專利名稱：由電流源相對大小決定頻率的振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于振蕩器電路，特別是關(guān)于具有磁滯電路的振蕩器電路，且更具體而言是關(guān)于包含多重電流源以簡化此振蕩器頻率的預(yù)測。
背景技術(shù)：
具有由電流源所供應(yīng)電源的一系列反向器的電流控制的環(huán)形振蕩器，其具有十分難以預(yù)測的頻率，及緩慢的轉(zhuǎn)換。其十分難以預(yù)測的輸出頻率及緩慢的轉(zhuǎn)換的發(fā)生是因為雖然包含了電流源，但是此電流控制的環(huán)形振蕩器在一輸出節(jié)點的充電及放電電流無法簡單地由此電流源的尺寸大小來決定。而是，此電流控制的環(huán)形振蕩器在一輸出節(jié)點的頻率是為根據(jù)許多條件的復(fù)雜方程式，例如鄰近反相器的MOS和NMOS晶體管的尺寸大小、遷移率及輸入電壓來決定。

發(fā)明內(nèi)容
此處所描述的一種裝置，包含一振蕩電路產(chǎn)生一振蕩信號。振蕩電路包含一電路回路及多個電流源。此電路回路包含一具有該振蕩信號的輸出。此多個電流源獨立地開啟該振蕩信號的一相位，該多個電流源控制該電路回路的節(jié)點的充電電流與放電電流的大小，該節(jié)點包含該輸出。多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的一頻率。在某些實施例中，該電路回路包含多個串聯(lián)的磁滯電路。在某些實施例中，該節(jié)點與相鄰的磁滯電路連接。在一實施例中，該節(jié)點的該充電電流是由介于一下級磁滯電路的一第一電流源與一前級磁滯電路的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。在另一實施例中，該節(jié)點的該放電電流是由介于一前級磁滯電路的一第一電流源與一下級磁滯電路的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。在某些實施例中，該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器。在某些實施例中， 該節(jié)點與該多個串聯(lián)的交互耦接反向器中的相鄰交互耦接反向器連接。在一實施例中，該節(jié)點的該充電電流是由介于一下級交互耦接反向器的一第一電流源與一前級交互耦接反向器的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。在另一實施例中，該節(jié)點的該放電電流是由介于一前級交互耦接反向器的一第一電流源與一下級交互耦接反向器的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。在某些實施例中，該交互耦接反向器包括一第一反向器及一第二反向器，如此該第一反向器具有一輸出與該第二反向器的一輸入連接，而該第二反向器具有一輸出與該第一反向器的一輸入連接，該第一反向器的該輸入是響應(yīng)自一前級交互耦接反向器的一前級信號，且該第一反向器的該輸出傳送一下級信號至一下級交互耦接反向器。在一實施例中，該多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的該頻率，如此該不同電流源的該相對大小包括該第一反向器的一第一電流源與該第二反向器的一第二電流源之間的一電流比例，該第一電流源與該第二電流源自一高參考電壓漏入電流。在另一實施例中，該多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的該頻率，如此該不同電流源的該相對大小包括該第一反向器的一第一電流源與該第二反向器的一第二電流源之間的一電流比例，該第一電流源與該第二電流源導(dǎo)入電流至一低參考電壓。在許多不同的實施例中，該振蕩信號是三角波。而在其它許多不同的實施例中，該振蕩信號是正弦波。本發(fā)明的另一目的為提供一種方法，包含下列步驟自一電路回路的一輸出產(chǎn)生一振蕩信號，該振蕩信號的一頻率是由多個電流源中的不同電流源的相對大小決定，該多個電流源獨立地開啟該振蕩信號的一相位，該多個電流源控制該電路回路的節(jié)點的充電電流與放電電流的大小。


