專利名稱：用于減少功率半導(dǎo)體接通過(guò)程中電磁放射的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及按照獨(dú)立權(quán)利要求前序部分的、用于在功率半導(dǎo)體的接通過(guò)程中減少電磁放射的方法以及用于實(shí)施該方法的裝置。
背景技術(shù)：
如果耗電設(shè)備特別是電感耗電設(shè)備如電動(dòng)機(jī)或者這類設(shè)備借助由功率半導(dǎo)體組成的驅(qū)動(dòng)器——例如通過(guò)脈沖寬度調(diào)制(PWM)——控制，那么在接通功率半導(dǎo)體時(shí)一般出現(xiàn)電磁的干擾放射。這些干擾放射由在硬開(kāi)關(guān)過(guò)程中形成的諧波中產(chǎn)生，在其開(kāi)始時(shí)功率半導(dǎo)體的電容輸入端被施加電壓躍變，并且然后非常高的電流自發(fā)向功率半導(dǎo)體的輸入電極流動(dòng)。在電動(dòng)機(jī)運(yùn)行時(shí)，這導(dǎo)致電動(dòng)機(jī)的繞組內(nèi)的偏流。如果延緩開(kāi)關(guān)過(guò)程，那么這意味著雖然減少干擾放射，但也提高了功率半導(dǎo)體內(nèi)部的損耗功率，這種損耗功率從它那方面導(dǎo)致溫度上升并因此需要更費(fèi)事和更昂貴的冷卻。功率半導(dǎo)體較為快速的開(kāi)關(guān)相反使損耗功率降低，但卻導(dǎo)致更強(qiáng)的干擾放射。因?yàn)楹笳咭话悴坏贸^(guò)一定程度，所以該問(wèn)題的解決經(jīng)常是在對(duì)驅(qū)動(dòng)器內(nèi)損耗功率不利的情況下進(jìn)行，從而該驅(qū)動(dòng)器至少有時(shí)在其極限溫度的范圍內(nèi)運(yùn)行。所公開(kāi)的控制方法因此只能僅有限地減少干擾放射。DE 100 61 563 B4公開(kāi)了一種用于開(kāi)關(guān)功率半導(dǎo)體的方法，其中在開(kāi)關(guān)過(guò)程期間調(diào)節(jié)流過(guò)功率半導(dǎo)體的負(fù)載電流以及在功率半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)上降落的電壓的時(shí)間上的變化曲線。為此，電壓和負(fù)載電流時(shí)間上變化曲線的調(diào)節(jié)彼此錯(cuò)時(shí)地這樣進(jìn)行，使得在接通功率半導(dǎo)體時(shí)首先調(diào)節(jié)負(fù)載電流時(shí)間上的變化曲線并在達(dá)到負(fù)載電流的最大值時(shí)調(diào)節(jié)電壓的時(shí)間上的變化曲線。用于調(diào)節(jié)電壓或電流時(shí)間上變化曲線的兩個(gè)調(diào)節(jié)電路各包括一個(gè)校正電路，其使功率半導(dǎo)體非線性的傳輸特性線性化。作為功率半導(dǎo)體要么使用M0SFET，要么使用 IGBT0DE 100 61 563 B4中所提出的方法一方面可以限制電磁干擾放射以及降低斷開(kāi)過(guò)程中的過(guò)電壓。同時(shí)保證與迄今為止簡(jiǎn)單的控制方法相比明顯降低開(kāi)關(guān)功率損耗。但缺點(diǎn)是用于線性化的兩個(gè)調(diào)節(jié)電路和校正電路的復(fù)雜性比較高，其需要并非不明顯的成本投入。

發(fā)明內(nèi)容
