專利名稱：注入鎖定分頻器、以及鎖相環(huán)電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及移動通信終端中使用的注入鎖定分頻器(injection-locked frequency divider)以及 PLL(Phase Locked Loop，鎖相環(huán))電路，特別涉及可分頻 IOGHz 以上的頻率信號的寬帶的注入鎖定分頻器以及PLL電路。
背景技術：
近年來，爆炸式普及的移動通信終端被要求高速化，作為無線單元的頻率合成器， 需要在寬帶進行動作的PLL電路。在該PLL電路中，將高頻的信號分頻到低頻的電路為分頻器，特別是對于IOGHz以上的頻帶，注入鎖定分頻器為人所知(例如，參照非專利文獻1)。圖1是表示非專利文獻1中記載的注入鎖定分頻器10的結構的電路圖。如圖1所示，注入鎖定分頻器10包括環(huán)形振蕩器40，環(huán)狀(也稱為“環(huán)路狀”) 地三級級聯第1放大電路41、第2放大電路42和第3放大電路43 ；以及信號注入電路50， 輸出注入信號II。第1放大電路41包括N溝道MOS (Metal Oxide Semiconductor，金屬氧化物半導體)型晶體管11和P溝道MOS型晶體管12。N溝道M0S(Metal Oxide Semiconductor)型晶體管11，柵極上接受第3放大電路43的反饋輸出。P溝道MOS型晶體管12具有作為負荷的功能。第2放大電路42包括N溝道MOS型晶體管21和P溝道MOS型晶體管22。N溝道 MOS型晶體管21，柵極上接受第1放大電路41的輸出。P溝道MOS型晶體管22具有作為負荷的功能。第3放大電路43包括N溝道MOS型晶體管31和P溝道MOS型晶體管32。N溝道 MOS型晶體管31，柵極上被輸入第2放大電路42的輸出。P溝道MOS型晶體管32具有作為負荷的功能。信號注入電路50連接到所有級的P溝道MOS型晶體管12、22、32的柵極。P溝道MOS型晶體管12、22、32的源極連接到高電位電源Vdd，N溝道MOS型晶體管11、21、31的源極被接地。下面對上述注入鎖定分頻器10的動作進行說明。圖2是表示上述注入鎖定分頻器10的輸出信號的頻率關系的圖，圖3是表示上述環(huán)形振蕩器40的各級中的相位關系的圖。如圖2所示，在未被輸入來自信號注入電路50的注入信號的情況下，環(huán)形振蕩器 40的輸出中產生自由振蕩(free-rim)頻率fo即振蕩信號F1、頻率2fo即二次諧波分量 F2、以及頻率3fo即三次諧波分量F3。接著，在來自信號注入電路50的注入信號Il為頻率3fo附近的信號的情況下，產生因注入信號Il以及二次諧波分量F2之間的混頻(mixing)，注入信號被下變頻為自由振蕩頻率fo附近的輸出信號12。環(huán)形振蕩器40的振蕩信號Fl被輸出信號12的頻率吸引而同步。
如圖3所示，此時的環(huán)形振蕩器40的各級中的振蕩信號Fl的相位關系分別具有 120°的相位轉動。因此，在第1級為0°時，第2級為士 120°，第3級為士240°。另外， 由于三次諧波分量F3的相位關系在各級中為振蕩信號Fl的三倍，所以在所有級中為相同相位即0°。也就是說，各級中的注入信號Il的相位全部為相同相位即可。這樣，對于輸入頻率3fo附近的注入信號II，由于自由振蕩頻率fo附近為輸出信號12，所以作為進行1/3分頻的頻率分頻器進行動作。圖4是表示注入信號Il的電壓振幅的頻率特性的圖。注入信號Il是指，為了使注入鎖定分頻器10穩(wěn)定地同步所需的從信號注入電路50輸入的信號。如圖4所示，表示在環(huán)形振蕩器40的自由振蕩頻率fo的三倍的頻率附近，注入信號的電壓振幅最小即可，作為電壓振幅在200mVpp下能夠以約5GHz的頻帶進行動作?，F有技術文獻非專利文獻非專利文獻1 :“58. 8/39. 2GHz r ^T ；^- FCMOS周波數分周器，電子信息通信學會綜合大會，2007年》”專利文獻專利文獻1 日本專利特開平10-93399號公報

發(fā)明內容
發(fā)明要解決的問題然而，這樣的現有的注入鎖定分頻器中存在了如下問題。圖5是注入鎖定分頻器10中包含了寄生電容成分的電路結構圖。如圖5所示，在實際的布線配置(wiring layout)中，在布線和基板間產生寄生電容C1、C2、C3。由于產生寄生電容C1、C2、C3，各級的信號振幅變小。由于注入信號Il衰減， 所以被下變頻的輸出信號12也變小而難以同步。其結果，存在工作頻帶變窄的問題。本發(fā)明的目的在于，提供能夠減小寄生電容的影響，工作頻率為寬帶的注入鎖定分頻器以及PLL電路。