本發(fā)明是由權(quán)利要求范圍所界定。這些和其它目的，特征，和實施例，會在下列實施方式的章節(jié)中搭配圖式被描述，其中圖1顯示一包含一拉升部份及一拉降部分的遲滯電路的簡化示意圖。圖2為一遲滯電路的輸出電壓的時間圖，顯示當(dāng)前的輸出不只由當(dāng)前的輸入所決定，也會根據(jù)過去的輸出。圖3為一磁滯電路的輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系圖，也顯示當(dāng)前的輸出不只由當(dāng)前的輸入所決定，也會根據(jù)過去的輸出。圖4為不是磁滯電路的反向電路的電路示意圖。圖5為圖4中反向電路的輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系圖，也顯示當(dāng)前的輸出僅是由當(dāng)前的輸入所決定，并不會根據(jù)過去的輸出。圖6為一磁滯電路的電路示意圖，其包括利用交互耦接的反向器其后接有反向電路。圖7為圖6中磁滯電路的輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系圖，也顯示當(dāng)前的輸出不僅是由當(dāng)前的輸入所決定，且會根據(jù)過去的輸出。圖8到圖10顯示反向電路的輸入電壓與輸出電壓的例示關(guān)系圖，顯示如同所預(yù)期的一般其轉(zhuǎn)換特性是根據(jù)PMOS與NMOS晶體管元件強(qiáng)度比例而變動。圖11顯示反向電路的輸入電壓與輸出電壓的例示關(guān)系圖，顯示沿著轉(zhuǎn)換區(qū)域的一范例點。圖12顯示反向電路的電路圖，其是在圖11中的轉(zhuǎn)換區(qū)域的一范例點操作。圖13顯示反向電路的電路圖，其具有增加的電流源以嘗試簡化在輸出節(jié)點的充電電流及放電電流的預(yù)測。圖14顯示圖13中具有增加的電流源的反向電路的輸出電壓的時間關(guān)系圖，顯示預(yù)期的快速放電速度與實際的緩慢放電速度兩者之間的差異。圖15顯示振蕩電路的電路圖，其具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路。圖16顯示振蕩電路的電路圖，其具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路，及增加的電流源以簡化在輸出節(jié)點的充電電流及放電電流的預(yù)測。圖17顯示振蕩電路的一部分電路圖，其如同圖16中所示具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路及增加的電流源，具有如圖中所示的電流路徑，包括兩個用來預(yù)測此充電電流的主要電流源。圖18顯示振蕩電路的一部分電路圖，其如同圖16中所示具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路及增加的電流源，具有如圖中所示的電流路徑，包括兩個用來預(yù)測此放電電流的主要電流源。圖19到圖25為此振蕩電路不同節(jié)點的時間圖，其如同圖16中所示具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路及增加的電流源。圖沈為此振蕩電路的一部份電路圖，其如同圖16中所示具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路及增加的電流源，是作為圖19到圖25中節(jié)點的一重要指標(biāo)。圖27為一電壓控制振蕩器的一電路圖，包括具有一系列磁滯電路的振蕩電路。
具體實施例方式圖1顯示一包含一拉升部份及一拉降部分的遲滯電路的簡化示意圖。電路A執(zhí)行拉升而電路B執(zhí)行拉降。電路A的一個范例是一電流源，其是自一高壓參考電壓提供電流來源，電路B的一個范例是一電流源，其是漏入電流至一低壓參考電壓。圖2為一遲滯電路的輸出電壓的時間圖，顯示當(dāng)前的輸出不只由當(dāng)前的輸入所決定，也會根據(jù)過去的輸出。此轉(zhuǎn)換在一開始是緩慢的，但隨后在結(jié)束時是快速的。圖3為一磁滯電路的輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系圖，也顯示當(dāng)前的輸出不只由當(dāng)前的輸入所決定，也會根據(jù)過去的輸出。明顯地看出上升及下降時間區(qū)域重疊部分的曲線是根據(jù)此輸入電壓來調(diào)整。磁滯現(xiàn)象是由此信號是在一方向較另一方向上變得難以轉(zhuǎn)換或更慢而產(chǎn)生。圖4為不是磁滯電路的反向電路的電路示意圖。圖5為圖4中反向電路的輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系圖，也顯示當(dāng)前的輸出僅是由當(dāng)前的輸入所決定，并不會根據(jù)過去的輸出。自A點到E點的轉(zhuǎn)換如同以下發(fā)生在A 點Vi = 0. l、Vo = 1在B點Vi = 0. 3、Vo = 1在C 點:Vi = 0. 5、Vo = 0. 5在D 點:Vi = 0. 7、Vo = 0在E 點Vi = 0. 9、Vo = 0自E點到A點的反向轉(zhuǎn)換與上述完全相同，但是以相反的順序發(fā)生。