專利名稱：頻率合成器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及能夠得到期望的頻率的振蕩輸出的頻率合成器。
背景技術(shù)：
作為一種標準信號產(chǎn)生器，能夠舉出應(yīng)用PLL (Phase Locked Loop，鎖相環(huán))的頻 率合成器。如圖14所示，頻率合成器中，利用分頻器202對電壓控制振蕩器201進行1/N 的分頻，然后將其分頻輸出輸入至相位比較器203的一個輸入端，并且，利用分頻器200對 作為基準信號產(chǎn)生器的例如石英振蕩器204的振蕩輸出進行1/M的分頻，并將其分頻輸出 輸入至相位比較器203的另一輸入端，將該比較信號經(jīng)由環(huán)路濾波器205反饋至電壓控制 振蕩器201，這樣構(gòu)成PLL (例如專利文獻1)。如果鎖定PLL，則電壓控制振蕩器201的振蕩 輸出的頻率fvco與石英振蕩器204的振蕩輸出的頻率f0存在fvco/N = f0/M的關(guān)系，因 此，fvco= (N/M)f0。分頻器202由程序控制計數(shù)器構(gòu)成，能夠從外部以數(shù)字數(shù)據(jù)設(shè)定分頻 比N，因此能夠自由設(shè)定fvco的頻率。作為頻率合成器的應(yīng)用，能夠舉出例如用作移動臺的臺振蕩部。即，在基站將規(guī)定 的頻帶分配給移動臺，因此，在移動臺側(cè)需要生成被分配的頻帶的振蕩輸出，因此需要具有 能夠?qū)ε_振蕩部進行頻率調(diào)整的功能。此外，也用于無線通信設(shè)備的試驗用信號源、廣播設(shè) 備等。在這樣例如在通信領(lǐng)域中應(yīng)用頻率合成器的情況下，為了避免與其它頻道的混 臺，需要使得噪聲較少，此外，因為電波的過密化，優(yōu)選能夠?qū)㈩l率設(shè)定得盡可能地精細。為 了精細地設(shè)定頻率，使上述分頻比變大即可，但如果過大，則在環(huán)路中產(chǎn)生的延遲變長，噪 聲變大，實際上N的上限為1000左右。因此，為了方便說明，例如設(shè)計能夠?qū)?000MHz左右的頻率以IHz單位進行調(diào)整的 頻率合成器，則需要使圖14的裝置多段化。即，如果N的上限為1000，則通過使輸入相位比 較器203的基準信號的頻率(fO/Μ)為1MHz，能夠制作出能夠以IMHz間距(精度)進行設(shè) 定的IMHz 1000MHz的頻率合成器。同樣地，通過使基準信號的頻率為1kHz，能夠制作出 能夠以IkHz間距進行設(shè)定的IkHz IMHz的頻率合成器，同樣地，通過使基準信號的頻率 為1Hz，能夠制作出能夠以IHz間距進行設(shè)定的IHz IkHz的頻率合成器。然后，通過階段 性地合成各頻率合成器，能夠得到能夠以IHz間距設(shè)定到1000MHz的頻率合成器。但是，如果這樣做的話，則對于合成頻率的各合成電路來說，必須組裝有PLL，存在 電路結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜，部件個數(shù)變多，噪聲變大的問題。于是，本發(fā)明者通過采用原理與現(xiàn)有的頻率合成器完全不同的新結(jié)構(gòu)，開發(fā)了能 夠在廣頻帶中進行精細的頻率設(shè)定的新型的頻率合成器(例如專利文獻2)，作為其主要技 術(shù)，研究了對于電壓控制振蕩部的制品的偏差和溫度特性的變化等也具有穩(wěn)定性、能夠進 行頻率的引入的各種電路結(jié)構(gòu)。專利文獻1 日本特開2004-274673號公報，第0002段，圖12專利文獻2 日本特開2007-295537號公報，圖1 圖12