解決問題的方案本發(fā)明的注入鎖定分頻器所采用的結構包括環(huán)形振蕩器，環(huán)狀地(2η+1) (η為任意的自然數)級級聯了包含N溝道MOS型晶體管和P溝道MOS型晶體管的放大電路；電流源，連接到所述環(huán)形振蕩器，由驅動所述環(huán)形振蕩器的N溝道MOS型晶體管構成；以及差分信號注入電路，對所述環(huán)形振蕩器輸出注入信號，對所述電流源輸出所述注入信號的反相信號作為差分信號，所述電流源的所述N溝道MOS型晶體管的漏極連接到所述環(huán)形振蕩器的N溝道MOS型晶體管的源極，所述差分信號注入電路對所述環(huán)形振蕩器的P溝道MOS型晶體管的柵極輸出所述注入信號，并且對所述電流源的所述N溝道MOS型晶體管的柵極輸出所述差分信號。本發(fā)明的PLL電路進行頻率負反饋動作，所述PLL電路所采用的結構包括基準信號振蕩器，輸出基準信號；電壓控制振蕩器，輸出高頻信號；注入鎖定分頻器，將所述高頻信號分頻；相位頻率比較器，比較所述注入鎖定分頻器的分頻和所述基準信號振蕩器的輸出信號，并輸出相位和頻率的誤差；電荷泵，將由所述相位頻率比較器檢測出的相位和頻率的誤差變換為電流；以及環(huán)路濾波器，生成所述電壓控制振蕩器的控制電壓，并將生成了的控制電壓輸出到所述電壓控制振蕩器，所述控制電壓控制所述電壓控制振蕩器，以使由所述相位頻率比較器檢測出的誤差小，所述注入鎖定分頻器使用上述注入鎖定分頻器。發(fā)明的效果根據本發(fā)明，能夠實現工作頻率為寬帶的注入鎖定分頻器以及PLL電路。另外，具有能夠實現極為簡易的電路結構，部件個數少且能夠容易實施的效果。


圖1是表示現有的注入鎖定分頻器1的結構的電路圖。圖2是表示現有的注入鎖定分頻器1的輸出信號的頻率關系的圖。圖3是表示現有的注入鎖定分頻器1的環(huán)形振蕩器的各級中的相位關系的圖。圖4是表示為了使現有的注入鎖定分頻器1穩(wěn)定地同步所需的、來自信號注入電路的注入信號Ii的電壓振幅的頻率特性的圖。圖5是現有的注入鎖定分頻器1中包含了寄生電容成分的電路結構圖。圖6是表示本發(fā)明的實施方式1的注入鎖定分頻器的結構的電路圖。圖7是表示現有的注入鎖定分頻器2的結構的電路圖。圖8是表示現有的注入鎖定分頻器2的輸出信號的頻率關系的圖。圖9是表示現有的注入鎖定分頻器2的環(huán)形振蕩器的各級中的相位關系的圖。圖10是表示上述實施方式1的注入鎖定分頻器的注入信號在傳輸到輸出端前轉移的相位關系的圖。圖11是表示為了使上述實施方式1的注入鎖定分頻器穩(wěn)定地同步所需的、來自差分信號注入電路的注入信號Ii的電壓振幅的頻率特性的圖。圖12是表示本發(fā)明的實施方式2的注入鎖定分頻器的結構的電路圖。圖13是表示上述實施方式2的注入鎖定分頻器的注入信號在傳輸到輸出端前轉移的相位關系的圖。圖14是表示本發(fā)明的實施方式3的注入鎖定分頻器的結構的電路圖。圖15是表示本發(fā)明的實施方式4的固定分頻電路(預分頻器，prescaler)的結構的圖。圖16是表示本發(fā)明的實施方式5的PLL電路的結構的圖。標號說明100、200、300注入鎖定分頻器111、121、131、150、212、222、232、251、252、253、350N 溝道 MOS 型晶體管112、122、132、212、222、232P 溝道 MOS 型晶體管140、240環(huán)形振蕩器141第1放大電路142第2放大電路143第3放大電路160差分信號注入電路250電流源
400固定分頻電路410基準信號振蕩器420電壓控制振蕩器430相位頻率比較器440電荷泵450環(huán)路濾波器500PLL 電路
具體實施例方式以下，參照附圖詳細地說明本發(fā)明的實施方式.(實施方式1)圖6是表示本發(fā)明的實施方式1的注入鎖定分頻器的結構的電路圖。本實施方式可適用于PLL電路所搭載的注入鎖定分頻器。如圖6所示，注入鎖定分頻器100包括環(huán)形振蕩器140，環(huán)狀地三級級聯第1放大電路141、第2放大電路142和第3放大電路143 ；N溝道MOS型晶體管150 ；以及差分信號注入電路160。第1放大電路141包括N溝道MOS型晶體管111和P溝道MOS型晶體管112。N 溝道MOS型晶體管111，柵極上被輸入第3放大電路143的反饋輸出。P溝道MOS型晶體管 112具有作為負荷的功能。第2放大電路142包括N溝道MOS型晶體管121和P溝道MOS型晶體管122。N 溝道MOS型晶體管121，柵極上被輸入第1放大電路141的輸出。P溝道MOS型晶體管122 具有作為負荷的功能。第3放大電路143包括N溝道MOS型晶體管131和P溝道MOS型晶體管132。N 溝道MOS型晶體管131，柵極上被輸入第2放大電路142的輸出。P溝道MOS型晶體管132 具有作為負荷的功能。N溝道MOS型晶體管150的漏極與N溝道MOS型晶體管111、121、131的源極連接。差分信號注入電路160對各級的P溝道MOS型晶體管112、122、132的柵極輸出注入信號XI。差分信號注入電路160對N溝道MOS型晶體管150的柵極輸出注入信號Xl的反相信號Yl作為差分信號。P溝道MOS型晶體管112、122、132的源極連接到高電位電源Vdd。