專利名稱：D類功率放大器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種D類功率放大器，并且更具體地，涉及一種使得能夠減小拍頻噪聲(beat noise)并且適合于放大音頻信號的功率的D類功率放大器。
背景技術：
迄今為止，已知的自激D類功率放大器包括集成電路；比較器，其接收來自集成電路的輸出作為輸入；切換電路，其由來自比較器的輸出激活(activate)；和低通濾波器， 其連接至切換電路的輸出側。借助于第一反饋電路將反饋從低通濾波器的輸出端子施加到比較器。借助于第二反饋電路將另一反饋從低通濾波器的輸出端子施加到集成電路的輸入端子(參見 JP-B-61-21007)。JP-A-2006-60580中描述了一種使用切換電源的D類功率放大器。當通過切換電源將電力饋送至D類放大電路時，D類放大電路的切換頻率f 1與切換電源的切換頻率f2之差，S卩Af = abs(fl-f2)，引起拍頻噪聲，其進而使音質劣化。鑒于此，使D類放大電路的切換頻率與切換電源的切換頻率彼此同步，從而減小拍頻噪聲。JP-A-2006-60580中描述的D類放大器(數(shù)字放大模塊100)的脈沖調制器120包括邏輯電路(D觸發(fā)器174)，其被設置在PWM回路中并且與時鐘信號同步 (JP-A-2006-60580的圖3)。在該構造中，由于D觸發(fā)器174被插入到回路中的任意點，所以D類放大器不能與輸入同步時鐘信號不同步地執(zhí)行操作。在JP-B-61-21007中描述的目前的自激D類放大器中，當放大器的輸出電平變大時，自激的頻率通常會減小，從而使輸出的總諧波失真(THD)減小。同時，根據 JP-A-2006-60580中描述的技術，放大器不能與外部時鐘信號不同步地執(zhí)行操作。因此，當產生大的輸出時，從輸出端子到輸入端子的負反饋量減小，并且THD變差。此外，需要將穩(wěn)定的時鐘信號饋送給JP-A-2006-60580中所描述的D觸發(fā)器174。 為此，采用PLL電路176作為同步時鐘信號發(fā)生器。然而，PLL電路具有復雜的構造并且由于電路的整個規(guī)模的增加而造成不便。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是在不增大電路規(guī)模的情況下減小使用切換電源的D類功率放大器中的拍頻噪聲并且防止在輸出電平為高時會引起的THD劣化。為了實現(xiàn)該目的，本發(fā)明的D類功率放大器包括切換電源部，包括第一切換部，其以第一頻率切換具有預定電壓的DC電源輸出；變壓器部，其將來自第一切換部的輸出輸入至其初級線圈，并且從其次級線圈獲得轉換后的輸出；整流部，其對從變壓器部的次級線圈獲得的轉換后的輸出進行整流；和反饋部，其通過從整流部將反饋施加到第一切換部來控制第一切換部的切換，以使來自整流部的轉換后的輸出的電壓保持恒定；同步信號生成部，其包括濾波器電路，該濾波器電路從切換電源部獲得具有第二頻率的時鐘信號，該第二頻率為第一頻率的“η”倍，其中“η”為等于或大于2的整數(shù)；和D類功率放大部，包括比較器，其將輸入信號與反饋信號進行比較；第二切換部，其根據來自比較器的輸出切換從整流部饋送的電源；濾波器部，其平滑來自第二切換部的輸出，以形成輸出信號；和組合部，其延遲來自濾波器部的輸出信號的相位，并且將延遲后的輸出信號與來自同步信號生成部的時鐘信號組合，以生成反饋信號，其中，D類功率放大部被調諧為引起在大致與第二頻率相同的頻率的自振蕩操作， 其中來自濾波器部的輸出信號的電平低于來自同步信號生成部的時鐘信號的電平。優(yōu)選地，同步信號生成部的濾波器電路為帶通濾波器，其具有頻率通帶，該頻率通帶具有包括第二頻率的預定頻率。同步信號生成部能夠通過使用帶通濾波器獲得具有第二頻率的時鐘信號。