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明鑒于上述情況而提出，其目的在于提供一種能夠精細地對廣頻帶進行設(shè)定 的頻率的引入范圍廣的頻率合成器。本發(fā)明的頻率合成器的特征在于，包括產(chǎn)生與供給的電壓對應(yīng)的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩部；基于基準時鐘信號對與該電壓控制振蕩部的輸出頻率對應(yīng)的頻率的正弦波信號 進行采樣，將該采樣值作為數(shù)字信號輸出的模擬/數(shù)字變換部；矢量取出單元，其對與來自該模擬/數(shù)字變換部的輸出信號對應(yīng)的頻率信號，進 行頻率為ω0/2π的正弦波信號的利用數(shù)字信號的正交檢波，取出復(fù)數(shù)表示以與該頻率信 號的頻率與ω0/2π的頻率差相當(dāng)?shù)念l率旋轉(zhuǎn)的矢量時的實數(shù)部分和虛數(shù)部分；計算上述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的上述矢量的頻率的參數(shù)輸 出部；取出從上述矢量的頻率減去由上述參數(shù)輸出部計算出的頻率所得的差的頻率差 取出單元；對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應(yīng)的電壓信號進行積分，經(jīng)由數(shù)字/模 擬變換部，作為控制電壓反饋至上述電壓控制振蕩部的反饋單元；頻率引入單元，在來自該反饋單元的控制電壓成為比預(yù)先設(shè)定的設(shè)定范圍大的值 的期間中，對用于使上電壓控制振蕩部的輸出頻率上升的第一常數(shù)進行積分，經(jīng)由第二數(shù) 字/模擬變換部作為頻率的引入用電壓輸出，在來自上述反饋單元的控制電壓成為比上述 設(shè)定范圍小的值的期間中，對用于使上述電壓控制振蕩部的輸出頻率下降的第二常數(shù)進行 積分，經(jīng)由第二數(shù)字/模擬變換部作為頻率的引入用電壓輸出；和使來自上述反饋單元的控制電壓與來自上述頻率弓丨入單元的引入用電壓相加，輸 出上述電壓控制振蕩部的控制電壓的加法運算單元，其中，由電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將上述電壓信號反饋至電壓控制振蕩部的反 饋單元構(gòu)成PLL，在PLL鎖定時電壓控制振蕩部的輸出頻率被調(diào)整至設(shè)定頻率。特征在于，上述設(shè)定范圍位于來自上述反饋單元的控制電壓的輸出的上限值與下 限值之間的范圍內(nèi)。進一步，本發(fā)明的頻率合成器的特征在于，還包括將所述加法運算單元與頻率引入單元斷開或者連接的開關(guān)部；代替來自所述頻率引入單元的引入用電壓的輸出，將所述電壓控制振蕩部的輸出 頻率比所述設(shè)定值低的初始電壓輸入所述加法運算單元的初始電壓輸入單元；和對所述開關(guān)部進行控制的開關(guān)控制單元，該開關(guān)控制單元使得在頻率合成器開 始運轉(zhuǎn)的從上述初始電壓輸入單元輸入初始電壓之前的定時將上述頻率引入單元從加法 運算單元斷開，在從上述初始電壓輸入單元輸入初始電壓，從上述反饋單元向電壓控制振 蕩部的控制電壓的輸出超過來自上述反饋單元的控制電壓的輸出的上限值的定時使上述 頻率弓I入單元與加法運算單元連接。本發(fā)明的頻率合成器，在來自反饋單元的輸出偏離預(yù)先設(shè)定的設(shè)定范圍時，由頻 率引入單元進行該輸出是向設(shè)定范圍的上側(cè)偏離還是向設(shè)定范圍的下側(cè)偏離的判斷，根據(jù)其判斷結(jié)果對用于使電壓控制振蕩部的輸出頻率上升的第一常數(shù)或者用于使電壓控制振 蕩部的輸出頻率下降的第二常數(shù)進行積分，并與反饋單元的輸出相加。由此，即使例如由于電壓控制振蕩部的周圍溫度的變化等導(dǎo)致控制電壓與輸出頻 率的對應(yīng)關(guān)系發(fā)生變化，來自反饋單元的控制電壓大幅變動，也能夠進行頻率的引入。因 此，在設(shè)定范圍設(shè)定在例如比反饋單元的輸出的上限值與下限值之間的區(qū)域(PLL的控制 范圍)窄的范圍內(nèi)的情況下，不用擔(dān)心反饋單元的輸出偏離PLL的控制范圍，能夠得到穩(wěn)定 的輸出頻率。


