專利名稱：積分器電路及具備該積分器電路的δσ調(diào)制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種在Δ Σ調(diào)制器的環(huán)路濾波器(loop filter)等中使用的積分器電路。
背景技術(shù)：
連續(xù)時(shí)間型的Δ Σ調(diào)制器具有環(huán)路濾波器。此環(huán)路濾波器大多由利用運(yùn)算放大器等的有源型的濾波器構(gòu)成。圖6(A)是環(huán)路濾波器內(nèi)的積分器電路的一個(gè)實(shí)例。在此，實(shí)際電路的運(yùn)算放大器的增益頻帶寬是有限的，積分器電路的特性也受它的影響。為此，在圖7中如實(shí)線所示，在增益特性和相位特性方面，在頻率的高頻側(cè)會(huì)產(chǎn)生
第二極。作為修正其的方法，如非專利文獻(xiàn)1所公開的，已知一種圖6(B)所示的在積分電容上串聯(lián)地插入電阻的方法。由此，如圖7中虛線所示，能產(chǎn)生零點(diǎn)，能抵消第二極。S卩，實(shí)現(xiàn)頻帶補(bǔ)償。非專利文獻(xiàn)l:F.Chen 其他、"Compensation of Finite GBff Induced Performance Loss on a Fifth-order Continuous-time Sigma-Delta Modulator，，、 IEEE Canadian Conference on Electrical and Computer Engineering(CCECE 2006)

發(fā)明內(nèi)容
但是，在連續(xù)時(shí)間型Δ Σ調(diào)制器中作為反饋數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)來使用電流型DA轉(zhuǎn)換器的時(shí)候，由于電流型DAC轉(zhuǎn)換器不是理想的電流源而具有有限的輸出電阻， 所以如果利用在積分電容上串聯(lián)地插入的電阻使電流型DA轉(zhuǎn)換器的電流值變化，則過渡響應(yīng)會(huì)紊亂。為此，如圖8中實(shí)線所示，在電流變化中產(chǎn)生減幅振蕩(ringing)。對(duì)于連續(xù)時(shí)間型△ Σ調(diào)制器而言，電流波形的紊亂導(dǎo)致運(yùn)算誤差，成為信噪比(SNR)的劣化的原因。 即，在圖6(B)所示的現(xiàn)有的頻帶補(bǔ)償積分器電路中，產(chǎn)生問題。本發(fā)明目的在于，為了能改善例如Δ Σ調(diào)制器的SNR，而提供一種能緩和電流型 DA轉(zhuǎn)換器的電流波形紊亂的積分器電路。本發(fā)明作為一種積分器電路，包括運(yùn)算放大器；電壓輸入端子，其經(jīng)由輸入電阻與上述運(yùn)算放大器的反相輸入端子連接；以及第一反饋路徑及第二反饋路徑，該第一反饋路徑及第二反饋路徑并聯(lián)地設(shè)置在上述運(yùn)算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間；在上述第一反饋路徑中，串聯(lián)地設(shè)置有第一積分電容元件和至少一個(gè)第一電阻元件；在上述第二反饋路徑中，設(shè)置有電容值比上述第一積分電容元件小的第二積分電容元件。根據(jù)本發(fā)明，由于在第一反饋路徑中與第一積分電容元件串聯(lián)地設(shè)置第一電阻元件，所以在積分器電路的特性方面，能抵消由運(yùn)算放大器的增益頻帶寬產(chǎn)生的第二極，形成零點(diǎn)。此外，由于在與第一反饋路徑并聯(lián)設(shè)置的第二反饋路徑中，設(shè)置電容值比第一積分電容元件小的第二積分電容元件，所以在積分器電路的特性方面，在形成的零點(diǎn)的更高頻側(cè)形成第三極。其結(jié)果，在圖7中如一點(diǎn)劃線所示，改善了積分器電路的增益特性及相位特性。