本發(fā)明屬于MEMS汽車傳感器技術領域，具體涉及一種用于壓力傳感器的溫度補償技術。

背景技術：

汽車用MEMS壓力傳感器由于其溫度的非線性需要基于當前溫度對壓力數(shù)據(jù)進行補償,線性溫度傳感器在汽車壓力傳感器中應用時,主要存在如下問題：

一是應用場合工作溫度寬,片上集成的溫度傳感器很難在整個范圍內(nèi)保持數(shù)據(jù)準確，導致在極高或極低溫度時測量誤差過大，根據(jù)不同應用，會引起汽車對進氣量或者油壓檢測的錯誤，進而產(chǎn)生積碳、死火、動力下降或者剎車失靈等問題；

二是應用場合要求不斷降低功耗，本設計通過與壓力傳感器協(xié)同設計，使壓力傳感器和溫度傳感器共享某些模塊，降低了整體的功耗；

三是車用壓力傳感器對其中解調(diào)電路的成本要求很苛刻，需要溫度傳感器的面積不斷降低；

四是應用場合需要溫度傳感器響應速度提高。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明未解決背景技術中存在的問題，提出一種用于壓力傳感器的溫度補償電路及其模擬結果的量化方法及其溫度傳感器工作方法。

技術方案：

本發(fā)明公開了一種用于壓力傳感器的溫度補償電路，它包括溫度傳感器、信號積分模塊、算法A/D模塊、數(shù)字信號處理模塊，溫度傳感器的第一輸入端接信號積分模塊的輸出，溫度傳感器的第二輸入端接電源地，根據(jù)整體模塊是在進行一階IncrementalΣ△ADC的操作還是在進行量化噪聲的重采樣決定溫度傳感器的輸入選擇信號積分模塊的輸出還是電源地；溫度傳感器的輸出連接信號積分模塊的輸入，所述溫度傳感器包含開關和器件動態(tài)匹配模塊；信號積分模塊的輸出一方面連接溫度傳感器的輸入，另一方面連接算法A/D模塊的輸入；算法A/D模塊的輸出一方面連接數(shù)字信號處理模塊的輸入，另一方面反饋至算法A/D模塊的求和模塊，通過算法A/D模塊進行模擬信號的量化；數(shù)字信號處理模塊輸出信號，數(shù)字信號處理模塊實現(xiàn)三方面功能：一是控制溫度傳感器中的開關和器件動態(tài)匹配模塊的工作，利用斬波和器件動態(tài)匹配技術降低了溫度參考電壓的失調(diào)誤差、失調(diào)誤差的溫漂、低頻閃爍噪聲和器件間的失配誤差；二是控制信號積分模塊中相關雙采樣的時序，使用相關雙采樣技術降低了反饋電壓共模變化對輸出差模信號的影響；三是控制溫度傳感器的輸入選擇，存儲算法A/D模塊的輸出，實現(xiàn)對一階∑△ADC殘余量化噪聲重新采樣的操作，可以在保持較高整體精度的同時極大的降低抽取率，從而縮短溫度傳感器的響應時間。

優(yōu)選的，所述溫度傳感器包括兩個比例恒流源、開關和器件動態(tài)匹配模塊、兩個比例PNP晶體管、兩個反饋開關，溫度傳感器的第一輸入端分別連接兩個比例恒流源；兩個比例恒流源經(jīng)過開關和器件動態(tài)匹配模塊連接于兩個比例PNP晶體管的激勵端，實現(xiàn)根據(jù)反饋的信號輸出正溫度系數(shù)電壓或者負溫度系數(shù)電壓的功能；開關和器件動態(tài)匹配模塊通過動態(tài)隨機選擇電流流過的路徑，降低溫度參考電壓的失調(diào)誤差、失調(diào)誤差的溫漂、低頻閃爍噪聲和器件間的失配誤差；開關和器件動態(tài)匹配模塊還包括三個輸入端，分別為第i個時鐘周期結束時算法A/D模塊的數(shù)字輸出D_i、第一相位φ₁、第二相位φ₂；所述兩個反饋開關分別連接在兩個比例PNP晶體管的發(fā)射極和集電極之間；兩個比例PNP晶體管的基極和集電極均接于電源地。