圖6為一磁滯電路的電路示意圖，其包括利用交互耦接的反向器，其前端接有反向電路。為了簡化起見，在某些實施例中為一系列的磁滯電路，此磁滯電路稱為交互耦接的反向器，但是其前端沒有反向電路，所以不會產(chǎn)生磁滯。圖7為圖6中磁滯電路的輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系圖，也顯示當(dāng)前的輸出不僅是由當(dāng)前的輸入所決定，且會根據(jù)過去的輸出。自A點到E點的轉(zhuǎn)換如同以下發(fā)生在A 點Vi = 0. l、Vo = 1在B點Vi = 0. 3、Vo = 1在C 點:Vi = 0. 5、Vo = 0. 9在D 點:Vi = 0. 7、Vo = 0. 7在E點Vi = 0. 9、Vo = 0然而，自E點到A點的反向轉(zhuǎn)換發(fā)生如下在E 點:Vi = 0. 9、Vo = 0在D 點:Vi = 0. 7、Vo = 0在C 點Vi = 0. 5、Vo = 0. 1在B 點:Vi = 0. 3、Vo = 0. 3在A 點Vi = 0. 1、Vo = 1因為自A點到E點的轉(zhuǎn)換是與其方向相關(guān)，所以為磁滯的。圖7中的磁滯曲線可以由圖6中的文字描述解釋。在開始時，舉例Vi = 0、Vx = l、Vo = 0Vi = 0. 1Pl保持”開啟” ；P2和P3也是如此Nl保持”關(guān)閉” ；N2和N3也是如此，如同沒有
任何事發(fā)生一般Vi = 0. UVx = UVo = 0Vi = 0. 3P1、P2和P3仍保持”開啟”Nl開始”開啟”代表可能有一微小的電流通過。為了簡化起見，假設(shè)此電流極小， 所以也不會改變?nèi)魏问耉i = 0. 3, Vx = UVo = 0Vi = 0. 5Pl開始關(guān)閉但尚未完成，所以自電源流經(jīng)Pl至Vx的電流減少假設(shè)僅有單一反向器PI和m存在，則電流IPI與mi相同。但是此處P2仍是” 開啟”且N2保持”關(guān)閉”。因此有兩個電流IPl與IP2對Vx進(jìn)行充電；而僅有一個電流mi 對Vx進(jìn)行放電此時Vi = O. 5、Vx = 0. 9、Vo = 0。某些事在Vi與Vx發(fā)生，但是沒有任何事在Vo 發(fā)生沒有任何事影響Vo代表Vx = 0. 9，所以Vo沒有改變?nèi)魏问耉i = 07此Vi = 0. 7的電壓將Pl關(guān)閉
此時有一個電流IP2對Vx進(jìn)行充電，及一個電流mi對Vx進(jìn)行放電。因為Vi = 0. 7所以IP2大于INl。Vo會接地。此時大約是Vi = 0. 7、Vx = 0. 7、Vo = O。Vi = 0. 9此時附真正”開啟”會使得Vx降低。Vx會先=0.3。會進(jìn)行某些改變。Vx = 0. 3會使P3 ”開啟”其會將Vo充電至約0. 5。Vo = 0. 5會使IP2變小，貝丨J Vx會小于0. 3。此時此回授回路開始工作，此回授回路持續(xù)將Vo增加至接近1，且減少Vx至O。最后，假設(shè)Vi = 0. 9、Vx = 0、Vo = 1。圖8到圖10顯示反向電路的輸入電壓與輸出電壓的例示關(guān)系圖，顯示如同所預(yù)期的一般其轉(zhuǎn)換特性是根據(jù)PMOS與NMOS晶體管元件強(qiáng)度比例而變動。PMOS與匪OS的比例控制轉(zhuǎn)變點。在圖8中，PMOS與NMOS的比例=1 1 (相等)在圖9中，PMOS與匪OS的比例=1:2 (匪OS較強(qiáng))在圖10中，PMOS與匪OS的比例=2:1 (PM0S較強(qiáng))此轉(zhuǎn)變點可以通過調(diào)整N阱與P阱而控制。圖11顯示反向電路的輸入電壓與輸出電壓的例示關(guān)系圖，顯示沿著轉(zhuǎn)換區(qū)域的一范例點。圖12顯示反向電路的電路圖，其是在圖11中的轉(zhuǎn)換區(qū)域的一范例點操作。此處有三個電流13 = 11-12。假如實際上很簡易計算的話，此三個電流是很容易預(yù)測的。圖13顯示反向電路的電路圖，其具有增加的電流源以嘗試簡化在輸出節(jié)點的充電電流及放電電流的預(yù)測。此增加的電流源嘗試通過設(shè)置充電電流的轉(zhuǎn)換電流至Il及放電電流的轉(zhuǎn)換電流至12來控制反向器的上升及下降時間。圖14顯示圖13中具有增加的電流源的反向電路的輸出電壓的時間關(guān)系圖，顯示預(yù)期的快速放電速度與實際的緩慢放電速度兩者之間的差異。不幸的是，此轉(zhuǎn)換并未跟隨著假如是增加的電流源是轉(zhuǎn)換電流的主要部分的虛線進(jìn)行。雖然具有增加的電流源，實際轉(zhuǎn)換電流仍是根據(jù)緩慢放電速度的實線進(jìn)行。此轉(zhuǎn)換較預(yù)期更慢。