專利名稱：數(shù)字信號的自動增益控制方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信號的自動增益控制方法，特別涉及用于加速器數(shù)字束流位置監(jiān) 測系統(tǒng)(DBPM)的數(shù)字信號自動增益控制方法。
背景技術(shù)：
束流位置測量(BPM)系統(tǒng)是加速器束流診斷系統(tǒng)的重要組成部分。通過該系統(tǒng)， 除了直接測量束流位置外，還可以間接計算出工作點、阻尼時間、相圖等重要參數(shù)。同時該 系統(tǒng)也是加速器軌道反饋系統(tǒng)的重要組成部分。加速器上電子束在束流真空管道中的位置如圖1所示，其方向垂直于紙面向內(nèi)， 另外有A、B、C、D四個鈕扣型BPM探頭。通過四個探頭檢測到的信號采用差比和信號處理 方法，計算水平和垂直方向的位置X、Y，計算公式如下X = kx((VVd)“(VB+VC))/ ΣY = kY((VVb)“(VC+VD))/ Σ其中VA、VB、Vc, Vd分別表示A、B、C、D四個探頭處的電極信號強度；Σ = VA+VB+VC+VD ；1^和1^為探頭標定系數(shù)，僅與探頭的幾何形狀有關(guān)，具有長度量綱，當X、Y較小時， 1% = kY = d/、7，其中a為探頭半徑。為了獲得更高的分辨率，BPM都有增益調(diào)節(jié)功能。通常，數(shù)字BPM(DBPM)的自動增 益調(diào)節(jié)是通過經(jīng)采樣、處理后的數(shù)字信號反饋控制射頻模擬前端的放大電路調(diào)節(jié)輸入的射 頻信號。這種方式首先需要有射頻增益調(diào)整電路，結(jié)構(gòu)復雜，在一些商用的數(shù)字信號處理板 卡中無法實現(xiàn)。同時因為是基于反饋原理，有一定的滯后。目前常規(guī)使用的DBPM系統(tǒng)都集成了具有增益調(diào)節(jié)功能的射頻前端模塊和數(shù)字信 號處理模塊。其中，射頻前端部分有放大和衰減器件，完成對射頻信號的增益調(diào)節(jié)，確保其 幅度在后續(xù)ADC的動態(tài)范圍之內(nèi)。而市場上的許多基于FPGA的通用的商業(yè)數(shù)字信號處理 板并沒有如此復雜的射頻前端，不具備調(diào)節(jié)射頻信號的功能。因此，數(shù)字信號處理模塊在輸 入射頻信號幅度變化的情況下，無法保證輸出的信號能獲取最多的有效位，位置分辨率比 較低，使通用的商業(yè)數(shù)字信號處理板在加速器束流位置檢測上的應用受到了很大的限制。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是提供一種以二進制補碼表示的多通道有符號N位 數(shù)字信號的自動增益控制方法，使得經(jīng)過處理之后的數(shù)字信號在高位仍具有足夠的有效 位，并克服射頻增益調(diào)整電路的復雜性和由反饋引起的滯后。為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明的技術(shù)方案如下一種數(shù)字信號的自動增益控制方法，所述數(shù)字信號是以二進制補碼表示的多通道 有符號N位數(shù)字信號，且該有符號N位數(shù)字信號是周期為T的周期信號，其中N = 8Χ2η，η