優(yōu)選的，所述信號積分模塊包括順次連接的采樣保持模塊、求和模塊、倍增模塊、積分模塊。

優(yōu)選的，所述信號積分模塊的具體電路包括采樣電容、反饋電容、運放電路，采樣電容為四個，每組兩個以并聯(lián)形式接于溫度傳感器的輸出與運放電路的輸入之間，在每組中的一個支路上連接采樣開關；反饋電容為兩個，分別連接在運放電路的正輸入與負輸出、負輸入與正輸出之間；其中：采樣電容配合采樣開關構成所述采樣保持模塊；采樣電荷與反饋電荷在采樣電容上極板的相加構成所述求和模塊；反饋電容配合運放電路共同構成所述倍增模塊和積分模塊。

優(yōu)選的，所述算法A/D模塊采用雙閾值比較器構成，重采樣時，比較器的輸入失調(diào)電壓不會被∑△ADC調(diào)制，而是直接影響輸出結果，所以采用雙閾值比較器構成算法A/D模塊來降低比較器對精度的影響。

本發(fā)明還公開了一種用于壓力傳感器的溫度補償電路模擬結果的量化方法，它在溫度傳感器、信號積分模塊、算法A/D模塊、數(shù)字信號處理模塊復位的頭N個周期使溫度傳感器的轉(zhuǎn)換器工作在一階∑△ADC采樣的模式，N個周期后由算法A/D模塊進行采樣；以此來提高整體轉(zhuǎn)換速率，同時保證精度，兩種模式的切換通過溫度傳感器中的MUX以及時序控制實現(xiàn)。

優(yōu)選的，它包括以下步驟：

步驟一：溫度傳感器、信號積分模塊、算法A/D模塊、數(shù)字信號處理模塊復位，將溫度傳感器的輸入選擇為第一輸入端，即信號積分模塊的輸出送給溫度傳感器的輸入；當溫度傳感器的轉(zhuǎn)換器工作在頭N個周期結束時，積分模塊的輸出電壓V_N為：

$V_N=V_0+\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(1\right)$

其中：Vin為輸入電壓，V₀為開始轉(zhuǎn)換前的復位相的積分模塊的輸出電壓，Vref為溫度傳感器反饋的參考電壓，D_i為第i個時鐘周期結束時算法A/D模塊的數(shù)字輸出，K為倍增模塊的增益，N為積分周期；

在復位相令V₀＝0，D₀＝0，則：

$V_N=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N-1}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(2\right)$

在第N+1個周期時，令采樣相的輸入電壓Vin為零，由式(2)可得：

$V_{N+1}=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(3\right)$

所以：

$\frac{Vin}{Vref}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(4\right)$

由式(4)可知，N個周期的數(shù)字輸出的算術平均值用來表示輸入電壓Vin的大小，誤差為：

$\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(5\right);$

步驟二：對N個周期后的量化誤差V_N+1用算法A/D模塊繼續(xù)采樣，對殘余量化噪聲V_N+1重新采樣，可以在保持較高整體精度的同時極大的降低抽取率，從而縮短溫度傳感器的響應時間；由式(5)可見，倍增模塊的增益K越高，積分周期數(shù)N越多，最終的誤差越小，而倍增模塊(11)增益由于影響輸入動態(tài)范圍，所以可調(diào)的空間不大；而如果單純依靠提高積分周期N來提高分辨率，那么要達到nbit的精度，積分周期至少要等于N＝2^nbit+1，這對于10bit以上的分辨率要求是不可接受的，所以，本發(fā)明對N周期后的量化誤差V_N+1繼續(xù)用算法A/D模塊采樣，來進一步減小量化誤差；

