用于低功率負載的兩線式調光開關本發(fā)明的

背景技術：
本案是分案申請，本分案的母案是申請日為2012年9月13日、申請?zhí)枮?01280055749.5、發(fā)明名稱是“用于低功率負載的兩線式調光開關”的發(fā)明專利申請案。本發(fā)明的技術領域本申請是于2011年9月14日提交的、題為“用于低功率負載的兩線式調光開關”的共同轉讓的美國專利申請No.13/232,344的部分繼續(xù)申請，該專利申請是于2010年11月23日提交的、題為“用于低功率負載的兩線式調光開關”的共同轉讓的美國專利申請No.12/952,920的部分繼續(xù)申請，其要求于2009年11月25日提交的美國臨時專利申請No.61/264,528以及于2010年5月10日提交的美國臨時專利申請No.61/333,050的優(yōu)先權益，這兩個臨時專利申請均題為“用于低功率負載的兩線式模擬調光開關”，上述這些專利申請的全部公開內容通過引用的方式并入本申請中。技術領域本發(fā)明涉及一種用于控制傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小的負載控制裝置，并且更具體地講，涉及一種用于控制低功率照明負載的強度的兩線式模擬調光開關，這種負載例如具有發(fā)光二極管(LED)驅動電路的LED光源或者具有電子調光整流器的熒光燈。

背景技術：
現(xiàn)有的兩線式調光開關以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在交流(AC)電源與照明負載之間，用于控制從交流電源傳遞到照明負載的功率大小。一種壁掛兩線式調光開關被適配安裝在標準的電墻盒中，并且包括兩個負載端：一個熱端被適配成耦合連接到交流電源的高電位側，以及一個調光的熱端被適配成耦合連接到所述的照明負載。換句話講，兩線式調光開關不需要連接到交流電源的中性線端(即，該負載控制設備是一種“兩線式”設備)。現(xiàn)有技術的“三路”調光開關可以用于三路照明系統(tǒng)中，并且包括至少三個負載端，但是不需要連接到交流電源的中性線端。典型地，調光開關包括雙向半導體開關，例如，晶閘管(例如，三端雙向可控硅開關元件)或反串聯(lián)連接的場效應晶體管(FETS)。所述雙向半導體開關串聯(lián)耦合連接在交流電源與負載之間，并且被控制成在交流電壓的半周期的部分導通和不導通，由此來控制傳輸?shù)皆撾姎庳撦d的功率大小。一般來講，調光開關可使用前鋒相位控制調光技術亦或反向相位控制調光技術來控制何時使所述雙向半導體開關呈現(xiàn)導通和不導通，由此控制傳輸?shù)截撦d的功率。調光開關可以包括一撥動切換器，用于點亮和斷開照明負載；以及包括一強度調節(jié)器，用于調節(jié)照明負載的光強?，F(xiàn)有技術的調光開關的實例在以下文獻中有更詳細地描述，詳見于1993年9月29日公開的、題為“照明控制裝置”的共同轉讓的美國專利No.5,248,919；于2005年11月29日公開的、題為“電子控制系統(tǒng)與方法”的美國專利No.6,969,959；以及于2010年3月30日公開的、題為“用于具有三路開關照明電路的調光開關”的美國專利No.7,687,940，上述這些專利的公開內容通過引用的方式并入本申請中。在使用前鋒相位控制調光時，所述的雙向半導體開關在每個交流線電壓半周期內的某個點呈現(xiàn)導通，并且保持導通狀態(tài)直到接近下一個電壓過零點，使得雙向半導體開關在每個半周期內導通一定的導通時間。過零點被定義為在每個半周期開始時交流線電壓從正極過渡到負極或者從負極過渡到正極的時間。前鋒相位控制調光通常用于控制傳輸?shù)诫娮栊载撦d或電感性負載的能量，這些負載可以包括例如白熾燈或磁性低壓變壓器。前鋒相位控制調光開關的雙向半導體開關通常采用晶閘管，例如，三端雙向可控硅開關元件或耦合成反并聯(lián)連接的兩個可控硅整流器(SCRS)，因為當通過晶閘管的電流的幅值減小到接近零安培時，該晶閘管變成不導通。許多前鋒相位控制調光器包括模擬控制電路(例如，定時電路)，用于控制何時該晶閘管在交流電源的每個半周期呈現(xiàn)導通。典型地，此類模擬控制電路包括一電位器，可以響應于用戶操作例如線性滑塊控件或旋鈕所提供的輸入進行調節(jié)，以便控制傳輸?shù)秸彰髫撦d的功率大小。典型地，模擬控制電路與晶閘管并聯(lián)連接,并且當晶閘管處于非導通狀態(tài)時，傳導一小的定時電流流過照明負載，該定時電流的幅值足夠小，以使得當照明負載斷開時受控的照明負載不會產(chǎn)生人眼容易發(fā)現(xiàn)的照明。典型地，晶閘管的特征在于具有一額定鎖存電流和一額定保持電流，并且包括兩個主負載端以及一個控制端(即，柵極)。流過晶閘管的主端的電流必須大于所述的鎖存電流，以使晶閘管變成完全導通。此外，流過晶閘管的主端的電流必須保持在所述的保持電流以上，以使晶閘管保持完全導通。由于白熾燈是電阻式照明負載，所以典型的前鋒相位控制調光開關是可調節(jié)的，以便當白熾燈的阻抗足夠低時可導通足夠的電流通過白熾燈，以超過晶閘管的額定鎖存電流和保持電流。因此，現(xiàn)有技術的前向控制調光開關一般適合為其額定功率在最小額定功率(例如，大約40W)以上的照明負載工作，以保證晶閘管當對照明負載進行調光時能夠鎖存并且保持在鎖存狀態(tài)。一些現(xiàn)有的調光開關包括兩個相互連接在一起的三端雙向可控硅開關元件，以三端雙向可控硅開關元件的額定鎖存電流和保持電流有關的一些需要克服的問題參見于1990年9月4日公布的、題為“兩線式電壓調光”的共同轉讓的美國專利No.4,954,768，其中有更為詳細的描述。這種現(xiàn)有的調光開關可以包括第一和第二三端雙向可控硅開關元件，前者的特征在于具有低額定功率以及低鎖存電流和保持電流，而第二三端雙向可控硅開關元件的特征在于具有高額定功率和高鎖存電流和保持電流。第一三端雙向可控硅開關元件的主負載端被耦合連接在該主負載端之一和第二三端雙向可控硅開關元件的柵極之間。此外，一電阻器耦合連接在另一個主負載端與第二三端雙向可控硅開關元件的柵極之間。如果負載電流的幅值較小，那么當一個脈沖電流流過柵極時第一三端雙向可控硅開關元件呈現(xiàn)導通并保持鎖存直到負載電流的幅值降低到第一三端雙向可控硅開關元件的保持電流以下(即，在半周期的末端)。如果負載電流的幅值較大，那么第一三端雙向可控硅開關元件傳導一個柵極電流脈沖流過第二三端雙向可控硅開關元件的柵極，以使第二三端雙向可控硅開關元件呈現(xiàn)導通，并且第二三端雙向可控硅開關元件傳導所述負載電流。由于第一三端雙向可控硅開關元件兩端的電壓在第二三端雙向可控硅開關元件導通時降低到大約為零伏特，所以第一三端雙向可控硅開關元件在第二三端雙向可控硅開關元件導通之后變成不導通。第二三端雙向可控硅開關元件保持導通狀態(tài)直到負載電流的幅值降低到第二三端雙向可控硅開關元件的保持電流以下(即，在半周期的末端)。在使用反向相位控制調光時，雙向半導體開關在交流線電壓的過零點時呈現(xiàn)導通，并在交流線電壓的每個半周期內的某一點呈現(xiàn)非導通，使得雙向半導體開關在每個半周期內導通一定的導通時間。反向相位控制調光通常用于控制傳輸?shù)诫娙菔截撦d的能量，此類負載可以包括例如電子式低壓變壓器。由于在半周期開始時必須使雙向半導體開關導通，并且必須能夠在這個半周期內使其不導通，所以反向相位控制調光需要調光開關具有兩個反串聯(lián)的FETS等。每個FET是可操作的，以獨立于流過FET的電流的幅值被導通并且保持導通狀態(tài)。換句話講，每個FET因為是晶閘管，它不受額定鎖存或保持電流的限制。然而，現(xiàn)有的反向相位控制調光開關需要連接中性線和/或先行控制FETS操作的控制電路(例如，微處理器)。為了給微處理器供電，調光開關還必須包括電源，所述電源通常與FETS并聯(lián)。這些先行的控制電路和電源增加了現(xiàn)有的基于FET的反向相位控制調光開關的成本(與模擬式前鋒相位控制調光開關相比而言)。另外，為了適當?shù)某潆?，在許多情況下，甚至當照明負載斷開時，這種兩線式調光開關的電源必須提供在電源兩端的一定量的電壓，并且必須傳導從交流電源通過電力負載的充電電流。如果照明負載的額定功率太低，那么當照明負載斷開時，從電源流過照明負載的充電電流會足夠大，以使照明負載產(chǎn)生人眼易見水平的照明。因此，現(xiàn)有的基于FET的反向相位控制調光開關通常額定為適合與額定功率在最小額定功率以上的照明負載工作，以保證照明負載斷開時，照明負載不會由于電源電流而產(chǎn)生人眼易見的水平的照明。某些現(xiàn)有的負載控制設備包括僅僅提供小電壓并當充電時抽取小電流的電源，使得控制照明負載的最小額定功率可以低至10W。這種電源的一個實例在2010年3月31日提交的、題為“低功率負載的智能電子開關”的共同轉讓的美國專利申請No.12/751,324中有更加詳細的描述，該申請的全部內容通過引用的方式并入本申請中。然而，與通過現(xiàn)有技術的前鋒相位和反向相位控制調光開關進行控制的電氣負載的功率大小相比，人們希望能夠以更低的額定功率來控制電氣負載的功率大小。為了節(jié)省能量，人們使用比如像緊湊型熒光燈(CFLs)和發(fā)光二極管(LED)光源的高效率照明負載來代替或替換常規(guī)的白熾燈或鹵素燈。高效率光源通常比白熾燈和鹵素燈消耗更少的功率并具有更長的使用壽命。為了適當?shù)恼彰?，必須將一種負載調節(jié)裝置(例如，電子調光鎮(zhèn)流器或LED驅動器)耦合連接在交流電源與各個高效率光源(即，緊湊型熒光燈或LED光源)之間，用于調節(jié)供應到高效率電源的功率?？刂聘咝使庠吹恼{光開關可以串聯(lián)耦合在交流電源與用于高效率光源的負載控制設備之間。一些高效率照明負載與所述負載調節(jié)裝置一體地容納在單個殼體中。這種殼體可以具有允許機械連接到標準的螺口式燈頭的螺口式底座，并且提供電氣連接到交流電源的中性線端、交流電源的高電位側亦或調光開關的調光的熱端(例如，用于接收相位控制電壓)。負載調節(jié)電路是可操作的，以響應于調光開關的雙向半導體開關的導通時間，來控制高效率光源的強度到所需的強度。然而，高效率光源的負載調節(jié)裝置可以具有高輸入阻抗或者具有在整個半周期中幅值變化的輸入阻抗。因此，當現(xiàn)有的前鋒相位控制調光開關連接在交流電源與用于高效率光源的負載調節(jié)裝置之間時，負載控制裝置不能提供足夠的大于晶閘管的額定鎖存電流和/或保持電流的電流。此外，當現(xiàn)有的反向相位控制調光開關連接在交流電源與負載調節(jié)裝置之間時，電源的充電電流的幅值可以足夠大，以使當光源應當斷開時，負載調節(jié)裝置使受控的高效率光源產(chǎn)生人眼易見的水平的照明。負載調節(jié)裝置的阻抗特性會對由該負載調節(jié)裝置所接收的相位控制電壓的幅值產(chǎn)生不利地影響，使所接收的相位控制電壓的通電時間不同于該調光開關的雙向半導體開關的實際導通時間(例如，如果負載調節(jié)裝置具有電容式阻抗)。因此，負載調節(jié)裝置可以控制高效率光源的強度到與調光開關所指示的期望的強度不同的強度。此外，調光開關的電源的充電電流可以在具有電容性輸入阻抗的負載調節(jié)裝置的輸入建立充電，因此可以實現(xiàn)上述不利影響的低端強度。因此，人們需要這樣一種兩線式負載控制裝置，它能夠耦合連接在交流電源與用于高效率光源的負載調節(jié)裝置之間，并且能夠適當?shù)乜刂扑龅母咝使庠吹膹姸取?br/>
技術實現(xiàn)要素：
本發(fā)明提供一種“兩線式”負載控制裝置，例如用于低功率照明負載的調光開關，這種負載如具有LED驅動電路的發(fā)光二極管(LED)燈或者具有電子調光整流器的緊湊型熒光燈。與現(xiàn)有技術的調光開關相比，所述調光開關能夠合適的控制更寬種類的多種燈以及更簡單且更廉價的燈。所述調光開關提供一種不受燈的特性影響的純相位切換波形，這使燈的工作性能得以改進。所述調光開關具有改善的抗干擾性并在更廣泛的裝置中工作良好，因為所述調光開關對由電路上其他調光開關可能產(chǎn)生的串音的敏感性較低。所述調光開關可以是用于提供先進的特征和功能的“智能”調光開關，例如，采用可調節(jié)所述調光開關的工作特性的先進的編程模式，當與LED和CFL照明負載一起工作時，可改善所述調光開關的性能。根據(jù)本發(fā)明的一實施例，一種用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小的負載控制裝置包括一晶閘管、一柵極耦合電路和一控制電路。所述晶閘管具有第一和第二主負載端以及傳導柵極電流以激勵所述晶閘管導通的柵極，所述第一和第二主負載端被適配成以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在所述交流電源與所述電氣負載之間，用于從所述交流電源傳導負載電流到所述電氣負載，并且所述晶閘管的特征是具有額定保持電流。所述柵極耦合電路將柵極電流通過所述晶閘管的所述柵極進行傳導。所述控制電路是可操作的，以使所述可控開關電路導通，并且控制所述柵極耦合電路傳導所述柵極電流，致使所述晶閘管在所述交流電源的半周期中在點火時間導通。所述控制電路繼續(xù)控制所述柵極耦合電路，使得所述柵極耦合電路能夠在所述點火時間之后再次傳導所述柵極電流。所述柵極耦合電路被阻止在太靠近所述半周期的末段傳導所述柵極電流，以防止所述雙向晶閘管在下一個半周期的開頭被導通。所述柵極耦合電路還可操作地用于傳導所述負載電流，使得所述晶閘管和所述柵極耦合電路的組合可被可操作用于傳導所述負載電流流過所述負載，而不受所述晶閘管的所述額定保持電流的影響。所述負載控制裝置還包括一可控開關電路，它耦合連接在所述柵極耦合電路與所述晶閘管的所述柵極之間，用于在所述可控開關電路導通時傳導所述柵極電流。所述控制電路可操作的，以使所述可控開關電路導通，并且觸發(fā)所述柵極耦合電路傳導所述柵極電流，致使所述晶閘管在所述交流電源的半周期中在點火時間導通。所述控制電路在所述半周期結束之前致使所述可控開關電路不導通，使得所述柵極耦合電路無法通過所述晶閘管的所述柵極傳導所述柵極電流。此外，本文中還描述了一種負載控制電路，用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小。所述負載控制電路包括一晶閘管，它具有用于傳導柵極電流以使所述晶閘管導通的柵極；一柵極耦合電路，耦合連接以傳導柵極電流通過所述晶閘管的柵極；以及一可控開關電路，耦合連接在所述柵極耦合電路與所述晶閘管的柵極之間，用于在所述可控開關電路導通時傳導所述柵極電流。所述可控開關電路被導通且所述柵極耦合電路被導通，以傳導所述柵極電流，因而在所述交流電源的半周期中在點火時間使所述晶閘管導通。所述柵極耦合電路維持導通，使得所述柵極耦合電路能夠在所述點火時間之后再次傳導所述柵極電流。所述可控開關電路在所述半周期結束之前變?yōu)椴粚ǎ沟盟鰱艠O耦合電路無法傳導所述柵極電流通過所述晶閘管的所述柵極。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，一種用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小的負載控制裝置包括一晶閘管，具有用于傳導柵極電流以使所述晶閘管導通的柵極；一柵極耦合電路，包括兩個MOS(金屬氧化物半導體)-門控晶體管，它們以反串聯(lián)連接的方式可操作地耦合連接在所述第一主負載端與所述晶閘管的柵極之間，用于當MOS-門控晶體管的反串聯(lián)組合導通時，傳導所述柵極電流通過所述晶閘管的柵極。所述負載控制裝置還包括一控制電路，它可操作的激勵所述MOS-門控晶體管的反串聯(lián)組合傳導所述的柵極電流，因而使所述晶閘管在所述交流電源的半周期中在點火時間導通。所述控制電路是可操作的，以使所述MOS-門控晶體管的反串聯(lián)組合保持導通，以在所述點火時間之后并在所述半周期結束之前再次傳導所述柵極電流。根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，一種用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小的負載控制裝置包括一晶閘管，具有用于傳導柵極電流以使所述晶閘管導通的柵極，并且特征在于具有額定保持電流；以及一柵極耦合電路，耦合連接以傳導柵極電流通過所述晶閘管的柵極，并且在所述負載電流的幅值低于所述晶閘管的所述額定保持電流時傳導所述負載電流。所述負載控制裝置進一步包括一控制電路，所述控制電路是可操作的，以使所述柵極耦合電路傳導所述柵極電流，因而使所述晶閘管在所述交流電源的半周期中在點火時間導通。所述控制電路繼續(xù)控制所述柵極耦合電路，使得所述柵極耦合電路能夠在所述點火時間之后再次傳導所述柵極電流。