其原因是雖然Il及12決定充電及放電Vo時PMOS與NMOS的轉(zhuǎn)換速度，通過電容的13電流仍是太小。對于可預(yù)測性的目的而言，雖然方程式是13 = 11-12，因為電流13是與尺寸、Vi 和遷移率等相關(guān)，所以13的實際值仍是太復(fù)雜而難以預(yù)測。因此，存在以下兩個問題緩慢的轉(zhuǎn)變速度與缺乏可預(yù)測性。具有增加電流源的不同實施例皆會解決此二問題。圖15顯示振蕩電路的電路圖，其具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路。此電路展示充電及放電相位時的電流。假設(shè)Vl = UVo = 0、V2 = 1。(V2 = 1會使Vi如同反向器一般至低電平且會產(chǎn)生振蕩結(jié)果)。
9
當(dāng)Vo在充電相位時，理想狀況是，充電電流Ic = IP1-IN0。但實際不是如此。當(dāng)Vo在放電相位時，理想狀況是，放電電流Ic = INl-IPO0但實際也不是如此。圖16顯示振蕩電路的電路圖，其具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路，及增加的電流源以簡化在輸出節(jié)點的充電電流及放電電流的預(yù)測。此電流源簡化的充電電流及放電電流的預(yù)測是根據(jù)圖17和圖18。此技術(shù)增加了環(huán)形振蕩器的頻率的高控制性而不需要相位檢測。一個典型操作為中高頻率(IOOMHz IGHz)操作。I*T = C*V，其中I是電流，T是周期，C是電容值而V是峰值電壓。此方程式具有 4個變量。當(dāng)一規(guī)范的V和C遠(yuǎn)大于寄生電容時，則正確地I值決定此4個變量中的第3個變量，因此使得可以預(yù)測剩余的第4個變量周期T(或頻率)。因此，此技術(shù)正確地控制電流。因為V和C也是被控制的，此電流也控制了頻率。以下為決定達(dá)成一個250MHz G納秒)振蕩信號的電流的范例。I*T = C*VV = 2. 5V且被規(guī)范。也可以是其它的電壓。C = 250fF，遠(yuǎn)大于寄生電容值目標(biāo)是T = 2納秒，其代表半周期，對應(yīng)至充電的半周期或是放電的半周期。根據(jù)此方程式，此被控制的電流I應(yīng)等于312. 5微安培或是約300微安培。所以因為寄生電容的存在，Ic的峰值電流應(yīng)為600微安培或更高。此電流是來自一參考電流系統(tǒng)。Ic = IPl-INO = 600 μ Α,或是 Ic = INl-IPO = 600 μ A在下列方程式中，Il代表IPl或INl的簡稱；IO代表IPO或INO的簡稱Il-IO = 600 μ AIl = 600μ A、IO = 0μ A，Il IO =無窮大；代表不實際Il = 700 μ Α.Ι0 = 100 μ A, Il IO = 7 1 ；太大的比例無法產(chǎn)生電流匹配，但
是省下某些能量Il = 800 μ A, IO = 200 μ A, Il IO = 4 1;
Il = 1. 2mA, IO = 600 μ A, Il IO = 2 1流消耗變大在之前的范例計算中，對應(yīng)于IPl與INO的電流源比例為4 1，而對應(yīng)于1附與 IPO的電流源比例為4 1。類似地，對應(yīng)于IPl與INO的電流源之間的差值為600μΑ，而對應(yīng)于mi與IPO的電流源之間的差值亦為600 μ A。在其它的實施例中，也可以是其它的電流源比例。IPO、IPU INO和1附的值可以由調(diào)整的偏壓或是相位檢測器來控制。理想的負(fù)載電容值CL會隨著是否使用相位檢測器而變動。當(dāng)具有相位檢測器時， 負(fù)載電容值CL可以是零以節(jié)省功耗，且增加振蕩頻率進(jìn)入至GHz范圍。當(dāng)不具有相位檢測器時，負(fù)載電容值CL可以是越大越好以在增加功耗的代價下避免因工藝所造成的變動。圖17顯示振蕩電路的一部分電路圖，其如同圖16中所示具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路及增加的電流源，具有如圖中所示的電流路徑，包括兩個用來預(yù)測此充電電流的主要電流源。
于此充電相位時，平均充電電流IC = K*(IPl-INO)K是一常數(shù)。在三角波形電流時K= 1/2。在較高頻率范圍時，K的平均值
V(1/2) 0.707，因為在如此快的速度下，此波形更像是一個正弦波。圖18顯示振蕩電路的一部分電路圖，其如同圖16中所示具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路及增加的電流源，具有如圖中所示的電流路徑，包括兩個用來預(yù)測此放電電流的主要電流源。于此放電相位時，平均放電電流IC = K*(INl-IPO)K也是一常數(shù)。在三角波形電流時K = 1/2。在較高頻率范圍時，K的平均值