N溝道MOS型晶體管150的源極被接地。第3放大電路143的N溝道MOS型晶體管131的漏極和P溝道MOS型晶體管132 的漏極連結，成為環(huán)形振蕩器140的輸出。這樣，本實施方式的注入鎖定分頻器100解決了非專利文獻1的注入鎖定分頻器 10 (圖1)具有的工作頻帶變窄的問題。因此，如圖6所示，本實施方式的注入鎖定分頻器100還對環(huán)形振蕩器140的各級的放大電路的N溝道MOS型晶體管111、121、131的源極輸入信號。通過該結構，能夠減小寄生電容的影響。但是，專利文獻1中公開了從N溝道MOS型晶體管的源極輸入信號的注入鎖定分頻器的結構。圖7是表示專利文獻1中記載的注入鎖定分頻器60的結構的電路圖。如圖7所示，注入鎖定分頻器60包括環(huán)形振蕩器70，環(huán)狀地二級級聯第4放大電路71和第5放大電路72 ；以及差分信號注入電路80。第4放大電路71包括N溝道BJT (Bipolar Junction Transistor，雙極結型晶體管)型差分晶體管對Qll、Q12 ；以及電阻Rll、R12。N溝道BJT型差分晶體管對Ql 1、Q12，基極上被輸入第5放大電路72的反饋輸出。 電阻Rll、R12具有作為負荷的功能。第5放大電路72包括N溝道BJT型差分晶體管對Q13、Q14 ；以及電阻R13、R14。 N溝道BJT型差分晶體管對Q13、Q14，基極上被輸入第4放大電路71的輸出。電阻R13、R14 具有作為負荷的功能。環(huán)形振蕩器70經由差分晶體管對Q15、Q16從恒流源CSl被供給電流。差分信號注入電路80連接到差分晶體管對Q15、Q16的基極，被輸入差分信號。電阻Rll、R12、R13、R14連接到高電位電源VdcL下面說明上述注入鎖定分頻器60的動作。圖8是表示上述注入鎖定分頻器60的輸出信號的頻率關系的圖。如圖8所示，在未被輸入來自信號注入電路80的注入信號的情況下(頻率2fo 上沒有虛線的注入信號)，在環(huán)形振蕩器70的輸出中產生自由振蕩頻率fo即振蕩信號 F1’(虛線)。接著，在來自差分信號注入電路80的注入信號ΙΓ為頻率2fo附近的信號(實線)時，在自由振蕩頻率fo附近產生輸出信號12’(實線)。輸出信號12，(實線)為通過注入信號II，和振蕩信號F1，的混頻而注入信號II， 被下變頻所得的信號。由此，環(huán)形振蕩器70的振蕩信號F1’被輸出信號12’的頻率吸引而同步。這樣，通過輸入頻率2fo附近的相位具有差分關系的注入信號ΙΓ，注入信號II’ 被下變頻，成為自由振蕩頻率fo附近的輸出信號12’。因此，作為進行1/2分頻的頻率分頻器進行動作。圖9表示環(huán)形振蕩器70的各級中的振蕩信號F1’的相位關系。圖9是表示上述環(huán)形振蕩器70的各個N溝道BJT型晶體管的集極輸出(collector output)中的相位關系的圖。如圖9所示，二次諧波分量的相位關系為在各級中使振蕩信號F1’兩倍的關系。 因此，第2級相對于第1級的相位關系分別為0°、士 180°的差動。也就是說，在注入信號 ΙΓ中，第2級相對于第1級的相位關系為差動即可，能夠經由差分晶體管對Q15、Q16而輸入。這樣，在專利文獻1中記載的注入鎖定分頻器60中，作為環(huán)形振蕩器70的振蕩頻率fo的偶數倍的頻率信號的相位關系，第1級和第2級分別為0°、士 180°的差動。因此， 注入鎖定分頻器60通過輸入振蕩頻率fo的偶數倍的頻率信號，能夠作為偶數分頻器進行動作。振蕩頻率fo的偶數倍的頻率信號從差分信號注入電路80經由差分晶體管對Q15、 Q16而輸入。
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但是，環(huán)形振蕩器70的振蕩頻率fo的奇數倍的頻率信號的相位關系在第1級的 N溝道BJT型晶體管Q11、Q12以及第2級的N溝道BJT型晶體管Q13、Q14中分別為不同的相位關系。例如，在3fo的頻率信號中，Q11、Q12、Q13、Q14的相位關系分別為0°、士 180°、 士270°、士90°。因此，由于專利文獻1中記載的注入鎖定分頻器60難以經由差分晶體管對Q15、 Q16輸入信號，所以難以作為奇數分頻器進行動作。另外，環(huán)形振蕩器70在放大電路71、72和恒流源CSl之間追加差分晶體管對。環(huán)形振蕩器70為了進行動作，需要連接到更高電位的電源，并不適合于低電壓化、低功耗化。本實施方式減小作為非專利文獻1的注入鎖定分頻器10具有的問題即布線和基板間產生的寄生電容的影響，實現工作頻率為寬帶的注入鎖定分頻器。在此基礎上，本實施方式對P溝道MOS型晶體管112、122、132的柵極和恒流源的N 溝道MOS型晶體管150的柵極輸入差分信號。由此，注入鎖定分頻器100可通過追加一個晶體管而構成，并且能夠實現即使在低電壓電源下也能夠動作的奇數分頻器。接著，詳細地說明本實施方式的注入鎖定分頻器100的動作。圖10是表示注入鎖定分頻器100的注入信號在傳輸到輸出端前轉移的相位關系的圖。