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，一種用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小的負載控制裝置包括一雙向半導體開關，它被適配成以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在所述交流電源與電氣負載之間，用于從交流電源傳導負載電流到電氣負載；還包括一用于接收用戶輸入的致動器，以及一可操作的控制電路，它響應于所述致動器的動作，使所述負載控制裝置在低功率模式中工作，其中所述控制電路在低功率模式中可禁用所述負載控制裝置的一個或多個電路。所述雙向半導體開關是可操作的導通并且保持導通狀態(tài)，并且該操作與流過該半導體開關的負載電流的幅值無關。所述控制電路的耦合連接將控制電流傳導流過所述電氣負載，并且響應于致動器的動作產(chǎn)生一驅動信號，用于控制所述雙向半導體開關導通和不導通。一種負載控制裝置，用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小，所述負載控制裝置包括：晶閘管，具有第一和第二主負載端，該晶閘管以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在所述交流電源與所述電氣負載之間，用于將負載電流從所述交流電源傳導到所述電氣負載，所述晶閘管具有柵極，用于傳導柵極電流以驅動所述晶閘管導通；柵極耦合電路，耦合連接以傳導所述柵極電流流過所述晶閘管的所述柵極；可控開關電路，耦合連接在所述柵極耦合電路與所述晶閘管的所述柵極之間，用于在所述可控開關電路導通時傳導所述柵極電流；以及控制電路，可操作的使所述可控開關電路導通和控制所述柵極耦合電路引發(fā)柵極耦合電路向晶閘管傳導所述柵極電流，以使所述晶閘管在所述交流電源的半周期期間在點火時間變?yōu)閷?，所述控制電路繼續(xù)控制所述柵極耦合電路，使得所述柵極耦合電路能夠在所述點火時間之后再次傳導所述柵極電流，所述控制電路使所述可控開關電路在所述半周期末之前變?yōu)椴粚ǎ允顾鰱艠O耦合電路在所述可控開關電路變成不導通之后，無法傳導所述柵極電流流過所述晶閘管的所述柵極。本發(fā)明可具體采用如下方案：其中,所述柵極耦合電路包括以反串聯(lián)連接方式耦合連接在所述晶閘管的第一主負載端與所述柵極之間的兩個MOS-門控晶體管。所述晶閘管是可操作的，以在所述控制電路使所述可控開關電路變成不導通之后關閉換向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不導通。當所述可控開關電路不導通時，所述MOS-門控晶體管的反串聯(lián)組合是可操作的，以在所述晶閘管變成不導通之后傳導所述負載電流。所述可控開關電路包括帶有一輸入光電二極管的光電耦合器，所述輸入光電二極管可操作的從所述控制電路接收開關控制電壓，所述可控開關電路響應于所述光電耦合器的一輸出光電晶體管的驅動呈現(xiàn)導通和不導通。所述MOS-門控晶體管可包括MOSFETS。所述柵極耦合電路包括一個用于從所述控制電路接收驅動信號的控制輸入，當所述MOSFETS在所述點火時間被導通時，所述控制輸入傳導為所述MOSFETS的各柵極的輸入電容充電所需的電流量，所述的電流量具有很小的幅值，使得所述柵極耦合電路從所述控制輸入傳導大致為非凈平均值的電流。所述晶閘管包括三端雙向可控硅開關元件。所述控制電路產(chǎn)生由所述柵極耦合電路所接收的兩個驅動信號，用于獨立地驅動所述的MOS-門控晶體管。第一個所述MOS-門控晶體管在當前半周期末之前呈現(xiàn)不導通，以在下一個半周期開頭時阻擋電流，并且第二個所述MOS-門控晶體管在當前半周期末之后不導通以傳導電流直到所述半周期末。其中所述的每個MOS-門控晶體管在所述點火時間都呈現(xiàn)導通。所述控制電路包括微處理器。所述控制電路包括電源，用于產(chǎn)生直流電源電壓，以對所述控制電路供電并致使所述的MOS-門控晶體管導通。所述電源電壓是可操作的，以通過所述負載傳導充電電流，從而產(chǎn)生直流電源電壓。進一步,接地端，被適配成耦合連接到接地；其中，所述電源電壓是可操作的，以通過所述負載傳導充電電流，從而產(chǎn)生直流電源電壓。其中控制電路控制驅動電壓，導致柵極耦合電路傳導柵極電流，從而使晶閘管在點火時間呈現(xiàn)導通，這是通過將所述驅動電壓的幅值拉升到大致高于所述MOS-門控晶體管的額定柵極閾值電壓，以使所述MOS-門控晶體管的反串聯(lián)組合呈現(xiàn)導通來實現(xiàn)的，所述控制電路通過在所述半周期的大致剩余部分中從所述點火時間將所述驅動電壓的幅值維持在所述柵極閾值電壓之上來控制所述柵極耦合電路，使其在所述半周期的大致剩余部分中從所述點火時間起的任何時間能傳導所述的柵極電流。所述控制電路是可操作的，以產(chǎn)生用于控制所述柵極耦合電路的單個驅動電壓。所述控制電路是可操作的，以產(chǎn)生用于控制所述柵極耦合電路的單個驅動電壓。所述MOS-門控晶體管可以包括IGBTS。所述控制電路是可操作的，以在所述點火時間之后和在所述半周期末之前的一個第二時間致使所述可控開關電路不導通，以防止所述柵極耦合電路傳導所述柵極電流，并且允許所述晶閘管變成不導通，由此所述柵極耦合電路能夠在所述點火時間與所述第二時間之間的任何時間傳導所述柵極電流。其中所述第二時間出現(xiàn)在所述半周期末附近。所述柵極耦合電路是可操作的，以當所述晶閘管在所述第二時間之后變成不導通時可傳導所述負載電流。本發(fā)明的另一種方案：一種負載控制電路，用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小到所要求的功率大小，所述負載控制電路包括：晶閘管，具有第一和第二主負載端，該晶閘管以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在所述交流電源與所述電氣負載之間，用于從所述交流電源傳導負載電流到所述電氣負載，所述晶閘管具有柵極，用于傳導柵極電流以致使所述晶閘管導通；柵極耦合電路，耦合連接以傳導所述柵極電流流過所述晶閘管的所述柵極；可控開關電路，耦合連接在所述柵極耦合電路與所述晶閘管的所述柵極之間，用于在所述可控開關電路導通時傳導所述柵極電流；其中所述的可控開關電路被導通，并且所述柵極耦合電路被導通，以傳導所述柵極電流，以便在所述交流電源的半周期期間的點火時間致使所述晶閘管導通，所述柵極耦合電路維持導通，使得所述柵極耦合電路能夠在所述半周期中的所述點火時間之后再次傳導所述柵極電流，所述可控開關電路在所述半周期末之前不導通，使得所述柵極耦合電路無法傳導所述柵極電流流過所述晶閘管的所述柵極。其可具體采用如下方案：所述柵極耦合電路包括以反串聯(lián)連接方式耦合連接在所述晶閘管的第一主端與所述柵極之間的兩個MOS-門控晶體管。所述晶閘管是可操作的，以在所述控制電路使所述可控開關電路變成不導通之后關閉換向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不導通。當所述可控開關電路不導通時，所述MOS-門控晶體管的反串聯(lián)組合是可操作的，以在所述晶閘管變成不導通之后傳導所述的負載電流。所述可控開關電路包括帶有一輸入光電二極管的光電耦合器，所述輸入光電二極管可操作以接收開關控制電壓，所述可控開關電路響應于所述光電耦合器的一個輸出光電晶體管的驅動呈現(xiàn)導通和不導通。本發(fā)明的另一種方案：一種負載控制裝置，用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小，所述負載控制裝置包括：晶閘管，具有第一和第二主負載端，被適配成以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在所述交流電源與所述電氣負載之間，用于從所述交流電源傳導負載電流到所述電氣負載，所述晶閘管具有柵極，用于傳導柵極電流以驅動所述晶閘管導通，并且其特征在于一額定保持電流；柵極耦合電路，耦合連接以傳導所述柵極電流流過所述晶閘管的所述柵極；以及控制電路，可操作的使所述可控開關電路導通，并且控制所述柵極耦合電路以傳導所述柵極電流，因而在所述交流電源的半周期中的點火時間致使所述晶閘管導通，所述控制電路繼續(xù)控制所述柵極耦合電路，使得所述柵極耦合電路能夠在所述點火時間之后再次傳導所述柵極電流；其中所述柵極耦合電路被阻止在太靠近所述半周期末傳導所述柵極電流，以防止所述晶閘管從下一個半周期開頭時呈現(xiàn)導通，所述柵極耦合電路還可操作以傳導所述負載電流，使得所述晶閘管和所述柵極耦合電路的組合是可操作的，以獨立于所述晶閘管的所述額定保持電流來傳導所述負載電流流過所述負載。其可具體采用如下方案：可控開關電路，耦合連接在所述柵極耦合電路與所述晶閘管的所述柵極之間，用于在所述可控開關電路導通時傳導所述柵極電流；其中所述控制電路是可操作的，以驅動所述可控開關電路導通，并且導致所述柵極耦合電路傳導所述柵極電流，因而在所述交流電源的半周期中的點火時間致使所述晶閘管呈現(xiàn)導通，所述控制電路在所述半周期末之前使所述可控開關電路變?yōu)椴粚?，使得所述柵極耦合電路無法通過所述晶閘管的所述柵極傳導所述柵極電流。其中所述柵極耦合電路包括以反串聯(lián)連接方式耦合連接在所述晶閘管的第一主端與所述柵極之間的兩個MOS-門控晶體管。其中所述晶閘管是可操作的，以在所述控制電路導致所述可控開關電路變成不導通之后關閉換向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不導通。其中，當所述可控開關電路不導通時，所述MOS-門控晶體管的反串聯(lián)組合是可操作的，以在所述晶閘管變成不導通之后傳導所述負載電流。其中所述可控開關電路包括帶有一輸入光電二極管的光電耦合器，所述輸入光電二極管可操作的從所述微處理器接收開關控制電壓，所述可控開關電路響應于所述光電耦合器的一輸出光電晶體管的驅動呈現(xiàn)導通和不導通。此外，所述柵極耦合電路電線耦合連接在所述晶閘管的第一主負載端與所述可控開關電路之間，所述負載控制裝置進一步包括：電阻器，耦合連接在所述柵極耦合電路與所述晶閘管的第二主負載端的交界處之間，用于在所述晶閘管不傳導所述負載電流時傳導所述負載電流。本發(fā)明的另一種方案：一種負載控制裝置，用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小，所述負載控制裝置包括：晶閘管，具有第一和第二主負載端，該晶閘管以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在所述交流電源與所述電氣負載之間，用于將負載電流從所述交流電源傳導到所述電氣負載，所述晶閘管具有柵極，用于傳導柵極電流以驅動所述晶閘管導通；柵極耦合電路，包括以反串聯(lián)連接的方式耦合連接在所述晶閘管的所述第一主負載端與所述柵極之間的兩個MOS-門控晶體管，用于當所述MOS-門控晶體管的反串聯(lián)組合導通時傳導所述柵極電流流過所述晶閘管的所述柵極；以及控制電路，可操作的以通過所述MOS-門控晶體管的所述反串聯(lián)組合傳導所述柵極電流，從而在所述交流電源的半周期中的點火時間致使所述晶閘管變?yōu)閷?；其中所述控制電路是可操作的，以使所述MOS-門控晶體管的所述反串聯(lián)組合保持導通，以在所述點火時間之后和在所述半周期末之前再次傳導所述柵極電流。其中可進一步包括：至少一個致動器，用于接收用戶輸入；所述控制電路是可操作的，響應于所述致動器的動作，使所述負載控制裝置在低功率模式中工作，所述控制電路是可操作的，以在所述低功率模式中禁用所述負載控制裝置的一個或多個電路。還可進一步包括：至少一個視覺指示器，用于顯示反饋信息給所述負載控制裝置的用戶；其中所述控制電路是可操作的，以當所述負載工作時點亮所述的視覺指示器，并且當所述負載斷開時關閉所述的視覺指示器。和/或進一步包括：射頻通信電路，用于發(fā)送和/或者接收射頻信號；其中所述控制電路是可操作的，以當所述負載工作時啟用所述射頻通信電路，并且當所述負載斷開時禁用所述射頻通信電路。和/或進一步包括：射頻通信電路，用于發(fā)送和/或者接收射頻信號；其中所述控制電路是可操作的，以增加所述射頻通信電路的采樣周期，使得所述射頻通信電路喚醒更小的頻率來對射頻能量進行采樣。此外，所述控制電路可包括微處理器，用戶可操作的使用所述調光開關的預設的編程模式，使所述調光開關進入所述低功率模式。所述控制電路產(chǎn)生由所述柵極耦合電路所接收的兩個驅動電壓，用于獨立地驅動所述的MOS-門控晶體管。其中第一個所述MOS-門控晶體管在當前半周期末之前呈現(xiàn)不導通，以在下一個半周期開頭時阻擋電流，并且第二個所述MOS-門控晶體管在傳導電流的當前半周期末之后呈現(xiàn)不導通，直到所述半周期末。其中所述MOS-門控晶體管在所述點火時間都變?yōu)閷?。所述控制電路是可操作的，以產(chǎn)生用于控制所述柵極耦合電路的單個驅動電壓。其中所述控制電路通過將所述驅動電壓的幅值拉升到大致在所述MOS-門控晶體管的柵極閾值電壓之上，使所述MOS-門控晶體管的所述反串聯(lián)組合變?yōu)閷▉砜刂扑鲵寗与妷?，以驅動所述柵極耦合電路傳導所述柵極電流，因而致使所述晶閘管在所述點火時間導通，所述控制電路通過在所述半周期的大致剩余部分中從所述點火時間起將所述驅動電壓的幅值維持在所述柵極閾值電壓之上來控制所述驅動電壓，以允許所述柵極耦合電路在所述半周期的大致剩余部分中的從所述點火時間起的任何時間可傳導所述柵極電流。所述柵極耦合電路包括兩個柵極電阻器，每個所述柵極電阻器與對應的一個所述MOSFET的柵極串聯(lián)，所述柵極電阻器在所述柵極耦合電路的所述控制輸入耦合連接在一起，用于接收所述驅動電壓。所述的負載控制裝置，進一步包括：可控開關電路，耦合連接在所述柵極耦合電路與所述晶閘管的所述柵極之間，用于在所述可控開關電路導通時傳導所述柵極電流；其中所述控制電路是可操作的，以使所述可控開關電路呈現(xiàn)導通，并且使所述柵極耦合電路傳導所述柵極電流，因而在所述交流電源的半周期中的點火時間致使所述晶閘管呈現(xiàn)導通，所述控制電路在所述半周期末之前致使所述可控開關電路呈現(xiàn)不導通，使得所述柵極耦合電路無法傳導所述柵極電流流過所述晶閘管的所述柵極。其中所述晶閘管是可操作的，以在所述控制電路導致所述可控開關電路變成不導通之后關閉換向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不導通。當所述可控開關電路不導通時，所述MOS-門控晶體管都是可操作的，以在所述晶閘管變成不導通之后，傳導所述負載電流。所述MOS-門控晶體管包括MOSFETS，并且所述晶閘管包括三端雙向可控硅開關元件。所述柵極耦合電路包括用于接收驅動信號的控制輸入，當兩個所述MOS-門控晶體管的所述反串聯(lián)組合在所述點火時間導通時，所述控制輸入傳導適于給所述MOS-門控晶體管的所述柵極的輸入電容充電的電流量，所述的電流量具有很小的幅值，使得所述柵極耦合電路流經(jīng)所述控制輸入的電流為大致非凈平均電流。所述柵極耦合電路包括用于接收驅動信號的控制輸入，所述柵極耦合電路通過所述控制輸入傳導的平均電流小于1微安，以便維持所述MOS-門控晶體管導通，使得所述MOS-門控晶體管的所述反串聯(lián)組合在所述點火時間與所述第二時間之間的任何時間能傳導所述柵極電流。本發(fā)明的另一種方案：一種負載控制裝置，用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小，所述負載控制裝置包括：晶閘管，具有第一和第二主負載端，該晶閘管以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在所述交流電源與所述電氣負載之間，用于將負載電流從所述交流電源傳導到所述電氣負載，所述晶閘管具有柵極，用于傳導柵極電流以驅動所述晶閘管導通，并且其特征在于一額定保持電流；柵極耦合電路，耦合連接以傳導所述柵極電流流過所述晶閘管的所述柵極；以及控制電路，耦合連接以可操作的致使所述柵極耦合電路傳導所述柵極電流，因而在所述交流電源的半周期中的點火時間致使所述晶閘管導通，所述控制電路繼續(xù)控制所述柵極耦合電路，使得所述柵極耦合電路能夠在所述點火時間之后再次傳導所述柵極電流；其中所述柵極耦合電路還可操作的，以當所述負載電流的幅值低于所述晶閘管的所述額定保持電流時傳導所述負載電流。其具體方案可以是：可控開關電路，耦合連接在所述柵極耦合電路與所述晶閘管的所述柵極之間，用于當所述可控開關電路呈現(xiàn)導通時傳導所述柵極電流。其中所述柵極耦合電路包括兩個MOS-門控晶體管，它們以反串聯(lián)連接方式耦合連接在所述晶閘管的第一主端與所述柵極之間。其中所述晶閘管是可操作的，以在所述控制電路導致所述可控開關電路變成不導通之后關閉換向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不導通。其中，當所述可控開關電路處于不導通時，所述MOS-門控晶體管的所述反串聯(lián)組合是可操作的，以在所述晶閘管變成不導通之后傳導所述負載電流。此外，所述柵極耦合電路電氣耦合連接在所述晶閘管的第一主負載端與所述可控開關電路之間，所述負載控制裝置進一步包括：一電阻器，耦合連接在所述柵極耦合電路與所述晶閘管的第二主負載端的交界處之間，用于在所述晶閘管不傳導所述負載電流時傳導所述負載電流。