3為非負整數(shù)，T > 0，該方法包括以下步驟將各所述有符號N位數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成對應的絕 對值信號；對所述絕對值信號按位作或運算，得到或信號；為所述或信號的第i至j位生成 對應的鎖定指示信號，使得所述鎖定指示信號具有為“0”的初始值，且當所述或信號的第k 位為“1”時，在下個時鐘周期將與該位對應的鎖定指示信號置“1”并保持，其中i、j為整 數(shù)，且0彡i彡j-1，j彡N-2，k為整數(shù)，且i彡k彡j，時鐘周期為t，t > 0 ；以與所述或信 號的第i至j位對應的鎖定指示信號分別控制j-i+i個多路復用器，所述多路復用器分別 具有第一輸入端、第二輸入端以及輸出端，且與所述或信號的第m位對應的鎖定指示信號 控制的多路復用器的輸出端連接與所述或信號的第m+1位對應的鎖定指示信號控制的多 路復用器的第一輸入端，其中m為整數(shù)，且i < m < j_l，與所述或信號的第k位對應的鎖 定指示信號控制的多路復用器的第二輸入端具有預先設定的值為j_k的第二輸入端信號， 與所述或信號的第i位對應的鎖定指示信號控制的多路復用器的第一輸入端還具有預先 設定的第一輸入端信號j-i+Ι，當鎖定指示信號為“ 1”時，該鎖定指示信號控制的多路復用 器在下個時鐘周期輸出第二輸入端的信號，否則，輸出第一輸入端的信號；在第g個時鐘周 期，獲取與所述或信號的第j位對應的鎖定指示信號控制的多路復用器的輸出端的信號S, g = T/t，且g為整數(shù)；將各所述有符號N位數(shù)字信號向左移位并輸出，移位的位數(shù)為信號S 所表示的十進制數(shù)。所述步驟可在FPGA中實現(xiàn)。本發(fā)明可用于束流位置測量，在不使用具有增益調(diào)節(jié)功能的射頻前端模塊的情況 下，利用商業(yè)數(shù)字信號處理板對儲存環(huán)上的窄帶信號進行處理，使之能隨束流信號的強弱 自動進行數(shù)字域的增益放大，經(jīng)過一系列處理之后的信號在高位仍具有足夠的有效位，提 高束流位置分辨率，有效解決了通用的商業(yè)數(shù)字信號處理板因缺少專用的射頻前端帶來的 在束流位置測量上的應用局限性。另外，由于直接利用ADC采樣信號，而不是基于反饋原 理，因此能進行快速的自動增益控制。對于上海光源，儲存環(huán)信號的采樣率為169倍回旋頻 率，在信號處理的短時間內(nèi)束流的流強可以認為恒定，因此在部分填充模式下最長需要169 個時鐘周期可以得到穩(wěn)定的移位位數(shù)。最后，本發(fā)明基于FPGA的數(shù)字邏輯實現(xiàn)，并行、高速 且穩(wěn)定。


圖1為加速器中束流示意圖；圖2為數(shù)字加法示意圖；圖3為數(shù)字加法、乘法示意圖；圖4為對輸入信號移位后的數(shù)字加法、乘法示意圖；圖5為四通道采樣后信號示意圖；圖6為自動增益控制的實現(xiàn)示意圖；圖7為四通道數(shù)字信號與其絕對值信號截圖；圖8為四通道絕對值信號相或之后截圖；圖9為或信號與鎖定指示信號截圖；圖10為移位鏈上各環(huán)的輸出截圖；圖11為經(jīng)過移位后各通道輸出；
圖12為四通道數(shù)據(jù)移位后示意圖。
具體實施例方式下面根據(jù)附圖，給出本發(fā)明的較佳實施例，并予以詳細描述，使能更好地理解本發(fā) 明的功能、特點。為進行束流位置測量，通用商業(yè)數(shù)字信號處理板需要有分別對應于四個通道的四 片ADC芯片，分別采樣四個探頭檢測到的電極信號強度。為獲得加速器儲存環(huán)上逐圈、快獲取、滿獲取等不同速率的位置信號，需要對ADC 采樣后的數(shù)字信號進行進一步的處理，這是在FPGA中進行的。FPGA因其用戶可編程性、高速并行與低功耗等多種特性，廣泛應用于數(shù)字信號處 理的各種領域。在數(shù)字信號處理中不可避免的是因為位擴展而導致的位截斷問題。以加法 為例，設兩個有符號的四位數(shù)據(jù)X = 7，y = 7，則x+y = 14。在FPGA中的運算過程如圖2。 可見，經(jīng)過加法運算之后數(shù)據(jù)擴展了一位。如果是乘法運算，則數(shù)據(jù)位擴展一倍。