圖10的信號XI、信號X2、信號Y1、信號Y2、信號Y3、信號Zl表示圖6的各個單元的信號XI、信號X2、信號Y1、信號Y2、信號Y3、信號Z1。如圖6所示，差分信號注入電路160將信號Xl輸出到各級的P溝道MOS型晶體管 112、122、132的柵極，且將信號Xl的反相的差分信號Yl輸出到N溝道MOS型晶體管150的柵極。圖6和圖10的信號X2、信號Y2、信號Y3為輸出級即第3放大電路143的各個單元的信號，信號Zi為注入鎖定分頻器100的輸出信號。如上述圖2所示，首先，在未被輸入來自差分信號注入電路160的注入信號(頻率3fo上沒有虛線的注入信號)的情況下，環(huán)形振蕩器140的輸出中產生自由振蕩頻率fo 即振蕩信號Fl (虛線)、頻率2fo即二次諧波分量F2 (虛線)和頻率3fo即三次諧波分量 F3(虛線)。接著，在來自差分信號注入電路160的注入信號Il (實線)為頻率3fo附近的信號的情況下，如圖10所示，注入信號Il在傳輸到注入鎖定分頻器100的輸出端前轉移的相位關系在各級中為相同相位。這里，說明輸出級的相位關系。環(huán)形振蕩器140的P溝道MOS型晶體管112、122、132的柵極從差分信號注入電路 160被輸入信號XI。環(huán)形振蕩器140的輸出級的P溝道MOS型晶體管132的漏極輸出信號 X2。信號X2為將信號Xl反轉并進行了放大所得的信號。另外，輸入N溝道MOS型晶體管150的柵極的信號經由信號Y1、信號Y2、信號Y3 被輸出。在各級中，由于進行兩次重復反轉，所以信號Y3和信號Yl的信號為同相。作為環(huán)形振蕩器140的輸出(即注入鎖定分頻器100的輸出)的信號Zl為信號 X2和信號Y3之和的信號輸出。如圖10所示，由于信號X2和信號Y3為同相，所以信號Zl 通過相加成為振幅大的信號。注入鎖定分頻器100通過使用信號X2和信號Y3增大輸出信號Zl的信號電平，能夠補償輸出信號Zl的衰減部分。通過注入信號11(頻率3fo)和二次諧波分量F2(頻率2fo)的混頻，在自由振蕩頻率Fl附近(fo)產生注入信號Il被下變頻所得的輸出信號12。因此，環(huán)形振蕩器140的自由振蕩頻率Fl (虛線)被輸出信號12 (實線)的頻率吸引而同步。另外，上述輸出信號 12相當于圖6的輸出信號Z1。這里，如上所述，由于即使產生寄生電容成分，注入信號Il也難以衰減，所以被下變頻的輸出信號12的振幅也變大，注入鎖定分頻器的工作頻率寬帶化。圖11是表示為了使注入鎖定分頻器100穩(wěn)定地同步所需的來自差分信號注入電路160的注入信號Il的電壓振幅的頻率特性的圖。如圖11所示，在環(huán)形振蕩器140中，在自由振蕩頻率fo的三倍的頻率附近成為可動作的注入信號的電壓振幅的最小值。在作為電壓振幅為200mVpp下，環(huán)形振蕩器140能夠在約7GHz的較寬的頻帶中進行動作。尤其是，由與圖4的現有的注入鎖定分頻器10的比較可知，例如在200mVpp下也能夠將頻帶擴展約2GHz。如上所述，根據本實施方式，注入鎖定分頻器100包括環(huán)形振蕩器140，環(huán)狀地三級級聯第1放大電路141、第2放大電路142和第3放大電路143 ；N溝道MOS型晶體管150 ； 以及差分信號注入電路160。第1放大電路141包括N溝道MOS型晶體管111和P溝道MOS型晶體管112。N 溝道MOS型晶體管111，在柵極上被輸入第3放大電路143的反饋輸出。P溝道MOS型晶體管112具有作為負荷的功能。第2放大電路142包括N溝道MOS型晶體管121和P溝道MOS型晶體管122。N溝道MOS型晶體管121，在柵極上被輸入第1放大電路141的輸出。P溝道MOS型晶體管122 具有作為負荷的功能。第3放大電路143包括N溝道MOS型晶體管131和P溝道MOS型晶體管132。N溝道MOS型晶體管131，在柵極上被輸入第2放大電路142的輸出。P溝道MOS型晶體管132 具有作為負荷的功能。N溝道MOS型晶體管150的漏極與各級的N溝道MOS型晶體管111、121、131的源極連接。差分信號注入電路160對各級的P溝道MOS型晶體管112、122、132的柵極輸出注入信號II。差分信號注入電路160對N溝道MOS型晶體管150的柵極輸出注入信號Il的反相信號作為差分信號。也就是說，在本實施方式中，對P溝道MOS型晶體管112、122、132的柵極和恒流源的N溝道MOS型晶體管150的柵極輸入差分信號。通過該結構，注入鎖定分頻器100使用差分信號注入電路160和第IN溝道MOS型晶體管150 —起加強注入信號。也就是說，如圖10的信號Zl所示，從差分信號注入電路 160輸入的差分信號在環(huán)形振蕩器140的輸出級中為同相而加強。因此，能夠減輕寄生電容的影響，能夠確保寬帶的工作頻率。在圖6中，能夠實現工作頻率為寬帶的進行1/3分頻的注入鎖定分頻器。另外，注入鎖定分頻器100可通過追加一個晶體管而構成，并能夠實現即使在低電壓電源下也能夠動作的奇數分頻器。
