專利名稱：提高發(fā)送器的功率效率的系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本公開總地涉及無線通信，包括但不限于提高無線通信發(fā)送器的功率效率的系統(tǒng)和方法。
背景技術(shù)：
無線通信系統(tǒng)被用在多種電信系統(tǒng)、電視、無線電和其他媒體系統(tǒng)、數(shù)據(jù)通信網(wǎng)絡(luò)和其他系統(tǒng)中以利用無線發(fā)送器和無線接收器在遠(yuǎn)程點(diǎn)之間傳達(dá)信息。發(fā)送器是通常在天線的幫助下傳播諸如無線電、電視或其他電信之類的電磁信號的電子設(shè)備。接收器是接收并處理無線電磁信號的電子設(shè)備。發(fā)送器和接收器可被組合成單個(gè)設(shè)備，稱為收發(fā)器。許多發(fā)送器可包括可增大所發(fā)送的信號的功率但也可增大發(fā)送器的功率消耗的驅(qū)動放大器或增益級。此外，用于驅(qū)動發(fā)送器的組件的偏置電壓在發(fā)送器的內(nèi)部電阻兩端可經(jīng)歷各種電壓降，這可減小發(fā)送器的電壓凈空(voltage headroom)。電壓凈空可與用于驅(qū)動發(fā)送器的組件的電壓量相關(guān)聯(lián)，并且可受通過發(fā)送器傳輸?shù)纳漕l(RF)信號的功率的影響。從而，發(fā)送器所發(fā)送的RF信號的輸出功率可能是受限的，因?yàn)殡妷簝艨盏臏p小可負(fù)面地影響發(fā)送器的性能。另外，經(jīng)過發(fā)送器的內(nèi)部電阻的電流陷落(current sinking)可增大發(fā)送器的功率消耗。許多發(fā)送器還被配置為利用多個(gè)傳送協(xié)議發(fā)送RF信號，其中對于不同的傳送協(xié)議可適用不同的設(shè)計(jì)考慮。此外，發(fā)送器可被配置為在較寬的頻率范圍上發(fā)送RF信號，其中對于該頻率范圍內(nèi)的不同頻率可適用不同的設(shè)計(jì)考慮。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本公開的一些實(shí)施例，一種電路包括平衡-不平衡變換器，該平衡-不平衡變換器被配置為在輸入線圈的第一輸入端口和第二輸入端口處接收射頻(RF)信號。該平 衡-不平衡變換器還被配置為在通信地耦合到輸入線圈的輸出線圈處輸出RF信號。該電路還包括供應(yīng)電壓選擇器電路，該供應(yīng)電壓選擇器電路耦合到輸入線圈并且被配置為根據(jù)在輸入線圈處接收的RF信號的功率水平來調(diào)整輸入線圈處的偏置電壓。


為了更完整理解本公開及其特征和優(yōu)點(diǎn)，現(xiàn)在參考結(jié)合附圖來理解的以下描述，附圖中。圖I示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的示例無線通信系統(tǒng)的框圖；圖2示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的可被包括在無線通信元件中的示例發(fā)送器的所選組件的框圖；圖3示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的與平衡-不平衡變換器(balun)并聯(lián)耦合的數(shù)字電壓控制衰減器(digital voltage-controlled attenuator, DVCA)的示例；圖4示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的DVCA的另一示例；
圖5示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的具有泄漏抵消的DVCA的示例；圖6示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的電壓到電流(V-I)轉(zhuǎn)換器的示例實(shí)施例；圖7示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的可包括噪聲濾波器的V-I轉(zhuǎn)換器的正極性路徑的示例；圖8示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的被配置為具有多個(gè)路徑的發(fā)送器的示例，其中每個(gè)路徑與一傳送協(xié)議相關(guān)聯(lián)；圖9示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的可包括被配置為為發(fā)送器提供低噪聲路徑的電流模式放大器電路的示例發(fā)送器；圖10示出了根據(jù)本公開的某些實(shí)施例的電流模式放大器電路的示例； 圖11示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的示例多頻帶發(fā)送器；并且圖12a和圖12b示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的平衡-不平衡變換器的調(diào)諧器的示例，該調(diào)諧器被配置為針對該調(diào)諧器內(nèi)的開關(guān)的不想要的導(dǎo)通進(jìn)行補(bǔ)償。
具體實(shí)施例方式圖I示出了根據(jù)本公開的某些實(shí)施例的示例無線通信系統(tǒng)100的框圖。為了簡單，圖I中只示出了兩個(gè)終端110和兩個(gè)基站120。終端110也可被稱為遠(yuǎn)程站、移動站、接入終端、用戶設(shè)備(UE)、無線通信設(shè)備、蜂窩電話或者一些其他術(shù)語?；?20可以是固定站并且也可被稱為接入點(diǎn)、節(jié)點(diǎn)B或者一些其他術(shù)語。移動交換中心(MSC) 140可耦合到基站120并且可為基站120提供協(xié)調(diào)和控制。終端110可能夠或不能夠接收來自衛(wèi)星130的信號。衛(wèi)星130可屬于衛(wèi)星定位系統(tǒng)，例如公知的全球定位系統(tǒng)(GPS)。每個(gè)GPS衛(wèi)星可發(fā)送被編碼有信息的GPS信號，該信息使得地球上的GPS接收器可以測量GPS信號的到達(dá)時(shí)間。對充足數(shù)目的GPS衛(wèi)星的測量可用于準(zhǔn)確地估計(jì)GPS接收器的三維位置。終端110還可能夠接收來自諸如藍(lán)牙發(fā)送器、無線保真(Wi-Fi)發(fā)送器、無線局域網(wǎng)(WLAN)發(fā)送器、IEEE802. 11發(fā)送器和任何其他適當(dāng)?shù)陌l(fā)送器的其他類型的發(fā)送源的信號。在圖I中，每個(gè)終端110被示為同時(shí)接收來自多個(gè)發(fā)送源的信號，其中發(fā)送源可以是基站120或衛(wèi)星130。一般地，終端110在任何給定時(shí)刻可接收來自零個(gè)、一個(gè)或多個(gè)發(fā)送源的信號。在某些實(shí)施例中，終端110也可以是發(fā)送源，其可向諸如基站120之類的一個(gè)或多個(gè)接收源發(fā)送無線通信信號。如下文更詳細(xì)公開的，發(fā)送源(例如基站120、終端110等等)可包括可被配置為具有變化的供應(yīng)電壓以調(diào)整所發(fā)送的無線通信信號的功率的發(fā)送器。此外，發(fā)送器可包括多個(gè)DC電流源，這多個(gè)DC電流源被配置為驅(qū)動發(fā)送器的各種組件，以允許對于增大的信號功率的更大電壓凈空，這將在下文中更詳細(xì)公開。另外，發(fā)送器可包括針對不同傳送協(xié)議配置的多個(gè)路徑，以改善發(fā)送器對于每個(gè)傳送協(xié)議的操作。另外，發(fā)送器可被配置為多頻帶發(fā)送器。系統(tǒng)100可以是碼分多址(CDMA)系統(tǒng)、時(shí)分多址(TDMA)系統(tǒng)、一些其他無線通信系統(tǒng)或者其任何組合。CDMA系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)一個(gè)或多個(gè)CDMA標(biāo)準(zhǔn)或協(xié)議，例如IS-95、IS-2000 (也通常稱為 “ lx”)、IS-856 (也通常稱為 “ lxEV-DO”)、寬帶 CDMA (W-CDMA)，等等。W-CDMA標(biāo)準(zhǔn)由被稱為3GPP的聯(lián)盟定義，并且IS-2000和IS-856標(biāo)準(zhǔn)由被稱為3GPP2的聯(lián)盟定義。3GPP還可包括3GPP長期演進(jìn)(LTE)標(biāo)準(zhǔn)。這些不同的3GPP標(biāo)準(zhǔn)可被稱為第三代(3G)和/或第四代(4G)標(biāo)準(zhǔn)。TDMA系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)一個(gè)或多個(gè)TDMA標(biāo)準(zhǔn)或協(xié)議，例如全球移動通信系統(tǒng)(GSM)。此外，GSM的變體可包括增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率GSM演進(jìn)(EDGE)協(xié)議和通用分組無線電系統(tǒng)(GPRS)協(xié)議。這些標(biāo)準(zhǔn)或協(xié)議以及高斯最小頻移鍵控(Gaussian minimum-shift-keying, GMSK)傳送協(xié)議可被稱為第二代(2G)協(xié)議。圖2示出了根據(jù)本公開的某些實(shí)施例的可被包括在無線通信元件(例如終端110、基站120或衛(wèi)星130)中的示例發(fā)送器200的所選組件的框圖。在一些實(shí)施例中，無線通信元件還可包括沒有明確示出的接收器。從而，取決于無線通信元件的功能，該元件可被認(rèn)為是發(fā)送器、接收器或收發(fā)器。如下文更詳細(xì)論述的，發(fā)送器200可被配置為在RF信號的發(fā)送期間允許更大的電壓凈空，即使當(dāng)RF信號的功率可被增大時(shí)也是如此。此外，發(fā)送器200可被配置為與傳統(tǒng)發(fā)送器相比減小發(fā)送器200的功率消耗。如圖2中所示，發(fā)送器200可包括數(shù)字電路202。數(shù)字電路202可包括被配置為處理數(shù)字信號和信息以用于經(jīng)由發(fā)送器200發(fā)送的任何系統(tǒng)、器件或裝置。這種數(shù)字電路 202可包括一個(gè)或多個(gè)微處理器、數(shù)字信號處理器和/或其他適當(dāng)?shù)钠骷?。在本?shí)施例中，數(shù)字電路202可包括控制器211。如下文更詳細(xì)公開的，控制器211可被配置為將控制信號傳輸?shù)介_關(guān)214(下文描述)以調(diào)整發(fā)送器200的平衡-不平衡變換器234的偏置電壓?？刂破?11可包括被配置為解譯和/或執(zhí)行程序指令和/或過程數(shù)據(jù)的任何系統(tǒng)、器件或裝置，并且可包括但不限于微處理器、微控制器、數(shù)字信號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)或者任何其他被配置為解譯和/或執(zhí)行程序指令和/或過程數(shù)據(jù)的數(shù)字或模擬電路。在一些實(shí)施例中，控制器211可解譯和/或執(zhí)行被存儲在通信地耦合到控制器211的存儲器(未明確示出)中的程序指令和/或過程數(shù)據(jù)。