本發(fā)明的另一種方案：一種負載控制電路，用于控制從交流電源傳輸?shù)诫姎庳撦d的功率大小，所述負載控制電路包括：晶閘管，具有第一和第二主負載端，該晶閘管以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在所述交流電源與所述電氣負載之間，用于將負載電流從所述交流電源傳導到所述電氣負載，所述晶閘管具有柵極，用于傳導柵極電流以驅動所述晶閘管導通，并且其特征在于一額定保持電流；以及柵極耦合電路，耦合連接以傳導所述柵極電流流過所述晶閘管的所述柵極，因而在所述交流電源的半周期中的點火時間致使所述晶閘管導通，所述柵極耦合電路維持導通，使得所述柵極耦合電路能夠在所述點火時間之后再次傳導所述柵極電流；其中所述柵極耦合電路還可操作的在所述負載電流的幅值低于所述晶閘管的所述額定保持電流時傳導所述負載電流。從參照附圖的本發(fā)明的以下描述，本發(fā)明的其他方面和優(yōu)點會變得易于明白。附圖說明現(xiàn)在將在參照附圖的以下具體描述中進一步詳細描述本發(fā)明，附圖中：圖1是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例用于控制LED光源的強度的包括兩線式模擬調光開關的照明控制系統(tǒng)的簡化方框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的圖1的調光開關的簡化方框圖；圖3A和圖3B是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的圖1的調光開關的操作的示例波形；圖4是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的圖2的調光開關的簡化示意圖；圖5是圖2的調光開關的定時電路的簡化示意圖；圖6是根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的調光開關的簡化示意圖；圖7是根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的圖6的調光開關的操作的實例波形；圖8是根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的調光開關的簡化示意圖；圖9是根據(jù)本發(fā)明的第四實施例的反向相位控制調光開關的簡化方框圖；圖10是展示根據(jù)本發(fā)明的第四實施例的圖9的調光開關的操作的波形實例的簡化定時圖；圖11是根據(jù)本發(fā)明的第四實施例的圖9的調光開關的簡化示意圖；圖12是根據(jù)本發(fā)明的一替代實施例的調光開關的簡化示意圖；圖13是根據(jù)本發(fā)明的第五實施例的調光開關的簡化示意圖；圖14是展示根據(jù)本發(fā)明的第五實施例的圖13的調光開關的操作的波形實例的簡化定時圖；圖15是根據(jù)本發(fā)明的第六實施例的調光開關的簡化示意圖；圖16是根據(jù)本發(fā)明的第七實施例的調光開關的簡化示意圖；圖17是根據(jù)本發(fā)明的第八實施例的調光開關的簡化示意圖；圖18是根據(jù)本發(fā)明的第九實施例的具有數(shù)字控制電路的調光開關的簡化示意圖；圖19是根據(jù)本發(fā)明的第九實施例的由圖18的調光開關的微處理器所執(zhí)行的開關程序的簡化流程圖；圖20是根據(jù)本發(fā)明的第九實施例的由圖18的調光開關的微處理器周期性執(zhí)行的控制程序的簡化流程圖；圖21是根據(jù)本發(fā)明的第十實施例的調光開關的簡化示意圖；圖22是圖21的調光開關的一部分的簡化示意圖，示出了第一和第二柵極驅動電路以及可控開關電路的更多細節(jié)；圖23是展示根據(jù)本發(fā)明的第十實施例的圖21的調光開關的操作的實例波形；及圖24是根據(jù)本發(fā)明的第十一實施例的調光開關的簡化方框圖。具體實施方式結合附圖可以更好地理解以下概述以及優(yōu)選實施例的以下詳細描述。出于說明本發(fā)明的目的，附圖中以優(yōu)選方式示出了實施例，其中在附圖的幾個視圖中相同的附圖標記表示相似的零件，然而，應當理解，本發(fā)明不限于所公開的具體方法和實施手段。圖1是一照明控制系統(tǒng)10的簡化方框圖，它包括用于控制傳輸?shù)礁咝收彰髫撦d101的功率大小的“兩線式”調光開關100，所述負載包括一負載調節(jié)裝置，例如發(fā)光二極管(LED)驅動器102，以及高效率光源，例如，LED光源104(或“光引擎”)。調光開關100具有一個耦合連接到交流(AC)電源105上用于接收交流主線電壓VAC的熱端H，以及一個耦合連接到LED驅動器102的調光的熱端DH。調光開關100不需要直接連接到交流電源105的中性線端N。調光開關100在所述的調光的熱端DH產(chǎn)生相位控制電壓VPC(例如，調光熱電壓)，并且傳導負載電流ILOAD流過LED驅動器102。調光開關100可以使用前鋒相位控制調光技術亦或使用反向相位控制調光技術來產(chǎn)生所述的相位控制電壓VPC。本文所述的“兩線式”調光開關或負載控制裝置不需要與交流電源105的中性線端N建立直接的連接。換句話講，所有通過兩線式調光開關傳導的電流還必須流過負載。兩線式調光開關可以僅僅具有兩個端子(即，熱端H和調光的熱端DH，如圖1所示)?？商娲?，兩線式調光開關(如本文所述)可以包括三路調光開關，該三路調光開關可以用于三路照明系統(tǒng)并且具有至少三個負載端子，但是不需要中性線連接。此外，兩線式調光開關可以包括一額外連接，提供與遠程控制裝置(用于遙控所述調光開關)的通信，但是不要求將調光開關直接連接到中性線端。LED驅動器102和LED光源104兩者可以被包括在一個單個殼體中，例如，有適于連接到標準螺口式燈頭的螺口式底座的殼體。當LED驅動器102與LED光源104被包括在單個殼體中時，LED驅動器僅僅具有兩個電連接：一個是到調光開關100的電連接，用于接收相位控制電壓VPC；另一個是到交流電源105的電連接。LED驅動器102包括整流橋電路106，該橋電路接收相位控制電壓VPC并產(chǎn)生流過總線電容器CBUS的總線電壓VBUS。LED驅動器102進一步包括負載控制電路107，該負載控制電路接收總線電壓VBUS并響應于相位控制信號VPC來控制LED光源104的強度。特別地，LED驅動器102的負載控制電路107是可操作的，以開啟和關閉LED光源104，并且響應于相位控制信號VPC來調節(jié)LED光源的強度到目標強度LTRGT(即，期望的強度)。所述目標強度LTRGT可以在低端強度LLE(例如，大約1％)與高端強度LHE(例如，大約100％)之間的范圍內取值。LED驅動器102還可以包括濾波網(wǎng)絡108，該濾波網(wǎng)絡用于防止負載控制電路107所產(chǎn)生的噪聲在交流主線路上傳導。由于LED驅動器102包括總線電容器CBUS和濾波網(wǎng)絡108，所以LED驅動器可以具有電容性輸入阻抗。LED驅動器102的實例在于2009年6月11日提交的、題為“用于發(fā)光二極管光源的負載控制裝置”的美國專利申請No.12/813,908中有更為詳細的描述，該申請的全部內容通過引用的方式并入本申請中。此外，LED驅動器102可以包括用于傳導電流(除負載電流ILOAD之外)流過調光開關100的仿真負載電路109。因此，如果調光開關100包括一個用于產(chǎn)生相位控制電壓VPC的三端雙向可控硅開關元件，或簡稱雙向晶閘管，所述的仿真負載電路109可以傳導足夠的電流以確保流過調光開關100的三端雙向可控硅開關的總電流的幅值大于三端雙向可控硅開關的額定鎖存電流和保持電流。此外，仿真負載電路109在調光開關100包括定時電路時可以傳導定時電流，并且如果調光開關包括電源時可以傳導充電電流，使得這些電流不需要通過負載控制電路107來傳導且不會影響LED光源104的強度。所述的仿真負載電路109可以簡單地包括一恒定阻抗電路(例如，電阻器)，或者可以包括一電流源電路。可替代地，仿真負載電路109可以是可控的，使得能夠啟用和禁用該仿真負載電路，由此選擇性地允許電流傳導通過調光開關100。此外，仿真負載電路109可以受到控制，以分別根據(jù)交流主線電壓VAC的幅值、交流主線電壓的半周期內的當前時間或LED驅動器102的當前工作模式來導通不同的電流大小。此類仿真負載電路的實例詳見于2009年8月5日提交的、題為“與照明控制裝置一起使用的可變負載電路”的共同轉讓的美國專利申請No.12/438,587以及于2010年11月19日提交的、題為“與負載控制裝置一起使用的可控負載電路”的美國專利申請No.12/950,079，這些申請的全部內容通過引用的方式并入本申請中?？商娲?，高效率光源可以包括緊湊型熒光燈(CFL)，并且負載調節(jié)裝置可以包括電子調光鎮(zhèn)流器。此外，調光開關100可替代地用于控制傳輸?shù)狡渌愋偷碾姎庳撦d的功率大小，例如直接控制一照明負載或一電機負載。具有熒光燈和電子調光鎮(zhèn)流器的螺口式光源的實例詳見于2010年2月12日提交的、題為“混合光源”的美國專利申請No.12/704,781，該申請的全部內容通過引用的方式并入本申請中。調光開關100包括用戶界面，該用戶界面具有蹺板開關116和強度調節(jié)器118(例如，如圖1所示的滑塊旋鈕)。翹板開關116允許關閉和斷開所述的LED光源104，而強度調節(jié)器118允許將LED光源104的目標強度LTRGT從低端強度LLE調節(jié)到高端強度LHE。調光開關的用戶界面的實例詳見于2009年1月30日提交的、題為“具有節(jié)能的視覺指示和使用信息的負載控制裝置”的共同轉讓的美國專利申請，該申請的全部內容通過引用的方式并入本申請中。圖2是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的調光開關100的簡化方框圖。圖3A和圖3B是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的調光開關100的操作的示例波形。調光開關100包括耦合連接在熱端H與調光的熱端DH之間的一個雙向半導體開關110，用于產(chǎn)生相位控制電壓VPC(如圖3A和圖3B所示)和控制傳輸?shù)絃ED驅動器102的功率大小。雙向半導體開關110包括一個控制輸入(例如，柵極)，該控制輸入可以接收用于使雙向半導體開關導通和不導通的控制信號。雙向半導體開關110可以包括例如三端雙向可控硅開關的單個裝置，或裝置的組合，例如以反串聯(lián)方式耦合連接的兩個場效應晶體管(FETS)。根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，所述的相位控制電壓VPC包括一前向相位控制電壓。換句話講，相位控制電壓VPC在非導通時間TNC內的每個半周期的開頭具有大約零伏特的幅值，并且在該半周期的剩余部分內，即，在導通時間TCON內具有與交流電源105的交流線電壓VAC幅值大約相等的幅值。例如，導通時間TCON在LED光源104的目標強度LTRGT為低端強度LLE時，可以是大約兩毫秒，并且在目標強度LTRGT是高端強度LHE時，可以是大約7毫秒。調光開關100包括一電性連接到熱端H并與雙向半導體開關110串聯(lián)的機械式氣隙開關S112，使得LED光源104在該開關打開時被斷開。當氣隙開關S112被閉合時，調光開關100是可操作的，它通過控制雙向半導體開關110來控制供給LED驅動器102的功率大小。氣隙開關S112機械地耦合連接到調光開關110的用戶界面的蹺板開關116，使得該開關可以響應于蹺板開關的動作，實現(xiàn)打開和閉合。調光開關100進一步包括連接在雙向半導體開關110的兩端的整流電路114，并且可操作的產(chǎn)生整流電壓VRECT(例如，代表在雙向半導體開關兩端上建立的電壓的信號)。根據(jù)第一實施例，調光開關100包括具有電源120的模擬控制電路115、恒速單觸發(fā)定時電路130和可變閾值觸發(fā)電路140(即，柵極驅動電路)?？刂齐娐?15接收來自整流電路114的整流電壓VRECT并傳導控制電流ICNTL流過負載(即，LED驅動器102)，以便產(chǎn)生用于控制雙向半導體開關110的驅動電壓VDR，由此響應于強度調節(jié)器118來調節(jié)LED光源104的強度?？刂齐娐?15的電源120傳導充電電流ICHRG流過LED驅動器102，以便產(chǎn)生電源電壓VCC(例如，大約11.4伏特)。該電源的充電電流ICHRG組成控制電路115的控制電流ICNTL的一部分。定時電路130接收電源電壓VCC并產(chǎn)生一個定時電壓VTIM(即，定時信號)，該定時電壓包括具有恒定的增長率(即，恒定正斜率)的如圖3A和圖3B所示的諧波信號。當雙向半導體開關110在每個半周期開頭時是不導通的，定時電路130還接收整流電壓VRECT，并且能夠從LED驅動器102(即，流過LED驅動器102的控制電流ICNTL)的兩端上建立的電壓導出過零點定時信息。定時電壓VTIM在交流線電壓VAC過零點之后不久(即，在如圖3A和圖3B中的時間t1、t4所示的每個半周期的開頭之后不久)就開始從大約零伏特增加，并以恒定速率持續(xù)增加。在自從當前半周期內定時電壓VTIM開始從零伏特增加經(jīng)過固定的時間量TTIM之后，定時電壓VTIM在下一個過零點附近(即，在如圖3A和圖3B的時間t3所示的當前半周期的末端附近)接近大約零伏特。由于定時電壓VTIM的幅值在每個半周期以恒定速率增加固定的時間量TTIM，所以定時電壓VTIM在每個半周期內基本上相同，如圖3A和3B所示。重新參考圖2，可變閾值觸發(fā)電路140接收來自定時電路130的定時電壓VTIM，并且產(chǎn)生用于控制雙向半導體開關110的驅動電壓VDR(即，柵極驅動電壓)，由此響應于強度調節(jié)器118的動作來調節(jié)LED光源104的強度。所述觸發(fā)電路140的特征在于可以響應于調光開關100的用戶界面的強度調節(jié)器118進行調節(jié)的可變閾值(即，圖3A和圖3B所示的可變閾值電壓VTH)。柵極耦合電路150將驅動電壓VDR連接到雙向半導體開關110的柵極，由此使半導體開關110響應于可變閾值電壓VTH的幅值實現(xiàn)導通和不導通。當在每個半周期內定時電壓VTIM的幅值超過可變閾值電壓VTH的幅值時(如圖3A和3B中的點火時間t2、t5所示)，觸發(fā)電路140是可操作的，以導出驅動信號VDR到第一幅值(例如，如圖3A和圖3B所示的大約零伏特)，由此使雙向半導體開關110在每個半周期導通(以下會參照圖4更加詳細地描述)。然后，驅動信號VDR被派生到第二幅值(例如，大約如圖3A和圖3B所示的電源電壓VCC)，以使雙向半導體開關110當定時電壓VTIM在下一個過零點之前不久被控制成大約零伏特時不導通?？勺冮撝惦妷篤TH在圖3A和圖3B中被圖示為兩個不同的幅值，這導致驅動信號VDR被派生為低于零伏特(由此使雙向半導體開關110導通)，對應不同的時間量。如圖3A和圖3B所示，調光開關100的控制電路115是可操作的，在雙向半導體開關110導通之后(如點火時間t2、t5所示)的那個半周期內剩余的部分通過維持驅動電壓VDR低值，來提供恒定的柵極驅動到雙向半導體開關110。因此，雙向半導體開關110會保持導通，而與傳導流過雙向半導體開關110和LED驅動器102的負載電流ILOAD的幅值無關。當雙向半導體開關110導通并且相位控制電壓VPC的幅值大約大于LED驅動器102的總線電壓VBUS的幅值時，LED驅動器102會開始傳導負載電流ILOAD流過雙向半導體開關。由于LED驅動器102的總線電容器CBUS可以快速充電，所以負載電流ILOAD的幅值可以在下降到本質上很小的幅值(例如，大約零幅值)之前快速達到峰值。如此前所述，雙向半導體開關110會獨立于負載電流ILOAD的幅值而保持導通，因為控制電路115提供恒定的柵極驅動到雙向半導體開關。除了幅值的快速增加和減小之外，負載電流ILOAD還可以在雙向半導體開關110被導通之后改變方向。因此，雙向半導體開關110還是可操作的，以在雙向半導體開關在單個半周期內導通之后，可實現(xiàn)在兩個方向傳導電流(即，從LED驅動器102傳導電流或傳導電流到該LED驅動器)，從而允許設置在LED驅動器102的濾波網(wǎng)絡108中的任何電容器跟隨交流電源105的交流線電壓VAC的幅值。圖4是調光開關100的簡化示意圖。如圖4所示，第一實施例的調光開關100的雙向半導體開關110采用雙向可控硅110’，但是可以可替代地實施為一個或多個可控硅整流器(SCR)或任何合適的晶閘管。雙向可控硅110’包括兩個主端，它們以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在熱端H與調光的熱端DH之間，使得所述雙向可控硅開關元件以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在交流電源105與LED驅動器102之間，用于傳導負載電流ILOAD到LED驅動器負載。