V(1/2) 0.707，因為在如此快的速度下，此波形更像是一個正弦波。在一較低頻率范圍時，此時輸出波形是一三角波。T = 2* {Cl/
(x-y)代表電流源的相對大小，例如(800-200) μ A。(Vd-Vs)代表高參考電壓與低參考電壓之間的差值。此電流源自高參考電壓Vd發(fā)出且漏入電流至低參考電壓Vs。頻率f = 1/Τ (單位為赫茲)。圖19到圖25為此振蕩電路不同節(jié)點的時間圖，其如同圖16中所示具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路及增加的電流源。圖19到圖25分割一個完整的時鐘周期為4個小的時間周期，標(biāo)示為T1、T2、T3和Τ4。在Tl與Τ2兩個時點，輸出節(jié)點OUT具有一放電電流IN1-IP0，且IPl和INO幾乎是關(guān)閉的。因為IPl和INO幾乎是關(guān)閉的，在預(yù)測此振蕩頻率時實際上可以忽略其貢獻(xiàn)。在T3與T4兩個時點，輸出節(jié)點OUT具有一充電電流IP1-IN0，且1附和IPO幾乎是關(guān)閉的。因為IPO和mi幾乎是關(guān)閉的，在預(yù)測此振蕩頻率時實際上可以忽略其貢獻(xiàn)。圖19顯示IN1，為流經(jīng)一反向器NMOS的電流。此NMOS連接至此輸出節(jié)點，且反向器屬于附近交互耦接反向器的下一級交互耦接反向器。圖20顯示ΙΡ0，為流經(jīng)一反向器PMOS的電流。此PMOS連接至此輸出節(jié)點，且反向器屬于附近交互耦接反向器的前一級交互耦接反向器。圖21顯示IP1，為流經(jīng)一反向器PMOS的電流。此PMOS連接至此輸出節(jié)點，且反向器屬于附近交互耦接反向器的下一級交互耦接反向器。圖22顯示ΙΝ0，為流經(jīng)一反向器NMOS的電流。此NMOS連接至此輸出節(jié)點，且反向器屬于附近交互耦接反向器的前一級交互耦接反向器。圖23顯示IC，為流經(jīng)此輸出節(jié)點電容的電流。此IC電流的大小決定此輸出節(jié)點充電或放電速度。圖M顯示OUT，為此輸出節(jié)點的輸出電壓。因此，輸出電壓OUT的上升部分與正 IC電流對應(yīng)，而輸出電壓OUT的下降部分與負(fù)IC電流對應(yīng)。圖25顯示CLK，為此輸出節(jié)點緩沖器之后的時鐘電壓。此緩沖器幫助振蕩器輸出更近似數(shù)字。緩沖器的數(shù)目是根據(jù)需要驅(qū)動的區(qū)塊數(shù)目。緩沖器使得此轉(zhuǎn)變更快得到一近似方波的波形。反向器不僅將信號分離，而且也提供驅(qū)動能力。圖沈為此振蕩電路的一部份電路圖，其如同圖16中所示具有包括交互耦接的反向器的一系列的磁滯電路及增加的電流源，是作為圖19到圖25中節(jié)點的一重要指標(biāo)。圖27為一電壓控制振蕩器的一電路圖，包括具有一系列磁滯電路的振蕩電路。一個改良的電壓控制振蕩器，其包含此處所描述的改良振蕩器技術(shù)。此電壓控制振蕩器包括一相位檢測器及一電荷升壓器電路。此電荷升壓器電路包括兩個電流源Ip和 In、電阻R及電容C。其它的實施例包括電流控制振蕩器(CCO)及電阻控制振蕩器(RCO)。雖然本發(fā)明已參照實施例來加以描述，然本發(fā)明創(chuàng)作并未受限于其詳細(xì)描述內(nèi)容。替換方式及修改樣式已于先前描述中所建議，且其它替換方式及修改樣式將為熟習(xí)此項技藝的人士所思及。特別是，所有具有實質(zhì)上相同于本發(fā)明的構(gòu)件結(jié)合而達(dá)成與本發(fā)明實質(zhì)上相同結(jié)果者，皆不脫離本發(fā)明的精神范疇。因此，所有此等替換方式及修改樣式是意欲落在本發(fā)明于隨附權(quán)利要求范圍及其均等物所界定的范疇之中。
權(quán)利要求
1.一種裝置，包含一振蕩電路產(chǎn)生一振蕩信號，包含一電路回路，包含一具有該振蕩信號的輸出；多個電流源獨立地開啟該振蕩信號的一相位，該多個電流源控制該電路回路的節(jié)點的充電電流與放電電流的大小，該節(jié)點包含該輸出，其中多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的一頻率。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的磁滯電路。