依據(jù)本發(fā)明用于在功率半導(dǎo)體的接通過(guò)程中減少電磁放射的方法以及用于實(shí)施該方法的相應(yīng)裝置與現(xiàn)有技術(shù)相比的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單的電流預(yù)控制，這種電流預(yù)控制與費(fèi)事的調(diào)節(jié)方法相比明顯降低可比較的干擾放射方面的復(fù)雜性和損耗功率，并相對(duì)于不同的工作點(diǎn)、溫度效應(yīng)和公差是穩(wěn)定的。為此功率半導(dǎo)體這樣控制負(fù)載，使接通之后負(fù)載電流流過(guò)負(fù)載和功率半導(dǎo)體，其飽和值確定功率半導(dǎo)體的工作點(diǎn)，其中，針對(duì)負(fù)載電流不同的飽和值產(chǎn)生功率半導(dǎo)體的不同工作點(diǎn)。飽和值首先取決于各自應(yīng)用的設(shè)計(jì)，也就是說(shuō)，例如取決于負(fù)載的可承載能力。另一個(gè)上限此外通過(guò)功率半導(dǎo)體本身的可承載能力給出。依據(jù)本發(fā)明， 通過(guò)電流預(yù)控制預(yù)先規(guī)定的控制電流基本上劃分成至少兩個(gè)彼此相繼的半波，其中，針對(duì)功率半導(dǎo)體相當(dāng)于負(fù)載電流最高飽和值的工作點(diǎn)，當(dāng)負(fù)載電流大致達(dá)到了其最大值時(shí)，在第一半波之后跟隨另一半波。
依據(jù)本發(fā)明的方法相對(duì)于功率半導(dǎo)體不同工作點(diǎn)的穩(wěn)定性由此明確，即控制電流半波的時(shí)間上的劃分在相當(dāng)于低于最高飽和值的飽和值的功率半導(dǎo)體工作點(diǎn)處可以保持不變。因此無(wú)需預(yù)控制與不同應(yīng)用的匹配，這樣使該方法的使用非常廣泛。第一半波以有利的方式在向功率半導(dǎo)體施加其他半波之前略有衰減。為此控制電流的半波分別近似相當(dāng)于正的正弦形半波。隨著通過(guò)負(fù)載電流達(dá)到最大值，如果控制電流的第二半波具有高于第一半波的振幅和/或者低于第一半波的持續(xù)時(shí)間，那么對(duì)于加速開(kāi)關(guān)性能來(lái)說(shuō)特別具有優(yōu)點(diǎn)。如果功率半導(dǎo)體作為MOSFET或者IGBT構(gòu)成，那么在MOSFET或者IGBT上降落的電壓在該時(shí)間點(diǎn)上達(dá)到通過(guò)功率半導(dǎo)體控制輸入端的電容效應(yīng)引起的所謂米勒平臺(tái)。只有在達(dá)到該電壓平臺(tái)時(shí)，才能通過(guò)控制電流的相應(yīng)設(shè)計(jì)的第二半波加速開(kāi)關(guān)過(guò)程。為了進(jìn)一步提高接通過(guò)程的精密性和驅(qū)動(dòng)器的溫度穩(wěn)定性以及降低可能的開(kāi)關(guān)散射(Schaltstremmgen)，此外有利的是，預(yù)控制通過(guò)簡(jiǎn)單的調(diào)節(jié)例如通過(guò)PI調(diào)節(jié)器或者這類調(diào)節(jié)器進(jìn)行底層控制(unterlagert)。本發(fā)明的其他優(yōu)點(diǎn)通過(guò)從屬權(quán)利要求中所介紹的特征產(chǎn)生以及來(lái)自附圖和后面的描述。


下面借助附圖1-4舉例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行說(shuō)明，其中，附圖中相同的參考標(biāo)號(hào)表示具有相同功能的相同組成部分。其中圖1示出用于實(shí)施依據(jù)本發(fā)明方法的裝置的框圖；圖2分別示出控制電流(上)和控制電壓(下)取決于時(shí)間的曲線圖；圖3分別示出負(fù)載電流(上)和功率半導(dǎo)體上降落的電壓(下)取決于時(shí)間的曲線圖；以及圖4示出干擾放射取決于頻率的曲線圖。