所述的雙向可控硅110’包括柵極(即，控制輸入)，用于使雙向可控硅在交流電源105的每個半周期內導通，以下將進行更加詳細地描述。雖然圖4未示出，但是扼流電感線圈可以與雙向可控硅110’串聯(lián)，并且濾波器電路(例如，濾波電容器)可以連接在熱端H與調光的熱端DH之間(即，與雙向可控硅開關元件并聯(lián))，以防止雙向可控硅的開關產(chǎn)生的噪聲在交流主線路上傳導。整流電路114包括具有四個二極管D114A、D114B、D114C、D114D的全波形整流電橋。整流電路114的整流電橋具有串聯(lián)在熱端H與調光的熱端DH之間的交流端，以及當雙向可控硅110’不導通時用于提供整流電壓VRECT到定時電路130的直流端?？刂齐娐?15傳導控制電流ICNTL流過整流電路114和LED驅動器102。因此，每個半周期通過LED驅動器102傳導的總電流是通過雙向半導體開關110傳導的負載電流ILOAD、通過調光開關100的控制電路115傳導的控制電流ICNTL以及通過濾波器電路(可以連接在熱端H與調光的熱端DH之間)傳導的任何泄漏電流。如圖4所示，電源120包括例如產(chǎn)生電源電壓VCC的通過-晶體管電路。通過-晶體管電路包括具有集電極的NPN雙極面結型晶體管Q122，用于通過電阻器R124(例如，具有大約100kΩ的電阻)接收整流器電壓VRECT。晶體管Q122的基極通過電阻器R125(例如具有大約150kΩ的電阻)耦合連接到整流器電壓VRECT，并且通過穩(wěn)壓二極管Z126(例如，具有大約12伏特的轉折電壓)連接到電路公共端。電源120進一步包括存儲電容器C128，該存儲電容器能夠通過晶體管Q122充電到大約等于穩(wěn)壓二極管Z126的轉折電壓減去晶體管Q122的基極-發(fā)射極壓降的電壓。存儲電容器C128具有例如大約10μF的電容，并且其工作以維持電源電壓VCC在適當幅值(即，大約11.4伏特)，從而允許定時電路120產(chǎn)生定時電壓VTIM并允許柵極耦合電路150連續(xù)使雙向可控硅110’在每個半周期的點火時間之后導通。定時電路130包括恒定斜坡電路160、單觸發(fā)鎖存電路170和復位電路180。恒定斜坡電路160接收電源電壓VCC并使定時電壓VTIM的幅值以恒定速率增加。復位電路180接收整流電壓VRECT并連接到定時電壓VTIM，復位電路是可操作的，以使定時電壓VTIM的幅值在每個半周期開始時間的開頭之后不久(例如，圖3A和圖3B的時間t1、t4)從大約零伏特開始增加。特別地，復位電路180是可操作的，以響應于在復位閾值VRST兩端的整流電壓VRECT的正向過渡來啟用定時電壓VTIM(即，開始增加定時電壓VTIM的幅值)，該整流電壓在復位閾值VRST之上保留至少預定的時間量。單觸發(fā)鎖存電路170提供鎖存電壓VLATCH到復位電路180，以防止復位電路180在半周期末到來前對定時電壓VTIM復位，因此確保復位電路僅僅在每個半周期重新開始才產(chǎn)生一次定時電壓。單觸發(fā)鎖存電路170通過在復位電路180啟用定時電壓VTIM之后的固定時間量的末尾(例如，在圖3A和圖3B的時間t3的半周期的末尾附近)控制定時電壓VTIM的幅值到大約0.6伏特來停止產(chǎn)生所述的定時電壓VTIM。在單觸發(fā)鎖存電路170控制定時電壓VTIM的幅值到大約0.6伏特后，復位電路180在下一個半周期開始之后(即，圖3A和圖3B的時間t4)再次能夠產(chǎn)生定時電壓VTIM。其結果是，在單觸發(fā)鎖存電路170驅動定時電壓VTIM到大約0.6伏特時的時間與當復位電路180通過控制定時電壓VTIM的幅值低至大約零伏特來產(chǎn)生定時電壓VTIM的時間之間，存在一個死區(qū)時間TDT。可變閾值觸發(fā)電路140包括具有反相輸入的比較器U142，該比較器接收來自定時電路130的定時電壓VTIM?？勺冮撝涤|發(fā)電路140還包括機械地連接到強度調節(jié)器118的滑塊旋鈕的電位器R144。電位器R144具有耦合連接在電源電壓VCC與電路公共端之間的電阻元件以及生成可變閾值電壓VTH的滑臂端?？勺冮撝惦妷篤TH包括直流電壓，該直流電壓的幅值響應于強度調節(jié)器118的滑塊旋鈕的位置而變化，并且提供給比較器U142的非反相輸入端。驅動電壓VDR在比較器U142的輸出產(chǎn)生，并且被提供給柵極耦合電路150，用于使雙向可控硅110’導通和不導通。柵極耦合電路150包括光電耦合器U152，該光電耦合器具有耦合連接在電源電壓VCC與比較器U142的輸出之間并與電阻器R154(例如，具有大約8.2kΩ的電阻)串聯(lián)的輸入光電二極管。光電耦合器U152具有與電阻器R156(例如，具有大約100kΩ的電阻)串聯(lián)連接的光敏可控硅輸出。所述的光電耦合器U152的光敏可控硅輸出與電阻器R156的串聯(lián)連接組合是耦合在雙向可控硅110’的主端之一和柵極之間(例如，連接到熱端H)。如圖3A和圖3B所示，當定時電壓VTIM的幅值在可變閾值電壓VTH的幅值之下時，可變閾值觸發(fā)電路140的比較器U142輸出的驅動電壓VDR的幅值保持在高至大約等于電源電壓VCC的水平，使得雙向可控硅110’保持不導通。當定時電壓VTIM的幅值增加到可變閾值電壓VTH以上時，比較器U142驅動該驅動電壓VDR低至大約電路公共端的水平，使得光電耦合器U152的輸入光電二極管傳導驅動電流IDR，該驅動電流可以具有大約2mA的額定幅值IDR-RTD。因此，光電耦合器U152的光敏可控硅輸出呈現(xiàn)導通并傳導柵極電流IG流過雙向可控硅110’的柵極，使該雙向可控硅開關元件導通。因此，驅動電壓VDR被驅動降低，低至使雙向可控硅110’在自從半周期開始時間(即，如圖3A和3B所示的不導通時間TNC)經(jīng)過可變時間量之后導通，其中可變時間量響應于強度調節(jié)器118和可變閾值電壓VTH來調節(jié)。由于驅動電壓VDR的幅值在雙向可控硅110’呈現(xiàn)導通之后保持很低，所以光電耦合器U152的輸入光電二極管在該半周期的剩余的部分持續(xù)傳導驅動電流IDR。例如，光電耦合器U152的輸入光電二極管可以傳導來自電源120的存儲電容器C128的平均電流，其中當LED光源104的目標強度LTRGT處于低端強度LLE時以及當目標強度LTRGT處于高端強度LHE時，平均電流可以在大約0.5毫安至大約1.7毫安的范圍內變化。如此前所述，負載電流ILOAD可以在雙向可控硅110’變?yōu)閷ㄖ蟾淖兎较?即，負載電流ILOAD的幅值從正過渡到負，或反之)。當負載電流ILOAD的幅值降低到低于雙向可控硅110’的保持電流時，該雙向可控硅開關元件換向關閉并且變?yōu)椴粚?。此外，雙向可控硅110’的柵極停止傳導柵極電流IG且光電耦合器U152的光敏可控硅輸出變?yōu)椴粚?。然而，由于驅動電壓VDR的幅值保持很低，因此，光電耦合器U152的輸入光電二極管甚至到雙向可控硅110’變?yōu)椴粚〞r仍然繼續(xù)傳導所述的驅動電流IDR(即，提供恒定的柵極驅動)，該光電耦合器的光敏可控硅輸出能夠傳導柵極電流IG，并且雙向可控硅110’能夠呈現(xiàn)導通且在導通之后不久在相反方向上傳導負載電流ILOAD。因此，雙向可控硅110’能夠在單個半周期內在兩個方向上傳導負載電流ILOAD。雙向可控硅110’在每個半周期呈現(xiàn)導通之后，定時電路130連續(xù)產(chǎn)生定時電壓VTIM。因此，定時電壓VTIM的幅值保持在可變閾值電壓VTH以上，并且雙向可控硅110’保持導通直到大約在該半周期末當單觸發(fā)鎖存電路170驅動定時電壓到大約零伏特時為止。光電耦合器U152的輸入光電二極管連續(xù)傳導驅動電流IDR，并且光敏可控硅輸出連續(xù)傳導柵極電流IG，使雙向可控硅110’在每個半周期中當驅動電壓VDR被驅動到很低時呈現(xiàn)導通(如圖3A和圖3B所示)。根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，鎖存電路170是可操作的，以在當前半周期末之前不久(如圖3A和圖3B的時間t3所示)控制定時電壓VTIM到大約零伏特(因此控制驅動電壓VDR的幅值高至大約電源電壓VCC)。因此，定時電壓VTIM的長度(即，固定的時間量TTIM)稍微小于每個半周期的長度THC。在該半周期末的定時電壓VTIM的死區(qū)時間TDT(或“消隱脈沖”)允許當流過雙向可控硅開關元件的負載電流ILOAD的幅值在該半周期末減小到大約零安培時，雙向可控硅110’換向關閉(即，變?yōu)椴粚?。由于LED驅動器102具有電容性輸入阻抗，所以當雙向可控硅110’在每個半周期末變?yōu)椴粚ㄖ螅辔豢刂齐妷篤PC的幅值不會在交流主線電壓VAC的過零點附近快速減小到零伏特。因此，根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，復位電路180僅僅在交流主線電壓VAC過零之后開始定時電壓VTIM，即，當整流電壓的幅值增大時，僅在整流電壓VRECT的幅值超過復位閾值VRST時產(chǎn)生響應。而當整流電壓VRECT的幅值下降到低于復位閾值VRST時，復位電路180的作用是防止重新設置定時電壓VTIM，這是由于LED驅動器102的電容性輸入阻抗而在每個半周期內可能發(fā)生或不發(fā)生的干擾。圖5是定時電路130的簡化示意圖。恒定斜坡電路160接收電源電壓VCC并且在定時電容器C162(例如，具有大約50nF的電容)的兩端產(chǎn)生定時電壓VTIM。恒定斜坡電路160包括用于傳導恒定時電流ITIM流過定時電容器C162的恒電流源，使得定時電壓VTIM具有恒定斜率。恒電流源電路包括PNP雙極面結型晶體管Q164，該雙極面結型晶體管具有經(jīng)由電阻器R165(例如，具有大約10kΩ的電阻)耦合連接到電源電壓VCC的發(fā)射極，兩個二極管D166、D168串聯(lián)連接在電源電壓VCC與晶體管Q164的基極之間。電阻器R169連接在晶體管Q164的基極與電路公共端之間，并且具有例如大約51kΩ的電阻。在電阻器R165的兩端上產(chǎn)生幅值大約等于二極管D166的前向電壓降(例如，大約0.6V)的電壓，使得電阻器傳導恒定時電流ITIM(例如，大約70μΑ)到電容器C162中。定時電壓VTIM的幅值相對于時間減小的速率(即，dVTIM/dt)是定時電流ITIM的幅值和電容器C162的電容CC162的函數(shù)(即，dVTIM/dt＝ITIM/C162)，并且可以等于，例如，大約1.4V/毫秒。單觸發(fā)鎖存電路170包括比較器U172，該比較器具有耦合連接到定時電壓VTIM的反相輸入。定時電壓VTIM經(jīng)由二極管D174進一步耦合連接到比較器U172的一個輸出端。單觸發(fā)鎖存電路170包括以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在電源VCC與電路公共端之間的電阻分壓器，并且包括兩個電阻器R175和R176，電阻值分別為大約100KΩ和1ΜΩ。兩個電阻器R175和R176的連接節(jié)點產(chǎn)生一個鎖存閾值電壓VTHL，提供給比較器U172的非反相輸入端。比較器U172的非反相輸入端還經(jīng)由電阻器R178(例如，具有大約1kΩ的電阻)耦合連接到其所述的輸出端。鎖存電壓VLATCH在比較器U172的輸出端產(chǎn)生并被提供給復位電路180，以下將進行更為詳細的描述。復位電路180包括第一比較器U181，該第一比較器具有非反相輸入端，接收經(jīng)由穩(wěn)壓二極管Z182和電阻器R183(例如，具有大約100kΩ的電阻)的串聯(lián)組合提供的整流電壓VRECT。電容器C184(例如，具有大約1000pF的電容)和電阻器R185(例如，具有大約20kΩ的電阻)并聯(lián)組合連接在比較器U181的非反相輸入端與電路公共端之間。穩(wěn)壓二極管Z186(例如，具有大約12伏特的轉折電壓)用于鉗制比較器U181的非反相輸入與電路公共端之間產(chǎn)生的電壓的幅值。復位電路180進一步還包括電阻分壓器，該電阻分壓器具有兩個電阻器R187和R188(例如，分別具有大約150kΩ和100KΩ的電阻)，它們以串聯(lián)電氣連接的方式耦合連接在電源電壓VCC與電路公共端之間。兩個電阻器R187和R188的連接節(jié)點產(chǎn)生被提供給比較器U181的反相輸入端的復位閾值電壓VRST(例如，大約4.8V)。比較器U181的一個輸出經(jīng)由電阻器R189(例如，具有大約10kΩ的電阻)耦合連接到所述的電源電壓VCC。復位電路180還包括第二比較器U191，該第二比較器具有耦合連接到閾值電壓VRST的非反相輸入端以及耦合連接到定時電壓VTIM的一個輸出端。比較器U181的輸出經(jīng)由電容器C190(例如，具有大約1000pF的電容)連接到第二比較器U191的反相輸入端。電阻器R192(例如，具有大約68kΩ的電阻)和二極管D193跨接在比較器U191的反相輸入端與電路公共端之間。FETQ194同樣跨接在所述反相輸入端和電路公共端之間。FETQ194的柵極的電位經(jīng)由一個電阻器R195(例如，具有大約100kΩ的電阻)朝著電源電壓VCC被拉升，并且耦合連接到所述的鎖存電壓VLATCH，使得FET可以響應于單觸發(fā)鎖存電路170在導通和不導通狀態(tài)之間變化。當定時電壓VTIM從大約零伏特開始時，鎖存電路170的比較器U172的反相輸入小于非反相輸入端的鎖存閾值電壓VTH-L(例如，大約10.5V)，并且其輸出經(jīng)由復位電路180的電阻器R195和二極管D196朝著電源電壓VCC被拉升。定時電壓VTIM的幅值以恒定速率連續(xù)增加，直到定時電壓的幅值超過鎖存閾值電壓VTH-L，此時，鎖存電路170的比較器U172驅動其輸出低至大約零伏特。這時，定時電壓VTIM的幅值減小到大約等于二極管D174(例如，大約0.6V)的前向電壓降。因此，每個半周期所產(chǎn)生的定時電壓VTIM的固定時間量TTIM是定時電壓VTIM的幅值相對于時間增加的恒定速率dVTIM/dt(即，大約1.4V/毫秒)和鎖存閾值電壓VTH-L的幅值(即，大約10.5V)的函數(shù)，由此可知，每個半周期內的固定時間量TTIM是大約7.5毫秒。在定時電壓VTIM的幅值超過鎖存閾值電壓VTH-L之后，鎖存閾值電壓VTH-L減小到大約0.1V，使得比較器U172連續(xù)降低其輸出，并且定時電壓VTIM的幅值維持在大約0.6V。在半周期的開頭，整流電壓VRECT的幅值低于復位電路180的穩(wěn)壓二極管Z182的轉折電壓(例如，大約30V)，并且第一比較器U181的反相輸入端的電壓是大約零伏特，使得第一比較器的輸出朝著電路公共端下降。當整流電壓VRECT的幅值大致超過穩(wěn)壓二極管Z182的轉折電壓時，電容器C184開始充電，直到第一比較器U181的非反相輸入處的電壓幅值超過復位閾值電壓VRST。第一比較器U181的輸出然后朝著電源電壓VCC被拉升，并且電容器C190傳導脈沖電流到電阻器R192中，使得第二比較器U191的反相輸入端的電壓幅值超過復位閾值電壓VRST，并且第二比較器朝著電路公共端拉低定時電壓VTIM(即，定時電壓的幅值從大約0.6伏特被控制成零伏特)，現(xiàn)在，鎖存電路170的比較器U172的反相輸入端的電壓幅值低于鎖存閾值電壓VTH-L(即，大約0.1V)，并且比較器停止朝著電路公共端拉低定時電壓VTIM。此外，復位電路180在電容器C190充滿電之前僅僅拉低定時電壓VTIM簡短的時間(例如，大約68微秒)，然后停止傳導脈沖電流到電阻器R192中。接著，第二比較器U191停止朝著電路公共端拉低定時電壓VTIM，因此允許定時電壓的幅值相對于時間以恒定速率再次開始增加。當復位電路180在每個半周期開始之后使定時電壓VTIM產(chǎn)生復位之后，鎖存電路170的比較器U172停止朝著電路公共端拉低定時電壓VTIM，并且鎖存電壓VLATCH的幅值經(jīng)由電阻器R195和二極管D196朝著電源電壓VCC被拉升。此時，F(xiàn)ETQ914呈現(xiàn)導通，從而維持第二比較器U191的反相輸入低于復位閾值電壓VRST。當單觸發(fā)鎖存電路170的比較器U172在該半周期末附近拉低定時電壓VTIM時，F(xiàn)ETQ194變?yōu)椴粚?，可見，F(xiàn)ETQ194在每個半周期的大部分時間是導通的，并且復位電路180能夠防止使定時電壓VTIM重新產(chǎn)生，直到鎖存電路170停止產(chǎn)生定時電壓之后，從而極大地提高了調光開關100相對于交流線電壓VAC上的脈沖噪聲的抗噪聲能力。當復位電路170的第一比較器U181的非反相輸入處的電壓幅值超過復位閾值電壓VRST時，該比較器的輸出接著朝向電源電壓VCC被拉升，并且電容器C190充電。然后FETQ194呈現(xiàn)導通，并且電容器C190保持充電。當整流電壓VRECT的幅值在每個半周期末處下降到低于穩(wěn)壓二極管Z182的轉折電壓、并且第一比較器U181的非反相輸入處的電壓幅值下降到低于復位閾值電壓VRST時，電容C190通過二極管D193以及第一比較器U181的所述輸出端放電。