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的磁滯電路，且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的磁滯電路中的相鄰磁滯電路連接，且該節(jié)點的該充電電流是由介于一下級磁滯電路的一第一電流源與一前級磁滯電路的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的磁滯電路，且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的磁滯電路中的相鄰磁滯電路連接，且該節(jié)點的該放電電流是由介于一前級磁滯電路的一第一電流源與一下級磁滯電路的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器，且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的交互耦接反向器中的相鄰交互耦接反向器連接，且該節(jié)點的該充電電流是由介于一下級交互耦接反向器的一第一電流源與一前級交互耦接反向器的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器，且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的交互耦接反向器中的相鄰交互耦接反向器連接，且該節(jié)點的該放電電流是由介于一前級交互耦接反向器的一第一電流源與一下級交互耦接反向器的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器，且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的交互耦接反向器中的相鄰交互耦接反向器連接，及該交互耦接反向器包括一第一反向器及一第二反向器，如此該第一反向器具有一輸出與該第二反向器的一輸入連接，而該第二反向器具有一輸出與該第一反向器的一輸入連接，該第一反向器的該輸入是響應(yīng)自一前級交互耦接反向器的一前級信號，且該第一反向器的該輸出傳送一下級信號至一下級交互耦接反向器，其中該多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的該頻率，如此該不同電流源的該相對大小包括該第一反向器的一第一電流源與該第二反向器的一第二電流源之間的一電流比例，該第一電流源與該第二電流源自一高參考電壓漏入電流。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器，且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的交互耦接反向器中的相鄰交互耦接反向器連接，及該交互耦接反向器包括一第一反向器及一第二反向器，如此該第一反向器具有一輸出與該第二反向器的一輸入連接，而該第二反向器具有一輸出與該第一反向器的一輸入連接，該第一反向器的該輸入是響應(yīng)自一前級交互耦接反向器的一前級信號，且該第一反向器的該輸出傳送一下級信號至一下級交互耦接反向器，其中該多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的該頻率，如此該不同電流源的該相對大小包括該第一反向器的一第一電流源與該第二反向器的一第二電流源之間的一電流比例，該第一電流源與該第二電流源導(dǎo)入電流至一低參考電壓。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該振蕩信號是三角波。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中該振蕩信號是正弦波。
12.—種方法，包含自一電路回路的一輸出產(chǎn)生一振蕩信號，該振蕩信號的一頻率是由多個電流源中的不同電流源的相對大小決定，該多個電流源獨立地開啟該振蕩信號的一相位，該多個電流源控制該電路回路的節(jié)點的充電電流與放電電流的大小。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的磁滯電路。
14.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器。
15.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的磁滯電路，且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的磁滯電路中的相鄰磁滯電路連接，且該節(jié)點的該充電電流是由介于一下級磁滯電路的一第一電流源與一前級磁滯電路的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。