本實施方式的注入鎖定分頻器100在輸入為差分信號、輸出為單信號的情況下特別有效，不增大電路規(guī)模就能夠實現可寬帶動作的頻率分頻器。另外，具有能夠通過極為簡易的電路結構來實現，部件個數少且能夠容易實施的效果。另外，在本實施方式中，將環(huán)形振蕩器140的級數設為三級進行了說明，但并不限于此，也可以采用將環(huán)形振蕩器140的級數設為(2n+l)級，將來自差分信號注入電路160 的注入信號的頻率設為環(huán)形振蕩器的自由振蕩頻率fo的m(2n+l)倍左右的結構。例如，也可以將環(huán)形振蕩器的級數設為五級，差分信號注入電路160輸出其頻率為五級的環(huán)形振蕩器的振蕩頻率的大致五倍或十倍的信號。能夠使其作為進行m(2n+l)分頻的注入鎖定分頻器進行動作，能夠獲得同樣的效果。另外，在本實施方式中，能夠通過控制環(huán)形振蕩器140的P溝道MOS型晶體管112、 122、132的柵極的偏壓(bias voltage)，調整環(huán)形振蕩器140的自由振蕩頻率fo。另外，環(huán)形振蕩器140只要是環(huán)狀地奇數級級聯即可，在具有作為反相器 (inverter)的功能的“與非門(NAND) ”、“或非門(NOR) ”結構等柵極種類上不設置限制，可進行同樣的動作。(實施方式2)圖12是表示本發(fā)明的實施方式2的注入鎖定分頻器的結構的電路圖。對與圖6 相同的結構部分附加相同的標號，并省略重復部分的說明。如圖12所示，注入鎖定分頻器200包括圖6的環(huán)形振蕩器140(為了便于說明， 稱為第1環(huán)形振蕩器140)；與第1環(huán)形振蕩器140相同結構的第2環(huán)形振蕩器240 ；以及電流源250。電流源250包括N溝道MOS型晶體管251、252、253。N溝道MOS型晶體管251、252、253分別組合第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240的各級N溝道MOS型晶體管的源極而連接到其漏極。另外，注入鎖定分頻器200包括對第1環(huán)形振蕩器140的P溝道MOS型晶體管112、 122、132的柵極輸入注入信號XI，并且對第2環(huán)形振蕩器240的P溝道MOS型晶體管212、 222,232的柵極輸入注入信號Xl的反相信號Yl作為差分信號的差分信號注入電路160。第2環(huán)形振蕩器240環(huán)狀地三級級聯第1放大電路241、第2放大電路242和第3 放大電路243。第1放大電路241包括N溝道MOS型晶體管211和P溝道MOS型晶體管212。N 溝道MOS型晶體管211在柵極上接受第3放大電路243的反饋輸出。P溝道MOS型晶體管 212為負荷。第2放大電路242包括N溝道MOS型晶體管221和P溝道MOS型晶體管222。N 溝道MOS型晶體管221在柵極上接受第1放大電路241的輸出。P溝道MOS型晶體管222 為負荷。第3放大電路243包括N溝道MOS型晶體管231和P溝道MOS型晶體管232。N 溝道MOS型晶體管231在柵極上接受第2放大電路242的輸出。P溝道MOS型晶體管232 為負荷。第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240的各級P溝道MOS型晶體管112、122、132、212、222、232的源極連接到高電位電源Vdd。另外，電流源250的N溝道MOS型晶體管 251、252、253的柵極被供給偏壓Vg，源極被接地。第2環(huán)形振蕩器240的第3放大電路243的N溝道MOS型晶體管231的漏極和P 溝道MOS型晶體管232的漏極連結，成為注入鎖定分頻器200的輸出。以下，說明如上構成的注入鎖定分頻器200的動作。圖13是表示注入鎖定分頻器200的注入信號在傳輸到輸出端前轉移的相位關系的圖。圖13的信號XI、信號X2、信號X3、信號X4、信號Y1、信號Y2、信號Zl表示圖12的各個單元的信號XI、信號X2、信號X3、信號X4、信號Y1、信號Y2、信號Z1。如圖13所示，差分信號注入電路160將信號Xl輸出到第1環(huán)形振蕩器140的各級P溝道MOS型晶體管112、122、132的柵極，并且將信號Xl的反相的差分信號Yl輸出到第2環(huán)形振蕩器240的P溝道MOS型晶體管212、222、232的柵極。圖12和圖13的信號X2、信號X3為第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240的第3放大電路143、243的N溝道MOS型晶體管131、231的源極電位。另外，圖12和圖13的信號Y2、信號X4為輸出級即第2環(huán)形振蕩器240的第3放大電路243的各個單元的信號，信號Zl為注入鎖定分頻器200的輸出信號。