而且，在運(yùn)算放大器的反相輸入端子上連接電流型DA轉(zhuǎn)換器的輸出的情況下，在圖8 中如虛線所示，在電流型DA轉(zhuǎn)換器的電流波形方面抑制了減幅振蕩。而且，優(yōu)選在上述本發(fā)明的積分器電路中，上述第二積分電容元件的電容值處于上述第一積分電容元件的電容值的5 30%的范圍內(nèi)。此外，優(yōu)選在上述本發(fā)明的積分器電路中，在上述第二反饋路徑中，與上述第二積分電容元件串聯(lián)地設(shè)置有至少一個(gè)第二電阻元件；上述第一積分電容元件的電容值和上述第一電阻元件的電阻值之積大于上述第二積分電容元件的電容值和上述第二電阻元件的電阻值之積。此外，優(yōu)選在上述本發(fā)明的積分器電路中，在上述運(yùn)算放大器的反相輸入端子上連接電流型DA轉(zhuǎn)換器的輸出。此外，本發(fā)明作為一種具有環(huán)路濾波器的Δ Σ調(diào)制器，在上述環(huán)路濾波器內(nèi)具備在上述運(yùn)算放大器的反相輸入端子上連接電流型DA轉(zhuǎn)換器的輸出的本發(fā)明的積分器電路，將該Δ Σ調(diào)制器的輸出作為上述電流型DA轉(zhuǎn)換器的輸入來提供。由此，能進(jìn)行高精度的運(yùn)算，可改善SNR。發(fā)明效果如上所述，根據(jù)本發(fā)明，由于可改善積分器電路的特性，所以可抑制電流型DA轉(zhuǎn)換器的過渡響應(yīng)波形的減幅振蕩，改善Δ Σ調(diào)制器的SNR。


圖1是表示實(shí)施方式的積分器電路的結(jié)構(gòu)的圖。圖2是表示實(shí)施方式的差動(dòng)結(jié)構(gòu)的積分器電路的結(jié)構(gòu)的圖。圖3是表示變化例的積分器電路的結(jié)構(gòu)的圖。圖4是連接在積分器電路上的差動(dòng)結(jié)構(gòu)的電流型DA轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)的一例。圖5是使用實(shí)施方式的積分器電路的Δ Σ調(diào)制器的結(jié)構(gòu)的一例。圖6㈧是常規(guī)的積分器電路，⑶是現(xiàn)有的頻帶補(bǔ)償積分器電路。圖7是表示積分器電路的特性的圖表。圖8是表示電流DA轉(zhuǎn)換器的電流波形的圖表。符號(hào)說明圖中100-輸入電阻，101-電壓輸入端子，102-運(yùn)算放大器，103-電流型DA轉(zhuǎn)換器，105-第一積分電容元件，106-第二積分電容元件，107-第一電阻元件，301、302、303_積分器電路，304,305,306-電流型DA轉(zhuǎn)換器，F(xiàn)l-第一反饋路徑，F(xiàn)2-第二反饋路徑
具體實(shí)施例方式下面，參照附圖詳細(xì)地說明本發(fā)明的實(shí)施方式。圖1是表示實(shí)施方式的積分器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。在圖1中，100是輸入電阻 (Rl) >101是電壓輸入端子、102是運(yùn)算放大器，電壓輸入端子101經(jīng)由輸入電阻100與運(yùn)算放大器102的反相輸入端子連接。在運(yùn)算放大器102的反相輸入端子上還連接著電流型DA 轉(zhuǎn)換器103的輸出。此外，在運(yùn)算放大器102的輸出端子和反相輸入端子之間設(shè)置第一及第二反饋路徑F1、F2。在第一反饋路徑Fl中，串聯(lián)地設(shè)置第一積分電容元件105(a)和第一電阻元件107(R3)。在第二反饋路徑F2中，設(shè)置第二積分電容元件106 (C3)。第二積分電容元件106的電容值C3比第一積分電容元件105的電容值C2小。優(yōu)選第二積分電容元件106的電容值C3處于第一積分電容元件105的電容值C2的5 30%的范圍內(nèi)。在圖1的結(jié)構(gòu)中，如果電容值C2、C3及電阻值R3的值與圖6(B)的結(jié)構(gòu)比較，則只要按滿足以下這樣的條件進(jìn)行決定即可。