步驟三：在數(shù)字信號處理模塊中將步驟二得到的結果拼接到步驟一結果的低位。

優(yōu)選的，數(shù)字信號處理模塊中的采樣電容容抗為C_S，反饋電容容抗為C_i，倍增模塊的增益K＝C_s/C_i。

本發(fā)明還公開了一種用于壓力傳感器的溫度補償電路的溫度傳感器工作方法，它包括以下步驟：

步驟一：一階Σ△ADC采樣：

反饋電壓為+Vref和-Vref的情況下，如式(3)所示：

$V_{N+1}=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(3\right)$

其中：Vin為輸入電壓，Vref為溫度傳感器反饋的參考電壓，D_i為第i個時鐘周期結束時算法A/D模塊的數(shù)字輸出，K為倍增模塊的增益，N為積分周期；

所以：

$\frac{Vin}{Vref}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(4\right)$

令D_i為1時，D_i*Vref＝Vbe，D_i為0時，D_i*Vref＝-aΔVbe，Vbe為兩個比例PNP晶體管(7)的基極與發(fā)射極電壓，那么：

$\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\·Vref=P\·Vbe-(N-P)\·a\·\mathrm{\Δ}Vbe---\left(6\right)$

其中：P為N個周期里D_i為正的個數(shù)，把式(6)帶入式(4)可得：

$Vin=\frac{P\·Vbe-(N-P)\·a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·N}---\left(7\right)$

令Vin＝1，則由式(7)可得：

$\frac{a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe}=\frac{P}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·N\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}---\left(8\right)$

其中：是正比于溫度的電壓值，是溫度的數(shù)字表示，誤差為：

$\frac{V_{N+1}}{K\·N\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}---\left(9\right)$

此時，形成帶隙基準中運放的輸入失調(diào)已經(jīng)不會直接影響測量結果，而只會影響溫度傳感器中兩個比例恒流源Ibias、n*Ibias的大??；使用開關和器件動態(tài)匹配模塊將，通過最終的求和取平均來消除電流失配的影響；和傳統(tǒng)的結構相比，由于比較器輸出D_i的值不同，反饋回的參考電壓的值是不一樣的，所以會引起不同數(shù)字輸出，運放的輸入共模電壓也不同的現(xiàn)象，當共模抑制比不夠高的情況下，共模的抖動會變?yōu)椴钅Ｐ盘枺捎诓煌答佭@個差模信號都不同，會使測試結果變差很多。所以，我們先用第一相位φ₁相把輸入共模采下來，在第二相位φ₂時，運放的輸入共模就依然是φ₁相確定的值；

步驟二：量化噪聲重采樣：

如式(9)所示，量化噪聲依然很大，在N+2周期時，把信號積分模塊的輸出V_N+1通過開關和器件動態(tài)匹配模塊連接到算法A/D模塊的采樣保持電路上，在第N+M+1周期結束時，信號積分模塊的輸出電壓為：

$V_{N+M+1}=V_{N+1}\·{(1+K)}^M-K\·Vref\·\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}\[D_{N+j}\·{(1+K)}^{M-j}\]---\left(10\right)$

令后M各周期反饋的電壓為Vbe+a·ΔVbe，則由式(10)可得：

$\frac{V_{N+1}}{K\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}=\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}\[D_{N+j}\·{(1+K)}^{-j}\]+\frac{V_{N+M+1}}{K\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)\·{(1+K)}^M}---\left(11\right)$

選擇K＝1，把式(11)帶入式(8)可得：

$\frac{a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe}=\frac{P}{N}+\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}(D_{N+j}\·2^{-j})}{N}+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{rCM}}{N}+\frac{V_{N+M+1}}{(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)\·N\·2^M}---\left(12\right)$

其中：為電容失配引起的誤差，為重采樣后最終殘余的量化誤差，與式(9)相比，量化誤差減為之前的對于10bit的應用，我們可以選擇N＝2⁶＝32,M＝5，一共需要38個周期，相比之前的2¹¹＝2048個周期，縮短相當明顯，而硬件成本基本沒有增加；同時，在式(12)中，隨著量化噪聲的減小，電容失配和比較器輸入失調(diào)電壓引入的誤差開始變得明顯，集成電路上的電容匹配可以做到0.1％，且這個誤差還要被N除，所以電容失配的誤差可以足夠小，算法A/D模塊采用1.5bit的雙閾值比較器來減小比較器輸入失調(diào)電壓。

優(yōu)選的，數(shù)字信號處理模塊中的采樣電容容抗為C_S，反饋電容容抗為C_i，倍增模塊的增益K＝C_s/C_i。

本發(fā)明的有益效果

本發(fā)明由于采用了上述結構，與現(xiàn)有技術相比，具有的有益效果是：本文所提技術極大拓寬了工作溫度范圍，較好的控制了功耗，降低了成本，綜合了∑△A/D轉(zhuǎn)換器精度高和算法A/D轉(zhuǎn)換器計算速度快的優(yōu)點。