如上述圖2所示，首先，在未被輸入來自差分信號注入電路160的注入信號(頻率 3fo上沒有虛線的注入信號)的情況下，第2環(huán)形振蕩器240的輸出中產生自由振蕩頻率 fo即振蕩信號Fl (虛線)、頻率2fo即二次諧波分量F2 (虛線)和頻率3fo即三次諧波分量F3(虛線)。接著，在被輸入頻率3fo附近的注入信號XI、Yl作為來自差分信號注入電路160 的注入信號的情況下，注入信號XI、Yl在傳輸到環(huán)形振蕩器240的輸出端前轉移的相位關系如圖13所示，在第2環(huán)形振蕩器240的各級中為相同相位。下面說明輸出級的相位關系。輸入到第1環(huán)形振蕩器140的P溝道MOS型晶體管112、122、132的柵極的信號經由信號Xl 信號X4被輸出。首先，由于從信號Xl傳輸到信號X2為止相位進行兩次反轉， 所以相位不變。接著，第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240通過恒流源250連接，由于信號X2和信號X3具有差分關系，所以相位反轉。另外，從信號X3到信號X4，相位進行反轉。接著，輸入第2環(huán)形振蕩器240的P溝道MOS型晶體管212、222、232的柵極的信號經由信號Y1、信號Y2被輸出。在信號Y2中，信號Yl的信號被反轉放大。以上的結果，在第2環(huán)形振蕩器240的輸出中，信號X4和信號Y2之和的信號被輸出，但由于信號X4和信號Y2同相，所以成為振幅大的信號Z1。通過使用信號X2和信號Y3 增大信號Zl的信號電平，能夠補償信號Zl的衰減部分。這里，僅說明了輸出級，但在所有級中具有同樣的補償效果。由于能夠減輕寄生成分的影響，所以注入鎖定分頻器的工作頻率寬帶化。這樣，本實施方式的注入鎖定分頻器200為對第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240，使用了電流源250的差分結構。因此，注入鎖定分頻器200能夠減輕寄生成分的影響，能夠實現工作頻率為寬帶的進行1/3分頻的注入鎖定分頻器。特別是，本實施方式的注入鎖定分頻器200在輸入信號為差分信號，輸出信號為差分信號或單信號的情況下特別有效，能夠實現可寬帶動作的頻率分頻器。另外，在本實施方式中，使用N溝道MOS型晶體管251、252、253作為恒流源 250而進行了說明，但即使使用包括電阻或電感器(inductor)的無源元件(passive component)，也能夠使其作為注入鎖定分頻器進行動作。通過使用無源元件，能夠實現更簡易且小型的電路結構。另外，在本實施方式中，與實施方式1同樣地，將第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240的級數設為三級而進行了說明，但本發(fā)明并不限于此，也可以采用將第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240的級數設為(2n+l)級，將來自差分信號注入電路160的注入信號的頻率設為環(huán)形振蕩器的自由振蕩頻率fo的m(2n+l)倍左右的結構。由此，能夠使其作為進行m(2n+l)分頻的注入鎖定分頻器進行動作，能夠獲得同樣的效果。另外，在本實施方式中，通過控制環(huán)形振蕩器140、240的P溝道MOS型晶體管112、 122、132、212、222、232的柵極的偏壓，能夠調整環(huán)形振蕩器140、240的自由振蕩頻率fo。(實施方式3)圖14是表示本發(fā)明的實施方式3的注入鎖定分頻器的結構的電路圖。對與圖12 相同的結構部分附加相同的標號，并省略重復部分的說明。如圖14所示，注入鎖定分頻器300包括第1環(huán)形振蕩器140 ；與第1環(huán)形振蕩器 140相同結構的第2環(huán)形振蕩器240 ；電流源即N溝道MOS型晶體管350 ；以及差分信號注入電路160。電流源即N溝道MOS型晶體管350組合第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器 240的輸出級的N溝道MOS型晶體管131、231的源極而連接到其漏極。差分信號注入電路160對第1環(huán)形振蕩器140的P溝道MOS型晶體管112、122、 132的柵極輸出注入信號II，并且對第2環(huán)形振蕩器240的P溝道MOS型晶體管212、222、 232的柵極輸出注入信號Il的反相信號作為差分信號。注入鎖定分頻器300與圖12的注入鎖定分頻器200的不同之處在于，僅輸出級與作為電流源的N溝道MOS型晶體管350連結的結構。以下，說明如上構成的注入鎖定分頻器300的動作?；镜膭幼髋c實施方式2是同樣的。如上述圖2所示，在未被輸入來自差分信號注入電路160的注入信號的情況下，在第2環(huán)形振蕩器240的輸出中產生自由振蕩頻率fo即振蕩信號Fl (虛線)、頻率2fo即二次諧波分量F2 (虛線)和頻率3fo即三次諧波分量F3 (虛線)。