而信號的 處理過程往往是一系列的乘加運算等的組合，如果每級運算的有效位都保留的話，最后運 算結(jié)果位數(shù)是相當可觀的。但在通訊等領域，主要關(guān)心的是信號頻域部分，對信號進行固定 位數(shù)的移位導致的幅度增減并不會影響其頻域特性。與通訊等領域類似，在加速器的束流位置信號處理中，為減少輸出結(jié)果位數(shù)，往往 會在每級運算后對結(jié)果進行低位截斷，保留高位作為下級運算的輸入。但若輸入信號強度比較低，AD采樣后的有效位比較少，經(jīng)過多級運算后保留的高 位數(shù)據(jù)可能已經(jīng)沒有有效信號，或很少。以圖3為例，四位的有符號數(shù)據(jù)χ = 3，y = 3，經(jīng) 過加運算后結(jié)果為6，再進行乘法運算6X6 = 36，則擴展為10位數(shù)據(jù)0000100100，高4位 已經(jīng)沒有有效位。若需要在高四位獲得有效數(shù)據(jù)，必須要對輸入信號進行移位增益調(diào)節(jié)，使 運算結(jié)果的高位有更多有效位。如圖4所示，經(jīng)過移位后，運算結(jié)果在高四位也有有效信號位。以16位ADC為例，四通道射頻信號經(jīng)過采樣后的數(shù)據(jù)假設如圖5所示。電子束在 軌道中以接近光速運行，以上海光源為例，一秒鐘大概運行70萬圈。在一秒鐘內(nèi)，可以認為 信號強度不變，因此ADC的信號有效位基本固定。同時因束流位置的偏移，各探頭感應到的 信號強度各不相同，經(jīng)過ADC采樣之后他們16位數(shù)據(jù)的信號有效位可能也有差異。本實施例具有四通道輸入，各通道有一片16位ADC芯片，另有一片高性能FPGA的 商業(yè)數(shù)字信號處理板采集加速器儲存環(huán)上信號作為輸入信號。在ModelSim下進行仿真，為 便于觀察，只有A、C兩路接了信號，B、D兩路懸空。如圖6所示，首先對ADC采樣之后的以二進制補碼表示的各通道有符號數(shù)字信號 取絕對值，得到對應的絕對值信號。該有符號數(shù)字信號是周期為T的周期信號，T >0。為 方便描述起見，假設數(shù)字信號為N位，從高位到低位依次為第N-I位，第N-2位，……，第0 位，N = 8X 2η，η 為非負整數(shù)。如圖 7 所示，rx_a_16b、rx_b_16b、rx_c_16b、rx_d_16b 分別 為ADC采樣之后的以二進制補碼表示的A、B、C、D四個通道的有符號16位整數(shù)，其對應的絕 對值信號分另1J 為 rx_a_16b_abs、rx_b_16b_abs、rx_c_16b_abs、rx_d_16b_abs。rx_a_16b_ abs>rx_b_ 16b_abs>rx_c_ 16b_abs>rx_d_ 16b_abs的高位都有一定的零,其中公共無效位就 是我們需要左移的位數(shù)。
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其次，對各絕對值信號按位作或運算，得到或信號，結(jié)果如圖8所示。從圖8可以 看到，或運算之后信號高4位一直沒有數(shù)據(jù)。直觀上我們可以判斷應該要對輸入信號左移 三位(第四位則作為符號位應保留)。再次，為或信號的第i至j位生成對應的鎖定指示信號，i、j為整數(shù)，且 0彡i彡j-l，j彡N-2。由于在本實施例中N= 16(即η = 1)，最高位第15位作為符號位， 在取絕對值時肯定是0，因此不必檢測。另外，在沒有接入信號的情況下，噪聲信號水平也能 達到幾十的水平，因此，低位也不必檢測。本實施例中的檢測范圍為第14到4位，即i = 4， j = 14。如圖 9 所示，inp_mod_check(14:4)是或信號的第 14 到 4 位，inp_lock(100)是其 對應的鎖定指示信號，rx_clk是時鐘信號，時鐘周期為t，t > 0。