具體實(shí)施例方式在圖1中示出裝置10的框圖，該裝置用于借助與負(fù)載12串聯(lián)連接的功率半導(dǎo)體 16控制例如未詳細(xì)示出的電動(dòng)機(jī)的繞組14的電負(fù)載12。在此方面，作為功率半導(dǎo)體16例如使用金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MOSFET) 10或者絕緣柵雙極型晶體管(IGBT) 20。 因?yàn)檫@種類型的功率半導(dǎo)體專業(yè)人員公知，所以在這里對(duì)它們不再詳細(xì)介紹。在對(duì)本發(fā)明不存在限制的情況下，下面始終從作為功率半導(dǎo)體16的功率MOSFET 18出發(fā)。功率MOSFET 18是驅(qū)動(dòng)器22的組成部分，該驅(qū)動(dòng)器例如可以作為用于控制具有多個(gè)功率MOSFET 18未示出的多相電動(dòng)機(jī)的H電橋或者B電路構(gòu)成。出于簡(jiǎn)化的原因在這里僅示出唯一的功率MOSFET 18。但專業(yè)人員早已公知這種類型的驅(qū)動(dòng)器如何構(gòu)成，從而在這里對(duì)此不再贅述。功率MOSFET 18作為柵極G構(gòu)成的控制輸入端通過(guò)例如可以作為微處理器、ASIC 或者這類裝置實(shí)現(xiàn)的控制電路M借助脈沖寬度調(diào)制的信號(hào)(PWM)通過(guò)電流預(yù)控制25和控制輸出端26控制，其中，PWM信號(hào)的高電平導(dǎo)致接通功率MOSFET 18，低電平導(dǎo)致斷開(kāi)功率MOSFET 18。根據(jù)PWM信號(hào)，控制電流Is作為柵極電流Ie從控制輸出端沈流動(dòng)到功率MOSFET 18的柵極G內(nèi)。同時(shí)功率MOSFET 18的柵極G與源極S之間的結(jié)上降落電壓^?？刂齐娏鱉通過(guò)觸點(diǎn)28和30與蓄電池32的電源電位V+或基準(zhǔn)電位V_連接。 這些觸點(diǎn)作為接線端34或36與驅(qū)動(dòng)器22和負(fù)載12接通，從而功率M0SFET18將與電源電位V+連接的負(fù)載12在接通情況下與基準(zhǔn)電位V_連接(低壓側(cè)開(kāi)關(guān))。因此負(fù)載12上降落電壓隊(duì)，在功率MOSFET 18的漏極D與源極S之間的結(jié)上降落電壓Uds，而負(fù)載電流込則流過(guò)串聯(lián)電路，該負(fù)載電流在穩(wěn)定的飽和狀態(tài)下相當(dāng)于流過(guò)功率MOSFET 18的漏極電流Id 并確定功率MOSFET 18的工作點(diǎn)。具有最高飽和值的負(fù)載電流Il = Id和功率MOSFET 18 的從中導(dǎo)出的最大工作點(diǎn)取決于各自的應(yīng)用，也就是說(shuō)，例如取決于負(fù)載12和/或者功率 MOSFET 18的最大可承載能力。在斷開(kāi)情況下，也就是在PWM信號(hào)的低電平下，功率MOSFET 18截止，從而留在負(fù)載12內(nèi)的電流可以經(jīng)由電抗器40和電容器42通過(guò)自振蕩二極管38 流出。取代低側(cè)開(kāi)關(guān)，不言而喻也可以使用高側(cè)開(kāi)關(guān)，那么其將負(fù)載12不與基準(zhǔn)電位V—連接，而是與電源電位V+連接。也可以像H和B電路中常見(jiàn)的那樣，將高側(cè)和低側(cè)開(kāi)關(guān)相組合，而對(duì)本發(fā)明沒(méi)有限制。