本發(fā)明涉及電子技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種電平轉(zhuǎn)換電路及應用該電平轉(zhuǎn)換電路的電子設備。

背景技術(shù)：

當前工業(yè)及消費領(lǐng)域中高速串行接口的應用越來越廣泛，芯片設計中的高速邏輯電路速度也越來越快。芯片內(nèi)的數(shù)字碼流通常為低電壓，但芯片接口電位通常為高電壓，這樣就需要一個電平轉(zhuǎn)換電路來進行數(shù)字碼流的電平轉(zhuǎn)換。隨著數(shù)字電路的頻率越來越高，對這種電平轉(zhuǎn)換電路的速度要求也越來越高。同時，由于芯片接口的電壓一般保持不變而內(nèi)部數(shù)字電壓越來越低，使得這種電平轉(zhuǎn)換電路的設計難度也越來越高。目前，常用的電平轉(zhuǎn)換電路主要有如下幾種：

(1)鎖存器結(jié)構(gòu)的電平轉(zhuǎn)換電路，如圖1所示。工作原理如下：首先，輸入信號由輸入端IN輸入，電平為VDDL，并提供給MN0；同時，輸入信號經(jīng)過反相器INV0產(chǎn)生反向信號，電平也為VDDL，并提供給MN1；則MN0、MN1其中一者的輸入為VDDL，另一者的輸入為0電平。比如，當輸入信號為‘1’即電壓VDDL時，MN0導通，當MN0在VDDL電位下的電流能力大于MP0在OUT為‘0’時的電流能力時，MP1的柵極被拉低。最后在MP0和MP1組成的鎖存結(jié)構(gòu)下，輸出端OUT被拉高，變?yōu)閂DDH電平，完成電平轉(zhuǎn)換。該電平轉(zhuǎn)換電路具有如下缺點：因為MN0，MN1是高壓管，并且柵電壓為VDDL，管子不能完全開啟，導致MN0，MN1的電流能力受限，并且MN0和MP0之間存在電流競爭過程，在高速應用中有可能來不及翻轉(zhuǎn)。

(2)Class AB放大器結(jié)構(gòu)的電平轉(zhuǎn)換電路，如圖2所示。工作原理如下：首先，輸入信號由輸入端IN輸入，電平為VDDL域，并提供給MN0；同時，輸入信號經(jīng)過反相器INV0產(chǎn)生反向信號，電平也為VDDL，并提供給MN1；則MN0、MN1其中一者的輸入為VDDL，另一者的輸入為0電平。比如，當輸入信號為‘1’即電壓VDDL時，MN0導通，下拉MP0和MP1的柵極電位。當MP1的柵極電位下降時，VDDH通過MP1向OUT節(jié)點充電，同時另外一邊MN1關(guān)閉。最后，輸出端OUT被拉高到VDDH電平，完成電平轉(zhuǎn)換。該電平轉(zhuǎn)換電路具有如下缺點：信號有畸變，并且信號上拉和下拉的途徑不一致，造成輸出端OUT的信號上升和下降延時不一致。同時，MN0和MP0之間的輸出共模直流電平隨P/N ratio和VDDL、VDDH變化，很難保持在VDDH/2附近，也會造成輸出端OUT的信號上升和下降延時不一致。此外，和圖1所示電平轉(zhuǎn)換電路類似，由于MN0、MN1不能完全有效開啟，導致MN0，MN1的電流能力受限。

(3)自偏置交流耦合(Self-biased AC coupled)電平轉(zhuǎn)換電路，如圖3所示。工作原理如下：首先，輸入信號由輸入端IN輸入，經(jīng)過VDDL電平域的反相器INV0驅(qū)動電容C0的一端；電容C0另一端的電壓幅度隨VDDL電平域的輸入信號變化。由于電阻R0和電容C0的高通濾波作用，VDDH電平域的反相器INV1的翻轉(zhuǎn)閾值被自動偏置到反相器INV1的輸入端。最后，反相器INV1翻轉(zhuǎn)產(chǎn)生輸出端OUT的VDDH電平，完成電平轉(zhuǎn)換。該電平轉(zhuǎn)換電路具有如下缺點：因為R0和C0可以等效為一個高通濾波器，那么輸入信號低頻分量不為零時，輸出信號會產(chǎn)生低頻損失，隨之產(chǎn)生畸變，從而產(chǎn)生碼間串擾。