然而，第二比較器U191的反相輸入處的電壓幅值保持小于復位閾值電壓VRST，因此，復位電路180不會使定時電壓VTIM的重新產(chǎn)生復位，直到復位電路180的第一比較器U181的非反相輸入處的電壓幅值在下一個半周期開始處上升到復位閾值電壓VRST以上。因此，本發(fā)明的第一實施例的調光開關100的控制電路115傳導控制電流流過LED驅動器102，并且在雙向半導體開關110導通之后提供恒定的柵極驅動到該雙向半導體開關?？刂齐娐?15是可操作的，以根據(jù)LED驅動器102的兩端上所建立的電壓以及根據(jù)流過LED驅動器102的控制電流ICNTL獲得過零點定時信息。傳導流過LED驅動器102的控制電流ICNTL的平均幅值大約等于定時電流ITIM和驅動電流IDR的平均幅值以及從定時電路130和觸發(fā)電路140所抽取的其他電流的總和?？刂齐娐?15是可操作的，使雙向半導體開關110在每個半周期里，響應代表LED光源104所期望強度的可變閾值從而導通，并且維持該雙向半導體開關導通直到大約當前半周期末。因此，觸發(fā)電路140所產(chǎn)生的驅動電壓VDR的導通時間TCON的長度不依賴于定時電路130產(chǎn)生定時信號VTIM的固定時間量TTIM的長度。圖6是根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的調光開關200的簡化示意圖。圖7是根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的調光開關200的操作的實例波形。第二實施例的調光開關200的雙向半導體開關采用以反串聯(lián)連接方式耦合連接在所述熱端H與調光的熱端DH之間的兩個單獨的MOS-門控晶體管實現(xiàn)，例如，F(xiàn)ETQ210A、Q210B，用于控制被傳遞到LED驅動器102的功率大小。FETQ210A、Q210B的源極一起耦合連接在電路公共端。FETQ210A或者Q210B可以包括金屬氧化物半導體FET(MOSFET)或者可以可替代地被替換為任何合適的電壓控制型半導體開關，比如說絕緣柵雙極結晶體管(IGBT)。FETQ210A、Q210B具有耦合連接到柵極耦合電路250的控制輸入(即，柵極)，該柵極耦合電路包括對應的柵極晶體管R252、R254(例如，兩個電阻器分別具有大約47Ω的電阻)，用于耦合到所述FET的柵極的驅動電壓VDR-INV。該驅動電壓VDR-INV如圖7所示的是第一實施例的驅動電壓VDR的反相。當所述的FET的柵極處的電壓被驅動達到其額定柵極閾值電壓(例如，大約10伏特)時，每個FETQ210A、Q210B導通。這兩個FETQ210A、Q210B通過使用前鋒相位控制技術被同時控制成導通和不導通，并且是可操作的，以呈現(xiàn)導通并保持導通，而且該操作獨立于傳導流過FET的負載電流ILOAD的幅值。調光開關200包括全波整流電橋，該全波整流電橋除了包括兩個二極管D214A、D214B之外，還包括兩個FET體二極管Q210A、Q210B。第二實施例的調光開關200的定時電路130的工作方式與第一實施例的相同。調光開關200包括模擬控制電路215，該模擬控制電路具有與第一實施例的可變閾值觸發(fā)電路140相同的可變閾值觸發(fā)電路240。然而，第二實施例的觸發(fā)電路240包括比較器U242，該比較器具有接收定時電壓VTIM的非反相輸入以及接收來自電位器R244的可變閾值電壓VTH的反相輸入。觸發(fā)電路240工作，以朝著電源電壓VCC拉升驅動電壓VDR-INV，使FETQ210A、Q210B導通，并且朝著電路公共端拉低驅動電壓，以致使FET不導通(如圖7所示)。如圖7所示，當FETQ210A、Q210B呈現(xiàn)導通時，F(xiàn)ETQ210A、Q210B僅僅從電源120傳導驅動電流IDR-INV的很小的脈沖，即，由于FET的柵極的輸入電容(每個輸入電容可以具有例如大約100pF的輸入電容)存在充電的影響。由于驅動電流IDR-INV從電源120的存儲電容器C128被傳導，所以由第二實施例的調光開關200的模擬控制電路215通過LED驅動器102傳導的控制電流ICNTL的平均幅值小于第一實施例的調光開關100的模擬控制電路115傳導的控制電流ICNTL的平均幅值(在雙向可控硅110’呈現(xiàn)導通的整個時間內，傳導驅動電流IDR流過光電耦合器U152的輸入光電二極管)。此外，第二實施例的調光開關200不需要第一實施例的光電耦合器U152，這種光電耦合器通常較昂貴，并且其要求具有額定導通時間(例如，大約35毫秒)的特性，而在雙向可控硅110’導通之后負載電流ILOAD改變方向的情況下，光電耦合器U152的額定導通時間限制了雙向可控硅110’在變成不導通之后能快速地變?yōu)閷顟B(tài)。特別地，在雙向可控硅110’變成暫時不導通并且再次被變?yōu)閷ǖ臅r間內，LED驅動器102的相位控制電壓VPC的幅值在調光開關100的電壓幅值增大時會減小，LED驅動器102(或電子整流器)的輸入兩端上的電壓變化會導致一些高效率的照明負載的LED光源104(或熒光燈)的強度發(fā)生波動。因為調光開關200的雙向半導體開關采用FETQ210A、Q210B實現(xiàn)，并且由于FETQ210A、Q210B是可操作的，其保持導通可以不受負載電流的幅值的影響，所以可以避免一些高效率照明負載的強度產(chǎn)生潛在波動。圖8是根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的調光開關300的簡化示意圖。第三實施例的調光開關300包括雙向可控硅110’(如同第一實施例)。然而，調光開關300所包括的柵極耦合電路350包括一個電壓控制的可控導通器件，例如，兩個MOS-門控晶體管(例如，F(xiàn)ETQ352A、Q352B)，它們以反串聯(lián)連接方式耦合連接在柵極與雙向可控硅110’的第一個主負載端(例如，調光開關的熱端H)之間，F(xiàn)ETQ352A、Q352B可以包括MOSFET或者可以可替代地被替換為任何合適的電壓控制半導體開關，比如說IGBT。所述的FETQ352A、Q352B的源極通過兩個源極電阻器R353、R354(例如，每個都具有大約10Ω的電阻)耦合連接在一起，其中兩個電阻器R353、R354的連接節(jié)點耦合連接到電路公共端。源極電阻器R353、R354用于限制被傳導流過雙向可控硅110’柵極的柵極電流IQ的幅值，將其限制在一個最大柵極電流值的范圍內(例如，大約0.6安培)。FETQ352A、Q352B的柵極耦合連接到對應的柵極電阻器R355、R356(例如，每個都具有大約47Ω的電阻)。模擬控制電路215所產(chǎn)生的驅動電壓VDR-INV由柵極耦合電路350的一個控制輸入端(即，柵極電阻器R355、R356的連接節(jié)點)所接收。調光開關300包括電阻器R358，其電阻為例如大約30.9Ω，并且連接在FET的柵極與雙向可控硅110’的第二個主負載端(例如，連接到調光開關的調光的熱端DH)之間。調光開關300進一步包括全波整流電橋，該全波整流電橋包括FETQ352A、Q352B的體二極管和兩個二極管D214A、D214B，并且產(chǎn)生被電源120和控制電路215的定時電路130接收的整流電壓VRECT。因此，控制電路215分別通過FETQ352A的體二極管和二極管D214A耦合連接到雙向可控硅110’的第一主負載端，并且分別通過FETQ352B的體二極管、二極管D214B和電阻器R358耦合連接到雙向可控硅的第二主負載端?？商娲兀刂齐娐?15可以直接連接到雙向可控硅110’的至少一個主負載端，或者通過一個或多個電阻器電性耦合連接到該雙向可控硅的至少一個主負載端?？刂齐娐?15的定時電路130產(chǎn)生定時電壓VTIM，并且可變閾值觸發(fā)電路240產(chǎn)生驅動電壓VDR-INV，如同第二實施例(如圖7所示)。當驅動電壓VDR-INV朝著電路公共端被拉低時，F(xiàn)ETQ352A、Q352B不導通，使得雙向可控硅110’也不導通。當觸發(fā)電路240在每個半周期的點火時間將驅動電壓VDR-INV向電源電壓VCC拉升時，F(xiàn)ETQ352A、Q352B能夠通過雙向可控硅110’的柵極傳導柵極電流IG以使雙向可控硅導通。驅動電壓VDR-INV在半周期末之前被稍微拉低，使得在半周期末處存在消隱脈沖，以允許雙向可控硅110’換向關閉。由于驅動電壓VDR-INV保持高位直到大致該半周期末，F(xiàn)ETQ352A、Q352B可保持導通，使得FETQ352A、Q352B能夠在該半周期的大致剩余部分內從點火時間開始的任何時間實現(xiàn)柵極電流IG的傳導。因此，雙向可控硅110’從點火時間變?yōu)閷ㄖ钡酱笾掳胫芷谀?，從而允許負載電流ILOAD在任何給定的半周期內具有任一極性(例如，正極或負極)，在LED驅動器102具有電容性阻抗的情況下，這種可使負載電流在某一個過零點之前改變極性的特性尤為重要。當FETQ352A、Q352B由于FET的柵極的輸入電容充電而呈現(xiàn)導通時，柵極耦合電路350的所述控制輸入從電源120僅僅傳導驅動電流IDR-INV的很小脈沖(即，如圖7所示)。因此，在半周期的大致剩余部分中不需要通過柵極耦合電路的控制輸入傳導驅動電流IDR-INV的情況下，柵極耦合電路350允許模擬控制電路215使雙向可控硅110’導通并且維持導通(例如，與如圖3A和圖3B所示的第一實施例的光電耦合器U152的輸入光電二極管傳導驅動電流IDR相反)。因此，第三實施例的調光開關300的模擬控制電路215所傳導的以使雙向可控硅110’導通的控制電流ICNTL的平均幅值小于第一實施例的調光開關100的模擬控制電路115所傳導的以使雙向可控硅110’導通的控制電流ICNTL的平均幅值。例如，如果FETQ352A、Q352B的特征都體現(xiàn)在大約2毫秒的導通時間、大約10pF的輸入阻抗以及大約10伏特的柵極閾值電壓，那么柵極耦合電路350可以從電源120的存儲電容器C128傳導大約240毫微安的平均電流(與LED光源104的目標強度LTRGT無關)。此外，第三實施例的調光開關300不需要光電耦合器U152來使雙向可控硅110’導通。如此前所述，光電耦合器U152通常較昂貴，并且其要求具有額定導通時間的特性，這限制了雙向可控硅110’在變?yōu)椴粚ㄖ竽芸焖俚仨憫谪撦d電流ILOAD改變方向來變?yōu)閷?。由于柵極耦合電路350的FETQ352A、Q352B所傳導的柵極電流IG的幅值比雙向可控硅110’所傳導的負載電流ILOAD的幅值低很多，所以第三實施例的FETQ352A、Q352B的額定功率的大小(并且因此，在物理尺寸上)可以小于第二實施例的調光開關200的FETQ210A、Q210B(傳導負載電流ILOAD)的額定功率。換句話講，因為第三實施例的FETQ352A、Q352B不傳導負載電流ILOAD，所以FET不需要采用功率器件，反而可以采用信號電平器件。因此，第三實施例的調光開關300僅僅需要一個功率器件(即，雙向可控硅110’)，而并非兩個功率器件(即，F(xiàn)ETQ210A、Q210B)，這導致調光開關300的總成本更低，以及對單個壁掛式負載控制器件中的兩個功率器件的裝配密接性和散熱性的約束更少。此外，與具有類似大小的封裝的兩個FETQ210A、Q210B相比，該雙向可控硅110’通常在單個封裝中具有更好的峰值電流性能。因此，第三實施例的雙向可控硅110’和調光開關300的柵極耦合電路350提供一種基于晶閘管的負載控制電路，在使用恒定柵極驅動信號使該雙向可控硅在半周期的剩余部分中呈現(xiàn)導通之后，這種控制電路要求基本無凈平均電流傳導流過所述的控制輸入。本文中所使用的“基本無凈平均電流”被定義為“給柵極耦合電路350的FETQ352A、Q352B(或其他合適的開關器件)的柵極的輸入電容充電所適用的電流量”，例如，小于大約1微安。圖9是根據(jù)本發(fā)明的第四實施例的反向相位控制調光開關400的簡化方框圖。如圖9所示，雙向半導體開關110采用以反串聯(lián)連接方式耦合連接的兩個FETQ210A、Q210B(如同第二實施例)實現(xiàn)。所述調光開關400包括模擬控制電路，該模擬控制電路包括電壓參考電路420、定時電路430和柵極驅動電路440。電壓參考電路420包括一個通過-晶體管電路460和彈性卡入式電路470，用于從整流電壓VRECT產(chǎn)生參考電壓VREF(例如，大約14.4伏特)。定時電路430接收參考電壓VREF并產(chǎn)生代表LED光源104的目標強度LTRGT的定時電壓VTIM。柵極驅動電路440產(chǎn)生經(jīng)由柵極耦合電路250耦合連接到FETQ210A、A210B的柵極的柵極電壓VG，用于同時使兩個FET變?yōu)閷ê筒粚?。根?jù)本發(fā)明的第四實施例，調光開關400所產(chǎn)生的相位控制電壓VPC包括反向相位控制電壓。因此，柵極驅動電路440工作，使FETQ210A、Q210B響應于定時電路VTIM在每個半周期的開頭呈現(xiàn)導通狀態(tài)，并且在每個半周期內的某一時間變?yōu)椴粚āD10示出了根據(jù)本發(fā)明的第四實施例的調光開關400產(chǎn)生的相位控制電壓VPC、定時電壓VTIM以及用于驅動FETQ210A、Q210B的柵極電壓VG的實例的簡化時序圖。相位控制電壓VPC在在每個半周期開頭的導通時間TCON期間具有與交流電源105的交流線電壓VAC幅值大致同等的幅值，并且在該半周期的剩余部分期間，即，在不導通時間TNC期間，具有大約零伏特的幅值。為了產(chǎn)生所述的相位控制電壓VPC，柵極驅動電路440在每個半周期的開始朝著參考電壓VREF拉升柵極電壓VG，使得FETQ210A、Q210B導通(如圖10中的時間t1所示)。此時，定時電路430開始產(chǎn)生包括斜坡電壓的定時電壓VTIM，該斜坡電壓的幅值的增加相對于以代表LED光源104的目標強度LTRGT的速率的時間的增加(即，響應于強度調節(jié)器118)。當定時電壓VTIM的幅值達到一個最大定時電壓閾值VT-MAX(例如，大約7.5伏特)時，柵極驅動電路440使FETQ210A、Q210B變?yōu)椴粚?如圖10中的時間t2所示)。定時電壓VTIM的速率與目標強度LTRGT成反比，即，定時電壓VTIM的速率隨著目標強度LTRGT減小而增大，并且隨著目標強度LTRGT增大而減小。在FETQ210A、Q210B變?yōu)椴粚ㄖ?，柵極驅動電路440會在下一個半周期開頭再次致使FET導通(如圖10中的時間t3所示)。圖11是根據(jù)本發(fā)明的第四實施例的調光開關400的簡化示意圖。如圖11所示，所述的通過-晶體管電路460包括具有集電極的NPN雙極面結型晶體管Q462，該集電極與電阻器R464(例如，具有大約180Ω的電阻)耦合連接以接收整流器電壓VRECT。晶體管Q462的基極通過電阻器R465(例如具有大約470kΩ的電阻)耦合連接到整流器電壓VRECT，并且通過穩(wěn)壓二極管Z466(例如，具有大約15伏特的轉折電壓)連接到電路公共端。所述的通過-晶體管電路460進一步包括存儲電容器C468，該存儲電容器能夠通過晶體管Q462和二極管D469充電到這樣一個電壓：即大約等于穩(wěn)壓二極管Z466的轉折電壓減去晶體管Q462的基極-發(fā)射極壓降和二極管D469的前向壓降的電壓。存儲電容器C468具有例如大約22μF的電容，并且能夠維持所述參考電壓VREF在適當幅值(即，至少大約12伏特)，從而允許控制FETQ210A、Q210B變?yōu)閷?即，當調光開關100兩端上所產(chǎn)生電壓為大約零伏特時)，以下將會詳細描述。彈性卡入式電路470耦合連接到存儲電容C468，并且包括一PNP雙極面結型晶體管Q472。晶體管Q472的基極通過電阻器R474(例如，具有大約22kΩ的電阻)和穩(wěn)壓二極管Z476(例如，具有大約12伏特的轉折電壓)的串聯(lián)組合耦合連接到電路公共端。所述的參考電壓VREF產(chǎn)生在電容器C478的兩端上，該電容器耦合連接在晶體管Q472的集電極與電路公共端之間，并且具有例如大約0.1μF的電容。彈性卡入式電路470的工作使得當通過-晶體管電路460的存儲電容器C468上的電壓的幅值超過穩(wěn)壓二極管Z476的轉折電壓加上晶體管Q472的發(fā)射極-基極壓降時，所述的參考電壓VREF僅施加在電容器C478上。定時電路430接收參考電壓VREF并且在定時電容器C432(例如，具有大約10nF的電容)的兩端上產(chǎn)生定時電壓VTIM。定時電路430包括一恒電流源電路，用于以恒定速率給電容器C432充電，來產(chǎn)生定時電壓VTIM。所述的恒電流源電路包括PNP雙極面結型晶體管Q434，該雙極面結型晶體管的發(fā)射極經(jīng)由電阻器R435(例如，具有大約180kΩ的電阻)耦合連接到參考電壓VREF。一個分壓電路4連接在參考電壓VREF與電路公共端之間，它包括電位器R436和兩個電阻器R438、R439。