其中與inp_m0d_check(k) 對應的鎖定指示信號是inp_lock(j-k)，k是整數(shù)，且i彡k彡j。如圖9所示，所述鎖定指 示信號具有為“0”的初始值，且一旦inp_m0d_check(14:4)中的某位出現(xiàn)“1”，在下個時鐘 周期將與該位對應的鎖定指示信號置“1”并保持。由圖9可知，在第二個時鐘周期，或信號 inp_mod_check (11)、inp_mod_check (6)、inp_mod_check (5)、inp_mod_check (4)為 “ 1，，，因 此在第三個時鐘周期，inp_lock (3)、inp_lock (8)、inp_lock (9)、inp_lock (10)置“ 1 ” 并保 持。同樣地，在第四個時鐘周期，inp_lock(4:7)置“1”并保持。但inp_lOCk(2:0)始終沒 有置“1”。然后，利用鎖定指示信號確定移位位數(shù)。如圖6所示，以與或信號的第i至j位 對應的鎖定指示信號分別控制j-i+i個多路復用器，各多路復用器分別具有第一輸入端、 第二輸入端以及輸出端，且與或信號的第m位對應的鎖定指示信號inp_loCk(j-m)控制 的多路復用器inp_m0V_r(m-i)的輸出端連接與或信號的第m+1位對應的鎖定指示信號 inp_lock(j-m-l)控制的多路復用器inp_m0V_r (m_i+l)的第一輸入端，其中m是整數(shù)，且 i彡m彡j-Ι，與或信號的第k位對應的鎖定指示信號inp_loCk(j-k)控制的多路復用器 inp_mov_r(k-i)的第二輸入端具有預先設定的值為j_k的第二輸入端信號，與或信號的第 i位對應的鎖定指示信號inp_loCk(j-i)控制的多路復用器inp_mOV_r(0)的第一輸入端 還具有預先設定的第一輸入端信號j-i+Ι，當鎖定指示信號為“ 1”時，該鎖定指示信號控制 的多路復用器在下個時鐘周期輸出第二輸入端的信號，否則，輸出第一輸入端的信號。在第 g個時鐘周期，獲取與或信號的第j位對應的鎖定指示信號inp_loCk(0)控制的多路復用 器inp_m0V_r(j-i)的輸出端的信號S，該信號S所表示的十進制數(shù)就是移位位數(shù)，g = T/ t，且g為整數(shù)。由于inp_loCk(0) =0，因此其控制的多路復用器inp_moV_r(10)的輸出為 其第一輸入端的信號，即inp_m0V_r(9)的輸出信號。按此分析，由于inp_loCk(1)與inp_ lock (2)都等于0，則inp_moV_r(10)的輸出最終由inp_moV_r (7)的輸出決定。由于在第三 個時鐘周期inp_loCk(3) = 1，因此在第四個時鐘周期inp_m0V_r(7)輸出第二輸入端的信 號，S卩“0011”。在傳遞三個時鐘周期后，也即在第7個時鐘周期，inp_mOV_r(10)的輸出信 號 S 為“0011”。inp_lock(3) = 1 說明 inp_mod_check(14-3) = 1，即 inp_mod_check(ll) =1，也就是說原信號在第11位開始有信號。從圖10中可看到整個輸出移位鏈的級聯(lián)過 程。最終輸出inp_mov_r(10) = “0011”(即應左移3位)并保持，結(jié)果與我們直觀判斷的 移位位數(shù)一致。根據(jù)移位位數(shù)對取絕對值之前的數(shù)字信號向左移位并輸出。從圖11可見，移位后 的低三位都為0，移位目的實現(xiàn)。圖12為四通道數(shù)據(jù)移位后示意圖。