存儲器可包括可操作來將程序指令或數(shù)據(jù)保持一段時(shí)間的任何系統(tǒng)、器件或裝置(例如計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì))。存儲器可包括隨機(jī)訪問存儲器(RAM)、電可擦除可編程只讀存儲器(EEPROM)、PCMCIA卡、閃存、磁存儲裝置、光磁存儲裝置或者在到控制器211的電力被關(guān)斷后保持?jǐn)?shù)據(jù)的非易失性存儲器或易失性存儲器的任何適當(dāng)選集和/或陣列。數(shù)字電路202可被配置為經(jīng)由同相(I通道)路徑252和正交相(Q通道)路徑254傳送信號的成分。I通道路徑252可承載信號的同相成分，并且Q通道路徑254可承載信號的正交成分，其中信號的正交成分可與信號的I通道成分相位相差90°。信號可包括可被發(fā)送器200發(fā)送的數(shù)據(jù)和或信息，從而可被稱為數(shù)據(jù)信號。I通道路徑252和Q通道路徑254可各自包括數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC) 204。在本示例中，每個(gè)DAC204可包括電流模式DAC。從而，每個(gè)DAC204可被配置為接收來自數(shù)字電路202的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號并將這樣的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬電流信號。在本示例中，每個(gè)DAC204可被配置為輸出由正極性電流Ida。+和負(fù)極性電流Idad-表示的差分電流信號。這種模擬差分電流信號隨后可被傳遞到發(fā)送路徑201的一個(gè)或多個(gè)其他組件，其中包括濾波器206。濾波器206可包括被配置為濾掉可由DAC204引起的差分電流信號中的噪聲的任何適當(dāng)系統(tǒng)、裝置或器件。此外，在濾波期間，濾波器206可將差分電流信號轉(zhuǎn)換為由正極性電壓Vin+和負(fù)極性電壓Vin_表示的差分電壓信號。在經(jīng)過濾波器206之后，與I和Q通道相關(guān)聯(lián)的差分電壓信號可各自傳遞到電壓到電流(V-I)轉(zhuǎn)換器。每個(gè)V-I轉(zhuǎn)換器208可包括被配置為將接收到的差分電壓信號轉(zhuǎn)換成具有正極性電流Iin+和負(fù)極性電流Iin-的差分電流信號的任何適當(dāng)系統(tǒng)、裝置或器件。在一些實(shí)施例中(例如當(dāng)濾波器206包括可插入其自己的噪聲的有源濾波器時(shí))，如聯(lián)系圖3進(jìn)一步描述的，V-I轉(zhuǎn)換器208可包括被配置為濾掉可由濾波器206引起的噪聲的無源濾波器(在圖2中未明確示出)。V-I轉(zhuǎn)換器208還可被配置為輸出差分電流數(shù)據(jù)信號。在分別離開V-I轉(zhuǎn)換器208a和208b之后，I通道和Q通道差分電流信號可分別被混頻器216a和216b接收?；祛l器216可被配置為將差分電流數(shù)據(jù)信號調(diào)制在載波信號上以產(chǎn)生差分RF電流信號。在被混頻器216調(diào)制之后，I和Q通道信號成分可被組合。從而，正極性RF電流Iin+可被晶體管228a接收，其中Iin+包括I和Q通道正極性信號成分兩者。類似地，負(fù)極性RF電流Iin_可被晶體管228b接收，其中Iin_包括I和Q通道負(fù)極性信號成分兩者。晶體管228可被這樣配置為在混頻器216和平衡-不平衡變換器234 (下文進(jìn)一步描述)上的相對較大的電壓擺動之間提供隔離。在一些實(shí)施例中，如下文進(jìn)一步描述的，差分RF電流信號可被RF衰減器230接收，RF衰減器230被配置為在被使能時(shí)衰減RF信號。衰減器230可基于從控制器211接收的控制信號來衰減RF信號，使得根據(jù)該控制信號，衰減器230可調(diào)整RF信號的功率。如·下文聯(lián)系圖3、4和5進(jìn)一步描述的，衰減器230可與被配置為接收差分RF電流信號的平衡-不平衡變換器234并聯(lián)配置。平衡-不平衡變換器234可包括被配置為將差分信號轉(zhuǎn)換成單端信號以及將單端信號轉(zhuǎn)換成差分信號的任何適當(dāng)系統(tǒng)、裝置或器件。在本示例中，平衡-不平衡變換器234可包括變壓器，該變壓器包括輸入線圈236和輸出線圈238。此外，在本實(shí)施例中，平衡-不平衡變換器234可包括降壓變壓器，使得輸入線圈236處的匝數(shù)比可大于輸出線圈238處的匝數(shù)比。輸入線圈236處的更大匝數(shù)比可使得輸入線圈236具有增大的輸入阻抗(例如600歐姆)，這可允許RF信號的更大擺動。輸出線圈238處的更小匝數(shù)比可使得輸出線圈238具有減小的輸出阻抗(例如50歐姆)，從而輸出線圈238與功率放大器220之間的阻抗匹配電路可不必要。平衡-不平衡變換器234的輸入線圈236可接收差分RF電流信號的Iin+和Iin_，并且隨著差分RF電流信號經(jīng)過輸入線圈236，輸出線圈238可生成可被傳輸?shù)焦β史糯笃?20的單端RF信號。功率放大器(PA) 220可放大單端RF信號以便經(jīng)由天線218發(fā)送。從輸出線圈238發(fā)送到功率放大器220的RF信號的功率可至少為流經(jīng)輸出線圈238的RF差分電流的函數(shù)，流經(jīng)輸出線圈238的RF差分電流可以是流經(jīng)輸入線圈236的RF電流的函數(shù)。從而，可在輸出線圈238處輸出的RF信號的功率可通過至少調(diào)整經(jīng)過輸入線圈236的差分RF電流來調(diào)整，經(jīng)過輸入線圈236的差分RF電流可由衰減器230調(diào)整。在一些實(shí)施例中，衰減器230可包括數(shù)字電壓控制衰減器(DVCA)。圖3示出了根據(jù)本公開的某些實(shí)施例的與可充當(dāng)平衡-不平衡變換器的變壓器302并聯(lián)耦合的DVCA300的示例。在一些實(shí)施例中，圖2的衰減器230可包括DVCA300，并且/或者圖2的平衡-不平衡變換器234可包括變壓器302。DVCA300和變壓器302可用于控制所發(fā)送的RF信號的功率。如上所述，在本示例中，DVCA300可與變壓器302并聯(lián)放置，變壓器302可充當(dāng)平衡-不平衡變換器。在本示例中，變壓器302可包括與圖2中的平衡-不平衡變換器234的輸入線圈236類似的輸入線圈316。變壓器302還可包括與圖2中的平衡-不平衡變換器234的輸出線圈238類似的輸出線圈318。輸入線圈316可包括輸入端口 304a和304b，輸入端口 304a和304b被配置為分別接收從被配置為調(diào)制RF信號的混頻器(例如圖2的混頻器216)接收的RF信號的正差分電流Iin+和負(fù)差分電流Iin_。此外，輸入線圈316可耦合到中心抽頭電壓(Vct) 322，該中心抽頭電壓(Vct) 322可將輸入線圈316偏置在適當(dāng)?shù)碾妷阂詾榕cDVCA300相關(guān)聯(lián)的發(fā)送器允許充足的電壓凈空，這將在下文中更詳細(xì)論述。輸出線圈318可包括輸出端口 314，該輸出端口 314被配置為將RF信號作為單端RF信號輸出。在本示例中，輸出端口 314可耦合到功率放大器(例如圖2的功率放大器220)，使得RF信號可被從輸出端口 314傳輸?shù)皆摴β史糯笃?。如下文進(jìn)一步公開的，DVCA300可被使能和禁用以通過從輸入線圈316中抽走RF差分電流的至少一部分來耗散在輸入 端口 304a和304b處接收的RF信號的功率的至少一部分。DVCA300還可被配置為通過改變其阻抗(RF信號經(jīng)歷的阻抗)來抽取經(jīng)過DVCA300的不同量的RF差分電流，使得在輸入端口 304a和304b處接收的RF信號的功率的一部分可根據(jù)所改變的阻抗在DVCA300內(nèi)被耗散。因此，經(jīng)過輸入線圈316和輸出線圈318的電流可根據(jù)DVCA300的阻抗變化而變化，使得在輸出端口 314輸出的RF信號的功率可被改變。DVCA300可包括耦合到輸入線圈316的輸入端口 304的開關(guān)306和310。在本實(shí)施例中，開關(guān)306可包括n型金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(NMOS)，并且開關(guān)310可包括P型金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(PMOS)，其被配置為根據(jù)從控制器(例如圖2的控制器211)發(fā)送的控制信號而斷開和閉合。開關(guān)306a和306b可響應(yīng)于在其各自的柵極接收到“高”控制信號而閉合，并且可響應(yīng)于接收到“低”控制信號而斷開，因?yàn)殚_關(guān)306a和306b在本示例中是NMOS器件。開關(guān)310a和310b可響應(yīng)于接收到“低”控制信號而閉合，并且可響應(yīng)于在其各自的柵極接收到“高”控制信號而斷開，因?yàn)殚_關(guān)310a和310b在本示例中是PMOS器件。在不想要RF信號的衰減的場合中，開關(guān)306和310可被斷開以將DVCA300與輸入線圈316解耦，使得不通過DVCA300抽取RF差分電流。因此，DVCA300可被禁用并且所有RF電流都可通過輸入線圈316和輸出線圈318來抽取，使得RF信號的所有功率都可在輸出端口 314處輸出。為了提供進(jìn)一步功率控制，DVCA300在一些場合中可被使能。DVCA300可通過開關(guān)306和310接收到來自控制器(例如控制器211)的控制信號以閉合開關(guān)306和310而被使能。這樣，在輸入端口 304處接收的RF信號的至少一部分可經(jīng)過DVCA300(例如，在本示例中，RF差分電流的一部分可經(jīng)過DVCA300)，使得更少的RF功率可被傳遞到輸出端口314 (例如，更少的RF電流可經(jīng)過線圈316和318，從而減小在輸出端口 314處輸出的RF信號的功率)。另外，還可調(diào)整DVCA300的阻抗，使得可以調(diào)整RF差分電流，并因此可以調(diào)整經(jīng)過DVCA300的RF功率。例如，DVCA300可包括與正差分RF電流相關(guān)聯(lián)的R2R電阻器梯形電路(resistor ladder) 320a,并且DVCA300可包括與負(fù)差分RF電流相關(guān)聯(lián)的R2R電阻器梯形電路320b。每個(gè)R2R梯形電路320可包括一個(gè)或多個(gè)電阻器312和可根據(jù)從控制器(例如控制器211)接收的控制信號而斷開和閉合的一個(gè)或多個(gè)開關(guān)318。每個(gè)開關(guān)308可被配置為斷開或閉合以分別將一個(gè)或多個(gè)電阻器312與經(jīng)過DVCA300的RF信號可沿循的路徑解耦或耦合。在本示例中，開關(guān)308可包括PMOS器件，然而任何其他適當(dāng)?shù)南到y(tǒng)、裝置或器件都可用于開關(guān)308。因此，隨著每個(gè)開關(guān)308斷開和/或閉合，DVCA300對于經(jīng)過DVCA300的RF信號的整體阻抗可變化，使得經(jīng)過DVCA300的RF電流可變化。如上所述，RF功率可以是RF電流的函數(shù)。從而，通過DVCA300(而不是經(jīng)過輸入線圈316)耗散的RF信號功率的量可以是DVCA300的阻抗的函數(shù)，而DVCA300的阻抗可基于開關(guān)308的斷開和閉合。