根據本發(fā)明，當來自濾波器部的輸出信號的輸出電平高于來自同步信號生成部的時鐘信號的電平時，執(zhí)行與同步于切換電源的時鐘信號不同步的自激D類功率放大器的原始操作，從而防止了在高輸出時將會引起的THD的劣化。當來自濾波器部的輸出信號的輸出電平低于來自同步信號生成部的時鐘信號的電平時，D類功率放大部執(zhí)行與同步于切換電源的時鐘信號同步的操作(外部振蕩操作)，從而能夠防止可聽拍頻噪聲的出現(xiàn)。由于人在揚聲器的輸出為低時會察覺到拍頻噪聲，所以防止在揚聲器的輸出為低電平時出現(xiàn)拍頻噪聲的能力是非常有利的。此外，根據本發(fā)明，既避免了使用具有高模擬質量的邏輯電路 (例如，結合JP-A-2006-60580描述的D觸發(fā)器174)，又沒有使用用作同步時鐘發(fā)生器的 PLL電路。放大器的整個電路規(guī)模變小。


通過參照附圖對本發(fā)明的優(yōu)選示例性實施例進行詳細描述，本發(fā)明的以上目的和優(yōu)點將更加明顯，附圖中圖1是示出本發(fā)明的自激D類放大器的總體結構的總覽的框圖；以及圖2是圖1中所示的放大器的詳細框圖。
具體實施例方式下面，將參照附圖來描述本發(fā)明的實施例。圖1示出了本發(fā)明的自激D類放大器的總體結構。D類放大器1包括自激D類功率放大部11、切換模式電源(切換電源)12和同步信號生成部13。外部裝置2是用于饋送模擬聲學信號(輸入信號)的源。自激D類功率放大部11是高效率功率放大部，其通過切換電路對輸入信號進行脈寬調制(PWM)并放大信號的功率。從外部裝置2發(fā)送的模擬聲學輸入信號在功率放大部中被放大并且從揚聲器4作為聲音發(fā)出。切換模式電源部12是功率轉換器，其通過使用反饋電路、切換元件、變壓器等對市電電源(AC 100V等)3的電功率進行整流并將AC電源轉換成DC電源，以饋送恒定電壓。轉換后的DC電源將電功率饋送至包括功率放大部11的D類功率放大器1中的各部。圖2是示出圖1中所示的D類放大器1的詳細構造的框圖?，F(xiàn)在，描述自激D類功率放大部11。自激D類功率放大部11的操作的要點在于， 輸入級放大器(積分器)21和比較器23將模擬聲學信號轉換成脈寬調制(PWM)信號，切換電路M通過PWM信號開啟和斷開。從切換電路M輸出的放大的PWM信號通過低通濾波器 25解調成模擬聲學信號。從低通濾波器25輸出的模擬聲學信號(輸出信號)被輸出至負載，例如揚聲器。輸入級放大器21包括差分放大器22以及布置在差分放大器22的輸出端子與負輸入端子之間的電容器Cl。來自外部裝置2的輸入信號被輸入至差分放大器22的正輸入端子。差分放大器22的負輸入端子經由第二反饋電路27連接至低通濾波器25的輸出端子。從輸入級放大器21輸出的輸入級輸出信號被輸入至比較器23的正輸入端子。從低通濾波器25的輸出獲得的反饋信號經由第一反饋電路沈輸入至比較器23的負輸入端子。比較器23比較經過比較器23的正輸入端子的來自輸入級放大器21的輸入級輸出信號與經過比較器23的負輸入端子輸入的反饋信號，并且基于比較器23的比較結果生成脈寬調制信號(PWM信號)。比較器23在輸入級輸出信號大于反饋信號期間輸出高側脈沖(具有正電壓值)。而且，比較器23在輸入級輸出信號小于反饋信號期間輸出低側脈沖(具有負電壓值)。包括比較器23、切換電路對、低通濾波器25和第一反饋路徑沈的回路具有足夠的增益并且以頻率fo執(zhí)行自振蕩，在所述頻率fo下，比較器23的輸入與第一反饋路徑 26的輸出之間的相位滯后達到180°。在該回路中，由輸入信號的電壓幅值表示的電平信息被轉換成由PWM信號的脈寬表示的時間信息，由此，與輸入信號相當?shù)腜WM信號從比較器 23輸出至切換電路M。從比較器23輸出的PWM信號輸入至切換電路M。