(4)鉗位交流耦合(Clamp based AC coupled)電平轉(zhuǎn)換電路，如圖3所示。工作原理如下：首先，輸入信號由輸入端IN輸入，經(jīng)過VDDL電平域的反相器INV0驅(qū)動電容C0的一端；電容C0另一端的電壓幅度隨VDDL電平域的輸入信號變化。由于二極管D0(導通壓降為V_th)對反相器INV1的輸入端構(gòu)成鉗位作用，當反相器INV1輸入端的電壓低過V_bottom時，V_bottom對INV1的輸入端充電，這樣INV1輸入端的最低電壓被固定在V_bottom上，通過對V_bottom的選取，可以其處在INV1的翻轉(zhuǎn)閾值周圍。最后，反相器INV1翻轉(zhuǎn)產(chǎn)生輸出端OUT的VDDH電平，完成電平轉(zhuǎn)換。該電平轉(zhuǎn)換電路具有如下缺點：因為二極管D0對INV1的輸入端單向充電，當INV1輸入端的電位高于最低電位V_bottom時，信號沒有偏置能力，隨著噪聲的因素，輸出變得不可控。通常采用微弱的漏電流I_leak來保證INV1的輸入端的信號在一定時間T0內(nèi)會降到V_bottom，從而讓電路恢復正常。同時，如果在T0時間內(nèi)輸入信號沒有翻轉(zhuǎn)，當輸入信號一直為高電平時，INV1的輸入端的電位始終高于V_bottom，導致電路不能正常工作。

綜上，現(xiàn)有的電平轉(zhuǎn)換電路存在電平轉(zhuǎn)換速度慢、功耗大、低頻損失畸變等問題，從而無法適應高速邏輯電路的運算速度不斷提升以及內(nèi)部數(shù)字電壓逐漸降低的發(fā)展趨勢。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明實施例提供一種電平轉(zhuǎn)換電路，以解決現(xiàn)有技術(shù)中電平轉(zhuǎn)換電路存在電平轉(zhuǎn)換速度慢、功耗大、低頻損失畸變等問題，以使得電平轉(zhuǎn)換速度得到提升，同時減少電平轉(zhuǎn)換過程中的低頻損失并降低功耗。

本發(fā)明實施例第一方面提供一種電平轉(zhuǎn)換電路，包括第一反相器、耦合電容、第二反相器、偏置電阻及低頻重建電路；所述第一反相器的輸入端用于輸入第一電平域的第一信號，所述第一反相器的輸出端與所述耦合電容的一端連接；所述第二反相器的輸入端與所述耦合電容的另一端連接，所述第二反相器的輸出端用于輸出第二電平域的第二信號；所述偏置電阻的第一端與所述第二反相器的輸入端連接，所述偏置電阻的第二端與所述低頻重建電路連接；所述低頻重建電路還與所述第一反相器的輸出端或所述第二反相器的輸出端連接，用于為所述偏置電阻提供偏置電壓。

所述電平轉(zhuǎn)換電路通過設置所述低頻重建電路，并將所述低頻重建電路與所述第一反相器的輸出端或所述第二反相器的輸出端連接，從而使得所述低頻重建電路可以根據(jù)所述第一電平域的第一信號或所述第二電平域的第二信號對電平轉(zhuǎn)換過程中信號的低頻分量進行重建，解決了交流耦合電平轉(zhuǎn)換電路中，當輸入信號的低頻分量不為零時，輸出信號會產(chǎn)生低頻損失，從而使得輸出信號畸變，并導致碼間串擾的問題。

結(jié)合第一方面，在第一方面的第一種可能的實現(xiàn)方式中，所述低頻重建電路包括加法器，所述加法器包括第一輸入端、第二輸入端和輸出端，所述第一輸入端與所述第一反相器的輸出端連接，所述第二輸出端用于輸入預設參考電壓，所述加法器的輸出端與所述偏置電阻的第二端連接。

所述低頻重建電路通過設置所述加法器，并將所述加法器的第一輸入端與所述第一反相器的輸出端連接，以及在所述加法器的第二輸出端輸入所述預設參考電壓，進而根據(jù)所述參考電壓和所述第一信號的電壓為所述偏置電阻提供偏置電壓，由于所述偏置電壓中包含第一信號的低頻分量，從而可以有效對第一信號在通過所述耦合電容時造成的低頻損失進行補償，從而使得所述第二電平域輸出的第二信號不會因為交流耦合造成的低頻損失而產(chǎn)生畸變，有利于提升電平轉(zhuǎn)換的精度，減少碼間串擾。

