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，增益單元是跨導增益單元或電壓增益單元。

16.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，中和元件包括中和電容器，中和電容器耦合到增益單元的差分輸出并且交叉耦合到變換器的差分次級繞組。

17.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，中和元件包括輸出變換器，輸出變換器耦合到增益單元的差分輸出，并且其中輸出變換器的中心抽頭式初級繞組的反饋抽頭被交叉耦合到變換器的差分次級繞組。

18.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，中和元件包括輸出變換器，輸出變換器耦合到增益單元的差分輸出，并且輸出變換器是三股纏繞式輸出變換器，其被交叉耦合到變換器的差分次級繞組。

19.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，中和元件被耦合到增益單元的差分輸出并且交叉耦合到變換器的差分次級繞組，并且電容性元件被耦合到變換器的差分次級繞組的兩端的高阻抗差分節(jié)點處。

20.根據(jù)條目9所述的中和信號放大器，其中，電容性元件是變換器的差分次級繞組的寄生電容和耦合到變換器的差分次級繞組兩端的電容器中的一者或多者。

21.一種中和信號放大器，該信號放大器具有輸入和輸出，包括：

阻抗變換元件，耦合到放大器的輸入并且具有差分輸出；

增益單元，具有差分輸入和差分輸出，差分輸入耦合到阻抗變換元件的差分輸出，并且差分輸出耦合到所述放大器的輸出；

中和元件，耦合到增益單元的差分輸出，并且交叉耦合到阻抗變換元件的差分輸出，其中，中和元件到阻抗變換元件的差分輸出的耦合使得中和信號放大器的輸入阻抗實質上由阻抗變換元件的反射阻性寄生效應決定。

已經(jīng)詳細地描述的各種代表性實施例已經(jīng)通過示例的方式(并非限制的方式)呈現(xiàn)。本領域技術人員應當理解可以對所描述的實施例的形式和細節(jié)方面做出各種改變，從而得出等同實施例，這些等同實施例仍落入所附權利要求的范圍。