切換電路M在輸出級包括具有推挽構造的兩個切換元件。切換電路對被饋送有來自稍后將要描述的電源部12的整流部44的正源電壓和負源電壓。切換元件通常由晶體管或FET構成。切換電路M以與輸入的PWM信號的脈寬相等的間隔交替地激活和去激活(deactivate)這兩個切換元件，由此， 切換電路M通過使用由電源部12饋送的電功率而輸出功率放大的PWM信號。包括電感器Ll和電容器C2的低通濾波器(LC濾波器)25連接至切換電路M的后級。從切換電路M輸出的功率放大的PWM信號輸入至低通濾波器25。低通濾波器25從自切換電路M輸出的功率放大的PWM信號中移除高頻成分，從而從PWM信號中解調模擬聲學信號。當輸入信號的電平為0時，PWM信號的占空比(脈寬與一個周期之比)達到50%， 并且來自低通濾波器25的輸出信號的電平也為0。當聲學信號輸入至差分放大器22時， PWM信號的脈寬也根據輸入聲學信號的電平而變化。結果，來自低通濾波器25的輸出信號的電平也與脈寬的時間成比例地變化。如果高側脈沖的寬度相對于PWM信號變長，則來自低通濾波器25的輸出信號將被放大至正域(domain)。反之，當?shù)蛡让}沖的寬度相對于PWM 信號的一個周期較長時，來自低通濾波器25的輸出信號被放大至負域。來自低通濾波器25 的輸出信號(模擬聲學信號)被輸出至連接到低通濾波器25的輸出端子的負載，例如，揚聲器。來自低通濾波器25的輸出信號經由第一反饋電路沈輸入至比較器23的負輸入端子。第一反饋電路26由包括電阻器R1、R2、R4和電容器C3的延遲電路構成。第一反饋電路26用作用于以自振蕩方式在比較器23中執(zhí)行PWM調制的反饋電路。通過改變第一反饋電路沈的相位滯后，能夠調整在輸入信號為0時達到的PWM信號的自振蕩頻率fo。來自低通濾波器25的輸出信號經由第二反饋電路27輸入至差分放大器22的負輸入端子。第二反饋電路27具有電阻器R5和R6。具體來說，揚聲器輸出信號(來自低通濾波器25的輸出信號)以及通過由電阻器R5和R6分壓接地電勢而確定的電壓被輸入至差分放大器22的負輸入端子。第二反饋電路27確定包括反饋電路沈和27以及輸入級放大器21的整體D類放大器的增益和頻率特性。第二反饋電路27用作用于使輸出至揚聲器 4的輸出電壓與輸入至差分放大器22的正輸入端子的輸入電壓成比例的反饋電路。包括輸入級放大器21、比較器23、切換電路對、低通濾波器25、第一反饋電路沈和第二反饋電路27的自激D類放大器是一種已知構造并且在例如JP-B-61-21007中公開了該構造。僅圖2中所示的自激D類功率放大部11 (即，沒有同步信號生成部13的自激D類功率放大部11)的自振蕩頻率取決于從低通濾波器25輸出的揚聲器輸出信號(聲學信號) 的電壓值。具體來說，當從切換電路M輸出的PWM信號的占空比根據輸入至自激D類功率放大部11的聲學信號的電平的變化而變化時，自振蕩頻率也變化。具體來說，當揚聲器輸出信號的電平變高時，自振蕩頻率變低，由此，輸出的總諧波失真(THD)能夠得到抑制。此外，如果切換電源用于僅包括圖2中所示的自激D類功率放大部11的構造以作為電源，則將會如提到的現(xiàn)有技術中所描述的那樣出現(xiàn)拍頻噪聲。因此，本實施例的D類放大器1如圖2所示地包括電源部12和同步信號生成部 13，以解決前述問題。下面，將描述該構造。切換模式電源部12是外部激勵切換電源，并且包括功率因數(shù)控制和整流部41、切換部42、變壓器部43和整流部44。功率因數(shù)控制和整流部41對AC市電電源進行整流，并且執(zhí)行功率因數(shù)控制，以便提高功率因數(shù)。切換部42通過使切換元件執(zhí)行切換操作而將通過功率因數(shù)控制和整流部41整流的DC功率轉換成高頻AC功率。切換部42具有頻率大約為70kHz的內置振蕩器。