結(jié)合第一方面第一種可能的實現(xiàn)方式，在第一方便的第二種可能的實現(xiàn)方式中，所述預設參考電壓為所述第二電平域的電源電壓與所述第一電平域的電源電壓之差的一半。

結(jié)合第一方面第一種可能的實現(xiàn)方式或第一方面第二種可能的實現(xiàn)方式，在第一方便的第三種可能的實現(xiàn)方式中，所述偏置電壓等于所述第一信號的電壓與所述預設參考電壓之和。

結(jié)合第一方面或第一方面第一種可能的實現(xiàn)方式或第一方面第二種可能的實現(xiàn)方式，在第一方面的第四種可能的實現(xiàn)方式中，所述耦合電容與所述偏置電阻形成高頻信號通路，所述低頻重建電路形成低頻信號通路，所述高頻信號通路的帶寬為W1，所述低頻信號通路的帶寬為W0，且滿足關(guān)系W0>>W1。

結(jié)合第一方面，在第一方面的第五種可能的實現(xiàn)方式中，所述低頻重建電路包括第一電阻、第二電阻、第三反相器及第四反相器，所述第三反相器的輸入端與所述第二反相器的輸出端連接，所述第三反相器的輸出端與所述第二電阻的第一端連接，所述第二電阻的第二端與所述偏置電阻的第二端及所述第一電阻的第一端連接，所述第一電阻的第二端與所述第四反相器的輸出端連接，所述第四反相器的輸入端與所述第四反相器的輸出端連接。

所述低頻重建電路通過所述第二電平域輸出的第二信號的后驗值對所述偏置電阻進行反饋偏置，即為所述偏置電阻提供偏置電壓，從而實現(xiàn)了低速電平轉(zhuǎn)換功能，解決了交流耦合電平轉(zhuǎn)換電路中，當輸入信號的低頻分量不為零時，輸出信號會產(chǎn)生低頻損失，從而使得輸出信號畸變，并導致碼間串擾的問題。

結(jié)合第一方面第五種可能的實現(xiàn)方式，在第一方面的第六種可能的實現(xiàn)方式中，所述第三反相器與所述第四反相器工作于所述第二電平域，且所述第四反相器為所述第二反相器的鏡像，用于提供與所述第二反相器相同的閾值電壓給所述第一電阻的第二端。

結(jié)合第一方面第五種可能的實現(xiàn)方式，在第一方面的第七種可能的實現(xiàn)方式中，所述第二反相器的輸出電阻的阻值為Rout，所述偏置電阻的阻值為R0，所述第一電阻的阻值為R1，所述第二電阻的阻值為R2，并滿足關(guān)系Rout<<R0，Rout<<R1，Rout<<R2。

結(jié)合第一方面第七種可能的實現(xiàn)方式，在第一方面的第八種可能的實現(xiàn)方式中，所述第一電阻和第二電阻的阻值滿足關(guān)系(R1+R2)/R1＝VDDH/VDDL，且R2||R1>>R0，其中，VDDL為所述第一電平域的電源電壓，VDDH為所述第二電平域的電源電壓。

結(jié)合第一方面第七種可能的實現(xiàn)方式或第一方面第八種可能的實現(xiàn)方式，在第一方便的第九種可能的實現(xiàn)方式中，所述偏置電壓等于所述第一信號的電壓與電壓Vth*R2/(R1+R2)之和，其中，Vth為所述第四反相器的閾值電壓。

結(jié)合第一方面第九種可能的實現(xiàn)方式，在第一方面的第十種可能的實現(xiàn)方式中，所述第二信號與所述第一信號之間滿足關(guān)系：OUT＝IN*VDDH/VDDL，其中，IN為所述第一信號的電壓，OUT為所述第二信號OUT的電壓，VDDL為所述第一電平域的電源電壓，VDDH為所述第二電平域的電源電壓。

本發(fā)明實施例第二方面提供一種電子設備，所述電子設備包括如本發(fā)明實施例第一方面或第一方面第一種可能的實現(xiàn)方式至第一方面第十種可能的實現(xiàn)方式中任意一種可能的實現(xiàn)方式所述的電平轉(zhuǎn)換電路。