這樣，控制器可通過斷開和/或閉合適當(dāng)?shù)拈_關(guān)308來調(diào)整在輸出端口 314處輸出的RF信號的衰減。此夕卜，在一些場合中，控制器(例如圖2的控制器211)可在DVCA300被使能時(shí)降低Vct322以設(shè)定在DVCA300的供應(yīng)電壓(Vdd)，這將在下文中更詳細(xì)公開。Vct322在DVCA300被使能時(shí)可被降低，這是因?yàn)檩斎刖€圈316處的偏置電壓可由于RF信號的低功率而不需要那么高。·與傳統(tǒng)的RF信號衰減配置相比，這種配置可允許在RF信號功率衰減的更大動態(tài)范圍上的RF信號功率的更線性調(diào)整。在不脫離本公開的范圍的情況下，可對圖3的系統(tǒng)作出修改、添加或省略。例如，雖然本實(shí)施例示出了 DVCA300與充當(dāng)平衡-不平衡變換器的變壓器302并聯(lián)，但要理解，DVCA300可與任何適當(dāng)?shù)钠胶?不平衡變換器并聯(lián)放置，以實(shí)現(xiàn)更大動態(tài)范圍上的線性衰減。此外，雖然開關(guān)306和310分別被具體示為NMOS和PMOS器件，但要理解，任何適當(dāng)?shù)拈_關(guān)都可用于執(zhí)行由開關(guān)306和310執(zhí)行的開關(guān)功能。另外，開關(guān)306可包括PMOS器件，并且開關(guān)310可包括NMOS器件，或者其任何組合。此外，如圖4中所述，在一些場合中，可省略開關(guān)310。圖4示出了根據(jù)本公開的DVCA400的另一示例。圖4可包括如聯(lián)系圖3所述的具有輸入線圈316和輸出線圈318的變壓器302。此外，輸入線圈316可包括被配置為接收RF信號的差分RF電流的輸入端口 304，如聯(lián)系圖3所述。另外，類似于在圖3中所述，輸入線圈316可在輸入線圈322的大致中心處通信地耦合到中心抽頭電壓Vct322以偏置輸入線圈316。與圖3的描述類似，DVCA400可與變壓器302并聯(lián)放置。DVCA400可包括開關(guān)306，開關(guān)306被配置為分別通過閉合和斷開而使能和禁用DVCA400，使得DVCA400可耦合到變壓器302或與變壓器302解耦，如上所述。DVCA400還可包括電阻器312和開關(guān)308，開關(guān)308被配置為斷開和閉合以改變DVCA400的阻抗，如聯(lián)系圖3所述。然而，與圖3的DVCA300不同，圖4的DVCA400可包括輸入端子402a和402b，輸入端子402a和402b被配置為分別接收RF信號的正和負(fù)差分電流。從而，DVCA400可不包括圖3中所示的開關(guān)310。在DVCA400的當(dāng)前實(shí)施例中，在輸入端子402a和402b處接收的RF信號可與在端口 304a和304b處可接收的RF信號由相同RF信號源生成。在其他實(shí)施例中，在端子402a和402b處接收的RF信號可由與可生成在端口 304a和304b處接收的RF信號的源不同的源生成。這一個(gè)或多個(gè)RF信號源包括混頻器，例如圖2的混頻器216。在不想要由DVCA400引起的衰減的場合中，控制器(例如控制器211)可斷開開關(guān)306并且還可將RF信號指引至端口 304a和304b。在這種場合中，控制器還可指示不發(fā)送RF信號到DVCA400的端子402。在想要由DVCA400引起的衰減的場合中，控制器(例如控制器211)可閉合開關(guān)306并且還可指示RF信號被發(fā)送到DVCA400的端子402。在這種場合中，控制器還可指示不發(fā)送RF信號到端口 304。可利用共源共柵(cascode)器件(例如CMOS器件)在輸入端口 304和輸入端子402之間指引RF信號，該共源共柵器件耦合到RF信號源并被配置為取決于DVCA300是被禁用還是使能而將RF電流分別引導(dǎo)至輸入端口 304或輸入端子402中。如上所述，在DVCA400被使能的情況下，不同的開關(guān)308可被斷開或閉合以調(diào)整DVCA400的阻抗，使得在輸出端口 314處輸出的RF信號的功率可被調(diào)整。從而，DVCA400可被配置為調(diào)整RF信號的衰減。另外，通過取代DVCA300中的開關(guān)310，將輸入端子402包括在DVCA400中，可避免由開關(guān)310引起的可能的插入損耗。在不脫離本公開的范圍的情況下，可對圖4的系統(tǒng)作出修改、添加或省略。例如，雖然本實(shí)施例示出了 DVCA400與充當(dāng)平衡-不平衡變換器的變壓器302并聯(lián)，但要理解，DVCA400可與任何適當(dāng)?shù)钠胶?不平衡變換器并聯(lián)放置，以實(shí)現(xiàn)比傳統(tǒng)衰減配置更大的動態(tài)范圍上的線性衰減。此外，雖然開關(guān)306被具體示為NM0S，但要理解，任何適當(dāng)?shù)拈_關(guān)都可用于執(zhí)行由開關(guān)306執(zhí)行的開關(guān)功能。另外，在一些實(shí)施例中，開關(guān)306可包括PMOS器件，而不是NMOS器件。此外，如聯(lián)系圖5所述，在一些場合中，DVCA400可被配置為針對經(jīng)過開關(guān)308的可能電流泄漏進(jìn)行補(bǔ)償。圖5示出了根據(jù)本公開的某些實(shí)施例的具有泄漏抵消的DVCA500的示例。DVCA500 可與變壓器302的輸入線圈316并聯(lián)耦合，如以上分別聯(lián)系圖3和4中的DVCA300和DVCA400所述。此外，DVCA500可與圖4的DVCA400基本上相似，然而，與DVCA400不同，DVCA500可被配置為針對當(dāng)開關(guān)308被斷開并且DVCA500被使能時(shí)通過開關(guān)308可發(fā)生的任何電流泄漏進(jìn)行補(bǔ)償。與DVCA400類似，可通過閉合開關(guān)306來使能DVCA500。此外，當(dāng)DVCA500被使能時(shí)，DVCA500的輸入端子402可接收RF信號。如上所述，要調(diào)整DVCA500的阻抗，可斷開或閉合開關(guān)308。然而，當(dāng)開關(guān)308被斷開時(shí)，一些電流可通過斷開的開關(guān)308中的一個(gè)或多個(gè)泄漏，從而使得這些開關(guān)的行為不是像它們完全斷開那樣。從而，DVCA500可包括一個(gè)或多個(gè)虛設(shè)開關(guān)(dummy switch)502,這一個(gè)或多個(gè)虛設(shè)開關(guān)502可針對在相應(yīng)的開關(guān)308 “斷開”時(shí)可經(jīng)過該開關(guān)308的電流泄漏中的一些或全部進(jìn)行補(bǔ)償。例如，虛設(shè)開關(guān)502a可與開關(guān)308a相關(guān)聯(lián)并且可被配置為針對當(dāng)開關(guān)308a“斷開”時(shí)經(jīng)過開關(guān)308a的電流泄漏進(jìn)行補(bǔ)償。虛設(shè)開關(guān)502b、502c和502d可類似地分別與開關(guān)308b、308c和308d相關(guān)聯(lián)。在本示例中，虛設(shè)開關(guān)502可包括PMOS器件，其柵極連結(jié)到源電壓Vdd，使得虛設(shè)開關(guān)502可始終被關(guān)斷。在替換示例中，虛設(shè)開關(guān)502中的一個(gè)或多個(gè)可包括NMOS器件，其柵極連結(jié)到地，使得NMOS虛設(shè)開關(guān)502也可始終被關(guān)斷。虛設(shè)開關(guān)502可被配置為具有如下泄漏電流這些泄漏電流可具有與流經(jīng)相關(guān)聯(lián)的開關(guān)308的泄漏電流的極性相反的極性。從而，虛設(shè)開關(guān)502的泄漏電流可用于部分或全部抵消相關(guān)聯(lián)的開關(guān)308的泄漏電流。例如，開關(guān)308a可在一端耦合到DVCA500的節(jié)點(diǎn)504，而且可在其另一端耦合到輸入端子402a。如上所述，輸入端子402a可被配置為當(dāng)DVCA500被使能時(shí)接收RF信號的正差分RF電流。從而，可從輸入端子402a經(jīng)過開關(guān)308a到節(jié)點(diǎn)504的任何泄漏電流可具有正極性。此外，虛設(shè)開關(guān)502a可在一端耦合到DVCA500的節(jié)點(diǎn)504，并且可在其另一端耦合到輸入端子402b。如上所述，輸入端子402b可被配置為當(dāng)DVCA500被使能時(shí)接收RF信號的負(fù)差分RF電流。從而，可從輸入端子402b經(jīng)過虛設(shè)開關(guān)502a到節(jié)點(diǎn)504的任何泄漏電流可具有負(fù)極性，這可與和開關(guān)308a相關(guān)聯(lián)的泄漏電流的正極性相反。另外，虛設(shè)開關(guān)502a的大小可使得可流經(jīng)虛設(shè)開關(guān)502a的泄漏電流的量可與經(jīng)過開關(guān)308a的泄漏電流的量大致相同。因此，在節(jié)點(diǎn)504處與開關(guān)502a和308a相關(guān)聯(lián)的泄漏電流大致相等并具有相反極性的情況下，泄漏電流可部分或完全相互抵消。虛設(shè)開關(guān)502b、502c和502d可類似地針對開關(guān)308b、308c和308d配置。因此，DVCA500可被配置為與聯(lián)系圖4所述的DVCA400類似地調(diào)整在輸出端口 314處輸出的RF信號的功率，并且還可被配置為針對通過開關(guān)308可發(fā)生的電流泄漏進(jìn)行補(bǔ)償。在不脫離本公開的范圍的情況下，可對DVCA500作出修改、添加或省略。例如，雖然本實(shí)施例示出了 DVCA500與充當(dāng)平衡-不平衡變換器的變壓器302并聯(lián)，但要理解，DVCA500可與任何適當(dāng)?shù)钠胶?不平衡變換器并聯(lián)放置，以實(shí)現(xiàn)比傳統(tǒng)衰減配置更大的動態(tài)范圍上的線性衰減。此外，雖然開關(guān)306被具體示為NM0S，但要理解，任何適當(dāng)?shù)拈_關(guān)都可用于執(zhí)行由開關(guān)306執(zhí)行的開關(guān)功能。另外，在一些實(shí)施例中，開關(guān)306可包括PMOS器件，而不是NMOS器件。此外，雖然一定數(shù)目的虛設(shè)開關(guān)502被示為與一定數(shù)目的開關(guān)308相關(guān)聯(lián)，但取決于DVCA500的系統(tǒng)特性和要求，在DVCA500中可包括更多或更少虛設(shè)開關(guān)502?！?br> 返回圖2，除了在一些場合中包括衰減器230來調(diào)整RF信號功率以外，發(fā)送器200還可被配置為根據(jù)在輸入線圈236處接收的RF信號功率來調(diào)整平衡-不平衡變換器234的偏置電壓。平衡-不平衡變換器234的輸入線圈236可包括中心抽頭節(jié)點(diǎn)239，該中心抽頭節(jié)點(diǎn)239可耦合到供應(yīng)電壓選擇器電路240，該供應(yīng)電壓選擇器電路240可向中心抽頭節(jié)點(diǎn)239提供中心抽頭偏置電壓Vet。電壓選擇器240可包括多個(gè)開關(guān)214，每個(gè)開關(guān)214耦合在中心節(jié)點(diǎn)239和可提供中心抽頭電壓Vct的供應(yīng)電壓Vddi之間。