負(fù)載12借助功率MOSFET 18的開(kāi)關(guān)造成一方面在功率MOSFET 18內(nèi)產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗和另一方面在連接在前面的電源網(wǎng)絡(luò)例如未示出的汽車的車載電網(wǎng)內(nèi)產(chǎn)生電磁干擾放射。在這種情況下，一方面適用不高于在功率MOSFET 18內(nèi)允許的最大損耗功率、另一方面不超過(guò)電磁相容性(EMV)所要求的極限值，其中，借助PWM非?？斓拈_(kāi)關(guān)更容易造成EMV負(fù)荷，以及較慢的開(kāi)關(guān)更容易造成損耗功率的負(fù)荷。DE 100 61 563 B4為此公開(kāi)了一種相對(duì)費(fèi)事的兩件式的電流和電壓調(diào)節(jié)，其與用于使功率半導(dǎo)體的非線性傳輸特性線性化的校正電路相結(jié)合，這種調(diào)節(jié)與傳統(tǒng)的方法相比，在減少損耗功率的同時(shí)減少電磁干擾放射。這里所提出的依據(jù)本發(fā)明的方法提供的優(yōu)點(diǎn)是，在效率幾乎類似的情況下，明顯減少開(kāi)支并因此降低成本和位置需求。在圖2-4中分別對(duì)比不同控制和調(diào)節(jié)方法的四種不同的信號(hào)變化曲線，下面對(duì)其進(jìn)行更詳細(xì)說(shuō)明。圖2在上半部分中示出在接通功率MOSFET 18時(shí)控制電流Is或柵極電流Ie時(shí)間上的變化曲線并在下半部分中示出柵極-源極電壓Ues時(shí)間上的變化曲線。橫坐標(biāo)時(shí)間上的延伸相當(dāng)于4μ s，其中，但這不應(yīng)視為限制，因?yàn)槿Q于所使用的功率半導(dǎo)體16的明顯不同的開(kāi)關(guān)時(shí)間也是可能的。此外需要指出的是，所要識(shí)別的開(kāi)關(guān)脈沖和變化曲線部分地在時(shí)間上彼此相對(duì)移動(dòng)，以保證更好的圖示。不進(jìn)行單個(gè)方法的同步化。采用I。標(biāo)注按照現(xiàn)有技術(shù)的傳統(tǒng)控制方法的控制電流或柵極電流。Ie,2表示依據(jù)DE 100 61 563 Β4的調(diào)節(jié)方法基礎(chǔ)上的一種模擬的柵極電流的可能的變化曲線，而Ie,3， 4則表征依據(jù)本發(fā)明方法的在沈安培或10安培下針對(duì)功率MOSFET 18工作點(diǎn)進(jìn)行電流預(yù)控制25的柵極電流，它們?cè)诒纠惺窍嗤?。單個(gè)方法的編號(hào)1-4同樣地用于圖2-4的全部信號(hào)變化曲線。圖2的下部分相應(yīng)示出按照傳統(tǒng)控制方法的柵極-源極電壓Uffiil的電壓變化曲線、按照DE 100 61 563 Β4中所公開(kāi)的調(diào)節(jié)方法的的電壓變化曲線、和采用電流預(yù)控制25的按照本發(fā)明方法的UGS,3及UGS,4的電壓變化曲線。在圖3中，在上部分中示出接通情況下負(fù)載電流L或漏極電流Id并在下部分中示出接通情況下在功率MOSFET 18上降落的漏極-源極電壓UDS。橫坐標(biāo)時(shí)間上的延伸與圖2 的相應(yīng)。傳統(tǒng)控制方法的變化曲線也用1表示，依據(jù)DE 100 61 563B4所模擬的調(diào)節(jié)方法的變化曲線用2表示，以及依據(jù)本發(fā)明具有電流預(yù)控制25的方法的變化曲線用3 (針對(duì)工作點(diǎn)L = 26A)或4(針對(duì)工作點(diǎn)込=10A)表示。在依據(jù)傳統(tǒng)控制方法接通功率MOSFET 18后，圖2中無(wú)論是柵極電流Ie,i還是柵極-源極電壓Ugs均上升。隨著時(shí)間延遲約1. 