所述電子設備通過設置所述電平轉(zhuǎn)換電路，從而可以實現(xiàn)信號從第一電平域轉(zhuǎn)換至第二電平域時不會因為交流耦合電容的高通濾波作用而導致低頻損失，提升電平轉(zhuǎn)換的精度，減少信號畸變，并可有效提升店鋪轉(zhuǎn)換速度以及降低碼間串擾。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案，下面將對現(xiàn)有技術(shù)中以及本發(fā)明實施例描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹。

圖1是現(xiàn)有技術(shù)中第一種電平轉(zhuǎn)換電路的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2是現(xiàn)有技術(shù)中第二種電平轉(zhuǎn)換電路的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3是現(xiàn)有技術(shù)中第三種電平轉(zhuǎn)換電路的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4是現(xiàn)有技術(shù)中第四種電平轉(zhuǎn)換電路的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖5是本發(fā)明實施例提供的電平轉(zhuǎn)換電路的第一種結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6是圖5所示電平轉(zhuǎn)換電路的仿真信號波形示意圖；

圖7是本發(fā)明實施例提供的電平轉(zhuǎn)換電路的第二種結(jié)構(gòu)示意圖；

圖8是圖7所示電平轉(zhuǎn)換電路的仿真信號波形示意圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合附圖，對本發(fā)明的實施例進行描述。

本發(fā)明實施例中提供一種電平轉(zhuǎn)換電路，其可以應用于高速串行接口、邏輯運算芯片、有高低壓切換的PLL鑒相器以及差分信號的電平轉(zhuǎn)換等場景中，實現(xiàn)從第一電平域到第二電平域的高速電平轉(zhuǎn)換，并根據(jù)第一電平域的輸入信號對電平轉(zhuǎn)換過程中的低頻損失進行動態(tài)補償，從而減小電平轉(zhuǎn)換過程中的信號畸變，降低碼間串擾，提升電平轉(zhuǎn)換精度。

請參閱圖5，在本發(fā)明一個實施例中，提供一種電平轉(zhuǎn)換電路50，其包括第一反相器INV0、耦合電容C0、第二反相器INV1、偏置電阻R0及低頻重建電路51。所述第一反相器INV0的輸入端用于輸入第一電平域VDDL的第一信號IN，所述第一反相器INV0的輸出端與所述耦合電容C0的一端連接。所述第二反相器INV1的輸入端與所述耦合電容C0的另一端連接，所述第二反相器INV1的輸出端用于輸出第二電平域VDDH的第二信號OUT。所述偏置電阻R0的第一端與所述第二反相器INV1的輸入端連接，所述偏置電阻R0的第二端與所述低頻重建電路51連接。所述低頻重建電路51還與所述第一反相器INV0的輸出端連接，用于為所述偏置電阻R0提供偏置電壓Vbias。

在本實施例中，所述第一反相器INV0工作于第一電平域VDDL，所述第二反相器INV1工作于第二電平域VDDH。所述第一電平域VDDL包括第一電源(圖未示)，用于為所述第一反相器INV0提供第一工作電壓，所述第二電平域VDDH包括第二電源(圖未示)，用于為所述第二反相器INV1提供第二工作電壓。所述第二工作電壓高于所述第一工作電壓。例如，所述第一工作電壓可以為1.2V，所述第二工作電壓可以為3.3V。

所述低頻重建電路51包括加法器ADDER，所述加法器ADDER包括第一輸入端511、第二輸入端512和輸出端513，所述第一輸入端511與所述第一反相器INV0的輸出端連接，所述第二輸出端512用于輸入預設參考電壓Vref，所述輸出端513與所述偏置電阻R0的第二端連接。所述預設參考電壓Vref為所述第一信號IN由所述第一電平域VDDL到所述第二電平域VDDH所需要提高的電壓。在本實施例中，所述預設參考電壓Vref為所述第二電平域VDDH的電源電壓(即第二工作電壓)與所述第一電平域VDDL的電源電壓(即第一工作電壓)之差的一半。所述偏置電壓Vbias等于所述第一信號IN的電壓與所述預設參考電壓Vref之和?？梢岳斫?，圖5中-Vref表示所述第二輸出端512輸入的信號的相位與第一信號IN相反，即與所述第一反相器INV0的輸出端的信號相位相同，從而保證電平轉(zhuǎn)換過程中信號的低頻部分與高頻部分具有相同的相位。