附圖說明

圖1為溫度補償電路的整體結構圖

圖2為溫度傳感器的電路圖

圖3為信號積分模塊的組成子模塊

圖4為信號積分模塊的電路圖

具體實施方式

下面結合實施例對本發(fā)明作進一步說明，但本發(fā)明的保護范圍不限于此：

實施例1，結合圖1，一種用于壓力傳感器的溫度補償電路，它包括溫度傳感器(1)、信號積分模塊(2)、算法A/D模塊(3)、數(shù)字信號處理模塊(4)，溫度傳感器(1)的第一輸入端接信號積分模塊(2)的輸出，溫度傳感器(1)的第二輸入端接電源地，根據(jù)整體模塊是在進行一階IncrementalΣ△ADC的操作還是在進行量化噪聲的重采樣決定溫度傳感器(1)的輸入選擇信號積分模塊(2)的輸出還是電源地；溫度傳感器(1)的輸出連接信號積分模塊(2)的輸入，所述溫度傳感器(1)包含開關和器件動態(tài)匹配模塊(6)；信號積分模塊(2)的輸出一方面連接溫度傳感器(1)的輸入，另一方面連接算法A/D模塊(3)的輸入；算法A/D模塊(3)的輸出一方面連接數(shù)字信號處理模塊(4)的輸入，另一方面反饋至算法A/D模塊(3)的求和模塊(10)，通過算法A/D模塊(3)進行模擬信號的量化；數(shù)字信號處理模塊(4)輸出信號，數(shù)字信號處理模塊(4)實現(xiàn)三方面功能：一是控制溫度傳感器(1)中的開關和器件動態(tài)匹配模塊(6)的工作，利用斬波和器件動態(tài)匹配技術降低了溫度參考電壓的失調(diào)誤差、失調(diào)誤差的溫漂、低頻閃爍噪聲和器件間的失配誤差；二是控制信號積分模塊(2)中相關雙采樣的時序，使用相關雙采樣技術降低了反饋電壓共模變化對輸出差模信號的影響；三是控制溫度傳感器(1)的輸入選擇，存儲算法A/D模塊(3)的輸出，實現(xiàn)對一階∑△ADC殘余量化噪聲重新采樣的操作，可以在保持較高整體精度的同時極大的降低抽取率，從而縮短溫度傳感器的響應時間。

實施例2：結合圖2，如實施例1所述的一種用于壓力傳感器的溫度補償電路，所述溫度傳感器(1)包括兩個比例恒流源(5)、開關和器件動態(tài)匹配模塊(6)、兩個比例PNP晶體管(7)、兩個反饋開關(8)，溫度傳感器(1)的第一輸入端分別連接兩個比例恒流源(5)；兩個比例恒流源(5)經(jīng)過開關和器件動態(tài)匹配模塊(6)連接于兩個比例PNP晶體管(7)的激勵端，實現(xiàn)根據(jù)反饋的信號輸出正溫度系數(shù)電壓或者負溫度系數(shù)電壓的功能；開關和器件動態(tài)匹配模塊(6)通過動態(tài)隨機選擇電流流過的路徑，降低溫度參考電壓的失調(diào)誤差、失調(diào)誤差的溫漂、低頻閃爍噪聲和器件間的失配誤差；開關和器件動態(tài)匹配模塊(6)還包括三個輸入端，分別為第i個時鐘周期結束時算法A/D模塊(3)的數(shù)字輸出D_i、第一相位φ₁、第二相位φ₂；所述兩個反饋開關(8)分別連接在兩個比例PNP晶體管(7)的發(fā)射極和集電極之間；兩個比例PNP晶體管(7)的基極和集電極均接于電源地。

實施例3：結合圖3，如實施例1所述的一種用于壓力傳感器的溫度補償電路，所述信號積分模塊(2)包括順次連接的采樣保持模塊(9)、求和模塊(10)、倍增模塊(11)、積分模塊(12)。