5 μ S這使得功率MOSFET 18導(dǎo)通，從而在圖 3的上部分中記錄下漏極電流Iim劇烈上升直到時(shí)間點(diǎn)、的最大值I1^maxY由于負(fù)載12通過(guò)功率MOSFET 18的柵-漏電容的反作用，漏極-源極電壓Udsi1在圖3的下部分中達(dá)到也稱為米勒平臺(tái)的電壓平臺(tái)。隨后功率MOSFET 18完全導(dǎo)通，從而Udsi1降到約0.7V的相應(yīng)PN結(jié)的導(dǎo)通電壓上。漏極電流Iim直接在其最大值Illimaxil后降到其確定功率MOSFET工作點(diǎn)(在這種情況下在26A處)的穩(wěn)定飽和值IbM。從圖2此外可以看出，在時(shí)間點(diǎn)、 上，柵極-源極電壓Ugs以小量引入，以便然后上升到穩(wěn)定的飽和水平。如果將傳統(tǒng)控制方法(下標(biāo)1)的曲線與按照DE 100 61 563 B4(下標(biāo)2)的調(diào)節(jié)方法的曲線相比較，那么顯而易見(jiàn)的是，負(fù)載或漏極電流Id =込在接通功率MOSFET 18時(shí)的時(shí)間上的變化曲線直至?xí)r間上的延遲幾乎相同。但其中的主要區(qū)別在于圖2中控制或柵極電流Ie,2時(shí)間上的變化曲線，其中該控制或柵極電流Ie,2由于直至達(dá)到最大電流Id,
2(圖幻的電流調(diào)節(jié)和隨后的電壓調(diào)節(jié)而劃分成兩個(gè)主要分量，這兩個(gè)主要分量分別具有受控制的電流上升和電流下降。可以看出，控制電流Ie,2的變化曲線基于如下的模擬所述模擬以DE 100 61 563 B4中所介紹的方法為基礎(chǔ)。此外在圖2和3的電壓變化曲線上可以看出，漏極-源極電壓Uds直至達(dá)到時(shí)間點(diǎn)t2上漏極電流ID,2的最大值ID,max,2降到其米勒平臺(tái)UM’2，以便此后非常迅速地下降到其接近零的終值。柵極-源極電壓UGS,2相應(yīng)地上升直至?xí)r間點(diǎn)t2，以便在短暫下降后非常迅速地上升到其飽和值。這種特性應(yīng)視為由于輸入電容而對(duì)MOSFET或者IGBT是典型的并因此與所使用的控制或調(diào)節(jié)方法無(wú)關(guān)，從而下面對(duì)此不再涉及。如果現(xiàn)在將依據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的兩種方法的干擾放射E1和氏相互進(jìn)行比較，那么顯而易見(jiàn)的是，DE 100 61 563 B4中所公開(kāi)的調(diào)節(jié)方法的模擬導(dǎo)致在約25_125MHz的頻率范圍內(nèi)明顯更低的數(shù)值，其中，損耗功率(未示出)幾乎保持在相同的水平上。用下標(biāo)3和4表示圖2和3中電流和電壓依據(jù)本發(fā)明方法在^A(下標(biāo)3)和 IOA(下標(biāo)4)工作點(diǎn)處使用電流預(yù)控制25的情況下時(shí)間上的變化曲線。圖2示出控制電流 Ie,3和Ie,4彼此沒(méi)有區(qū)別。在兩種情況下，它們基本上劃分成至少兩個(gè)半波44和46，其中， 第一半波44具有如第二半波46大致半個(gè)高度的振幅和大致雙倍長(zhǎng)的持續(xù)時(shí)間。兩個(gè)半波 44、46的變化曲線分別大致相當(dāng)于一個(gè)正的正弦半波。如果首先觀察工作點(diǎn)ID,sat,3 = ^A，那么從圖3顯而易見(jiàn)的是，無(wú)論是漏極或負(fù)載電流Id,3還是功率MOSFET 18上降落的漏極-源極電壓UDS,3，均具有與按照DE 100 61 563 B4的調(diào)節(jié)方法的漏極電流ID,2和漏極-源極電壓UDS,2非常強(qiáng)的一致性，其中，在時(shí)間點(diǎn)t3 上達(dá)到最大值ID,max,3和米勒平臺(tái)Um3。