在本實施例中，所述耦合電容C0與所述偏置電阻R0形成高頻信號通路，所述低頻重建電路51形成低頻信號通路(AUX path)，假設所述高頻信號通路的帶寬為W1，所述低頻信號通路的帶寬為W0，則所述電平轉(zhuǎn)換電路50的系統(tǒng)傳輸函數(shù)可以表達為：H(s)＝w0/(s+w0)*w1/(s+w1)+s/(s+w1)。若所述低頻信號通路的帶寬W0與高頻信號通路的帶寬W1滿足關(guān)系W0>>W1，即所述低頻重建電路的帶寬W0大于所述高頻信號通路的帶寬W1至少一個數(shù)量級(W0/W1大于或等于10)時，所述系統(tǒng)傳輸函數(shù)H(s)近似等于1，即當W0>>W1時，所述電平轉(zhuǎn)換電路50近似為無損全通系統(tǒng)。

請參閱圖6，圖6為圖5所示電平轉(zhuǎn)換電路50的仿真信號波形示意圖。其中，圖6(a)所示為第一電平域VDDL輸入的第一信號IN的波形示意圖，圖6(b)所示為第二電平域VDDH輸出的第二信號OUT的波形示意圖。圖6(a)和圖6(b)中橫坐標單位為秒(S)，縱坐標單位為伏(V)，仿真信號的頻率為4.5Gbps。對比圖6(a)和圖6(b)可以看出，經(jīng)過所述電平轉(zhuǎn)換電路50進行電平轉(zhuǎn)換之后，得到的第二電平域VDDH輸出的第二信號OUT與第一電平域VDDL輸入的第一信號IN在波形上基本相同，輸出信號相對于輸入信號沒有畸變，具有較好的電平轉(zhuǎn)換效果。

綜上，通過在所述電平轉(zhuǎn)換電路50中設置所述低頻重建電路51，為所述第一信號IN提供低頻通路，進而根據(jù)所述參考電壓Vref和所述第一信號IN的電壓為所述偏置電阻R0提供偏置電壓Vbias，有效解決了交流耦合電平轉(zhuǎn)換電路中，當輸入信號的低頻分量不為零時，輸出信號會產(chǎn)生低頻損失，從而使得輸出信號畸變，并導致碼間串擾的問題。

請參閱圖7，在本發(fā)明另一個實施例中，還提供第一種電平轉(zhuǎn)換電路70，其包括第一反相器INV0、耦合電容C0、第二反相器INV1、偏置電阻R0及低頻重建電路71。所述第一反相器INV0的輸入端用于輸入第一電平域VDDL的第一信號IN，所述第一反相器INV0的輸出端與所述耦合電容C0的一端連接。所述第二反相器INV1的輸入端與所述耦合電容C0的另一端連接，所述第二反相器INV1的輸出端用于輸出第二電平域VDDH的第二信號OUT。所述偏置電阻R0的第一端與所述第二反相器INV1的輸入端連接，所述偏置電阻R0的第二端與所述低頻重建電路71連接。所述低頻重建電路71還與所述第二反相器INV1的輸出端連接，用于為所述偏置電阻R0提供偏置電壓Vbias。

所述低頻重建電路71包括第一電阻R1、第二電阻R2、第三反相器INV2及第四反相器INV3，所述第三反相器INV2的輸入端與所述第二反相器INV1的輸出端連接，所述第三反相器INV2的輸出端與所述第二電阻R2的第一端連接，所述第二電阻R2的第二端與所述偏置電阻R0的第二端及所述第一電阻R1的第一端連接，所述第一電阻R1的第二端與所述第四反相器INV3的輸出端連接，所述第四反相器INV3的輸入端與所述第四反相器INV3的輸出端連接。

在本實施例中，所述第一反相器INV0工作于第一電平域VDDL，所述第二反相器INV1、所述第三反相器INV2與所述第四反相器INV3工作于所述第二電平域VDDH，所述第一電平域VDDL包括第一電源(圖未示)，用于為所述第一反相器INV0提供第一工作電壓，所述第二電平域VDDH包括第二電源(圖未示)，用于為所述第二反相器INV1、所述第三反相器INV2及所述第四反相器INV3提供第二工作電壓。所述第二工作電壓高于所述第一工作電壓。例如，所述第一工作電壓可以為1.2V，所述第二工作電壓可以為3.3V。所述第四反相器INV3為所述第二反相器INV1的鏡像，用于提供與所述第二反相器INV1相同的閾值電壓Vth給所述第一電阻R1的第二端。在本實施例中，所述第二反相器的輸出電阻的阻值為Rout，所述偏置電阻的阻值為R0，所述第一電阻的阻值為R1，所述第二電阻的阻值為R2，并滿足關(guān)系Rout<<R0，Rout<<R1，Rout<<R2，即所述第二反相器INV1的輸出電阻的阻值Rout要遠小于R0、R1及R2。在本實施例中，Rout要遠小于R0指：R0與Rout的比值大于或等于10。