16.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的磁滯電路，且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的磁滯電路中的相鄰磁滯電路連接，且該節(jié)點的該放電電流是由介于一前級磁滯電路的一第一電流源與一下級磁滯電路的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。
17.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器， 且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的交互耦接反向器中的相鄰交互耦接反向器連接，且該節(jié)點的該充電電流是由介于一下級交互耦接反向器的一第一電流源與一前級交互耦接反向器的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。
18.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器， 且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的交互耦接反向器中的相鄰交互耦接反向器連接，且該節(jié)點的該放電電流是由介于一前級交互耦接反向器的一第一電流源與一下級交互耦接反向器的一第二電流源之間的一電流差所決定，該第一電流源自一高參考電壓漏入一第一電流而該第二電流源導(dǎo)入一第二電流至一低參考電壓。
19.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器， 且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的交互耦接反向器中的相鄰交互耦接反向器連接，及該交互耦接反向器包括一第一反向器及一第二反向器，如此該第一反向器具有一輸出與該第二反向器的一輸入連接，而該第二反向器具有一輸出與該第一反向器的一輸入連接，該第一反向器的該輸入是響應(yīng)自一前級交互耦接反向器的一前級信號，且該第一反向器的該輸出傳送一下級信號至一下級交互耦接反向器，其中該多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的該頻率，如此該不同電流源的該相對大小包括該第一反向器的一第一電流源與該第二反向器的一第二電流源之間的一電流比例，該第一電流源與該第二電流源自一高參考電壓漏入電流。
20.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該電路回路包含多個串聯(lián)的交互耦接反向器， 且該節(jié)點與該多個串聯(lián)的交互耦接反向器中的相鄰交互耦接反向器連接，及該交互耦接反向器包括一第一反向器及一第二反向器，如此該第一反向器具有一輸出與該第二反向器的一輸入連接，而該第二反向器具有一輸出與該第一反向器的一輸入連接，該第一反向器的該輸入是響應(yīng)自一前級交互耦接反向器的一前級信號，且該第一反向器的該輸出傳送一下級信號至一下級交互耦接反向器，其中該多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的該頻率，如此該不同電流源的該相對大小包括該第一反向器的一第一電流源與該第二反向器的一第二電流源之間的一電流比例，該第一電流源與該第二電流源導(dǎo)入電流至一低參考電壓。
21.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該振蕩信號是三角波。
22.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中該振蕩信號是正弦波。
23.一種裝置，包含一振蕩電路產(chǎn)生一振蕩信號，包含一電路回路功能手段，包含一具有該振蕩信號的輸出；多個電流源獨立地開啟該振蕩信號的一相位，該多個電流源控制該電路回路功能手段的節(jié)點的充電電流與放電電流的大小，該節(jié)點包含該輸出，其中多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的一頻率。
全文摘要
本發(fā)明公開了由電流源相對大小決定頻率的振蕩器，此處所描述的一振蕩電路包含一電路回路及多個電流源。此電路回路包含一具有該振蕩信號的輸出。此多個電流源獨立地開啟該振蕩信號的一相位，該多個電流源控制該電路回路的節(jié)點的充電電流與放電電流的大小，該節(jié)點包含該輸出。多個電流源中的不同電流源的相對大小決定該振蕩信號的一頻率。
文檔編號H03K3/027GK102237859SQ201010282290
公開日2011年11月9日 申請日期2010年9月9日 優(yōu)先權(quán)日2010年5月7日
發(fā)明者王典彥 申請人:旺宏電子股份有限公司