但與依據(jù)DE 100 61 563 B4調(diào)節(jié)方法的模擬的區(qū)別在于，功率MOSFET 18的接通現(xiàn)在通過(guò)非常簡(jiǎn)單的電流預(yù)控制25這樣進(jìn)行，即依據(jù)圖2的功率M0SFET18的柵極G大致直至圖3所示負(fù)載或漏極電流ID,3最大值ID,max,3的時(shí)間點(diǎn)t3加載第一半波44并從時(shí)間點(diǎn) 、起加載第二半波46。從圖4可以看出，干擾放射&幾乎達(dá)到與依據(jù)DE 100 61 563 B4 調(diào)節(jié)方法的干擾放射氏同一水平。
6
對(duì)ID, sat,4 = IOA的工作點(diǎn)可以參閱圖3和4，在相同的電流預(yù)控制25 (參閱圖2) 也就是Ie,4 E Ig,3的情況下，雖然在負(fù)載電流ID,4最大值ID,max,4的時(shí)間點(diǎn)、上產(chǎn)生略有改變的米勒平臺(tái)W,4，但干擾放射&此外在降低損耗功率的情況下保持在干擾放射&非常低的水平上。因此顯而易見(jiàn)的是，依據(jù)本發(fā)明的方法面對(duì)功率MOSFET 18工作點(diǎn)的變化很穩(wěn)定的是，這樣調(diào)整電流預(yù)控制25，使得針對(duì)功率MOSFET 18的與負(fù)載電流Id最高飽和值(在這種情況下也就是飽和值ID, sat,3 = 26A)相應(yīng)的工作點(diǎn)，當(dāng)負(fù)載電流Id大致達(dá)到了其最大值也就是ID.max,3 ^ 27A時(shí)，第一半波44之后則跟隨第二半波46。電流預(yù)控制25可以通過(guò)簡(jiǎn)單的調(diào)節(jié)48 (圖1中虛線所示)進(jìn)行底層控制，以進(jìn)一步提高驅(qū)動(dòng)器的溫度穩(wěn)定性和接通過(guò)程的精密性以及降低可能的開(kāi)關(guān)散射。在此方面，可以使用未示出的PI調(diào)節(jié)器或者這類調(diào)節(jié)器。作為調(diào)節(jié)變量在這種情況下例如可以使用漏極-源極電壓Uds或者漏極電流或者負(fù)載電流Id或Ip因?yàn)閷I(yè)人員從原理方面公知底層控制的調(diào)節(jié)，所以對(duì)此不再贅述。最后還需要指出的是，所示的實(shí)施例既不局限于圖1-4，也不局限于曲線圖中所示的值。因此在取決于應(yīng)用和所使用的功率半導(dǎo)體16的情況下，也可以產(chǎn)生不同的電流和電壓值。此外，兩個(gè)半波44和46彼此的所示比例不應(yīng)視為局限。因此第二半波46與第一半波44相比也一定可以具有比所示更高或者更低的振幅和/或持續(xù)時(shí)間。
權(quán)利要求
1.一種用于在功率半導(dǎo)體(16)的接通過(guò)程中借助電流預(yù)控制05)減少電磁放射的方法，其中，所述功率半導(dǎo)體(16)控制負(fù)載(12)，使得在接通之后負(fù)載電流(Ip Id,3、Id,4)流過(guò)負(fù)載(12)和功率半導(dǎo)體(16)，所述負(fù)載電流的飽和值(ID,sat,3、ID,sat,4)確定所述功率半導(dǎo)體(16)的工作點(diǎn)，以及其中針對(duì)所述負(fù)載電流(Ip Id,3> Id,4)的不同飽和值(ID,sat,3、Id, sat,4)產(chǎn)生所述功率半導(dǎo)體(16)的不同工作點(diǎn)，其特征在于，通過(guò)電流預(yù)控制0 預(yù)先規(guī)定的控制電流(Is、IG,3> Ig,4)基本上劃分成至少兩個(gè)彼此相繼的半波04、46)，其中針對(duì)所述功率半導(dǎo)體(16)的相當(dāng)于負(fù)載電流(ID,3)的最高飽和值(ID,sat,3)的工作點(diǎn)，當(dāng)所述負(fù)載電流(IpID,3)大致達(dá)到了其最大值(ID,max,3)時(shí)，則在第一半波G4)之后跟隨另一半波06)。