對于束流位置運算來說，因為是對四通道信號進行差比和，四通道進行統(tǒng)一的移 位運算造成的數(shù)值增大2s (s為左移的位數(shù))對結(jié)果沒有影響。顯然，在上述教導下，可能對本發(fā)明進行多種修正和變型。例如，ADC采樣后的數(shù) 字信號可以是8位、32位、64位等，用來生成鎖定指示信號的或信號的指定位也可以根據(jù)應 用而調(diào)整。在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)，本發(fā)明可以以不同于具體描述的方式實施。
權(quán)利要求
一種數(shù)字信號的自動增益控制方法，所述數(shù)字信號是以二進制補碼表示的多通道有符號N位數(shù)字信號，且該有符號N位數(shù)字信號是周期為T的周期信號，其中N＝8×2n，n為非負整數(shù)，T＞0，該方法包括以下步驟將各所述有符號N位數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成對應的絕對值信號；對所述絕對值信號按位作或運算，得到或信號；為所述或信號的第i至j位生成對應的鎖定指示信號，使得所述鎖定指示信號具有為“0”的初始值，且當所述或信號的第k位為“1”時，在下個時鐘周期將與該位對應的鎖定指示信號置“1”并保持，其中i、j為整數(shù)，且0≤i≤j 1，j≤N 2，k為整數(shù)，且i≤k≤j，時鐘周期為t，t＞0；以與所述或信號的第i至j位對應的鎖定指示信號分別控制j i+1個多路復用器，所述多路復用器分別具有第一輸入端、第二輸入端以及輸出端，且與所述或信號的第m位對應的鎖定指示信號控制的多路復用器的輸出端連接與所述或信號的第m+1位對應的鎖定指示信號控制的多路復用器的第一輸入端，其中m為整數(shù)，且i≤m≤j 1，與所述或信號的第k位對應的鎖定指示信號控制的多路復用器的第二輸入端具有預先設定的值為j k的第二輸入端信號，與所述或信號的第i位對應的鎖定指示信號控制的多路復用器的第一輸入端還具有預先設定的第一輸入端信號j i+1，當鎖定指示信號為“1”時，該鎖定指示信號控制的多路復用器在下個時鐘周期輸出第二輸入端的信號，否則，輸出第一輸入端的信號；在第g個時鐘周期，獲取與所述或信號的第j位對應的鎖定指示信號控制的多路復用器的輸出端的信號S，g＝T/t，且g為整數(shù)；將各所述有符號N位數(shù)字信號向左移位并輸出，移位的位數(shù)為信號S所表示的十進制數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的多通道數(shù)字信號自動增益控制方法，其特征在于，η= 1。
3.如權(quán)利要求2所述的多通道數(shù)字信號自動增益控制方法，其特征在于，i= 4，j =14。
4.如權(quán)利要求1至3中任一項所述的多通道數(shù)字信號自動增益控制方法，其特征在于， 所述步驟是在FPGA中實現(xiàn)的。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種以二進制補碼表示的多通道有符號N位數(shù)字信號的自動增益控制方法，包括以下步驟將各所述有符號N位數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成對應的絕對值信號；對所述絕對值信號按位作或運算，得到或信號；為所述或信號的指定位生成對應的鎖定指示信號；以所述鎖定指示信號控制多個級聯(lián)的多路復用器；獲取最后的多路復用器的輸出端的信號S；根據(jù)信號S將各所述有符號N位數(shù)字信號向左移位并輸出。本發(fā)明的方法可用于束流位置測量，具有束流位置分辨率高、自動增益控制快等優(yōu)點。
文檔編號H03G3/20GK101964635SQ20101052185
公開日2011年2月2日 申請日期2010年10月27日 優(yōu)先權(quán)日2010年10月27日
發(fā)明者冷用斌, 張寧, 賴龍偉, 韓扣兄 申請人:中國科學院上海應用物理研究所