切換部42通過以70kHz的頻率執(zhí)行切換操作而將電功率轉換成 AC電壓。變壓器部43的初級線圈從切換部42接收高頻AC電壓，作為初級輸入，并且將能量傳送至變壓器部43的次級線圈，從而實現(xiàn)電壓轉換。通過整流部44整流并且平滑來自變壓器部43的次級線圈的輸出，并且將這樣整流、平滑后的輸出饋送至功率放大部11的輸出級。為了保持次級電壓恒定，整流部44檢測輸出電壓并且通過以輸出電壓變?yōu)楹愣ǖ姆绞綄η袚Q部42施加反饋來控制切換操作(占空比)。電功率從另一未示出的電源部(功率放大部11前級的電源部)饋送至除功率放大部11的輸出級以外的部。同步信號生成部13包括具有電感器Lll和電容器Cll的LC電路31、具有電感器 L12和電容器C12的LC電路32、放大晶體管33、電阻器R7和R8以及電容器C4。LC電路 31的諧振頻率被設定為340kHz，并且LC電路32的諧振頻率被設定為360kHz。同步信號生成部13從而用作帶通濾波器(BPF)，其分別在340kHz和360kHz下呈現(xiàn)峰值，并且取峰值之間的頻率350kHz作為中心。因此，從由電源部12以70kHz的頻率切換的AC電源獲得與電源部12的切換操作同步的350kHz時鐘信號。該350kHz時鐘信號經由耦合電容器C4和電阻器R3從同步信號生成部13輸入至功率放大部11的第一反饋電路沈的反饋點(即，比較器23的負輸入端子)。(1)當輸出信號的電平為低時，從同步信號生成部13輸出的350kHz時鐘信號示出比經由第一反饋電路沈從低通濾波器25反饋回的信號更強的作用，因而，功率放大部11 執(zhí)行與時鐘信號同步的自振蕩操作(即，類外部振蕩操作)。(2)當輸出信號的電平為高時， 經由第一反饋電路沈從低通濾波器25反饋回的信號示出比從同步信號生成部13輸出的 350kHz時鐘信號更強的作用。結果，功率放大部11被從由時鐘信號引起的同步狀態(tài)解除， 從而執(zhí)行特定的振蕩(自激操作)。因此，在情形(1)中，執(zhí)行外部振蕩操作，其中，功率放大部11的切換頻率與電源部12的切換頻率彼此同步。因而，能夠防止拍頻噪聲的出現(xiàn)。同時，在情形⑵中，第一反饋電路26的反饋量較大，因而執(zhí)行自激操作，從而能夠抑制THD。“外激”D類功率放大器具有三角波振蕩電路，用于振蕩PWM調制中使用的三角波。 本發(fā)明的D類功率放大器不具有三角波振蕩電路，并且基本電路構造屬于自振蕩類型。在情形(1)中，從切換電源獲得的并且與切換電源的切換操作同步的時鐘信號被施加到用于執(zhí)行自激D類功率放大器的PWM調制比較器的反饋信號。結果，當輸入信號的電平為低時 (一般為0電平，即，當不存在輸入信號時)，執(zhí)行與時鐘信號同步的自振蕩操作，由此，執(zhí)行類似于外部振蕩操作的操作。從這個意義來說，在情況(1)中使用表述“類外部振蕩操作”。自激D類功率放大部11的電路構造不限于圖2中所示的電路。本發(fā)明也可以適用于任何電路構造的另外的自激D類功率放大器。電源部12的切換頻率被設定為70kHz，且自激D類功率放大部11的自振蕩頻率被調諧為350kHz。然而，本發(fā)明不限于該組合。能夠在設計階段任意選擇電源的振蕩頻率和 D類功率放大部的振蕩頻率。對于選擇的要求僅在于，D類功率放大部的振蕩頻率為電源部的振蕩頻率的整數(shù)(“η”)倍。例如，電源部的振蕩頻率可以被設定為80kHz，并且D類功率放大部的振蕩頻率能夠被設定為480kHz。盡管濾波器31的諧振頻率與濾波器32的諧振頻率之差被設定為20kHz，但是也可以根據電源部12的振蕩頻率的穩(wěn)定的程度等而適當?shù)馗淖冊摬钪?。例如，該差值可以被設定為16kHz或^^泡。作為該程度的選擇的范圍被包括在差值設定中的結果，即使當在電源部12的切換頻率中出現(xiàn)了輕微偏差時，也能夠防止時鐘信號的電平過度變化。