如前所述，RF信號的功率可引起電壓擺動，電壓擺動可影響用于驅(qū)動發(fā)送器200的各種組件的電壓。用于驅(qū)動組件的電壓可被稱為電壓凈空。Vct可被配置為提供偏置電壓，該偏置電壓提高傳播經(jīng)過發(fā)送器200的RF信號的整體電壓，使得即使有與RF信號相關(guān)聯(lián)的電壓擺動，也存在大量的電壓凈空來適當(dāng)?shù)仳?qū)動發(fā)送器200的組件。然而，更高的偏置電壓Vct可使用更多功率。從而，如下所述，電壓選擇器240可被配置為根據(jù)RF信號功率調(diào)整偏置電壓，使得在RF信號功率更低的場合中，Vct可被降低以減小功率消耗，但也使得當(dāng)RF功率被提高時(shí)Vct可被提高，以允許足夠的凈空，以便發(fā)送器200可適當(dāng)?shù)毓ぷ?。在本示例中，電壓選擇器240可包括耦合在供應(yīng)電壓Vdd1和中心節(jié)點(diǎn)239之間的開關(guān)214a、耦合在供應(yīng)電壓Vdd2和中心節(jié)點(diǎn)239之間的開關(guān)214b以及耦合在供應(yīng)電壓Vdd3和中心節(jié)點(diǎn)239之間的開關(guān)214c。要理解，取決于發(fā)送器200的設(shè)計(jì)特性和參數(shù)，電壓選擇器240可包括更多或更少的開關(guān)239和供應(yīng)電壓Vddi。開關(guān)214可通信地耦合到控制器211 (沒有明確示出耦合)并且可被配置為根據(jù)從控制器211接收的控制信號而斷開和閉合以分別使其相關(guān)聯(lián)的供應(yīng)電壓Vddi與中心節(jié)點(diǎn)239解耦或者耦合。例如，開關(guān)214a可被配置為根據(jù)從控制器211接收的控制信號而斷開以使供應(yīng)電壓Vdd1與中心節(jié)點(diǎn)239解耦。此外，開關(guān)214a可被配置為根據(jù)從控制器211接收的控制信號而閉合以將供應(yīng)電壓Vdd1-合到中心節(jié)點(diǎn)239。在本示例中，開關(guān)214可包括被配置為在接收到來自控制器211的“低”信號時(shí)閉合并且在接收到來自控制器211的“高”信號時(shí)斷開的PMOS晶體管。供應(yīng)電壓Vddi可具有不同的電壓值，使得(中心節(jié)點(diǎn)239處的)偏置電壓可取決于哪個(gè)供應(yīng)電壓Vddi可耦合到中心節(jié)點(diǎn)239而變化。例如，供應(yīng)電壓Vdd1可具有比供應(yīng)電壓Vdd2更高的電壓，并且供應(yīng)電壓Vdd2可具有比供應(yīng)電壓Vdd3更高的電壓。因此，在當(dāng)前示例中，中心節(jié)點(diǎn)239處的偏置電壓Vct在供應(yīng)電壓Vdd1耦合到中心節(jié)點(diǎn)239可處于其最高值，中心節(jié)點(diǎn)239處的偏置電壓在供應(yīng)電壓Vdd2-合到中心節(jié)點(diǎn)239時(shí)可具有中間電壓，并且中心節(jié)點(diǎn)239處的偏置電壓在供應(yīng)電壓Vdd3耦合到中心節(jié)點(diǎn)239時(shí)可處于其最低值。從而，可通過至少部分基于RF信號功率和期望的凈空量斷開和閉合特定開關(guān)214以將特定Vddi與中心節(jié)點(diǎn)239耦合來調(diào)整Vet。例如，如果大量的RF信號輸出功率正經(jīng)過平衡-不平衡變換器234，則控制器211可向開關(guān)214a傳輸“低”信號以閉合開關(guān)214a，使 得Vdd1被耦合到中心節(jié)點(diǎn)239以允許更大的電壓凈空。此外，控制器211可向開關(guān)214b和214c傳輸“高”信號，使得供應(yīng)電壓Vdd2和Vdd3不被耦合到中心節(jié)點(diǎn)239。如果RF信號具有較小的功率，則控制器211可判定Vct可處于Vdd2以提供足夠的凈空，并從而可閉合開關(guān)214b并斷開開關(guān)214a和214c，使得發(fā)送器200可消耗更小的功率，同時(shí)也具有足夠的凈空。此外，如果RF信號具有甚至更小的功率，則控制器211可判定Vct可處于Vdd3,并從而可閉合開關(guān)214c并斷開開關(guān)214a和214b以減小發(fā)送器200的功率消耗。在包括衰減器230的實(shí)施例中，控制器211可根據(jù)衰減器230是否被使能而改變Vet。例如，在衰減器230被使能的場合中，輸入線圈236處的RF信號功率可被減小，使得Vct可被減小。在本示例中，Vct被示為是在三個(gè)不同的供應(yīng)電壓Vddi之間選擇的，然而，要理解，可在更多或更少供應(yīng)電壓之間選擇Vct，并且在其他場合中可按滑動標(biāo)度而不是離散標(biāo)度來調(diào)整Vet。從而，電壓選擇器240和控制器211可被配置為至少部分基于傳播經(jīng)過發(fā)送器200的RF信號的功率來調(diào)整中心點(diǎn)239處的偏置電壓。這樣，發(fā)送器200可被配置得更高效并且可減小其整體功率消耗。發(fā)送器200還可被配置為減小從平衡-不平衡變換器234的電流排耗，以提高發(fā)送器200的功率效率。此外，通過減小從平衡-不平衡變換器234的電流排耗，可減小輸入線圈236處的偏置電壓Vct與發(fā)送器200的其他組件之間的直流(DC)電壓降。通過減小這些組件之間的電壓降，用于驅(qū)動這些組件的電壓凈空可充分高到足以維持組件的適當(dāng)操作。從轉(zhuǎn)換器208傳播到平衡-不平衡變換器234的RF電流信號(Iin+和Iin_)可被以DC電流(Id。)來偏置并且還可包括正和負(fù)極性交流(AC)信號成分(Isig+和IsigO。Iin的偏置電流Id?？膳c恒定源電流Itl和增益常數(shù)“M”有關(guān)，該增益常數(shù)“M”與轉(zhuǎn)換器208相關(guān)聯(lián)并且在下文中聯(lián)系圖7和圖8來作更詳細(xì)描述。在本示例中，Id。、Ic^PM之間的關(guān)系可由以下式子表示Idc ^ M*I0在本示例中，Ide可至少部分由平衡-不平衡變換器234的中心節(jié)點(diǎn)239處的偏置電壓Vct所源發(fā)。然而，在從中心節(jié)點(diǎn)239到轉(zhuǎn)換器208的路徑中可存在內(nèi)部電阻。如果不針對其進(jìn)行補(bǔ)償，則此內(nèi)部電阻可使得發(fā)送器200的不同節(jié)點(diǎn)處的偏置電壓減小，這可將在這些節(jié)點(diǎn)處用于驅(qū)動組件的電壓凈空減小到可接受的水平以下。此外，如果不針對內(nèi)部電阻的影響進(jìn)行補(bǔ)償，則當(dāng)電流從Vct流經(jīng)內(nèi)部電阻時(shí)的功率的損耗可降低發(fā)送器200的效率。從而，發(fā)送器200可包括多個(gè)電流源，這多個(gè)電流源被配置為將電流注入到沿著轉(zhuǎn)換器208與平衡-不平衡變換器234之間的路徑各種節(jié)點(diǎn)中，使得偏置電壓Vct可不是偏置電流Id。的唯一來源。因此，如下文進(jìn)一步說明的，內(nèi)部電阻兩端的偏置電壓降可被減小，使得發(fā)送器200的各種節(jié)點(diǎn)處的偏置電壓可充分高以允許適當(dāng)量的凈空。增大的凈空也可改善組件的線性度。另外，通過將電流注入到各種節(jié)點(diǎn)中，發(fā)送器200可被配置成使得，通過減小由Vct源發(fā)并經(jīng)過發(fā)送器200的內(nèi)部電阻的電流的量，來消耗更少的功率。例如，發(fā)送器200可包括晶體管228與混頻器216之間的內(nèi)部電阻Rin。在本公開中，內(nèi)部電阻Rin可由耦合在晶體管228與混頻器216之間的電阻器242表示。從而，發(fā)送器200可包括電流源226a，該電流源226a靠近地耦合到混頻器216a的輸出，使得電流源226a與混頻器216a之間的內(nèi)部電阻Rin的大部分或者全部被電流源222a的電流(It)繞開。在本示例中，此配置是以耦合在電阻器242a與混頻器216a的輸出之間的節(jié)點(diǎn)處的電流源226a來描繪的。發(fā)送器200可包括針對晶體管228b、混頻器216b和晶體管228b與混頻器216b之間的由電阻器242b表示的內(nèi)部電阻類似地配置的電流源226b。
在本示例中，從晶體管228a傳遞到混頻器216a的偏置電流Id?？砂ㄓ善胶鈅不平衡變換器234源發(fā)的偏置電流(IbalJ和由電流源226a源發(fā)的電流(It)的總和。此關(guān)系可由以下式子表述Idc ^ Ibalm+IT如上所述，Id?？捎蒊tl和1”設(shè)定，使得隨著It增大，所要求的Ibalun的量可減小。此外，內(nèi)部電阻Rin (由電阻器242a表示)兩端的電壓降由于歐姆定律而可以是Ibalun的函數(shù)。從而，通過在混頻器216a的輸出處注入電流It，混頻器216a的輸出處的偏置電壓可被提高，因?yàn)閮?nèi)部電阻(例如電阻器242a)兩端的電壓降更小。這樣，有更大的電壓凈空可用來在RF信號功率被增大時(shí)實(shí)現(xiàn)混頻器216a的更線性操作。另外，由于更小的電流經(jīng)過內(nèi)部電阻，所以經(jīng)過內(nèi)部電阻的功率損耗可減小。此外，電流源226a可由恒定源電壓Vddc^g動，該恒定源電壓Vddtl可具有比中心節(jié)點(diǎn)239處的Vct更低的電壓。在更低的電壓源發(fā)電流的情況下，電流源226a使用的功率的量與Id。可由Vct源發(fā)的情形相比也可減小。類似的原理可適用于源發(fā)電流It到混頻器216b的電流源226b。作為另外的示例，在本示例中，發(fā)送器200可包括電流源222和224，電流源222和224被配置為在轉(zhuǎn)換器208的正和負(fù)極性輸出處提供偏置電流IB。例如，電流源222a可在與發(fā)送器200的I通道相關(guān)聯(lián)的轉(zhuǎn)換器208a的負(fù)極性輸出處提供偏置電流。此外，電流源224a可在轉(zhuǎn)換器208a的正極性輸出處提供偏置電流。與內(nèi)部電阻Rin類似，在混頻器216和轉(zhuǎn)換器252之間也可存在內(nèi)部電阻(未明確示出)。從而，電流源222和224可靠近地率禹合到轉(zhuǎn)換器208的輸出，使得每個(gè)混頻器216與轉(zhuǎn)換器208之間的內(nèi)部電阻的大部分或者全部被電流源222和224源發(fā)的偏置電流Ib繞開。與電流源226類似，電流源222和224可源發(fā)在轉(zhuǎn)換器208的輸出處抽取的偏置電流的至少一部分，使得混頻器216與轉(zhuǎn)換器208之間的電壓降可減小。從而，由于轉(zhuǎn)換器208的輸出處的電壓被維持在更高的水平以維持適當(dāng)量的凈空，所以轉(zhuǎn)換器208對于增大的RF信號功率可按更線性的方式工作。另外，通過不經(jīng)過混頻器216與轉(zhuǎn)換器208之間的內(nèi)部電阻陷落那么多的電流，可節(jié)約功率。另外，電流源222和224可消耗更少的功率，因?yàn)樗鼈兛捎晒?yīng)電壓Vddtl源發(fā)，而供應(yīng)電壓Vddtl可低于Vct。在不脫離本公開的范圍的情況下，可對圖2作出修改、添加或省略。例如，雖然以特定方式示出了一定數(shù)目的組件，但要理解，在發(fā)送器200中可包括更多或更少組件。此夕卜，發(fā)送器200及其組件可具有各種不同的配置。圖6-12示出了這些不同配置中的一些。圖6示出了根據(jù)本公開的V-I轉(zhuǎn)換器208的示例實(shí)施例。