實施例4：結合圖4，如實施例3所述的一種用于壓力傳感器的溫度補償電路，所述信號積分模塊(2)的具體電路包括采樣電容(13)、反饋電容(14)、運放電路(15)，采樣電容(13)為四個，每組兩個以并聯(lián)形式接于溫度傳感器(1)的輸出與運放電路(15)的輸入之間，在每組中的一個支路上連接采樣開關；反饋電容(14)為兩個，分別連接在運放電路(15)的正輸入與負輸出、負輸入與正輸出之間；其中：采樣電容(13)配合采樣開關構成所述采樣保持模塊(9)；采樣電荷與反饋電荷在采樣電容(13)上極板的相加構成所述求和模塊(10)；反饋電容(14)配合運放電路(15)共同構成所述倍增模塊(11)和積分模塊(12)。

實施例5：如實施例1所述的一種用于壓力傳感器的溫度補償電路，所述算法A/D模塊(3)采用雙閾值比較器構成，重采樣時，比較器的輸入失調(diào)電壓不會被∑△ADC調(diào)制，而是直接影響輸出結果，所以采用雙閾值比較器構成算法A/D模塊(3)來降低比較器對精度的影響。

實施例6：一種用于壓力傳感器的溫度補償電路模擬結果的量化方法，它在溫度傳感器(1)、信號積分模塊(2)、算法A/D模塊(3)、數(shù)字信號處理模塊(4)復位的頭N個周期使溫度傳感器(1)的轉(zhuǎn)換器工作在一階∑△ADC采樣的模式，N個周期后由算法A/D模塊(3)進行采樣；以此來提高整體轉(zhuǎn)換速率，同時保證精度，兩種模式的切換通過溫度傳感器(1)中的MUX以及時序控制實現(xiàn)。

本發(fā)明的整個系統(tǒng)從功能上大體可以分為兩部分：一是實現(xiàn)溫度探測，二是實現(xiàn)模擬結果的量化。溫度傳感器一般使用中等精度，如10bit，為了節(jié)省面積，傳統(tǒng)的溫度傳感器一般使用一階Incremental∑△ADC，即用較高的過采樣率再配合量化噪聲整形技術降低帶內(nèi)的量化噪聲以及熱噪聲。缺點是抽取率很高，即得到一個數(shù)所需要的周期數(shù)很多，如使用一階∑△ADC，想要得到10bit分辨率所需要的采樣周期數(shù)至少為2¹¹，而且每提高一位分辨率，采樣周期就要加倍，雖然可以使用多階∑△ADC來降低抽取率，但代價是需要額外的積分器，也就意味著面積和功耗的成倍增加。當然，也可以通過提高系統(tǒng)時鐘來減少出一個數(shù)所消耗的時間，但較高的采樣頻率會加大電路設計難度以及功耗。

實施例7：如實施例6所述的一種用于壓力傳感器的溫度補償電路模擬結果的量化方法，它包括以下步驟：

步驟一：溫度傳感器(1)、信號積分模塊(2)、算法A/D模塊(3)、數(shù)字信號處理模塊(4)復位，將溫度傳感器(1)的輸入選擇為第一輸入端，即信號積分模塊(2)的輸出送給溫度傳感器(1)的輸入；當溫度傳感器(1)的轉(zhuǎn)換器工作在頭N個周期結束時，積分模塊(12)的輸出電壓V_N為：

$V_N=V_0+\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(1\right)$

其中：Vin為輸入電壓，V₀為開始轉(zhuǎn)換前的復位相的積分模塊(12)的輸出電壓，Vref為溫度傳感器(1)反饋的參考電壓，D_i為第i個時鐘周期結束時算法A/D模塊(3)的數(shù)字輸出，K為倍增模塊(11)的增益，N為積分周期；

在復位相令V₀＝0，D₀＝0，則：

$V_N=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N-1}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(2\right)$