在本實施例中，所述第一電阻R1和第二電阻R2的阻值滿足關(guān)系(R1+R2)/R1＝VDDH/VDDL，且R2||R1>>R0。其中，VDDL為所述第一電平域的電源電壓，VDDH為所述第二電平域的電源電壓，R2||R1>>R0即R2與R1并聯(lián)后的總的阻值要遠大于R0，其中，遠大于指R2與R1并聯(lián)后的總的阻值與R0的比值大于或等于10。

在本實施例中，利用第二電平域VDDH輸出的第二信號OUT的后驗值對所述偏置電阻R0進行反饋偏置。當信號完全無損通過時，所述第二信號OUT與所述第一信號IN之間滿足關(guān)系：OUT＝IN*VDDH/VDDL。然后，通過所述低頻重建電路71對第二信號OUT進行直流偏移，通過控制所述第二電阻R2與所述第一電阻R1的比例使得Vbias＝(OUT-Vth)/(R2+R1)*R1+Vth，結(jié)合所述第二信號OUT與所述第一信號IN之間的關(guān)系，可得，Vbias＝IN+Vth*R2/(R2+R1)。即，所述偏置電壓Vbias等于所述第一信號IN的電壓與電壓Vth*R2/(R1+R2)之和，其中，Vth為所述第四反相器的閾值電壓。

請參閱圖8，圖8為圖7所示電平轉(zhuǎn)換電路70的仿真信號波形示意圖。其中，圖8(a)所示為第一電平域VDDL輸入的第一信號IN的波形示意圖，圖8(b)所示為第二電平域VDDH輸出的第二信號OUT的波形示意圖。圖8(a)和圖8(b)中橫坐標單位為秒(S)，縱坐標單位為伏(V)，仿真信號的頻率為4.5Gbps。對比圖8(a)和圖8(b)可以看出，經(jīng)過所述電平轉(zhuǎn)換電路70進行電平轉(zhuǎn)換之后，得到的第二電平域VDDH輸出的第二信號OUT與第一電平域VDDL輸入的第一信號IN相比，保留了部分低頻信號，從而使得輸出信號相對于輸入信號畸變較小，即所述電平轉(zhuǎn)換電路70具有較好的電平轉(zhuǎn)換效果。

綜上，通過在所述電平轉(zhuǎn)換電路70中設置所述低頻重建電路71，并通過所述第二電平域VDDH輸出的第二信號OUT的后驗值對所述偏置電阻R0進行反饋偏置，即為所述偏置電阻R0提供偏置電壓Vbias，從而實現(xiàn)了低速電平轉(zhuǎn)換功能，解決了交流耦合電平轉(zhuǎn)換電路中，當輸入信號的低頻分量不為零時，輸出信號會產(chǎn)生低頻損失，從而使得輸出信號畸變，并導致碼間串擾的問題。

此外，本發(fā)明實施例還提供一種電子設備，包括如圖5所示實施例中所述的電平轉(zhuǎn)換電路50或圖7所示實施例中所述的電平轉(zhuǎn)換電路70?？梢岳斫猓鲭娮釉O備可以是包括高速串行接口的用戶終端設備，如智能手機、平板電腦、筆記本電腦、臺式計算機等，也可以是邏輯運算芯片、有高低壓切換的PLL鑒相器以及差分信號的電平轉(zhuǎn)換器等?？梢岳斫?，當所述電子設備為差分信號的電平轉(zhuǎn)換器時，所述低頻重建電路還可以根據(jù)差分信號之間的互補信號來對低頻分量進行重建。

以上所揭露的僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例而已，當然不能以此來限定本發(fā)明之權(quán)利范圍，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以理解實現(xiàn)上述實施例的全部或部分流程，并依本發(fā)明權(quán)利要求所作的等同變化，仍屬于發(fā)明所涵蓋的范圍。