轉(zhuǎn)換器208可包括正極性路徑601和負(fù)極性路徑603。正極性路徑601可被配置為將正極性電壓信號(Vin+)轉(zhuǎn)換成正極性電流信號(Ii:)。負(fù)極性路徑603可類似地被配置為將負(fù)極性電壓信號(Vin_)轉(zhuǎn)換成負(fù)極性電流信號(Iin_)。例如，正極性路徑601可包括輸入節(jié)點(diǎn)602a，該輸入節(jié)點(diǎn)602a耦合到濾波器206(在圖2中示出)的輸出并被配置為接收來自濾波器206的正極性電壓信號(Vi:)。輸入節(jié)點(diǎn)602a可耦合到具有電阻Rtl的電阻器604a的一端。電阻器604a的另一端可耦合到晶體管608a的漏極和晶體管610a的源極。晶體管610a的漏極可耦合到電流源614a，電流源614a被配置為提供可用于偏置輸出信號電流Iin+的正偏置電流Itl，如上所述。此外， 與Vin+和電阻器604a相關(guān)聯(lián)的電流信號可從輸入節(jié)點(diǎn)602a經(jīng)過電阻器604a流到晶體管608a的漏極。此電流可被稱為信號電流(Isig+)并且可根據(jù)Vin+的變化而變化。從而，從晶體管608a的漏極流到源極的電流可以是電流Itl和Isig+的組合。路徑601可被配置成使得由轉(zhuǎn)換器208輸出的正極性電流Iin+可至少部分是從晶體管608a的漏極流到源極的Itl+和Isig+的函數(shù)。例如，晶體管608a和晶體管630a可被配置為電流鏡，使得流經(jīng)晶體管630a的電流可以是流經(jīng)晶體管608a的電流的函數(shù)。經(jīng)過晶體管630a的電流可以是電流Iin+,并且如上所述，流經(jīng)晶體管608a的電流可以是I。+和Isig+的組合。因此，Iin+可以是I。+和Isig+的函數(shù)。晶體管610a的源極可耦合到晶體管608a的漏極，并且晶體管610a的柵極可耦合到恒定電壓Vc。此外，晶體管610a的漏極可耦合到電流源614。從而，晶體管610a可被配置為減小對于在輸入節(jié)點(diǎn)602a處接收的與Vin+相關(guān)聯(lián)的信號的輸入阻抗。正極性路徑601還可包括源極跟隨器611a，該源極跟隨器611a包括晶體管612a。晶體管612a的漏極可耦合到供應(yīng)電壓Vdd，晶體管612a的源極可耦合到晶體管608a的柵極，并且晶體管612a的柵極可耦合到晶體管610a的漏極。因此，晶體管612a可被配置為提升晶體管610a的漏極電壓，晶體管610a的漏極電壓也可提升晶體管608a的漏極電壓，使得晶體管608a和610a可在飽和狀態(tài)中工作。源極跟隨器611a還可包括電流源616a，電流源616a被配置為利用電流I1偏置晶體管612a。電流源616a可被配置成使得I1處于期望的水平，以根據(jù)與轉(zhuǎn)換器208相關(guān)聯(lián)的發(fā)送器200的期望設(shè)計(jì)特性和參數(shù)偏置晶體管610a的漏極電壓。如上所述，Vin+的波動引起Isig+的波動，這可引起晶體管608a的柵極處的電壓的波動。Vin+的一些波動可由耦合到轉(zhuǎn)換器208的濾波器206所引入的噪聲引起。因此，轉(zhuǎn)換器208可包括濾波器618a，該濾波器618a被配置為濾掉與Vin+相關(guān)聯(lián)的噪聲的至少一部分。在當(dāng)前示例中，濾波器618a可包括被配置為濾掉可與Vin+相關(guān)聯(lián)的噪聲的無源電阻器/電容器(RC)濾波器。在本實(shí)施例中，濾波器618a可包括電阻器620a和622a以及電容器624a和626a。電阻器620a和622a可分別具有電阻R1和R2,并且電容器624a和626a可分別具有電容C1和C2。電阻R1和R2以及電容C1和C2可根據(jù)轉(zhuǎn)換器208和與轉(zhuǎn)換器208相關(guān)聯(lián)的發(fā)送器200的各種設(shè)計(jì)約束和考慮來選擇以過濾期望量的噪聲。另外，如前所述，晶體管630a可被包括在與晶體管608a的電流鏡中。從而，晶體管630a的柵極可耦合到濾波器618a的輸出，而晶體管608a的柵極可耦合到濾波器618a的輸入。電容器624a和626a可使得晶體管608a和630a的柵極處的DC電壓大致相同。此外，晶體管630a的源極可耦合到具有基本上等于R3的電阻的電阻器632a，R3也就是耦合到晶體管608a的源極的電阻器606a的電阻。電阻器R3可用于減小閃變噪聲的影響。因此，晶體管608a和630a兩者的源極電壓可大致相同，使得晶體管608a和630a的柵極到源極電壓(Vgs)可基本上相等，從而使得晶體管608a和630a可產(chǎn)生電流鏡。流經(jīng)晶體管608a和630a的電流之間的關(guān)系可至少是晶體管630a和608a的寬度長度比(W/L)的比率的函數(shù)。這樣，在當(dāng)前示例中，如果晶體管608a和630a具有大致相同的寬度長度比，則經(jīng)過晶體管630a的電流(Iin+)可大致等于經(jīng)過晶體管608a的電流(偏置電流I。+和信號電流Isig+的組合)。此外，轉(zhuǎn)換器208的V-I轉(zhuǎn)換的線性度可至少部分是晶體管608a和630a的寬度長度比的函數(shù)。晶體管608a和630a的寬度長度比越大，轉(zhuǎn)換的線性度就越強(qiáng)。然而，更大·的比率也可導(dǎo)致系統(tǒng)中的更多噪聲。因此，晶體管608a和630a的寬度長度比可基于與經(jīng)過轉(zhuǎn)換器208的信號相關(guān)聯(lián)的線性度和噪聲容忍度及其相關(guān)聯(lián)的傳送協(xié)議來確定，這將在下文中更詳細(xì)描述。在一些實(shí)施例中，正極性路徑601可包括多個(gè)片段628a，每個(gè)片段628a包括晶體管630a和電阻器632a。片段628a可相互并聯(lián)耦合并且可被使能和禁用(例如由圖2的控制器211)，使得“M”個(gè)片段鏡像經(jīng)過晶體管608a的電流。從而，在這種實(shí)施例中，Iin+可大致等于按因子“M”縮放的Isig+和Itl+的組合，以調(diào)整Iin+以便進(jìn)行信號功率調(diào)整，如上所述。因此，正極性路徑601可被配置為將正極性電壓信號Vin+轉(zhuǎn)換成按期望水平偏置的正極性電流信號Iin+。負(fù)極性路徑603可類似地被配置為將負(fù)極性電壓信號Vin_轉(zhuǎn)換成按期望水平偏置的負(fù)極性電流信號Iin_。在不脫離本公開的情況下，可對V-I轉(zhuǎn)換器208作出修改、添加或省略。例如，可作出各種晶體管配置以獲得期望的電壓到電流轉(zhuǎn)換。此外，在一些場合中，V-I轉(zhuǎn)換器208可不包括濾波器618，或者濾波器618的配置可不同。另外，如圖7中公開的，在一些場合中，V-I轉(zhuǎn)換器208可包括被配置為過濾可與電流源614相關(guān)聯(lián)的噪聲的另一濾波器。圖7示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的可包括被配置為過濾與電流源614a相關(guān)聯(lián)的噪聲的噪聲濾波器702a的V-I轉(zhuǎn)換器208的正極性路徑601的示例實(shí)施例。在本示例中，噪聲濾波器702a可耦合在電流源614a與源極跟隨器611a的晶體管612a的柵極之間。噪聲濾波器702a可包括具有電阻器704a和電容器706a的RC濾波器。電阻器704a和電容器706a可被配置為分別具有電阻和電容以實(shí)現(xiàn)濾波器702a的期望轉(zhuǎn)角頻率，以濾掉與電流源614a相關(guān)聯(lián)的噪聲的至少一部分。因此，正極性路徑601可被配置為過濾與電流源614a相關(guān)聯(lián)的噪聲。雖然在圖7中未示出，但要理解，V-I轉(zhuǎn)換器208的負(fù)極性路徑603可包括與噪聲濾波器702a基本上類似的噪聲濾波器702b。從而，圖2-7示出了發(fā)送器200的示例實(shí)施例，該發(fā)送器200可包括各種組件(例如V-I轉(zhuǎn)換器208、衰減器230)，這些組件可具有各種配置。除了具有各種配置的發(fā)送器200的各種組件以外，發(fā)送器200本身可具有如圖8-12所示的各種配置。圖8示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的被配置為具有多個(gè)路徑的發(fā)送器800的示例，其中每個(gè)路徑與一傳送協(xié)議相關(guān)聯(lián)。在本示例中，發(fā)送器800可包括針對與2G傳送協(xié)議(例如GSM、EDGE、GMSK、GPRS等等)相關(guān)聯(lián)的通信配置的路徑，以及針對與3G和/或4G(3G/4G)協(xié)議(例如CDMA、WCDMA、LTE)相關(guān)聯(lián)的通信配置的另一路徑。2G協(xié)議可具有低噪聲容忍度，但可不要求那么高的線性度，因此，2G路徑可被配置為低噪聲路徑，如下文更詳細(xì)描述。相反，3G/4G協(xié)議可具有比2G協(xié)議更高的噪聲容忍度，使得與3G/4G協(xié)議相關(guān)聯(lián)的路徑可被配置為具有比2G路徑更高的線性度。在本示例中，發(fā)送器800可包括數(shù)字電路802，數(shù)字電路802可包括控制器811。數(shù)字電路802和控制器811可類似于圖2的數(shù)字電路202和控制器211。與聯(lián)系圖2的數(shù)字電路202所述類似，數(shù)字電路802可被配置為經(jīng)由同相(I通道)路徑852和正交相(Q通道)路徑854傳送信號的成分。I通道路徑852可包括被配置為接收I通道信號成分的DAC804a,并且Q通道路徑854可包括被配置為接收Q通道信號成分的DAC804b。DAC804a可類似于圖2的DAC204a，并且DAC804b可類似于圖2的DAC204b。此外，I通道路徑852可包括高線性度路徑813a和低噪聲路徑815a。Q通道路徑854可類似地包括高線性度路徑813b和低噪聲路徑815b。高線性度路徑813可被配置為具有高線性度，并從而可被配置為傳輸與3G和/或4G通信協(xié)議相關(guān)聯(lián)的信號。低噪聲路 徑815可被配置為具有低噪聲，并從而可被配置為傳輸與2G通信協(xié)議相關(guān)聯(lián)的信號。例如，高線性度路徑813a可包括濾波器806a，濾波器806a被配置為接收來自DAC804a的3G/4G信號并濾掉與DAC804a相關(guān)聯(lián)的噪聲。濾波器806a可基本上類似于圖2的濾波器206a。濾波器806a可被配置為將3G/4G信號傳輸?shù)絍-I轉(zhuǎn)換器808a。V-I轉(zhuǎn)換器808a可包括與聯(lián)系圖6和7描述的轉(zhuǎn)換器208類似的配置。從而，如上所述，構(gòu)成轉(zhuǎn)換器808a的電流鏡的晶體管(例如與圖6的晶體管608和630類似的晶體管)可被配置為具有使得轉(zhuǎn)換器808a的線性度處于對于3G/4G信號期望的線性度水平的寬度長度比。可類似地對于Q通道路徑854配置高線性度路徑813b。此外，低噪聲路徑815a可包括濾波器807a，濾波器807a被配置為接收來自DAC804a的2G信號并濾掉與DAC804a相關(guān)聯(lián)的噪聲。濾波器807a可基本上類似于濾波器806a。濾波器807a可被配置為將經(jīng)過濾波的2G信號傳輸?shù)絍-I轉(zhuǎn)換器809a，V-I轉(zhuǎn)換器809a可包括與聯(lián)系圖6和7描述的轉(zhuǎn)換器208類似的配置。