例如，電位器R436的電阻可以在大約0至500kΩ的范圍內變化，而電阻器R438、R439可以分別具有大約100kΩ和82kΩ的電阻。電位器R436和電阻器R438的連接節(jié)點與晶體管Q434的基極相連接。電位器R436的電阻響應于調光開關100的強度調節(jié)器118的變化而變化，使得晶體管Q434的基極的電壓幅值就代表目標強度LTRGT。在當前尚沒有調節(jié)(即，處于穩(wěn)態(tài)條件下)電位器R436時，在電阻器R435以及晶體管Q434的發(fā)射極-基極結上產(chǎn)生恒定電壓，使得晶體管Q434傳導的是恒定電流(其幅值取決于晶體管Q434的基極的電壓幅值)。因此，電容器C432以取決于目標強度LTRGT的速率充電，由此產(chǎn)生定時電壓VTIM(如圖10所示)。柵極驅動電路440響應于來自定時電路430的定時電壓VTIM在每個半周期的開頭致使FETQ210A、Q210B導通，并且在每個半周期的某一時間致使其不導通。柵極驅動電路440包括NPN雙極面結型晶體管Q441以及連接在晶體管Q441的集電極與基極之間的電阻，該電阻例如大約270kΩ。一個二極管D443耦合連接在晶體管Q441的發(fā)射極與基極之間。在每個半周期的開頭，電阻器R442傳導電流到晶體管Q441的基極中，晶體管Q441因此變?yōu)閷ǎ⑶覅⒖茧妷篤REF分別經(jīng)由柵極電阻器R252、254連接到FETQ210A、Q210B的柵極，由此致使FET導通。如此前所述，電壓參考電路420的存儲電容器C468將參考電壓VREF維持在合適的幅值(即，至少大約14.4伏特)，以維持FETQ210A、Q210B導通，并且在調光開關400兩端上建立的電壓大約為零伏特。定時電壓VTIM通過穩(wěn)壓二極管Z445(例如，具有大約6.8伏特的轉折電壓)耦合連接到一個NPN雙極面結型晶體管Q444的基極。當定時電壓VTIM的幅值大致超過穩(wěn)壓二極管Z445的轉折電壓加上晶體管Q444的基極-發(fā)射極壓降(即，最大定時電壓閾值VT-MAX)時，晶體管Q444變?yōu)閷?。因此，柵極電壓VG通過二極管D443朝著電路公共端被拉低，于是，F(xiàn)ETQ210A、Q210B變?yōu)椴粚?。柵極驅動電路440還包括一個跨接在穩(wěn)壓二極管Z445兩端上的NPN雙極面結型晶體管Q446，該晶體管Q446的基極耦合連接到兩個串聯(lián)的電阻器R447、R448(例如，分別具有大約200kΩ和10kΩ的電阻)的連接節(jié)點上，這兩個電阻器R447、R448構成了一個耦合連接在整流電壓VRECT和電路公共端之間的分壓器，該晶體管Q446的基極經(jīng)由電容器C449(例如，具有大約10nF的電容)同樣耦合連接到電路公共端。當FETQ210A、Q210B變?yōu)椴粚?響應于定時電壓VTIM超過最大定時電壓閾值VT-MAX)時，建立在調光開關400兩端上的電壓大致增加到交流電源105的交流線電壓VAC的幅值。因此，晶體管Q446的基極的電壓增加將使得該晶體管導通。于是，定時電壓VTIM的幅值被大致控制成零伏特，并且晶體管Q444維持導通(由此保持FETQ210A、Q210B不導通)直到當前半周期末為止。在上述半周期末附近，交流電源105的交流線電壓VAC的幅值以及晶體管Q446的基極的電壓幅值下降，使得晶體管Q446變?yōu)椴粚āＳ谑?，晶體管Q444不導通并且參考電壓VREF通過晶體管Q441以及對應的柵極電阻器R252、R254耦合連接到FETQ210A、Q210B的柵極，由此致使FET變?yōu)閷?。此外，當晶體管Q446不導通時，定時電路430的定時電壓VTIM的幅值能夠再次開始增加，該幅值的增加相對于以取決于目標強度LTRGT的速率變化的時間而定(如圖10所示)。圖12是根據(jù)本發(fā)明的一個替代實施例的調光開關480的簡化示意圖。圖12的調光開關480非常類似于第四實施例的調光開關400。然而，圖12的調光開關480包括一個電壓補償電路490，該電壓補償電路接收整流電壓VRECT并根據(jù)交流電源105的交流線電壓VAC的變化和波動情況來調節(jié)定時電壓VTIM，從而避免LED光源104產(chǎn)生強度閃爍。電壓補償電路490包括兩個電阻器R492、R494，這兩個電阻器串聯(lián)耦合在整流電壓VRECT與電路公共端之間，并且分別具有例如大約1ΜΩ和98kΩ的電阻。電容器C496可以連接在電阻器R492、R494的連接節(jié)點與電路公共端之間，并且具有例如大約0.22μF的電容。電容器C496通過電阻器R498(例如，具有大約560kΩ的電阻)耦合連接到所述的定時電壓VTIM。當FETQ210A、Q210B不導通并且定時電壓VTIM的幅值相對于時間增加時，在電容器C496的兩端上產(chǎn)生的電壓與交流電源105的交流線電壓VAC的幅值成正比。當交流電源105的交流線電壓VAC的幅值沒有變化或波動時，電容器C496充電到一個穩(wěn)態(tài)電壓。然而，當FETQ210A、Q210B不導通時，如果交流線電壓VAC的幅值在半周期內(例如，如圖10中時間t2和t3之間)發(fā)生變化，電容器C496上的電壓幅值也會變化，因此在下一個半周期內當FET導通時(例如，在時間t3與t4之間)將導致定時電壓VTIM變化。例如，當FETQ210A、Q210B不導通時，如果交流線電壓VAC的幅值(并且因此電容器C496兩端上的電壓的幅值)在半周期內增加了，那么定時電壓VTIM的幅值在下一個半周期內當FET導通時會更大，因此導致FET在下一個半周期內提前變?yōu)椴粚āD13是根據(jù)本發(fā)明的第五實施例的調光開關500的簡化示意圖。調光開關500包括機械式氣隙開關S514以及以反串聯(lián)連接方式耦合連接在熱端H與調光的熱端DH之間的兩個FETQ510A、Q510B，用于產(chǎn)生相位控制電壓VPC。調光開關500包括一模擬控制電路(例如，定時電路520)，用于產(chǎn)生代表LED光源104的目標強度LTRGT的定時電壓VTIM；以及包括柵極驅動電路530，用于響應于定時電壓VTIM致使FETQ510A、Q510B導通和不導通，從而產(chǎn)生相位控制電壓VPC。根據(jù)本發(fā)明的第五實施例，柵極驅動電路530是可操作的，以產(chǎn)生兩個柵極電壓VG1、VG2，用于在互補的基礎上獨立地控制相對應的FETQ510A、Q510B。在各個柵極電壓VG1、VG2的幅值被控制成一個標稱的柵極電壓VN(例如，大約9V)時，所述的FETQ510A、Q510B變?yōu)閷?，并且在各個柵極電壓VG1、VG2的幅值被控制成大約零伏特時變?yōu)椴粚āＵ{光開關500進一步包括一個過電流保護電路540，用于在FET過電流條件的情況下，使FETQ510A、Q510B不導通。圖14示出了調光開關500產(chǎn)生的相位控制電壓VPC以及分別用于驅動FETQ510A、Q510B的柵極電壓VG1、VG2的實例的簡化時序圖。根據(jù)本發(fā)明的第五實施例，相位控制電壓VPC包括前向相位控制電壓。在正半周期中，當?shù)谝粬艠O電壓VG1從大約零伏特增加到標稱柵極電壓VN(如時間t1所示)時，并且第二柵極電壓VG2從標稱柵極電壓減小到大約零伏特時，第一FETQ510A導通，并且第二FETQ510B不導通。此時，調光開關500通過第一FETQ510A和第二FETQ510B的體二極管傳導負載電流ILOAD到LED驅動器102。在負半周期的開頭，第一FET510A保持導通。然而，由于第二FETQ510B不導通，并且第二FETQ510B的體二極管被反向偏壓，所以調光開關500此時不會傳導負載電流ILOAD。在負半周期中，當?shù)谝粬艠O電壓VG1從標稱柵極電壓VN減小到大約零伏特時，并且第二柵極電壓VG2從大約零伏特增加到標稱柵極電壓VN(如時間t2所示)時，第一FETQ510A不導通，并且第二FETQ510B導通。此時，調光開關500通過第二FETQ510B和第一FETQ510A的體二極管傳導負載電流ILOAD到LED驅動器102。在正半周期開頭，第二FETQ510B保持導通，第一FETQ510A保持不導通，并且第一FETQ510A的體二極管此時被反向偏壓，使得調光開關500不會傳導負載電流ILOAD直到第一FETQ510A導通。定時電路520串聯(lián)耦合在熱端H和調光的熱端DH之間，并且通過LED驅動器102傳導定時電流ITIM(即，一種控制電流)以便在電容器C522(例如，具有大約0.1μF的電容)的兩端產(chǎn)生定時電壓VTIM。電容器C522是可操作的，以通過電阻器R524、R525(例如，分別具有大約27kΩ和10kΩ的電阻)和電位器R526從交流電源105充電。電位器R526的電阻可以在例如大約0KΩ至300kΩ的范圍內變化，并且可以被調光開關500的用戶控制(例如，通過啟動滑塊控制)，以調節(jié)LED光源104的目標強度LTRGT。校準電阻器R527與電位器R526耦合連接，用于校準該電位器的范圍，并且具有例如大約300kΩ的電阻。由于電容器C522通過電位器R526充電，所以電容器C522的充電速率以及定時電壓VTIM的幅值均可代表LED光源104的目標強度LTRGT。驅動電路530包括雙向觸發(fā)二極管532(例如，具有大約32伏特的轉折電壓VBR)以及兩個脈沖變壓器534A、534B。雙向觸發(fā)二極管532與兩個脈沖變壓器534A、534B的一次繞組串聯(lián)耦合。脈沖變壓器534A、534B的二次繞組經(jīng)由對應的穩(wěn)壓二極管Z536A、Z536B(每個都有大致等于標稱柵極電壓VN的轉折電壓，即，大約9V)連接到對應的電容器C535A、C535B。電容C535A、C535B分別經(jīng)由柵極電阻器R538A、R538B(例如，具有大約47kΩ的電阻)連接到FETQ510A、Q510B的柵極。柵極電阻器R538A、R538B可以可替代地具有不同的電阻值，以便按照本領域公知的方式改變FETQ510A、Q510B的開關時間的持續(xù)時間。當定時電壓VTIM的幅值大致超過雙向觸發(fā)二極管532的轉折電壓VBR時，雙向觸發(fā)二極管通過脈沖變壓器534A、534B的一次繞組傳導脈沖電流(即，如圖13所示的點火電流IFIRE)，從而導致在脈沖變壓器的二次繞組上產(chǎn)生二次電壓VSEC(例如，大約9V)。在正半周期中，電容器C535A通過穩(wěn)壓二極管Z536A從第一脈沖變壓器534A的二次繞組充電到大約標稱柵極電壓VN(即，大約9伏特)。因此，第一柵極電壓VG1從大約零伏特被拉升到標稱柵極電壓VN，從而致使第一FETQ510A導通(如圖14的時間t1所示)。在負半周期開頭，第一FETQ510A導通，而第二FETQ510B不導通。由于第二FETQ510B的體二極管此時被反向偏壓，所以調光開關500不會傳導負載電流ILOAD。在負半周期中，點火電流IFIRE具有負的幅值，因此導致脈沖變壓器534A、534B的二次繞組上的二次電壓VSEC同樣具有負的幅值。因此，穩(wěn)壓二極管Z536A在該負半周期中被反向偏壓，于是電容器C535A通過穩(wěn)壓二極管Z536A充電，使得電容器C535A上的電壓變到大約零伏特。因此，第一柵極電壓VG1從標稱柵極電壓被拉升到大約零伏特，從而使第一FETQ510A不導通(如圖14的時間t2所示)。此外，連接到第二脈沖變壓器534B的二次繞組的穩(wěn)壓二極管Z536B在負半周期中前向偏壓，使得電容器C535B充電到大約標稱柵極電壓VN并且第二FETQ510B在負半周期中導通(如圖14中的時間t2所示)。因此，以互補的方式驅動FETQ510A、Q510B，使得其中始終至少一個FET導通，而另一個FET不導通。結果是，F(xiàn)ETQ510A、Q510B在半周期的大約時間段THC期間導通，并且在半周期的所述時間段THC期間不導通。定時電路520還包括耦合連接到電位器R526的雙向觸發(fā)二極管528(例如，具有大約64V的轉折電壓)。雙向觸發(fā)二極管528通過調節(jié)被提供給電位器R526的電壓來提供電壓補償，以補償交流電源105所提供的交流線電壓VAC的變化。雙向觸發(fā)二極管528具有負阻抗變換功能，使得雙向觸發(fā)二極管兩端的電壓隨著雙向觸發(fā)二極管上流過的電流的減小而增大。因此，隨著調光開關500兩端(即，熱端H與調光的熱端DH之間)的電壓減小，流過電阻器R524和雙向觸發(fā)二極管528的電流減小，因此，雙向觸發(fā)二極管528上的電壓減小。這導致流過電位器R526的電流增加，并且開啟電容器C522以更快的速率充電。這導致在當前半周期中FETQ510A、Q510B的導通時間TCON增加，以補償調光開關500兩端電壓的減小，從而維持LED光源104的強度恒定。驅動電路530的特征在于具有內在的短路保護場效應管FET。在FETQ510A、Q510B之一短路的情況下，驅動電路530是可操作的，可驅動另一個未短路的FET完全導通，使得負載電流ILOAD不對稱，不對稱的電流會導致一些類型的照明負載過熱。例如，如果第二FETQ510B短路故障，那么整個交流波形在負半周期中會被提供給LED驅動器102。在負半周期中，由于當?shù)诙﨔ETQ510B短路時，調光開關500的兩端會產(chǎn)生大約零伏特電壓，所以定時電路520的電容器C522不會充電，驅動電路330的雙向觸發(fā)二極管532不會傳導點火電流IFIRE的脈沖，并且電容器C535A上的電壓不會被驅動為零伏特，以在負半周期中使第一FETQ510A不導通。因此，第一FETQ510A在兩個半周期中會保持導通，并且負載電流ILOAD會基本上對稱。如果FETQ510A發(fā)生短路故障，那么第二FETQ510B以與上述類似的方式被控制成導通。過電流保護電路540包括傳感電阻器R542(例如，具有大約0.015Ω的電阻)。傳感電阻器R542耦合連接在FETQ510A、Q510B的源極之間，使得在傳感電阻器上產(chǎn)生的電壓代表負載電流ILOAD的幅值。傳感電阻器R542上產(chǎn)生的電壓被提供給第一NPN雙極面結型晶體管(BJT)Q544的基極。第一晶體管Q544跨接在電容器C535A的兩端上，并且用于在正半周期中發(fā)生過電流條件的情況下保護第一FETQ510A。當負載電流ILOAD的幅值超過預定電流極限(例如，大約46.6安培)、使得在傳感電阻器R542上產(chǎn)生的電壓超過第一晶體管Q544的額定基極、發(fā)射極電壓(例如，大約0.7伏特)時，第一晶體管導通。因此，第一晶體管Q544朝著零伏特拉低第一FETQ510A的柵極的第一柵極電壓VG1，因此只是第一FET不導通。過電流保護電路540進一步包括第二NPN雙極面結型晶體管Q546，其耦合跨接在電容器C535B的兩端上，并且用于在負半周期中保護第二FETQ510B。當負載電流ILOAD的幅值超過預定電流極限時，第二晶體管Q546導通，因此朝著零伏特拉低第二FETQ510B的柵極的第二柵極電壓VG2并使第二FET不導通。圖15是根據(jù)本發(fā)明的第六實施例的調光開關600的簡化示意圖。調光開關600包括驅動限制電路650，該驅動限制電路與驅動電路530的雙向觸發(fā)二極管532以及兩個脈沖變壓器534A、534B的一次繞組串聯(lián)連接。驅動限制電路650的工作用于限制驅動電路530試圖在某個特定的半周期中使FETQ510A、Q510B導通的次數(shù)。例如，如果過電流保護電路540致使FETQ510A、Q510B之一不導通，那么驅動限制電路650防止驅動電路530在當前這個半周期中再次嘗試使對應的FET導通。當雙向觸發(fā)二極管532在每個半周期中點火時，驅動限制電路650在正半周期中傳導點火電流IFIRE和在電容器C652a的兩端上產(chǎn)生偏移電壓VOFFSET，并且在負半周期中在電容器C652B上產(chǎn)生偏移電壓。電容器C452A在正半周期中通過二極管D654A充電，并且電容器C452B在負半周期中通過二極管D654B充電。例如，電容器C652A、C652B可以具有大約0.1μF的電容。放電電阻器R656A、R656B分別與電容器C652A、C652B耦合并聯(lián)連接，并且每個具有例如大約33kΩ的電阻。所述驅動限制電路450進一步包括以反串聯(lián)連接方式耦合連接的兩個穩(wěn)壓二極管Z658A、Z658B，其中每個具有相同的轉折電壓VZ(例如，大約40V)。穩(wěn)壓二極管Z658A、Z658B耦合連接到定時電路520上，以在正、負兩個半周期中限制定時電壓VTIM的幅值到鉗位電壓VCLAMP，即，大約等于轉折電壓VZ的電壓。在正半周期開頭，驅動限制電路540的電容器C652A沒有電荷，因此，在該電容器兩端沒有帶電壓。定時電壓信號VTIM增加，直到定時電壓VTIM的幅值大致超過雙向觸發(fā)二極管532的轉折電壓VBR。當雙向觸發(fā)二極管532點火時，二極管D654A和電容器C652A傳導點火電流IFIRE的脈沖，并且在電容器C652A的兩端建立偏移電壓VOFFSET(例如，大約12伏特)。