然而，這兩個諧振頻率必須被設定成能夠充分地衰減電源的次級繞組的信號中除前述具有整數(shù)(“η”) 倍的諧波以外的諧波。盡管本實施例的自激D類功率放大部1具有與JP-B-61-21007的圖4中所示的構造相似的構造。然而，本發(fā)明還可以適用于包括具有除上述構造以外的構造的自激D類功率放大部的功率放大器。例如，即使在JP-B-61-21007的圖1和圖6中所示的構造以及美國專利No. 7113038中公開的構造的情形中，根據需要將來自同步信號生成部13的時鐘信號添加至用于每個構造的自振蕩操作的反饋信號，由此，能夠執(zhí)行與本發(fā)明所描述的操作相似的操作。盡管已經針對具體優(yōu)選實施例而對本發(fā)明進行示出和描述，但對于本領域技術人員而言顯而易見的是，可以在本發(fā)明的教導的基礎上進行各種改變和修改。顯然，這樣的改變和修改落入在由隨附的權利要求書所限定的本發(fā)明的精神、范圍和意圖內。本申請基于2010年3月18日提交日本專利申請No. 2010_06沈01，其內容通過引用而并入這里。
權利要求
1.一種D類功率放大器，包括 切換電源部，所述切換電源部包括第一切換部，所述第一切換部以第一頻率切換具有預定電壓的DC電源輸出； 變壓器部，所述變壓器部將來自所述第一切換部的輸出輸入至所述變壓器部的初級線圈，并且從所述變壓器部的次級線圈獲得轉換后的輸出；整流部，所述整流部對從所述變壓器部的所述次級線圈獲得的所述轉換后的輸出進行整流；和反饋部，所述反饋部通過從所述整流部將反饋施加到所述第一切換部來控制所述第一切換部的切換，以使來自所述整流部的轉換后的輸出的電壓保持恒定；同步信號生成部，所述同步信號生成部包括濾波器電路，所述濾波器電路從所述切換電源部獲得具有第二頻率的時鐘信號，所述第二頻率為所述第一頻率的“η”倍，其中“η”為等于或大于2的整數(shù)；和D類功率放大部，所述D類功率放大部包括 比較器，所述比較器將輸入信號與反饋信號進行比較；第二切換部，所述第二切換部根據來自所述比較器的輸出切換從所述整流部饋送的電源；濾波器部，所述濾波器部平滑來自所述第二切換部的輸出，以形成輸出信號；和組合部，所述組合部延遲來自所述濾波器部的輸出信號的相位，并且將延遲后的輸出信號與來自所述同步信號生成部的時鐘信號組合，以生成所述反饋信號，其中，所述D類功率放大部被調諧成引起在與所述第二頻率大致相同的頻率的自振蕩操作，其中來自所述濾波器部的所述輸出信號的電平低于來自所述同步信號生成部的所述時鐘信號的電平。
2.根據權利要求1所述的D類功率放大器，其中，所述同步信號生成部的所述濾波器電路為帶通濾波器，所述帶通濾波器具有頻率通帶，所述頻率通帶具有包括所述第二頻率的預定頻率寬度。
3.根據權利要求2所述的D類功率放大器，其中，所述帶通濾波器由第一LC電路和第二 LC電路構成；并且其中，所述第一 LC電路的諧振頻率不同于所述第二 LC電路的諧振頻率。
全文摘要
一種D類功率放大器，包括切換電源部、同步信號生成部和D類功率放大部。同步信號生成部從切換電源部獲得具有為第一頻率的“n”倍的第二頻率的時鐘信號。D類功率放大部包括比較輸入信號與反饋信號的比較器、切換從同步信號生成部饋送的電源的第二切換部、平滑來自第二切換部的輸出信號的濾波器部和將延遲后的輸出信號與來自同步信號生成部的時鐘信號組合以生成反饋信號的組合部。當來自濾波器部的輸出信號的電平為低時，D類功率放大部被調整成引起在與第二頻率大致相同的頻率的自振蕩操作。
文檔編號H03F3/217GK102195577SQ20111007043
公開日2011年9月21日 申請日期2011年3月18日 優(yōu)先權日2010年3月18日
發(fā)明者外川武史, 黛敏朗 申請人:雅馬哈株式會社