C2 = (1-r) .ClC3 = r · ClR3 = R2/(l-r)在此，優(yōu)選r是0.05 0.25左右的值。此外，也可以在第二反饋路徑F2中，與第二積分電容元件106串聯(lián)地設(shè)置第二電阻元件(R4)。此情況下，C2 · R3 > C3 · R4S卩，優(yōu)選第一積分電容元件105的電容值C2和第一電阻元件107的電阻值R3之積比第二積分電容元件106的電容值C3和第二電阻元件的電阻值R4之積大。通過在第一反饋路徑Fl上與第一積分電容元件105串聯(lián)地設(shè)置第一電阻元件 107，在積分器電路的特征方面，就能抵消由運(yùn)算放大器102的頻帶寬產(chǎn)生的第二極，形成零點(diǎn)。并且，通過與第一反饋路徑并聯(lián)地構(gòu)成第二反饋路徑F2，并在此設(shè)置電容值比第一積分電容元件105小的第二積分電容元件106，就能在比零點(diǎn)更高頻側(cè)形成第三極。由此，如圖7中一點(diǎn)劃線所示，改善了增益特性及相位特性。而且，如圖8中虛線所示，改善了電流型DA轉(zhuǎn)換器103的輸出電流波形的減幅振蕩。再有，在第一反饋路徑Fl中，也可以與積分電容元件105串聯(lián)地設(shè)置多個(gè)電阻元件。圖2是表示本實(shí)施方式的差動(dòng)結(jié)構(gòu)的積分器電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。圖2的結(jié)構(gòu)也能得到與圖1的結(jié)構(gòu)相同的效果。此外，如圖3(A)所示，即使在運(yùn)算放大器102的輸出端子和反相輸入端子之間設(shè)置3個(gè)以上的反饋路徑Fl 1 也無妨。此結(jié)構(gòu)的情形下，如果第一反饋路徑F1、和其它的反饋路徑F2 i^n中的任何一個(gè)滿足上述這樣的條件，就能得到同樣的效果。圖3(B)是差分結(jié)構(gòu)的積分器電路的結(jié)構(gòu)的例子。圖4是連接在本實(shí)施方式的積分器電路上的差動(dòng)結(jié)構(gòu)的電流型DA轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)的一例。圖4(A)是構(gòu)成電流型DA轉(zhuǎn)換器的單元的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，圖4(B)表示整體結(jié)構(gòu)。如圖4(A)所示，單元210包括由NMOS晶體管構(gòu)成的電流源201 ；由PMOS晶體管構(gòu)成的電流源204 ；和設(shè)置在電源201、204之間的開關(guān)205、206。通過數(shù)字輸入DIN+使開關(guān)205接通 /斷開，通過反相數(shù)字輸入DIN-使開關(guān)206接通/斷開。從開關(guān)205、206的連接點(diǎn)輸出模擬差動(dòng)電流I0UT+、I0UT-。此外，如圖4(B)所示，在電流型DA轉(zhuǎn)換器整體中，并聯(lián)連接多個(gè)圖4(A)所示這樣的單元210，通過數(shù)字差動(dòng)輸入DIN+、DIN-來控制模擬差動(dòng)電流I0UT+、 I OUT-，并進(jìn)行輸出。圖5是使用本實(shí)施方式的積分器電路的Δ Σ調(diào)制器的結(jié)構(gòu)的一例。圖5所示的 Δ Σ調(diào)制器在環(huán)路濾波器內(nèi)具備本實(shí)施方式的積分器電路301、302、303。此外，在積分器電路301、302、303內(nèi)的運(yùn)算放大器311、312、313的反相輸入端子上分別連接電流型DA轉(zhuǎn)換器304、305、306。并且，在積分器電路303和輸出端子308之間具備量子化器307。并且，連接量子化器307的輸出和各電流型DA轉(zhuǎn)換器304、305、306的輸入，將 Δ Σ調(diào)制器的輸出DOUT作為電流型DA轉(zhuǎn)換器304、305、306的輸入來提供。