從而，如上所述，構(gòu)成轉(zhuǎn)換器809a的電流鏡的晶體管(例如與圖6的晶體管608和630類似的晶體管)可被配置為具有使得轉(zhuǎn)換器809a的噪聲對于2G信號處于一定水平的寬度長度比?？深愃频貙τ赒通道路徑854配置低噪聲路徑815b。V-I轉(zhuǎn)換器808和809可被配置為將RF電流傳輸?shù)交祛l器816a和816b，混頻器816a和816b可與圖2的混頻器216a和216b類似。混頻器816a和816b可將信號傳輸?shù)剿p器830和平衡-不平衡變換器834，衰減器830和平衡-不平衡變換器834可將RF信號傳輸?shù)焦β史糯笃?20和天線818以便發(fā)送。衰減器830可包括DVCA，例如圖3、4和5分別的DVCA300、400或500。平衡-不平衡變換器834可包括變壓器并且可基本上類似于圖2的平衡-不平衡變換器234。低噪聲路徑813和高線性度路徑815可由控制器811根據(jù)發(fā)送器800要發(fā)送的信號的類型來使能和禁用。例如，當(dāng)發(fā)送器800要發(fā)送3G/4G信號時(shí)，控制器811可閉合耦合在DAC804a和濾波器806a之間的開關(guān)(未明確示出)并且可斷開耦合在DAC804a和濾波器807a之間的開關(guān)(未明確示出)。因此，3G/4G信號可傳播經(jīng)過高線性度路徑813a而不經(jīng)過低噪聲路徑815a。相反，當(dāng)發(fā)送器800要發(fā)送2G信號時(shí)，控制器811可閉合耦合在DAC804a和濾波器807a之間的開關(guān)并且可斷開耦合在DAC804a和濾波器806a之間的開關(guān)，使得2G信號傳播經(jīng)過低噪聲路徑815a而不經(jīng)過高線性度路徑813a。可類似地配置高線性度路徑813b和低噪聲路徑815b。因此，發(fā)送器800可被配置為具有針對不同的傳送協(xié)議配置的多個(gè)路徑。因?yàn)檫@些傳送協(xié)議可具有不同的設(shè)計(jì)約束和考慮(例如低噪聲、高線性度)，所以發(fā)送器800可被配置成使得傳送協(xié)議可被更高效地傳送，因?yàn)槠湎嚓P(guān)聯(lián)的路徑可根據(jù)傳送協(xié)議被更好地配置。在不脫離本公開的范圍的情況下，可對發(fā)送器800作出修改、添加或省略。例如，V-I轉(zhuǎn)換器808和809可被配置成使得它們共用可用于過濾與DAC804相關(guān)聯(lián)的噪聲的相同濾波器(例如圖6的濾波器618)。此外，發(fā)送器800可包括被配置為調(diào)整平衡-不平衡變換器834的偏置電壓的電壓選擇器電路，與圖2的電壓選擇器電路240類似。另外，發(fā)送 器800可包括被配置為偏置發(fā)送器800的各種節(jié)點(diǎn)的多個(gè)偏置電流源，與聯(lián)系圖2描述的偏置電流源222、224和226類似。另外，如聯(lián)系圖9所述，與傳送協(xié)議相關(guān)聯(lián)的路徑(例如路徑813和/或路徑815)可被配置為電流模式電路，使得該路徑不包括V-I轉(zhuǎn)換器。圖9示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的可包括被配置為為發(fā)送器900提供低噪聲路徑的電流模式放大器電路的示例發(fā)送器900。如下文更詳細(xì)公開的，發(fā)送器900的電流模式放大器電路917可被配置為向在放大器電路917處接收的信號提供低輸入阻抗，同時(shí)也對輸出信號產(chǎn)生很小偏移或不產(chǎn)生偏移。在當(dāng)前示例中，與聯(lián)系圖2和8描述的發(fā)送器200和800類似，發(fā)送器900可包括數(shù)字電路902以及與I通道路徑952和Q通道路徑954相關(guān)聯(lián)的DAC904，其中數(shù)字電路902可包括控制器911。此外，I通道路徑952和Q通道路徑954可各自包括高線性度路徑913和低噪聲路徑915，與聯(lián)系圖8所述類似。與圖8的發(fā)送器800類似，高線性度路徑913可針對3G/4G傳送協(xié)議來配置，并且低噪聲路徑915可針對2G傳送協(xié)議來配置。從而，控制器911可使能高線性度路徑913并禁用低噪聲路徑915，以便利用3G/4G傳送協(xié)議發(fā)送信號，并且控制器911可使能低噪聲路徑915并禁用高線性度路徑913，以便利用2G協(xié)議發(fā)送信號，這與聯(lián)系圖8的發(fā)送器800描述的高線性度路徑813和低噪聲路徑815的使能和禁用類似。另外，與圖8的高線性度路徑815和低噪聲路徑813類似，高線性度路徑815和低噪聲路徑813可耦合到混頻器916，混頻器916被配置為將數(shù)據(jù)信號調(diào)制到載波上?；祛l器916可將經(jīng)調(diào)制的信號傳輸?shù)剿p器930、平衡-不平衡變換器934、功率放大器920和天線918，與以上所述的圖8的衰減器830、平衡-不平衡變換器834、功率放大器820和天線818類似。然而，與圖8的發(fā)送器800中不同，每個(gè)低噪聲路徑915可包括被配置為接收來自DAC904的電流信號并向該電流信號施加增益的電流模式放大器電路(1-1)917。如上文提到的并且如下文進(jìn)一步描述的，I-I電路917可額外地被配置為向從DAC904接收的電流信號提供低輸入阻抗，同時(shí)還向輸出信號提供很小的與偏置相關(guān)聯(lián)的偏移或不提供這樣的偏移。圖10示出了根據(jù)本公開的某些實(shí)施例的電流模式放大器電路917的示例。放大器電路917可被配置為接收來自DAC904的差分電流信號(Ida。)。在本示例中，描述了用于接收到的差分電流信號(Ida。+)的正極性的電路，然而要理解，放大器電路917還可包括用于接收差分電流信號的負(fù)極性(IdacT)的類似電路。放大器電路917可包括輸入級1007和輸出級1011，輸入級1007被配置為接收來自DAC904的Ida。+，并且輸出級1011被配置為向Idae+施加增益“M”，使得放大器電路917可輸出作為該增益和Ida。+的函數(shù)的電流信號Iin+,該函數(shù)可表述為以下式子Iin+ MX Idac+如下文更詳細(xì)公開的，為了在線性區(qū)域中工作，輸入級1007可被放大器電路917 中包括的偏置電路1003偏置在一定的水平。此外，放大器電路917可包括共源共柵級1005，共源共柵級1005被配置成使得輸入級1007對于DAC904具有低輸入阻抗。從而，輸入級1007、偏置電路1003和共源共柵級1005可被配置成使得輸入級1007被偏置在適當(dāng)?shù)乃?，具有低輸入阻抗以允許在輸入級1007檢測到來自DAC904的低輸入信號水平(Idae+)，同時(shí)也對輸出信號生成很小偏移或不生成偏移。DAC904可被配置為在放大器電路917的節(jié)點(diǎn)1013處傳輸Ida。+。輸入級1007可包括晶體管1018，其漏極耦合到節(jié)點(diǎn)1013，使得輸入級1007可經(jīng)由晶體管1018從DAC904接收Ida。+，這將在下文中更詳細(xì)描述。節(jié)點(diǎn)1013可按適于DAC904的一定水平被偏置以偏置晶體管1018的漏極，使得晶體管1018可陷落Ida。+，但不陷落偏置電流，如下所述。節(jié)點(diǎn)1013的偏置電壓可基于基準(zhǔn)電壓Vref。在本示例中，共源共柵級1005的運(yùn)算放大器(op-amp) 1022的負(fù)輸入端子1023可耦合到節(jié)點(diǎn)1013，并且op-ampl022的正輸入端子1021可耦合到Vref。因此，節(jié)點(diǎn)1013處的電壓可大致等于Vref。DAC904的輸出阻抗可由電阻器1002表示，電阻器1002具有電阻R5并耦合在節(jié)點(diǎn)1013與地之間。因此，通過DAC904可陷落大致等于VreflR5的電流(I1)(例如，示為經(jīng)過電阻器1002)。節(jié)點(diǎn)1013還可耦合到偏置電路1003中包括的op-ampl006的負(fù)輸入端子1008，使得op_ampl006的負(fù)輸入端子1008處的電壓可大致等于Vref。op_ampl006的正輸入端子可耦合到電阻器1004，電阻器1004也耦合到地并具有電阻(R5)，與DAC904的輸出阻抗匹配。因此，大致等于Vref/R5的電流I1也可經(jīng)過電阻器1004。op-amp 1006的輸出可耦合到PMOS晶體管1012的柵極。晶體管1012的源極可耦合到供應(yīng)電壓Vdd，并且晶體管1012的漏極可耦合到輸入端子1010和電阻器1004。因此，為了在輸入端子1008和1010處維持大致相同的電壓，op-amp 1006可驅(qū)動晶體管1012的柵極，使得電流I1可經(jīng)過晶體管1012。此外，op-ampl006的輸出可耦合到PMOS晶體管1014的柵極。晶體管1014的源極可耦合到Vdd，并且op-ampl006可利用與晶體管1012相同的柵極電壓來驅(qū)動晶體管1014。在本示例中，晶體管1014可具有與晶體管1012大致相同的寬度長度比，并且可在飽和狀態(tài)中工作。因此，op-ampl006可驅(qū)動晶體管1014，使得大致等于I1的電流也可經(jīng)過晶體管1014。晶體管1014的漏極可耦合到NMOS晶體管1016的漏極，晶體管1016被配置成使得由晶體管1018通過源發(fā)電流經(jīng)過晶體管1014來向DAC904提供低輸入阻抗。晶體管1014和1016的漏極還可耦合到輸入級1007的NMOS晶體管1018和NMOS晶體管1020的柵極。從而，晶體管1014和1016的漏極電壓也可驅(qū)動晶體管1018和1020的柵極電壓。
晶體管1016的柵極可耦合到op-ampl022的輸出，并且op-ampl022可驅(qū)動晶體管1016，使得電流I1可經(jīng)過晶體管1016并通過DAC904的輸出阻抗陷落以完成到節(jié)點(diǎn)1013的反饋環(huán)。在電流I1經(jīng)過晶體管1016并通過DAC904的輸出阻抗(示為電阻器1002)陷落的情況下，晶體管1016可產(chǎn)生到DAC904的低輸入阻抗。此外，利用本配置，偏置電路1003和共源共柵級1005的電流強(qiáng)迫特性可通過DAC904的輸出阻抗而不通過輸入級1007的晶體管1018陷落電流Ip另外，由于偏置電路1003和共源共柵級1005的電流強(qiáng)迫特性，當(dāng)DAC904源發(fā)信號電流Idae+時(shí)，晶體管1018可陷落信號電流Ida。+，但不陷落電流I:。在信號電流Ida。+經(jīng)過晶體管1018，但只有很小或沒有電流I1經(jīng)過輸入級1007的晶體管1018的情況下，電流I1可在放大器電路917的輸出處引起很小偏移或不引起偏移。晶體管1018可與輸入級1007的晶體管1020耦合，使得輸入級1007可充當(dāng)電流鏡。晶體管1018和1020的柵極可相互耦合并且晶體管1018和1020的源極可分別耦合到電阻器1032和1034。電阻器1032和1034還可耦合到地。在本示例中，電阻器1032和1034的電阻可大致彼此相等并且晶體管1018和1020的寬度長度比也可大致彼此相等。從而，可經(jīng)過晶體管1018的電流(例如Idae+)也可經(jīng)過晶體管1020?！ぴ谄渌麑?shí)施例中，電阻器1032和1034和/或晶體管1018和1020可具有不同的大小，使得經(jīng)過晶體管1020的電流至少部分基于電流Ida。+，但還可基于大小差異。此外，在一些實(shí)施例中，無源RC濾波器可耦合在晶體管1018和1020的柵極之間以過濾可與DAC904相關(guān)聯(lián)的噪聲(例如與圖6的濾波器618類似的濾波器，或者與圖7的濾波器702a類似的濾波器)。