2.按權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制電流(IsUuUu)的半波(44、46) 的時(shí)間上的劃分在功率半導(dǎo)體(16)的相當(dāng)于低于最高飽和值(ID,sat,3)的飽和值(ID,sat,4) 的工作點(diǎn)處保持不變。
3.按前述權(quán)利要求之一所述的方法，其特征在于，所述控制電流(Is、IG,3>Ig,4)的半波 (44,46)分別近似相當(dāng)于正的正弦形半波。
4.按前述權(quán)利要求之一所述的方法，其特征在于，所述控制電流(Is、IG,3>Ig,4)第二半波G6)的振幅高于所述第一半波G4)的振幅。
5.按前述權(quán)利要求之一所述的方法，其特征在于，所述控制電流(Is、IG,3>Ig,4)第二半波G6)的持續(xù)時(shí)間短于所述第一半波G4)的持續(xù)時(shí)間。
6.按前述權(quán)利要求之一所述的方法，其特征在于底層調(diào)節(jié)(48)，例如底層PI調(diào)節(jié)。
7.用于實(shí)施按權(quán)利要求1-6之一所述方法的裝置(10)。
8.按權(quán)利要求7所述的裝置(10)，其特征在于，所述功率半導(dǎo)體(16)是MOSFET(18) 或者 IGBTOO)。
9.按權(quán)利要求8所述的裝置(10)，其特征在于，所述控制電流(Is)是MOSFET(18)或者 IGBT(20)的柵極電流(IG,3、Ig,4)。
10.按前述權(quán)利要求8或9之一所述的裝置(10)，其特征在于，所述負(fù)載電流(IJ相當(dāng)于M0SFET(18)的漏極電流(ID,3、Id,4)或者IGBT(20)的集電極電流。
全文摘要
提出一種用于在功率半導(dǎo)體(16)的接通過(guò)程中借助電流預(yù)控制(25)減少電磁放射的方法以及一種用于實(shí)施該方法的裝置(10)，其中，功率半導(dǎo)體(16)這樣控制負(fù)載(12)，使接通之后負(fù)載電流(IL、ID，3、ID，4)通過(guò)負(fù)載(12)和功率半導(dǎo)體(16)流動(dòng)，其飽和值(ID，sat，3、ID，sat，4)確定功率半導(dǎo)體(16)的工作點(diǎn)，以及其中為負(fù)載電流(IL、ID，3、ID，4)不同的飽和值(ID，sat，3、ID，sat，4)產(chǎn)生功率半導(dǎo)體(16)的不同工作點(diǎn)。該方法的特征在于，通過(guò)電流預(yù)控制(25)預(yù)先規(guī)定的控制電流(IS、IG，3、IG，4)基本上劃分成至少兩個(gè)彼此相繼的半波(44、46)，其中針對(duì)功率半導(dǎo)體(16)相當(dāng)于負(fù)載電流(ID，3)的最高飽和值(ID，sat，3)的工作點(diǎn)，當(dāng)負(fù)載電流(IL、ID，3)大致達(dá)到了其最大值(ID，max，3)時(shí)，在第一半波(44)后跟隨另一半波(46)。
文檔編號(hào)H03K17/16GK102177655SQ200980140618
公開(kāi)日2011年9月7日 申請(qǐng)日期2009年8月19日 優(yōu)先權(quán)日2008年10月16日
發(fā)明者S·亨布格爾 申請(qǐng)人:羅伯特·博世有限公司