接著，在輸入頻率3fo附近的注入信號XI、Yl作為來自差分信號注入電路160的注入信號的情況下，由于經由了第1環(huán)形振蕩器140的P溝道MOS型晶體管的信號和經由了第2環(huán)形振蕩器240的P溝道MOS型晶體管的信號在注入鎖定分頻器300的輸出中為同相，所以振幅變大。通過增大注入鎖定分頻器300的輸出中的信號的振幅，能夠補償寄生電容成分造成的注入信號的衰減部分。也就是說，即使因寄生電容成分而注入信號衰減，也通過增大注入鎖定分頻器300的輸出中的信號電平的振幅，補償注入信號的衰減部分。這里，在第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240的各級中的相位關系中，存在各120°的相位轉動。另外，即使將轉動方向分別設為反方向，也能夠進行動作。
這樣，本實施方式的注入鎖定分頻器300在第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240的輸出級使用電流源350而作為差分結構。因此，能夠減少用作電流源350的MOS 晶體管的數量。其結果，能夠不增大電路規(guī)模而減輕寄生成分的影響，能夠實現工作頻率為寬帶的進行1/3分頻的注入鎖定分頻器。本實施方式的注入鎖定分頻器300在輸入信號為差分信號，輸出信號為差分信號或單信號的情況下特別有效，能夠不增大電路規(guī)模而實現可寬帶動作的頻率分頻器。另外，在本實施方式中，在第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240的放大電路中，將輸出級使用電流源350構成為差分結構，但并不限于此，也可以將輸出級以外的其他放大電路構成為差分結構。能夠期待擴大設計的自由度的效果。另外，在本實施方式中，使用N溝道MOS型晶體管350作為電流源而進行了說明， 但即使使用包括電阻或電感器的無源元件，也能夠使其作為注入鎖定分頻器進行動作。通過使用無源元件，能夠實現更簡易且小型的電路結構。另外，在本實施方式中，與實施方式1和實施方式2同樣地，將第1環(huán)形振蕩器140 和第2環(huán)形振蕩器240的級數設為三級而進行了說明，但并不限于此，也可以采用將第1環(huán)形振蕩器140和第2環(huán)形振蕩器240的級數設為(2n+l)級，將來自差分信號注入電路160 的注入信號的頻率設為環(huán)形振蕩器的自由振蕩頻率fo的m(2n+l)倍左右的結構。能夠使其作為進行m(2n+l)分頻的注入鎖定分頻器進行動作，能夠獲得同樣的效果。另外，在本實施方式中，能夠通過控制環(huán)形振蕩器140、240的P溝道MOS型晶體管 112、122、132、212、222、232的柵極的偏壓，調整環(huán)形振蕩器140,240的自由振蕩頻率fo。(實施方式4)圖15是表示本發(fā)明的實施方式4的固定分頻電路(預分頻器)的結構的圖。如圖15所示，固定分頻電路400包括圖6的注入鎖定分頻器100和固定分頻器 460。接著，說明固定分頻電路400的動作。高頻的差分信號通過注入鎖定分頻器100被分頻為單輸出的信號。該單輸出的信號通過固定分頻器460進一步被分頻到低頻。這樣，本實施方式的固定分頻電路400使用實施方式1的注入鎖定分頻器100作為固定分頻電路的注入鎖定分頻器100而構成。由于能夠使用單輸出的信號構成注入鎖定分頻器100的輸出和后級的固定分頻器460的輸入，所以不僅工作頻率為寬帶，而且能夠實現小型且低功耗的固定分頻電路。(實施方式5)圖16是表示本發(fā)明的實施方式5的PLL電路的結構的圖。如圖16所示，PLL電路500包括圖6的注入鎖定分頻器100 (或者圖12的注入鎖定分頻器200、圖14的注入鎖定分頻器300的任意一個)；基準信號振蕩器410 ；電壓控制振蕩器420 ；相位頻率比較器430 ；電荷泵(charge pump) 440 ；以及環(huán)路濾波器(loop filter)450ο接著，說明PLL電路500的動作。電壓控制振蕩器420輸出高頻信號。高頻信號通過注入鎖定分頻器100(200、300) 被分頻到低頻。
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相位頻率比較器430比較注入鎖定分頻器100(200、300)的分頻信號和基準信號振蕩器410的輸出信號，并將相位和頻率的誤差輸出到電荷泵440。電荷泵440將在相位頻率比較器430中檢測出的相位和頻率的誤差變換為電流， 環(huán)路濾波器450生成電壓控制振蕩器420的控制電壓。由于電壓控制振蕩器420被上述控制電壓控制以使在相位頻率比較器430中檢測出的誤差小，所以作為進行頻率負反饋動作的PLL電路進行動作。這樣，本實施方式的PLL電路500使用實施方式1到實施方式3的注入鎖定分頻器100(200、300)構成PLL電路的注入鎖定分頻器。