在本實(shí)施例中，輸入級1007的NMOS晶體管1018和1020的寬度長度比可充分地大以允許輸入信號Ida。+的更大的擺動。然而，大的寬度長度比可使得經(jīng)過晶體管1020的電流信號具有與其相關(guān)聯(lián)的噪聲。從而，放大器電路917可包括與輸入級1007分離的輸出級1011(在下文更詳細(xì)描述)。輸出級1011可包括NMOS晶體管1028和1038，NMOS晶體管1028和1038具有充分小于NMOS晶體管1018和1020的寬度長度比的寬度長度比，以減小輸出級1011輸出的輸出信號(例如Iin+)的噪聲。從而，通過具有輸入級1007和輸出級1011兩者，放大器電路917可允許輸入信號Ida。+的更大信號范圍，同時(shí)也減小了與輸出信號Iin+相關(guān)聯(lián)的噪聲。為了允許輸入級1007與輸出級1011的分離，電流放大器917可包括緩沖級1009，緩沖級1009包括PMOS晶體管1024和1026。輸入級1007的晶體管1020的漏極可耦合到緩沖級1009的PMOS晶體管1024的漏極和柵極。晶體管1024的源極可耦合到其源極處的源電壓Vdd。因此，經(jīng)過晶體管1020的電流(例如Idae+)也可經(jīng)過晶體管1024。緩沖級1009還可包括PMOS晶體管1026，PMOS晶體管1026耦合到晶體管1024，使得晶體管1024和1026也構(gòu)成電流鏡。在本示例中，晶體管1024和1026可具有大致相同的大小，使得經(jīng)過晶體管1024的電流(例如Idae+)可也經(jīng)過晶體管1026。在替換實(shí)施例中，晶體管1024和1026可具有不同的寬度長度比，使得經(jīng)過晶體管1026的電流可至少是經(jīng)過晶體管1024的電流(例如Ida。+)和晶體管1016和1024的寬度長度比的比率的函數(shù)。另外，在一些實(shí)施例中，無源RC濾波器可被置于晶體管1024和1026的柵極之間以濾掉不想要的噪聲。緩沖級1009的晶體管1026的漏極可耦合到輸出級1011的NMOS晶體管1028的漏極。晶體管1028的源極可耦合到電阻器1036，電阻器1036還可耦合到地。晶體管1028的漏極可耦合到晶體管1028的柵極，晶體管1028的柵極還可耦合到片段1039的晶體管1030的柵極，片段1039可包括電阻器1038，電阻器1038耦合到晶體管1030的源極和地。因此，晶體管1030、電阻器1036、晶體管1028和電阻器1038可構(gòu)成電流鏡。在本示例中，晶體管1030和電阻器1038可分別與晶體管1028和電阻器1036是大致相同大小的。因此，片段1039的輸出可大致等于經(jīng)過晶體管1028的電流(例如Idac+)。在一些實(shí)施例中，放大器電路917可包括與彼此和晶體管1028并聯(lián)耦合的多個(gè)片段1039。因此，在每個(gè)片段1039的晶體管1030和電阻器1038分別與晶體管1028和電阻器1036是大致相同大小的場合中，“M”個(gè)片段可根據(jù)從控制器(例如圖9的控制器911)接收的增益控制信號被使能并耦合到晶體管1028，使得增益“M”可在輸出級1011處被施加到Idac+以生成Iin+,這與聯(lián)系圖6描述的片段628 的使能類似。因此，放大器電路917可被配置為向從DAC904接收的電流信號Ida。+施加增益“M”并輸出所得到的信號Iin+。此外，放大器電路917可被配置成使得電流信號Ida。+可經(jīng)歷低輸入阻抗，同時(shí)也減小或消除放大器電路917的輸出處的偏移。在不脫離本公開的范圍的情況下，可對圖9和10作出修改、添加或省略。例如，片段1039的晶體管1030和電阻器1038的大小可不同于晶體管1028和電阻器1036的大小，使得可獲得不同程度的增益“M”。另外，取決于期望的Iin+相對于Ida。+的增益，可包括任何適當(dāng)數(shù)目的片段1039。此外，雖然電流放大器917的本實(shí)現(xiàn)方式在圖9中被示為包括在雙路徑發(fā)送器中，但要理解電流放大器917可被包括在單路徑發(fā)送器中。另外，雖然放大器電路917被描述為是針對與2G傳送協(xié)議相關(guān)聯(lián)的低噪聲路徑配置的，但要理解放大器電路917可針對任何適當(dāng)?shù)膫魉蛥f(xié)議配置。另外，發(fā)送器900可包括被配置為偏置發(fā)送器900的各種節(jié)點(diǎn)的多個(gè)偏置電流源，與聯(lián)系圖2描述的電流源222、224和226類似。此外，雖然是在無線發(fā)送器的上下文中描述放大器電路917的，但可在任何適當(dāng)?shù)膽?yīng)用中包括和實(shí)現(xiàn)放大器電路917。另外，如下文聯(lián)系圖11和12更詳細(xì)公開的，發(fā)送器(例如圖2、8和9的發(fā)送器200、800或900)可包括針對多個(gè)波長(頻帶)配置的多個(gè)路徑，使得發(fā)送器可構(gòu)成多頻帶發(fā)送器。圖11示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的示例多頻帶發(fā)送器1100。如下文更詳細(xì)描述的，發(fā)送器1100可包括被配置為發(fā)送低頻帶信號的低頻帶(LB)路徑1119、被配置為發(fā)送中頻帶信號的中頻帶(MB)路徑1121和被配置為發(fā)送高頻帶信號的高頻帶(HB)路徑1123。每個(gè)頻帶路徑可耦合到相關(guān)聯(lián)的功率放大器1120和天線1118，該功率放大器1128和天線1118被配置為在與該頻帶路徑相關(guān)聯(lián)的頻帶發(fā)送RF信號。在一些實(shí)施例中，天線1118a-1118c可包括被配置為發(fā)送和接收具有與每一個(gè)頻帶路徑相關(guān)聯(lián)的波長的RF信號的多頻帶天線。在替換實(shí)施例中，天線1118a-1118c可包括各別的天線，這些天線被配置為發(fā)送和接收具有與其各自的頻帶路徑相關(guān)聯(lián)的頻率的RF信號。在其他實(shí)現(xiàn)方式中，一個(gè)或多個(gè)天線1118可被組合為多頻帶天線，而其他天線1118可以是各別的。每個(gè)頻帶路徑可相應(yīng)地被配置用于不同的頻率范圍，使得用于每個(gè)頻帶范圍的每個(gè)平衡-不平衡變換器可針對該頻率范圍被調(diào)諧。從而，可以減小與對于單個(gè)平衡-不平衡變換器在大頻率帶內(nèi)發(fā)送相關(guān)聯(lián)的噪聲和損耗。發(fā)送器1100可包括數(shù)字電路1102，數(shù)字電路1102可包括被配置為生成數(shù)字信號的I通道和Q通道成分的控制器1111，與上述的數(shù)字電路和控制器類似。發(fā)送器1100可包括I通道路徑1152和Q通道路徑1154，I通道路徑1152和Q通道路徑1154可各自包括DACl 104、濾波器1106和V-I轉(zhuǎn)換器1108。此外，每個(gè)V-I轉(zhuǎn)換器1108可各自耦合到低頻帶路徑1119、中頻帶路徑1121和高頻帶路徑1123中的每一個(gè)的混頻器組1117。每個(gè)混頻器組1117可包括被配置為將I通道和Q通道信號調(diào)制到載波信號上并輸出差分電流信號的混頻器1116a和1116b，如上所述。每個(gè)頻帶路徑可包括晶體管1128、衰減器1130和平衡-不平衡變換器1134，與以上聯(lián)系圖2描述的晶體管228、衰減器230和平衡-不平衡變換器234類似。每個(gè)平衡-不平衡變換器1134可包括降壓平衡-不平衡變換器，該降壓平衡-不平衡變換器被配置成使得輸入線圈1136可具有比輸出線圈1138更高的阻抗，以允許輸入線圈1136處的期望信號功率擺動，而不需要輸出線圈1138與其相關(guān)聯(lián)的功率放大器1120之間的阻抗匹配電路。輸入線圈1136和1138的阻抗之間的比率可基于特定頻帶路徑可發(fā)·送的頻率。從而，每個(gè)平衡-不平衡變換器可被配置用于其各自的頻帶路徑。輸入線圈1136可各自耦合到調(diào)諧器1115，調(diào)諧器1115被配置為將每個(gè)平衡-不平衡變換器1134調(diào)諧到期望的頻率。調(diào)諧器1115包括可根據(jù)從控制器1111接收的控制信號而斷開和閉合以將輸入線圈1136調(diào)諧到其期望頻率的開關(guān)(例如晶體管)。然而，輸入線圈1136的高阻抗可在開關(guān)處于“關(guān)斷”狀態(tài)中時(shí)產(chǎn)生從開關(guān)的漏極到阱的非線性導(dǎo)通。從而，如聯(lián)系圖12所述，調(diào)諧器1115的開關(guān)可被配置成使得此關(guān)斷狀態(tài)導(dǎo)通可不影響調(diào)諧器1115的操作。與之不同，在一些傳統(tǒng)配置中，關(guān)斷狀態(tài)導(dǎo)通可使得應(yīng)當(dāng)斷開的開關(guān)看起來至少部分閉合，從而影響調(diào)諧器的線性度。圖12a和圖12b示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的被配置為針對調(diào)諧器內(nèi)的開關(guān)的關(guān)斷狀態(tài)導(dǎo)通進(jìn)行補(bǔ)償?shù)恼{(diào)諧器1115的示例。調(diào)諧器1115可包括多個(gè)調(diào)諧器半比特單元1202，這些調(diào)諧器半比特單元1202耦合到控制器1111并被配置為接收來自控制器1111的控制信號。如聯(lián)系圖12b進(jìn)一步論述的，每個(gè)單元1202可包括開關(guān)，該開關(guān)被配置為響應(yīng)于從控制器1111接收的“高”控制信號而閉合并響應(yīng)于從控制器1111接收的“低”控制信號而斷開，使得輸入線圈1136的電氣屬性可被調(diào)整以調(diào)整輸入線圈1136的阻抗。圖12b示出了根據(jù)本公開的一些實(shí)施例的被配置為針對調(diào)諧器1115中的導(dǎo)通進(jìn)行補(bǔ)償?shù)膯卧?202的示例。單元1202可包括電容器1204，電容器1204耦合到平衡-不平衡變換器1134的輸入線圈1136并耦合到NMOS晶體管1206的漏極。調(diào)諧器1115的頻率特性可根據(jù)電容器1204是否耦合到地而變化。晶體管1206的源極可耦合到PMOS晶體管1208的漏極和另一 NMOS晶體管1210的漏極。晶體管1208的源極可耦合到供應(yīng)電壓Vdd，并且晶體管1210的源極可耦合到地。晶體管1206、1208和1210的柵極可被配置為接收來自圖11的控制器1111的調(diào)諧比特控制信號。當(dāng)調(diào)諧比特控制信號變“高”時(shí)，晶體管1206和1210可接通并且晶體管1208可關(guān)斷，使得電容器1204和晶體管1206的源極可通過晶體管1210基本上耦合到地，以相應(yīng)地對調(diào)諧器1115進(jìn)行調(diào)諧。當(dāng)調(diào)諧比特控制信號變“低”時(shí)，晶體管1206和1210可關(guān)斷并且晶體管1208可接通，使得電容器1204和晶體管1206的源極基本上耦合到供應(yīng)電壓Vdd。與單元1202相關(guān)聯(lián)的寄生效應(yīng)還可產(chǎn)生與晶體管1206的漏極和源極并聯(lián)耦合的寄生漏-體二極管(drain-bulk diode) 1212。通過配置單元1202以使得晶體管1206的源極在晶體管1202關(guān)斷時(shí)耦合到供應(yīng)電壓Vdd，漏-體二極管1212兩端的電壓可偏離閾值電壓，使得電流不可經(jīng)過漏-體二極管1212。