在雙向觸發(fā)二極管532完成傳導點火電流IFIRE之后，電容器C522兩端的電壓大致下降到雙向觸發(fā)二極管的轉折電壓(例如，大約10伏特)，而達到一個預定電壓VP(例如，大約22伏特)。如果過電流保護電路540使FETQ510A、Q510B之一不導通，那么定時電壓信號VTIM會開始再次增加。定時電壓VTIM的幅值必須大致超過雙向觸發(fā)二極管532的轉折電壓VBR加上電容器C652A兩端上的偏移電壓VOFFSET(例如，大約44伏特)，以便雙向觸發(fā)二極管532再次傳導點火電流IFIRE的脈沖。然而，因為穩(wěn)壓二極管Z658A將定時電壓VTIM限制到轉折電壓VZ(即，大約40伏特)，所以可防止定時電壓VTIM超過電壓閾值VTH。因此，在過電流條件的情況下，可以防止驅動電路530在每個半周期中反復嘗試致使FETQ510A、Q510B導通。防止定時電壓VTIM超過電壓閾值VTH直到電容器C652A兩端的電壓ΔV大致衰減到穩(wěn)壓二極管Z658A的轉折電壓VZ減去所述的雙向觸發(fā)二極管532的轉折電壓VBR為止，電容器C652A通過放電電阻器R656A緩慢放電，使得電容器C652A兩端的電壓ΔV大致衰減到穩(wěn)壓二極管Z658A的轉折電壓VZ減去該雙向觸發(fā)二極管532的轉折電壓VBR所需的時間足夠長，以便使得驅動電路530在每個半周期中僅僅嘗試一次使FETQ510A、Q510B導通。電容器C652A兩端的電壓在負半周期中衰減到大致零伏特，使得電容器C652A兩端的電壓在下一個正半周期開頭基本上為零伏特。驅動限制電路650的電容器C652B、二極管D654B、放電電阻器R656B和穩(wěn)壓二極管Z658B在負半周期中以類似方式工作。該驅動限制電路650的實例詳見于2009年8月4日公開的、題為“用于防止負載控制裝置中的半導體開關多次嘗試點火的方法和裝置”的共同轉讓的美國專利No.7,570,031，該專利的全部內容通過引用的方式并入本申請中。圖16是根據(jù)本發(fā)明的第七實施例的調光開關700的簡化示意圖。調光開關700包括驅動電路730，該驅動電路包括一個單一脈沖變壓器734，該脈沖變壓器734具有單一的初級繞組以及帶有抽頭連接734’的二次繞組。所述的雙向觸發(fā)二極管532與脈沖變壓器734的單一的初級繞組串聯(lián)耦合連接。穩(wěn)壓二極管Z536A和電容器C535A的串聯(lián)組合耦合連接在二次繞組的一端與脈沖變壓器734的抽頭連接734’之間，而穩(wěn)壓二極管Z536B和電容器C535B的串聯(lián)組合耦合連接在二次繞組的另一端與脈沖變壓器734的抽頭連接734’之間。第七實施例的驅動電路730按照與第五實施例的驅動電路530的相同的方式工作，以驅動FETQ510A、510B導通和不導通。圖17是根據(jù)本發(fā)明的第八實施例的調光開關800的簡化示意圖。調光開關800包括機械式氣隙開關S814以及以反串聯(lián)連接方式耦合連接在熱端H與調光的熱端DH之間的兩個FETQ510A、Q510B，用于控制被傳遞到所連接的LED驅動器102的功率大小。如同在第五、第六和第七實施例中，F(xiàn)ETQ810A、Q810B具有接受對應的柵極電壓VG1、VG2的控制輸入(即，柵極)，用于驅動FET導通和不導通。LED光源104在開關S814打開時關閉，并且在開關閉合時工作。調光開關800包括一個控制電路，該控制電路包括定時電路820和電源880，并且是可操作的，以通過LED驅動器102傳導控制電流ICNTL。所述的定時電路820傳導定時電流ITIM，以便產(chǎn)生定時電壓VTIM(如同第五實施例)。調光開關800進一步包括一驅動電路830，用于響應于定時電壓VTIM致使FET810A、Q810B導通和不導通；以及包括一個過電流保護電路860，用于當過電流流過FET的情況下致使所述的FET810A、Q810B不導通。電源880產(chǎn)生用于給驅動電路830和過電流保護電路860供電的直流電壓VS(例如大約14.4伏特)，在調光開關800不傳導負載電流ILOAD到LED驅動器102并且建立在調光開關兩端上的電壓的幅值大致等于交流線電壓VAC的幅值時，所述電源880傳導充電電流ICHRG流過LED驅動器102。流過LED驅動器102的控制電流ICNTL大致等于定時電路820的定時電流ITIM和電源880的充電電流ICHRG的總和。電源880包括耦合連接到所述熱端H(經(jīng)由開關S814)的二極管D881，使電源880僅僅在交流電源105的正半周期中充電。電源880包括一個通過-晶體管電路，該通過-晶體管電路用于在電容器C882(例如，具有大約10μF的電容)的兩端產(chǎn)生電源電壓VS。該通過-晶體管電路包括NPN雙極面結型晶體管Q883、電阻器R884(例如，具有大約220Ω的電阻)、電阻器R885(例如，具有大約470kΩ的電阻)和穩(wěn)壓二極管Z886。電容器C882耦合連接到晶體管Q883的發(fā)射極，使得該電容器能夠通過該晶體管充電。穩(wěn)壓二極管Z886連接到晶體管Q883的基極，并且具有例如大約15V的轉折電壓，使得電容C882能夠充電到大致等于轉折電壓減去晶體管的基極-發(fā)射極壓降的電壓。電源880進一步包括一個彈性卡入式電路，該彈性卡入式電路包括PNP雙極面結型晶體管Q887、電阻器R888(例如，具有大約22kΩ的電阻)和穩(wěn)壓二極管Z889。電阻器R888和穩(wěn)壓二極管Z889耦合串聯(lián)在晶體管Q887的基極，并且晶體管Q887的集電極耦合連接到電容器C890。穩(wěn)壓二極管Z889具有例如大約12V的轉折電壓，當電容器C882兩端的電壓幅值大致超過穩(wěn)壓二極管Z889的轉折電壓加上晶體管Q887的發(fā)射極-基極壓降時，使得電容器C882兩端上的電壓能跨接在電容器C890上。當電容器C882兩端上的電壓幅值下降到大致低于穩(wěn)壓二極管Z889的轉折電壓加上晶體管Q887的發(fā)射極-基極壓降時，跨在電容器C882上的電壓的連接與電容器C890脫開，使得電源電壓VS將會下降到大致電路公共端電壓(即，大約零伏特)。定時電路820傳導定時電流ITIM并且在電容器C822(例如，具有大約0.047μF的電容)的兩端產(chǎn)生定時電壓VTIM。電容器C822從交流電源105通過電阻器R824、R825(例如，分別具有大約27kΩ和10kΩ的電阻)和電位器R826(例如，具有在大約0kΩ至300kΩ的范圍內的電阻)充電。校準電位器R827跨接在電位器R826上，并且具有例如在大約0至500kΩ范圍內的電阻。定時電路820進一步包括雙向觸發(fā)二極管828，該雙向觸發(fā)二極管具有例如大約64V的轉折電壓，并且工作以提供用于定時電路的電壓補償(按照與第五實施例的定時電路520的雙向觸發(fā)二極管528相同的方式)。驅動電路830用于響應于定時電路820的定時電壓VTIM產(chǎn)生柵極電壓VG1、VG2，在互補的基礎上致使FETQ810A、Q810B導通和不導通。驅動電路830包括雙向觸發(fā)二極管832(例如，具有大約32伏特的轉折電壓)、電阻器R834(例如，具有大約680Ω的電阻)以及兩個光電耦合器U835A、U835B。當定時電壓VTIM的幅值大致超過雙向觸發(fā)二極管832的轉折電壓時，該雙向觸發(fā)二極管在正半周期中通過第一光電耦合器U835A的輸入光電二極管，并且在負半周期中通過第二光電耦合器U835B的輸入光電二極管傳導點火電流IFIRE。因此，第一光電耦合器U835A的輸出光電晶體管在正半周期中導通，并且第二光電耦合器U835B的輸出光電晶體管在負半周期中導通。光電耦合器U835A、U835B的輸出光電晶體管經(jīng)由對應的電阻器R836、R838設置在電源電壓VS與電路公共端之間，電阻器R836、R838中的每個具有例如大約4.7kΩ的電阻。光電耦合器U835A、U835B的輸出光電晶體管還耦合連接到置位復位(SR)鎖存器U840A、U840B、U840C、U840D，這些置位復位鎖存器工作，以產(chǎn)生柵極電壓VG1、VG2，并且因此在互補的基礎上使FETQ810A、Q810B導通和不導通。例如，所述的SR鎖存器U840A、U840B、U840C、U840D可以采用由電源電壓VS供電的單個集成電路(IC)的一部分來實現(xiàn)，如圖17所示，第一光電耦合器U835A的輸出光電晶體管耦合連接到第一SR鎖存器U840A的置位輸入，并且連接到第二SR鎖存器U840B的復位輸入。第二光電耦合器U835B的輸出光電晶體管連接到第二SR鎖存器U840B的置位輸入，并且連接到第一SR鎖存器U840A的復位輸入。第一SR鎖存器U840A的輸出通過電阻器R842耦合連接到第一FETQ810A的柵極，并且第二SR鎖存器U840B的輸出通過電阻器R852耦合連接到第二FETQ810B的柵極，電阻器R842、R852的每個具有例如大約47kΩ的電阻。當?shù)谝还怆婑詈掀鱑835A的輸出光電晶體管在正半周期中導通時，第一SR鎖存器U840A的輸出被朝著電源電壓VS拉升(因此致使第一FETQ810A導通)，而第二SR鎖存器U840B的輸出被朝著電路公共端拉低(因此致使第二FETQ810B不導通)。類似地，當?shù)诙怆婑詈掀鱑835B的輸出光電晶體管在負半周期中導通時，第二SR鎖存器U840B的輸出被朝著電源電壓VS拉升(因此致使第二FETQ810B導通)，而第一SR鎖存器U840A的輸出被朝著電路公共端拉低(因此致使第一FETQ810A不導通)。由于第一SR鎖存器U840A的置位輸入耦合連接到第二SR鎖存器U840B的復位輸入，并且第二SR鎖存器的置位輸入耦合連接到第一SR鎖存器的復位輸入，所述的FETQ810A、Q810B以互補方式被驅動(按照第五實施例中的方式)，使得FET之一導通，同時另一個FET不導通。過電流保護電路860耦合連接到第三和第四SR鎖存器U840C、U840D的置位輸入，用于在過電流流過FET的情況下致使FETQ810A、Q810B不導通。第三SR鎖存U840C的輸出經(jīng)由電阻器R846(例如，具有大約18kΩ的電阻)耦合連接到NPN雙極結型晶體管Q844，該晶體管Q844的集電極經(jīng)由電阻器R848(例如，具有大約330Ω的電阻)耦合連接到第一FETQ810A的柵極。驅動電路830包括用于將第四SR鎖存器U840D的輸出耦合連接到第二FETQ810B的柵極的類似電路。過電流保護電路860包括傳感電阻器R870(例如，具有大約0.015Ω的電阻)，該傳感電阻器R870串聯(lián)耦合連接在FETQ810A、Q810B之間，并且電路公共端在該傳感電阻器的一側作為參考基準(如圖12所示)，使得在傳感電阻器兩端上產(chǎn)生的電壓幅值與負載電流ILOAD的幅值成正比。傳感電阻器R870經(jīng)由電阻器R862(例如，具有大約2.2KΩ的電阻)耦合連接到NPN雙極結型晶體管Q861的基極。電阻器R863耦合連接在晶體管Q861的基極與發(fā)射極之間，并且具有例如大約4.7kΩ的電阻。晶體管Q861的發(fā)射極耦合連接到電路公共端，并且其集電極經(jīng)由兩個電阻器R864、R865(例如，分別具有大約18kΩ和4.7kΩ的電阻)耦合連接到電源電壓VS。電阻器R864、R865的連接節(jié)點與PNP雙極結型晶體管Q866的基極相連接。晶體管Q866的發(fā)射極連接到電源電壓VS，并且集電極通過電阻器R867(例如，具有大約510Ω的電阻)連接到電路公共端。晶體管Q866的集電極耦合連接到第三SR鎖存器U840C的置位輸入，用于在正半周期中在過電流條件的情況下致使第一FETQ810A不導通。過電流保護電路860包括用于在負半周期中在過電流條件的情況下致使第二FETQ810B不導通的類似電路(包括晶體管Q871、Q876和電阻器R872、R873、R874、R875、R877)。在正半周期中在過電流條件的情況下，過電流保護電路860驅動第三SR鎖存器U840C的置位輸入朝著電源電壓VS拉升，因此，晶體管Q844導通，從而朝著電路公共端拉低柵極電壓VG1，并且致使第一FETQ810A不導通。第二光電耦合器U835B的輸出光電晶體管耦合連接到第三SR鎖存器U840C的復位輸入，使得過電流保護在下個半周期(即，負半周期)中被復位。特別地，當?shù)诙怆婑詈掀鱑835B的輸出光電晶體管在負半周期中導通時，第三SR鎖存器U840C的復位輸入被驅動朝著電源電壓VS拉升，因此致使晶體管Q844不導通，并且允許第一SR鎖存器U840A控制第一FETQ810A。類似地，過電流保護電路860驅動第四SR鎖存器U840D的置位輸入朝著電源電壓VS拉升，因此在負半周期中在過電流條件的情況下致使第二FETQ810B不導通。在正半周期中當?shù)谝还怆婑詈掀鱑835A的輸出光學晶體管導通時，第四SR鎖存器U840D的復位輸入被驅動拉升，因此允許第二SR鎖存器U840B再次控制所述的第二FETQ810B。圖18是根據(jù)本發(fā)明的第九實施例的“智能”調光開關900的簡化示意圖，該調光開關給用戶提供先進的特征和功能。如圖18所示，第九實施例的調光開關900的雙向半導體開關110采用由柵極耦合電路350驅動的雙向可控硅110’，該柵極耦合電路具有兩個反串聯(lián)連接的FETQ352a、Q352B(按照第三實施例的調光開關300中的方式)。調光開關900包括一氣隙開關S912，可以由氣隙致動器(圖中未示出)致動，以便當用于高效率照明負載時允許在交流電源105與高效率照明負載101之間存在氣隙分隔。氣隙開關S912不是用于觸發(fā)LED光源104工作和斷開的主要裝置，以下將會更加詳細地描述。智能調光開關的實例詳見于此前引用的美國專利No.5,248,919。調光開關900包括數(shù)字控制電路915，該數(shù)字控制電路具有用于產(chǎn)生驅動電壓VDR(與圖7所示的第三實施例的驅動電路VDR-INV相同)的微處理器930?？商娲兀⑻幚砥?30可以實施為微控制器、可編程邏輯器件(PLD)、專用集成電路(ASIC)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)或任何合適的控制器或處理設備。此外，調光開關900的雙向可控硅110’可以可替代地由第一實施例的調光開關100的光電耦合器U152來驅動。另外，第九實施例的調光開關900的雙向半導體開關110可以可替代地實施為同時被控制成導通和不導通的反串聯(lián)連接的兩個FET(即，按照第二實施例的調光開關200的FETQ210A、Q210B相同的方式)。數(shù)字控制電路915還包括電源920，該電源是可操作的，以通過LED驅動器102傳導的充電電流ICHRG來產(chǎn)生直流電源電壓VCC。例如，電源920可以包括一個通過-晶體管電路(如同圖4的第一實施例的調光開關100中的通過-晶體管電路)或者任何不會通過LED驅動器102抽取大量充電電流的合適的電源。數(shù)字控制電路915包括帶有兩個電阻器R934、R935的分壓器，用于產(chǎn)生具有適合提供給微處理器930的幅值的比例電壓VSCALED。比例電壓VSCALED代表在雙向半導體開關110兩端上建立的電壓。微處理器930可以具有一個用于對比例電壓VSCALED進行采樣的模數(shù)轉換器(ADC)，使得微處理器930是可操作的，以根據(jù)雙向半導體開關110兩端的電壓來確定相位控制電壓VPC的過零點。數(shù)字控制電路915進一步包括一個切換觸摸開關STOGGLE、采用一個升高觸摸開關SRAISE以及一個下降觸摸開關SLOWER來接收用戶的輸入，該切換觸摸開關STOGGLE可以機械地耦合連接到撥轉開關或按鈕上，升高和下降開關SRAISE、SLOWER可以分別機械地耦合連接到例如單獨的升高按鈕和下降按鈕，或者具有上部和下部的翹板開關上。所述的切換觸摸開關STOGGLE與在電源電壓VCC和電路公共端之間的電阻器R936串聯(lián)連接，并且產(chǎn)生一個切換控制信號VTOGGLE。所述的升高開關SRAISE與在電源電壓VCC和電路公共端之間的電阻器R938串聯(lián)連接，并且產(chǎn)生一個升高控制信號VRAISE。所述的下降開關SLOWER與在電源電壓VCC和電路公共端之間的電阻器R938串聯(lián)連接，并且產(chǎn)生一個下降控制信號VLOWER。微處理器930接收所述的切換控制信號VTOGGLE、上升控制信號VRAISE和下降控制信號VLOWER。微處理器930是可操作的，以響應于切換觸摸開關STOGGLE的后續(xù)動作，來啟動和關閉LED光源104。微處理器930是可操作的，以響應于升高開關SRAISE的動作來增加LED光源104的目標強度LTRGT，并且以響應于下降開關SLOWER的動作來減小目標強度LTRGT?？商娲兀瑪?shù)字控制電路915可以包括用于產(chǎn)生直流電壓的電位器，該直流電壓代表LED光源104的期望強度，并且例如其幅值響應于調光開關900的強度調節(jié)器的位置的變化而變化(即，類似于第一實施例的調光開關100的電位器R144和強度調節(jié)器118)。此外，調光開關900可以包括視覺顯示器(圖中未示出)，例如，線性陣列的發(fā)光二極管(LED)，用于顯示反饋信息給調光開關900的用戶。