由于注入鎖定分頻器100 (200、300)的工作頻帶為寬帶，所以能夠實現工作頻率為寬帶的PLL電路。另外，由于注入鎖定分頻器100(200、300)為奇數分頻，與二分頻器相比分頻數大，所以能夠減少作為PLL電路的分頻器數，能夠實現小型且低功耗的PLL電路。另外，具有能夠在各種PLL電路中通用的優(yōu)異效果。另外，在注入鎖定分頻器100(200、300)和相位頻率比較器430之間連接固定分頻器或包括可編程計數器(programmable counter)的分頻器，即使分頻到低頻也具有同樣的效果。以上的說明為本發(fā)明的優(yōu)選實施方式的例證，本發(fā)明的范圍并不限定于此。例如， 在上述各個實施方式中，對使用了 MOS晶體管的例子進行了說明，但任何MOS晶體管都可。 例如，還可以為MIS (Metal Insulated Semiconductor，金屬絕緣半導體)晶體管。另外，該 MIS晶體管也可以為形成在SOI (Silicon On Insulator，絕緣體基外延硅)結構的硅基板上的MIS晶體管。另外，也可以為雙極晶體管(bipolar transistor)、Bi-CMOS、或者它們的組合。但是，當然MOS晶體管在功耗方面有利。另外，上述各個實施方式中使用了注入鎖定分頻器的名稱，這是為了便于說明，當然也可以為頻率分頻器、PLL裝置等。另外，構成上述注入鎖定分頻器的各個電路單元，例如環(huán)形振蕩器的反相器柵極的級數、邏輯元件的種類等并不限于前述的實施方式。當然，本注入鎖定分頻器中也可以附加各種補償用的晶體管。在2010年1月22日提交的特愿第2010-012131號的日本專利申請所包含的說明書、附圖和說明書摘要的公開內容，全部引用于本申請。工業(yè)實用性本發(fā)明的注入鎖定分頻器以及PLL電路可利用于移動通信終端所使用的注入鎖定分頻器以及PLL電路等，特別是對可分頻IOGHz以上的頻率信號的寬帶的注入鎖定分頻器以及PLL電路等是有用的。另外，作為注入鎖定分頻器能夠適用于所有電子電路。
權利要求
1.注入鎖定分頻器，包括環(huán)形振蕩器，環(huán)狀地(2Π+1)級級聯了包含N溝道金屬氧化物半導體型晶體管和P溝道金屬氧化物半導體型晶體管的放大電路，其中，η為任意的自然數；電流源，連接到所述環(huán)形振蕩器，由驅動所述環(huán)形振蕩器的N溝道金屬氧化物半導體型晶體管構成；以及差分信號注入電路，對所述環(huán)形振蕩器輸出注入信號，對所述電流源輸出所述注入信號的反相信號作為差分信號，所述電流源的所述N溝道金屬氧化物半導體型晶體管的漏極連接到所述環(huán)形振蕩器的N溝道金屬氧化物半導體型晶體管的源極，所述差分信號注入電路對所述環(huán)形振蕩器的P溝道金屬氧化物半導體型晶體管的柵極輸出所述注入信號，并且對所述電流源的所述N溝道金屬氧化物半導體型晶體管的柵極輸出所述差分信號。
2.如權利要求1所述的注入鎖定分頻器，所述環(huán)形振蕩器的輸出級將以所述注入信號為基礎放大所得的信號和以所述差分信號為基礎放大所得的信號同相地重疊并輸出。
3.如權利要求1所述的注入鎖定分頻器，所述差分信號注入電路注入所述環(huán)形振蕩器的振蕩頻率的m(2n+l)倍的頻率的信號，其中，m為任意的自然數。
4.鎖相環(huán)電路，進行頻率負反饋動作，它包括 基準信號振蕩器，輸出基準信號；電壓控制振蕩器，輸出高頻信號； 注入鎖定分頻器，將所述高頻信號分頻；相位頻率比較器，比較所述注入鎖定分頻器的分頻和所述基準信號振蕩器的輸出信號，并輸出相位和頻率的誤差；電荷泵，將由所述相位頻率比較器檢測出的相位和頻率的誤差變換為電流；以及環(huán)路濾波器，生成所述電壓控制振蕩器的控制電壓，并將生成了的控制電壓輸出到所述電壓控制振蕩器，所述控制電壓控制所述電壓控制振蕩器，以使由所述相位頻率比較器檢測出的誤差所述注入鎖定分頻器為權利要求1所述的注入鎖定分頻器。
全文摘要
提供了能夠減小寄生電容的影響，工作頻率為寬帶的注入鎖定分頻器以及PLL電路。注入鎖定分頻器(100)包括環(huán)形振蕩器(140)，環(huán)狀地三級級聯了由N溝道MOS型晶體管(111)和P溝道MOS型晶體管(112)構成的第1放大電路(141)、同樣結構的第2放大電路(142)和第3放大電路(143)；N溝道MOS型晶體管(150)，其漏極連接到各級的N溝道MOS型晶體管(111、121、131)的源極；以及差分信號注入電路(160)，將注入信號(I1)注入到各級的P溝道MOS型晶體管(112、122、132)的柵極，并且將注入信號(I1)的反相信號作為差分信號注入到N溝道MOS型晶體管(150)的柵極。
文檔編號H03K3/354GK102356547SQ20118000143
公開日2012年2月15日 申請日期2011年1月21日 優(yōu)先權日2010年1月22日
發(fā)明者佐藤潤二, 小林真史, 島高廣 申請人:松下電器產業(yè)株式會社