與之不同，在傳統(tǒng)的配置中，開關(guān)的源極在開關(guān)關(guān)斷時(shí)可連結(jié)到地，并且漏-體二極管可允許經(jīng)過它的電流的寄生排耗，因?yàn)槎O管兩端的電壓可接近漏-體二極管的閾值。從而，傳統(tǒng)的配置可允許電流繞開晶體管，并且使得看起來好像晶體管是至少部分接通那樣，從而導(dǎo)致調(diào)諧器中的非線性效應(yīng)。因此，調(diào)諧器1115可被配置為針對可與調(diào)諧器半比特單元1202中包括的開關(guān)相關(guān)聯(lián)的關(guān)斷狀態(tài)導(dǎo)通進(jìn)行補(bǔ)償。這樣，調(diào)諧器1115可用于調(diào)諧在一個(gè)或多個(gè)線圈上可具有高匝數(shù)比的平衡-不平衡變換器(例如具有輸入線圈1136的平衡-不平衡變換器要1134)。返回圖11，如上所述，在輸入線圈1134被適當(dāng)調(diào)諧的情況下，每個(gè)頻帶路徑可被配置為以該頻帶內(nèi)的期望頻率發(fā)送信號。各別的頻帶路徑也可允許對與頻帶路徑相關(guān)聯(lián)的每個(gè)頻帶的更加定制的配置。例如，根據(jù)與低頻帶路徑1119相關(guān)聯(lián)的頻率，輸入線圈1136a的匝數(shù)比可不同于輸入線圈1136b和1136c的匝數(shù)比。在不脫離本公開的范圍的情況下，可對圖11和12作出修改、添加或省略。例如，·發(fā)送器1100可如上所述被配置為對于不同的傳送協(xié)議具有高線性度路徑和低噪聲路徑。傳送協(xié)議路徑在一些場合中可包括I-V轉(zhuǎn)換器，并且在其他場合中可包括I-I放大器。另外，發(fā)送器1100可包括被配置為偏置發(fā)送器1100的各種節(jié)點(diǎn)的多個(gè)偏置電流源，與聯(lián)系圖2描述的偏置電流源222、224和226類似。此外，要理解，雖然調(diào)諧器1115是聯(lián)系發(fā)送器1100描述的，但要理解調(diào)諧器1115可被包括在任何適當(dāng)?shù)恼{(diào)諧器中，包括這里描述的調(diào)諧器 200,800 和 900。雖然利用若干實(shí)施例描述了本公開，但可對本領(lǐng)域的技術(shù)人員暗示了各種變化和修改。例如，雖然某些組件可被描述和/或描繪為與彼此“耦合”或“通信地耦合”，但要理解，在“耦合”的組件之間可包括中間組件。希望本公開涵蓋屬于所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)的變化和修改。
權(quán)利要求
1.一種電路,包括 平衡-不平衡變換器，該平衡-不平衡變換器被配置為在輸入線圈的第一輸入端口和第二輸入端口處接收射頻RF信號，并被配置為在通信地耦合到所述輸入線圈的輸出線圈處輸出所述RF信號；以及 供應(yīng)電壓選擇器電路，該供應(yīng)電壓選擇器電路耦合到所述輸入線圈，并被配置為根據(jù)在所述輸入線圈處接收的RF信號的功率水平來調(diào)整所述輸入線圈處的偏置電壓。
2.如權(quán)利要求I所述的電路，還包括 混頻器，該混頻器具有耦合到所述平衡-不平衡變換器的輸入線圈的輸出，并被配置為將數(shù)據(jù)信號調(diào)制到載波信號上以生成所述RF信號，并將所述RF信號從所述混頻器的輸出傳輸?shù)剿銎胶?不平衡變換器的輸入線圈；以及 電流源，該電流源耦合在所述混頻器的輸出處，并被配置為源發(fā)到所述混頻器的電流，以至少部分繞開所述混頻器的輸出與所述平衡-不平衡變換器的輸入線圈之間的內(nèi)部電阻，以減小與所述內(nèi)部電阻相關(guān)聯(lián)的功率消耗。
3.如權(quán)利要求I所述的電路，還包括 混頻器，該混頻器具有耦合到所述平衡-不平衡變換器的輸入線圈的輸出，并被配置為將數(shù)據(jù)信號調(diào)制到載波信號上以生成所述RF信號，并將所述RF信號從所述混頻器的輸出傳輸?shù)剿銎胶?不平衡變換器的輸入線圈； 電壓到電流V-I轉(zhuǎn)換器，該V-I轉(zhuǎn)換器在該V-I轉(zhuǎn)換器的輸出處耦合到所述混頻器的輸入，并被配置為將所述數(shù)據(jù)信號從電壓數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成電流數(shù)據(jù)信號，并將所述電流數(shù)據(jù)信號從所述V-I轉(zhuǎn)換器的輸出傳輸?shù)剿龌祛l器的輸入；以及 電流源，該電流源耦合在所述V-I轉(zhuǎn)換器的輸出處，并被配置為源發(fā)到所述V-I轉(zhuǎn)換器的電流，以至少部分繞開所述V-I轉(zhuǎn)換器的輸出與所述混頻器的輸入之間的內(nèi)部電阻，以減小與所述內(nèi)部電阻相關(guān)聯(lián)的功率消耗。
4.如權(quán)利要求3所述的電路，其中，所述V-I轉(zhuǎn)換器包括被配置為過濾與所述數(shù)據(jù)信號相關(guān)聯(lián)的噪聲的無源濾波器。
5.如權(quán)利要求3所述的電路，其中，所述V-I轉(zhuǎn)換器被配置為向所述數(shù)據(jù)信號施加增Mo
6.如權(quán)利要求I所述的電路，還包括 混頻器，該混頻器具有耦合到所述平衡-不平衡變換器的輸入線圈的輸出，并被配置為將數(shù)據(jù)信號調(diào)制到載波信號上以生成所述RF信號，并將所述RF信號從所述混頻器的輸出傳輸?shù)剿銎胶?不平衡變換器的輸入線圈； 第一傳送協(xié)議路徑，該第一傳送協(xié)議路徑針對第一傳送協(xié)議而配置，并且耦合到所述混頻器的輸入，使得與所述第一傳送協(xié)議相關(guān)聯(lián)的第一數(shù)據(jù)信號被所述混頻器從所述第一傳送協(xié)議路徑接收；以及 第二傳送協(xié)議路徑，該第二傳送協(xié)議路徑針對第二傳送協(xié)議而配置，并且耦合到所述混頻器的輸入，使得與所述第二傳送協(xié)議相關(guān)聯(lián)的第二數(shù)據(jù)信號被所述混頻器從所述第二傳送協(xié)議路徑接收。
7.如權(quán)利要求6所述的電路，其中，所述第一傳送協(xié)議包括碼分多址(CDMA)、寬帶CDMA(ff-CDMA)以及3GPP長期演進(jìn)(LTE)傳送協(xié)議中的至少一個(gè)。
8.如權(quán)利要求6所述的電路，其中，所述第二傳送協(xié)議包括全球移動通信系統(tǒng)(GSM)、增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率GSM演進(jìn)(EDGE)、通用分組無線電系統(tǒng)(GPRS)以及高斯最小頻移鍵控(GMSK)傳送協(xié)議中的至少一個(gè)。
9.如權(quán)利要求6所述的電路，其中，所述第一傳送協(xié)議路徑被配置為具有高線性度。
10.如權(quán)利要求6所述的電路，其中，所述第二傳送協(xié)議路徑被配置為具有低噪聲。
11.一種方法，包括 在平衡-不平衡變換器的輸入線圈的第一輸入端口和第二輸入端口處接收射頻RF信號; 在通信地耦合到所述平衡-不平衡變換器的輸入線圈的、所述平衡-不平衡變換器的輸出線圈處輸出所述RF信號；以及 根據(jù)在所述輸入線圈處接收的RF信號的功率水平來調(diào)整所述輸入線圈處的偏置電壓。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，還包括 由混頻器將數(shù)據(jù)信號調(diào)制到載波信號上以生成所述RF信號； 將所述RF信號從所述混頻器的輸出傳輸?shù)剿銎胶?不平衡變換器的輸入線圈；以及在所述混頻器的輸出處源發(fā)到所述混頻器的電流，以至少部分繞開所述混頻器的輸出與所述平衡-不平衡變換器的輸入線圈之間的內(nèi)部電阻，以減小與所述內(nèi)部電阻相關(guān)聯(lián)的功率消耗。
13.如權(quán)利要求11所述的方法，還包括 由電壓到電流V-I轉(zhuǎn)換器將數(shù)據(jù)信號從電壓數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成電流數(shù)據(jù)信號； 將所述電流數(shù)據(jù)信號從所述V-I轉(zhuǎn)換器的輸出傳輸?shù)交祛l器的輸入； 由混頻器將所述數(shù)據(jù)信號調(diào)制到載波信號上以生成所述RF信號； 將所述RF信號從所述混頻器的輸出傳輸?shù)剿銎胶?不平衡變換器的輸入線圈；以及在所述V-I轉(zhuǎn)換器的輸出處源發(fā)到所述V-I轉(zhuǎn)換器的電流，以至少部分繞開所述V-I轉(zhuǎn)換器的輸出與所述混頻器的輸入之間的內(nèi)部電阻以減小與所述內(nèi)部電阻相關(guān)聯(lián)的功率消耗。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，還包括由所述V-I轉(zhuǎn)換器過濾與所述數(shù)據(jù)信號相關(guān)聯(lián)的噪聲。
15.如權(quán)利要求13所述的方法，還包括由所述V-I轉(zhuǎn)換器向所述數(shù)據(jù)信號施加增益。
16.如權(quán)利要求11所述的方法，還包括 以下至少一個(gè) 由混頻器從針對第一傳送協(xié)議而配置的第一傳送協(xié)議路徑接收第一數(shù)據(jù)信號；以及由所述混頻器從針對第二傳送協(xié)議而配置的第二傳送協(xié)議路徑接收第二數(shù)據(jù)信號；由混頻器將所述第一數(shù)據(jù)信號和第二數(shù)據(jù)信號中的至少一個(gè)調(diào)制到載波信號上以生成所述RF信號；以及 將所述RF信號從所述混頻器的輸出傳輸?shù)剿銎胶?不平衡變換器的輸入線圈。
17.如權(quán)利要求16所述的方法，其中，所述第一傳送協(xié)議包括碼分多址(CDMA)、寬帶CDMA(ff-CDMA)以及3GPP長期演進(jìn)(LTE)傳送協(xié)議中的至少一個(gè)。
18.如權(quán)利要求16所述的方法，其中，所述第二傳送協(xié)議包括全球移動通信系統(tǒng)(GSM)、增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率GSM演進(jìn)(EDGE)、通用分組無線電系統(tǒng)(GPRS)以及高斯最小頻移鍵控(GMSK)傳送協(xié)議中的至少一個(gè)。
19.如權(quán)利要求16所述的方法，其中，所述第一傳送協(xié)議路徑被配置為具有高線性度。
20.如權(quán)利要求16所述的方法，其中，所述第二傳送協(xié)議路徑被配置為具有低噪聲。
全文摘要
一種提高發(fā)送器的功率效率的系統(tǒng)和方法。根據(jù)本公開的一些實(shí)施例，一種電路包括平衡-不平衡變換器，該平衡-不平衡變換器被配置為在輸入線圈的第一輸入端口和第二輸入端口處接收射頻RF信號。該平衡-不平衡變換器還被配置為在通信地耦合到輸入線圈的輸出線圈處輸出RF信號。該電路還包括供應(yīng)電壓選擇器電路，該供應(yīng)電壓選擇器電路耦合到輸入線圈并且被配置為根據(jù)在輸入線圈處接收的RF信號的功率水平來調(diào)整輸入線圈處的偏置電壓。
文檔編號H03H7/38GK102957390SQ20121029104
公開日2013年3月6日 申請日期2012年8月13日 優(yōu)先權(quán)日2011年8月11日
發(fā)明者奧彌達(dá)·奧列埃, 大衛(wèi)·紐曼, 馬克·基爾申曼 申請人:富士通半導(dǎo)體股份有限公司