例如，微處理器930可以使LED之一點亮以顯示LED光源104的目標強度LTRGT的視覺顯示。當LED光源104被關閉時，微處理器930可以使LED微亮地照明，以提供夜燈的效果。當重新開啟LED光源時，LED之一可以點亮到更高的強度，以顯示微處理器930將會控制LED光源104所達到的目標強度LTRGT。夜燈的特征詳見于1995年3月21日公開的、題為“所有照明元件照明而一個照明元件比其他更亮的具有多個照明元件的照明指示裝置”的共同轉讓的美國專利No.5,399,940，該申請的全部內容通過引用的方式并入本申請中。另外，調光開關900的微處理器930可以可替代地用于從有線或無線信號接收器接收數(shù)字信號。例如，調光開關900的數(shù)字控制電路915可以包括一個用于發(fā)送和接收射頻信號的射頻(RF)通信電路(圖中未示出)，例如，射頻收發(fā)器和天線(圖中未示出)。微處理器930可以是可操作的，以響應于經(jīng)由射頻信號接受的數(shù)字消息來控制雙向半導體開關110。微處理器930和射頻收發(fā)器兩者均能夠進入睡眠模式(即，低功率模式)，以保存電池電力。在睡眠模式中，射頻收發(fā)器是可周期性地喚醒操作的，以便在一個采樣周期VLOWER對射頻能量進行采樣(例如，聆聽)。在射頻收發(fā)器檢測到存在任何射頻信號106的情況下，射頻收發(fā)器是可以喚醒微處理器930，使得微處理器可以開始處理接收的射頻信號。每當微處理器930被喚醒，微處理器就消耗了額外的電力(因為微處理器在喚醒時完全供電)?？商娲?，調光開關900的射頻通信電路可以僅包括分別用于僅僅接收或發(fā)送射頻信號的射頻接收器或射頻發(fā)射器。射頻負載控制裝置和用于壁掛式負載控制裝置的天線的實例詳見于1999年11月9日公布的共同轉讓的美國專利No.5,982,103和于2008年4月22日公布的美國專利No.7,362,285，標題均為“緊湊型射頻發(fā)射和接收天線及其控制裝置”；以及于2012年3月8日提交的、題為“低功率射頻接收器”的美國專利申請No.13/415,537，這些專利和申請的全部內容通過引用的方式并入本申請中。圖19是由微處理器930所執(zhí)行的開關過程1000的簡化流程圖。在步驟1010中，程序響應于升高開關SRAISE或下降開關SLOWER之一的動作(即指如果升高控制信號VRAISE亦或下降控制信號VLOWER被拉低到電路公共端的動作)而啟動，如果在步驟1012判斷是啟動升高開關SRAISE，那么在步驟1014中，微處理器930通過減少點火時間TFIRE(大致等于圖3A和圖3B中所示的非導通時間TNC)來增加LED光源104的目標強度LTRGT。如果在步驟1016判斷是啟動下降開關SLOWER，那么在步驟1018中，微處理器930在退出該按鈕程序1000之前通過增加點火時間來減小LED光源104的目標強度LTRGT。圖20是由微處理器930周期性地(例如，每100微秒)執(zhí)行的控制過程1100的簡化流程圖，通過對比例電壓VSCALED進行采樣，產(chǎn)生驅動電壓VDR。首先，微處理器930在步驟1110使用ADC對比例電壓VSCALED進行采樣。在步驟1112，微處理器930確定比例電壓VSCALED的幅值是否增加以及當前樣本是否大于前一個樣本，以便檢測出該比例電壓VSCALED在過零點閾值處的的一個正過渡。如果微處理器930在步驟1112中檢測出存在在過零點閾值的正過渡，并且在步驟1114設置RESET標志，那么微處理器930在步驟1116中清除RESET標志。然后在控制程序1100退出之前，微處理器930在步驟1118中將定時器初始化為零，并且開始使定時器的值增大。如果在步驟1114沒有設置“重置RESET”標志，那么微處理器930在步驟1118不會重啟所述定時器的初始化。如果在步驟1120中所述定時器等于點火時間TFIRE，那么微處理器930將拉低驅動電壓VDR大致到電路公共端，以使雙向半導體開關110在步驟1122中導通，并且退出控制程序1100。如果在步驟1124中，時間等于總時間TTOTAL，那么在步驟1126中，微處理器930拉升驅動電壓VDR大致到電源電壓VCC，使雙向半導體開關110不導通?？倳r間TTOTAL可以等于定時電路130在第一實施例的調光開關100中產(chǎn)生定時電壓VTIM的固定時間量TTIM(例如，大約7.5毫秒)。在步驟1128中，微處理器930設置RESET標志，并且退出控制程序1100。RESET標志允許微處理器930確保定時器在總時間TTOTAL之前不會重啟。圖21是根據(jù)本發(fā)明的第十實施例的調光開關1200的簡化示意圖。調光開關1200包括柵極耦合電路1250，該柵極耦合電路具有以反串聯(lián)連接方式耦合連接在柵極與雙向可控硅110’的第一個主負載端(例如，所述調光開關的熱端H)之間的兩個FETQ1252A、Q1252B。所述的FETQ1252A、Q1252B的源極通過兩個電阻器R1253,、R1254(例如，每個都具有大約5.6Ω的電阻)耦合連接在一起，其中兩個電阻器R1253,、R1254的連接節(jié)點與電路公共端相連接。調光開關1200包括具有微處理器1230的數(shù)字控制電路1215，該微處理器響應于致動器1236(比如像第九實施例的切換觸摸開關STOGGLE、升高觸摸開關SRAISE和下降觸摸開關SLOWER)的動作而工作。數(shù)字控制電路1215包括一個過零點檢測電路1234，該電路產(chǎn)生代表交流線電壓的過零點的過零點電壓VZC。數(shù)字控制電路1215還包括電源1220，該電源是可操作的，以傳導通過LED驅動器102的充電電流ICHRG，用于產(chǎn)生驅動FETQ1252A、Q1252B的第一直流電源電壓VCC1(例如，大約8伏特)和給微處理器1230供電的第二直流電源電壓VCC2(例如，大約4伏特)。第一和第二直流電源電壓VCC1、VCC2都以電路公共端為參考，并且電源1220傳導通過電路公共端的充電電流ICHRG。例如，電源1220可以包括用于產(chǎn)生第一直流電源電壓VCC1的電阻穩(wěn)壓電源以及用于產(chǎn)生第二直流電源電壓VCC2的高效率開關電源。第十實施例的柵極耦合電路1250非常類似于第三實施例的柵極耦合電路350。然而，第十實施例的柵極耦合電路1250包括允許獨立控制FETQ1252A、Q1252B的第一和第二柵極驅動電路1260、1270。微處理器1230產(chǎn)生由對應的柵極驅動電路1260、1270接收的兩個驅動電壓VDR1、VDR2，用于致使對應的FETQ1252A、Q1252B導通和不導通，使得雙向可控硅110’可以導通，以傳導負載電流ILOAD到LED驅動器102。調光開關1200包括電阻器R1258，其電阻為例如大約90.9Ω，并且耦合連接在柵極與雙向可控硅110’的一個主負載端(例如，與所述調光開關的調光的熱端DH連接的端)之間。此外，調光開關1200包括一個可控開關電路1280，它與反串聯(lián)連接的FETQ1252A、Q1252B以及雙向可控硅110’的柵極串聯(lián)耦合連接。微處理器1230產(chǎn)生開關控制電壓VSW，用于致使可控開關電路1280導通和不導通。當可控開關電路1280導通時，F(xiàn)ETQ1252A、Q1252B能夠通過雙向可控硅110’的柵極傳導柵極電流IG，使該雙向可控硅開關元件導通。微處理器1230是可操作的，以在交流線電壓的每個半周期末之前使雙向可控硅110’的柵極與FETQ1252A、Q1252B分離。然而，F(xiàn)ETQ1252A、Q1252B可以在雙向可控硅110’之前、且在當前半周期末之后將負載電流ILOAD傳導到LED驅動器102，以下將更加詳細地進行描述。圖22是調光開關1200的一部分的簡化示意圖，示出了第一和第二柵極驅動電路1260、1270以及可控開關電路1280的更多細節(jié)。第一柵極驅動電路1260包括一NPN雙極結型晶體管Q1261，它具有經(jīng)由電阻器R1262(例如，具有大約200kΩ的電阻)接收第一驅動電壓VDR1的基極，該晶體管Q1261的集電極通過電阻器R1263(例如，具有大約200kΩ的電阻)耦合連接到第一直流電源電壓VCC1，并且耦合連接到另一個NPN雙極結型晶體管Q1264的基極。晶體管Q1264的集電極-發(fā)射極結與二極管D1265以及另一個NPN雙極結型晶體管Q1266的集電極-發(fā)射極結串聯(lián)耦合連接。晶體管Q1266的基極通過電阻器R1267(例如，具有大約200kΩ的電阻)耦合連接到第一直流電源電壓VCC1并且連接到晶體管Q1266的集電極。晶體管Q1266的所述結和二極管D1265通過柵極電阻器R1268(例如，具有大約47Ω的電阻)耦合連接到第一FETQ1252A的柵極。當?shù)谝或寗与妷篤DR1很低(即，大約為電路公共端的地位)時，晶體管Q1261不導通，使得晶體管Q1265的基極被驅動朝著第一直流電源電壓VCC1拉升。因此，晶體管Q1265導通，從而被驅動朝著電路公共端拉低晶體管Q1266的基極以及第一FETQ1252A的基極，使得該FET不導通。但是，當?shù)谝或寗与妷篤DR1很高(即，大約等于第一直流電源電壓VCC1)時，晶體管Q1261變成導通，使得晶體管Q1265變?yōu)椴粚āＲ虼?，晶體管Q1266變成導通，并且第一FETQ1252A的基極被驅動朝著第一直流電源電壓VCC1拉升，使得所述的FET導通。第二柵極驅動電路1270具有用于響應于第二驅動電壓VDR2致使第二FETQ1252B導通和不導通的相同結構和操作?？煽亻_關電路1280耦合連接在反串聯(lián)連接的FETQ1252A、Q1252B與雙向可控硅110’的柵極之間，并且響應于來自微處理器1230的開關控制電壓VSW，所述的雙向可控硅110’的柵極經(jīng)由一個電容器C1290(例如，具有大約0.1μF的電容)和一個電阻器R1292(例如，具有大約47Ω的電阻)的并聯(lián)組合耦合連接到其主端之一?？煽亻_關電路1280包括一個包含四個二極管D1281至D1284的全波整流電橋，該整流電橋的交流端與雙向可控硅110’的柵極串聯(lián)，而一個NPN雙極結型晶體管Q1285跨接在整流電橋的直流端上?？煽亻_關電路1280還包括光電耦合器U1286，它具有與跨接在電橋的直流端上的電阻器R1287串聯(lián)耦合連接的輸出光電耦合器。例如，電阻器R1287可以具有大約150kΩ的電阻器。開關控制電壓VSW經(jīng)由電阻器R1288(例如，具有大約10kΩ的電阻)耦合連接到光電耦合器U1286的輸入光電二極管。當開關控制電壓VSW很低時，光電耦合器U1286的輸出光電晶體管不導通，使得晶體管Q1285不導通(即，可控開關電路1280不導通)。然而，當開關控制電壓VSW很高時，光電耦合器U1286的輸出光電晶體管導通，使得晶體管Q1285導通(即，可控開關電路1280導通，并且雙向可控硅110’的柵極連接到反串聯(lián)連接的FETQ1252A、Q1252B)。圖23示出了根據(jù)本發(fā)明的第十實施例的調光開關1200的操作的實例波形。微處理器1230是可操作的，以響應于過零點檢測電路1234產(chǎn)生的過零點電壓來確定在時間t1的直流線電壓的過零點。在每個半周期開頭，F(xiàn)ETQ1252A、Q1252B不導通，使得第一FETQ1252A在正半周期中阻擋電流，并且第二FETQ1252B在負半周期中阻擋電流。微處理器1230同時拉升驅動電壓VDR1、VDR2兩者，使得FETQ1252A、Q1252B是可操作的，以通過雙向可控硅110’的柵極傳導柵極電流IG從而使該雙向可控硅開關元件以期望的相位角導通(例如，在圖23中所示的t3)。在正半周期中，微處理器1230在半周期末(即，圖23中的時間t6)之前的時間t5拉低第二驅動電壓VDR2，使得第二FETQ1252B將變?yōu)椴粚?，并且準備在負半周期開頭阻擋電流。當?shù)诙寗与妷篤DR2在時間t5被拉低之后，第二FETQ1252B是可操作的，以通過其體二極管傳導電流直到半周期末。在該半周期末之后，微處理器1230在時間t7拉低第一驅動電壓VDR1，使得第一FETQ1252A保持導通，直到當前正半周期末。類似地，在負半周期中，微處理器1230在半周期末之前拉低第一驅動電壓VDR1并在半周期末之后拉低第二驅動電壓VDR2。微處理器1230驅動拉升所述的開關控制電壓VSW(例如，在如圖23中所示的時間t2)，以使可控開關電路1280在致使FETQ1252A、Q1252B導通之前先變成導通，例如，在這兩個FET呈現(xiàn)導通的時間t3之前大約40微秒。如果FETQ1252A、Q1252B過于靠近半周期末允許雙向可控硅110’的柵極傳導柵極電流IG，那么該雙向可控硅110’可能在下一個半周期開頭被錯誤地致使導通，這會使所述雙向可控硅開關元件在整個下一個半周期都導通，由此導致LED光源104呈現(xiàn)閃爍。因此，微處理器1230驅動拉低開關控制電壓VSW(例如，在圖23中的時間t4)，以導致可控開關電路1280在當前半周期末之前、例如在半周期末之前大約600-1000微秒(例如，在圖23中的時間t6)變成不導通。由于可控開關電路1280在半周期末之前變成不導通，所以雙向可控硅110’在負載電流ILOAD的幅值下降到低于該雙向可控硅的額定保持電流時是能夠斷開的，使雙向可控硅110’在當前半周期中無法再次導通，并且能在下一個半周期開頭時保持不導通。如果需要LED驅動器102在雙向可控硅110’斷開之后傳導電流，那么FETQ1252A、Q1252B能夠傳導負載電流ILOAD。因此，調光開關1200能夠傳導電流流過LED驅動器102，獨立于雙向可控硅110’的額定保持電流，并且無需在太靠近下一個半周期的情況下驅動所述的雙向可控硅110’。由于調光開關1200包括微處理器1230，該調光開關可以為調光開關的用戶提供預設的特征和功能。用戶通過使用例如預設的編程模式能夠調節(jié)調光開關1200的特征和功能。微處理器1230可以是可操作的，以響應于致動器1236的一個或多個動作來進入預設的編程模式。例如，用戶可以調節(jié)低端強度LLE和高端強度LHE，微處理器1230可以在這兩者之間的范圍內控制LED光源104的目標強度LTRGT。具有預設的編程模式的調光開關詳見于2007年3月13日公開的、題為“可編程墻盒式調光器”的共同轉讓的美國專利No.7,190,125，該專利的全部內容通過引用的方式并入本申請中。此外，用戶可以通過使用預設的編程模式，即，響應于致動器1236的一個或多個動作來使調光開關1200進入低功率模式。在低功率模式中，微處理器1230可以禁用調光開關1200的一個或多個電路(即，電源1220的負載)，以當LED光源104關閉時減小傳導到LED驅動器102的電流量。例如，微處理器1230可以是可操作的，以關閉LED，使得調光開關1200在LED光源104關閉時不提供夜燈功能。另外，微處理器1230可以是可操作的，以在LED光源104關閉時，禁用射頻通信電路。可替代地，微處理器1230可以增大采樣周期TSAMPLE，使得射頻通信電路喚醒更小的頻率來對射頻能量進行采樣，因此消耗更少的功率。圖24是根據(jù)本發(fā)明的第十一實施例的調光開關1300的簡化方框圖。調光開關1300非常類似于第十實施例的調光開關1200。不過，調光開關1300具有可連接地極的接地端GND。過零點檢測器1234和調光開關1300的電源1220可以耦合連接在熱端H與接地端GND(而不是調光的熱端DH)之間。因此，電源1220通過接地端GND(而不是LED驅動器102)傳導充電電流ICHRG。可替代地，第九、第十和第十一實施例的智能調光開關900、1200、1300可以包括模擬調光開關，例如，如同第一至第八實施例中的具有機械式氣隙開關S112的調光開關，該機械式氣隙開關連接到用于點亮和關閉LED光源104的翹板開關116以及用于調節(jié)LED光源104強度的強度調節(jié)器118。第九、第十和第十一實施例的調光開關900、1200、1300的微處理器930、1230可以僅僅在機械式氣隙開關S112打開時不被供電。雖然本發(fā)明已經(jīng)參照具有用于控制LED光源104的強度的LED驅動器102的高效率照明負載101進行了描述，但是調光開關100、200、300、400、500、600、700、800、900、1200、1300用于控制所傳輸功率大小的對象可以是其他類型的照明負載(例如，白熾燈、鹵素燈、磁低壓燈、電子低壓燈)、其他類型的電氣負載(例如，電動機和風扇負載)以及其他類型的負載調節(jié)裝置(例如，用于熒光燈的電子調光鎮(zhèn)流器)。本申請涉及于2010年11月23日提交的、題為“兩線式模擬FET基的調光開關”的共同轉讓的美國專利申請No.12/953,057，該申請的全部內容通過引用的方式并入本申請中。雖然本發(fā)明結合一些具體的實施例進行了描述，但是許多其他變化和修改以及其他用途對本領域的技術人員會變得明白。因此，優(yōu)選的是，本發(fā)明并非由本文中的具體公開內容限定，而是由所附的權利要求書限定。