在第N+1個周期時，令采樣相的輸入電壓Vin為零，由式(2)可得：

$V_{N+1}=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(3\right)$

所以：

$\frac{Vin}{Vref}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(4\right)$

由式(4)可知，N個周期的數(shù)字輸出的算術平均值用來表示輸入電壓Vin的大小，誤差為：

$\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(5\right);$

步驟二：對N個周期后的量化誤差V_N+1用算法A/D模塊(3)繼續(xù)采樣，對殘余量化噪聲V_N+1重新采樣，可以在保持較高整體精度的同時極大的降低抽取率，從而縮短溫度傳感器的響應時間；由式(5)可見，倍增模塊(11)的增益K越高，積分周期數(shù)N越多，最終的誤差越小，而倍增模塊(11)增益由于影響輸入動態(tài)范圍，所以可調(diào)的空間不大；而如果單純依靠提高積分周期N來提高分辨率，那么要達到nbit的精度，積分周期至少要等于N＝2^nbit+1，這對于10bit以上的分辨率要求是不可接受的，所以，本發(fā)明對N周期后的量化誤差V_N+1繼續(xù)用算法A/D模塊(3)采樣，來進一步減小量化誤差；

步驟三：在數(shù)字信號處理模塊(4)中將步驟二得到的結果拼接到步驟一結果的低位。

實施例8：如實施例7所述的一種用于壓力傳感器的溫度補償電路模擬結果的量化方法，數(shù)字信號處理模塊(4)中的采樣電容(13)容抗為C_S，反饋電容(14)容抗為C_i，倍增模塊(11)的增益K＝C_s/C_i。

溫度傳感器一般是選一個和溫度成比例變化的電壓信號作為A/D的輸入，通過測量這個電壓來推算現(xiàn)在的溫度。一般選用兩個襯底PNP管的Vbe電壓差作為測溫信號，因為ΔVbe＝Vtln(n)是一個與溫度成理想線性的電壓信號，盡管如此，由于A/D轉(zhuǎn)換器的輸出約等于輸入電壓與一個參考電壓的比值，而要想讓A/D的輸出也和溫度成理想線性關系，那么這個參考電壓信號就要隨溫度一點不變，這在芯片上是很難實現(xiàn)的，雖然帶隙基準電壓隨溫度變化很小，但由于襯底PNP管有限的電流增益、飽和電流Is絕對值變化和溫度的非線性、基極寄生串聯(lián)電阻、電阻絕對值變化和相對失配、組成帶隙基準的運放的輸入失調(diào)電壓和失調(diào)電壓溫漂以及溫度高階分量造成的曲率，使得想要得到一個和溫度無關的電壓非常困難，而在這眾多影響因素中，運放的失調(diào)和曲率又是對最終結果的非線性影響最大的兩個，所以，我們采用圖2所示的結構，避免在模擬域中的加減法運算，使得運放失調(diào)不會出現(xiàn)在最終結果里。而曲率我們通過使用常用的提供一個稍微成正溫度系數(shù)的參考電壓來把曲率校正到足夠小，上述所提影響因素的絕對值變化會影響曲率校正的效果，所以，還是要盡量減小絕對值的變化，首當其沖是運放輸入失調(diào)，這里我們采用斬波(chopper)技術來消除運放輸入失調(diào)的影響。

實施例9：一種用于壓力傳感器的溫度補償電路的溫度傳感器工作方法，它包括以下步驟：

步驟一：一階Σ△ADC采樣：

反饋電壓為+Vref和-Vref的情況下，如式(3)所示：

$V_{N+1}=\[N\·Vin-Vref\·\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\right)\]\·K---\left(3\right)$

其中：Vin為輸入電壓，Vref為溫度傳感器(1)反饋的參考電壓，D_i為第i個時鐘周期結束時算法A/D模塊(3)的數(shù)字輸出，K為倍增模塊(11)的增益，N為積分周期；

所以：

$\frac{Vin}{Vref}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·Vref\·N}---\left(4\right)$

令D_i為1時，D_i*Vref＝Vbe，D_i為0時，D_i*Vref＝-aΔVbe，Vbe為兩個比例PNP晶體管(7)的基極與發(fā)射極電壓，對于系數(shù)a，結合圖2，當D_i為0時，兩個反饋開關(8)保持斷開，第一相位φ₁的時候，Vref為-ΔVbe；第二相位φ₂的時候，通過調(diào)整開關和器件動態(tài)匹配模塊(6)使得Vref為ΔVbe；結合圖4，通過求解兩相電荷守恒方程，推出a＝2*(m+1)(先不考慮積分增益)，通過調(diào)整m使得溫度傳感器的溫度特性曲線接近線性；