S卩，輸出DOUT 經(jīng)由各電流型DA轉(zhuǎn)換器304、305、306被反饋給各積分器電路301、302、303。此時(shí)，利用各積分器電路301、302、303中的積分電容元件321、322、323來減少減幅振蕩。如此，通過在Δ Σ調(diào)制器中利用本實(shí)施方式的積分器電路，就能通過電流型DA轉(zhuǎn)換器進(jìn)行高精度的反饋。再有，在本實(shí)施方式的積分器電路中，雖然通過在第一反饋路徑中追加電阻元件， 來產(chǎn)生零點(diǎn)以便抵消第二極，但在利用其作為△ Σ調(diào)制器的環(huán)路濾波器的情況下，也可以通過適當(dāng)?shù)剡x擇此電阻元件的電阻值，在任意的位置產(chǎn)生零點(diǎn)，改變?yōu)V波器的傳遞函數(shù) (transfer function)。工業(yè)實(shí)用性根據(jù)本發(fā)明，由于能改善積分器電路的特性，所以有助于例如△ Σ調(diào)制器的高速
工作等。
權(quán)利要求
1.一種積分器電路，其特征在于，包括 運(yùn)算放大器；電壓輸入端子，其經(jīng)由輸入電阻與上述運(yùn)算放大器的反相輸入端子連接；以及第一反饋路徑及第二反饋路徑，該第一反饋路徑及第二反饋路徑并聯(lián)地設(shè)置在上述運(yùn)算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間，在上述第一反饋路徑中，串聯(lián)地設(shè)置有第一積分電容元件和至少一個(gè)第一電阻元件， 在上述第二反饋路徑中，設(shè)置有電容值比上述第一積分電容元件小的第二積分電容元件。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的積分器電路，其特征在于，上述第二積分電容元件的電容值處于上述第一積分電容元件的電容值的5 30%的范圍內(nèi)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的積分器電路，其特征在于，在上述第二反饋路徑中，與上述第二積分電容元件串聯(lián)地設(shè)置有至少一個(gè)第二電阻元件，上述第一積分電容元件的電容值和上述第一電阻元件的電阻值之積大于上述第二積分電容元件的電容值和上述第二電阻元件的電阻值之積。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的積分器電路，其特征在于，在上述運(yùn)算放大器的反相輸入端子上連接電流型DA轉(zhuǎn)換器的輸出。
5.一種Δ Σ調(diào)制器，具有環(huán)路濾波器， 上述Δ Σ調(diào)制器的特征在于，在上述環(huán)路濾波器內(nèi)具備權(quán)利要求4所述的積分器電路，將該Δ Σ調(diào)制器的輸出作為上述電流型DA轉(zhuǎn)換器的輸入來提供。
全文摘要
提供一種能緩和電流型DA轉(zhuǎn)換器的電流波形的紊亂的積分器電路，目的在于改善例如Δ∑調(diào)制器的SNR。一種積分器電路，具有運(yùn)算放大器(102)，在運(yùn)算放大器(102)的輸出端子和反相輸入端子之間并聯(lián)地設(shè)置有反饋路徑(F1、F2)。在反饋路徑(F1)中，串聯(lián)地設(shè)置積分電容元件(105)和至少一個(gè)電阻元件(107)，在反饋路徑(F2)中，設(shè)置有電容值比積分電容元件(105)小的第二積分電容元件(106)。
文檔編號(hào)H03M1/66GK102273079SQ20098015406
公開日2011年12月7日 申請(qǐng)日期2009年6月23日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月8日
發(fā)明者三谷陽介, 小畑幸嗣, 松川和生, 道正志郎 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社