那么：

$\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{D}_i\·Vref=P\·Vbe-(N-P)\·a\·\mathrm{\Δ}Vbe---\left(6\right)$

其中：P為N個周期里D_i為正的個數(shù)，把式(6)帶入式(4)可得：

$Vin=\frac{P\·Vbe-(N-P)\·a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·N}---\left(7\right)$

令Vin＝1，則由式(7)可得：

$\frac{a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe}=\frac{P}{N}+\frac{V_{N+1}}{K\·N\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}---\left(8\right)$

其中：是正比于溫度的電壓值，是溫度的數(shù)字表示，誤差為：

$\frac{V_{N+1}}{K\·N\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}---\left(9\right)$

此時，形成帶隙基準中運放的輸入失調(diào)已經(jīng)不會直接影響測量結果，而只會影響溫度傳感器(1)中兩個比例恒流源(5)Ibias、n*Ibias的大??；使用開關和器件動態(tài)匹配模塊(6)將，通過最終的求和取平均來消除電流失配的影響；和傳統(tǒng)的結構相比，由于比較器輸出D_i的值不同，反饋回的參考電壓的值是不一樣的，所以會引起不同數(shù)字輸出，運放的輸入共模電壓也不同的現(xiàn)象，當共模抑制比不夠高的情況下，共模的抖動會變?yōu)椴钅Ｐ盘?，由于不同反饋這個差模信號都不同，會使測試結果變差很多。所以，我們先用第一相位φ₁相把輸入共模采下來，在第二相位φ₂時，運放的輸入共模就依然是φ₁相確定的值；

步驟二：量化噪聲重采樣：

如式(9)所示，量化噪聲依然很大，在N+2周期時，把信號積分模塊(2)的輸出V_N+1通過開關和器件動態(tài)匹配模塊(6)連接到算法A/D模塊(3)的采樣保持電路上，在第N+M+1周期結束時，信號積分模塊(2)的輸出電壓為：

$V_{N+M+1}=V_{N+1}\·{(1+K)}^M-K\·Vref\·\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}\[D_{N+j}\·{(1+K)}^{M-j}\]---\left(10\right)$

令后M各周期反饋的電壓為Vbe+a·ΔVbe，則由式(10)可得：

$\frac{V_{N+1}}{K\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)}=\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}\[D_{N+j}\·{(1+K)}^{-j}\]+\frac{V_{N+M+1}}{K\·(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)\·{(1+K)}^M}---\left(11\right)$

選擇K＝1，把式(11)帶入式(8)可得：

$\frac{a\·\mathrm{\Δ}Vbe}{Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe}=\frac{P}{N}+\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\Σ}}(D_{N+j}\·2^{-j})}{N}+\frac{{\mathrm{\ϵ}}_{rCM}}{N}+\frac{V_{N+M+1}}{(Vbe+a\·\mathrm{\Δ}Vbe)\·N\·2^M}---\left(12\right)$

其中：為電容失配引起的誤差，為重采樣后最終殘余的量化誤差，與式(9)相比，量化誤差減為之前的對于10bit的應用，我們可以選擇N＝2⁶＝32,M＝5，一共需要38個周期，相比之前的2¹¹＝2048個周期，縮短相當明顯，而硬件成本基本沒有增加；同時，在式(12)中，隨著量化噪聲的減小，電容失配和比較器輸入失調(diào)電壓引入的誤差開始變得明顯，集成電路上的電容匹配可以做到0.1％，且這個誤差還要被N除，所以電容失配的誤差可以足夠小，算法A/D模塊(3)采用1.5bit的雙閾值比較器來減小比較器輸入失調(diào)電壓。

實施例10：如實施例9所述的一種用于壓力傳感器的溫度補償電路的溫度傳感器工作方法，數(shù)字信號處理模塊(4)中的采樣電容(13)容抗為C_S，反饋電容(14)容抗為C_i，倍增模塊(11)的增益K＝C_s/C_i。

本文中所描述具體實施例僅僅是對本發(fā)明精神做舉例說明。本發(fā)明所屬技術領域的技術人員可以對所描述的具體實施例做各種各樣的修改或補充或采用類似的方式替代，但并不會偏離本發(fā)明的精神或者超越所附權利要求書所定義的范圍。