圖1是表示本發(fā)明的頻率合成器的基本結(jié)構(gòu)的框圖。圖2是表示本發(fā)明的頻率合成器的實施方式的框圖。圖3是表示上述實施方式中使用的載波去除器的結(jié)構(gòu)圖。圖4是表示由載波去除器得到的矢量的說明圖。圖5是表示逆矢量乘法部的結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)圖。圖6是表示用于在參數(shù)產(chǎn)生部產(chǎn)生逆矢量的數(shù)據(jù)表的說明圖。圖7是表示利用頻率差取出單元使由載波去除器得到的矢量和逆矢量相乘的狀 態(tài)的說明圖。圖8是表示在幾乎同時的定時采樣得到的矢量的相位差的說明圖。圖9是表示圖2的框圖中的相位差的累積加法部的結(jié)構(gòu)圖。圖10是表示圖2的框圖中的環(huán)路濾波器的結(jié)構(gòu)圖。圖11是表示圖2的框圖中的判定單元和積分單元的結(jié)構(gòu)圖。圖12是表示上述實施方式的作用的流程圖。圖13是表示上述實施方式的作用的時序圖。圖14是表示現(xiàn)有的頻率合成器的結(jié)構(gòu)的框圖。圖15是表示作為本發(fā)明的基礎(chǔ)的頻率合成器的基本結(jié)構(gòu)的框圖。
具體實施例方式本發(fā)明的頻率合成器基于新的原理進行動作，因此首先參照圖15概略說明作為 本發(fā)明的基礎(chǔ)的頻率合成器的動作原理。圖15中1是作為電壓控制振蕩部的電壓控制振 蕩器(VCO =Voltage ControlOscillator)，輸出與供給電壓對應(yīng)的頻率的矩形波即頻率信 號。來自電壓控制振蕩部1的頻率信號由分頻單元2進行1/N(N為整數(shù))的分頻，進一步 變換為正弦波，再變換為數(shù)字信號，但此處僅對利用矢量取出單元20取出以與上述頻率信 號的頻率對應(yīng)的頻率(速度)旋轉(zhuǎn)的矢量進行說明。頻率取出單元20的后段的第一頻率差取出單元30a取出上述矢量的頻率與電壓 控制振蕩部1的輸出頻率成為設(shè)定頻率時的矢量的頻率fr的差。作為取出頻率差的方法， 例如能夠舉出下述方法制作在與電壓控制振蕩部1的輸出頻率成為設(shè)定頻率時由矢量取 出單元20取出的矢量的旋轉(zhuǎn)方向相反的方向以頻率fr旋轉(zhuǎn)的逆矢量，使上述矢量和逆矢 量相乘，于是取出其頻率差。此外，可以以逆矢量使矢量的頻率降低一定程度，以近似式例如近似矢量的速度檢測剩余的頻率差值。舉出使這樣的例子更為具體化的例子如下將使矢量的頻率與fr 一 致的調(diào)整(利用第一頻率差取出單元30a取出頻率差的調(diào)整工序)分為粗調(diào)整和微調(diào)整。 預(yù)先計算用于粗調(diào)整的頻率間隔(間距)fa的整數(shù)倍的頻率中與電壓控制振蕩部1的輸出 頻率成為設(shè)定值時的上述矢量的頻率最為接近的頻率η · fa (η是整數(shù))，使以頻率η · fa逆 旋轉(zhuǎn)的逆矢量與上述矢量相乘，取出頻率為從上述矢量的頻率中減去逆矢量的頻率而得的 頻率的微速矢量。然后，計算比上述頻率間距fa小的用于微調(diào)整的頻率間隔fb的整數(shù)倍 中最接近fr與上述頻率η · fa的差的頻率m · fb (m是整數(shù))，取出上述微速矢量的頻率與 頻率m · fb的差，這樣求取由矢量取出單元得到的矢量的頻率與fr的差。以上一系列的計算由未圖示的參數(shù)輸出部計算。在這樣將取出頻率差的調(diào)整工序 分為粗調(diào)整和微調(diào)整的情況下，具有在矢量的頻率接近fr時能夠得到正確的頻率差的優(yōu) 點，和頻率的檢測運算簡單的優(yōu)點等。這一點通過后述的圖1、圖2的實施方式的說明變得 更為明確。與由第一頻率差取出單元30a取出的頻率差對應(yīng)的電壓通過成為反饋單元的一 部分的積分單元40a被積分，供給至電壓控制振蕩部1的輸入側(cè)。由此，圖15的環(huán)路形成 PLL，在上述頻率差為0時PLL鎖定，電壓控制振蕩部1的輸出頻率被鎖定為設(shè)定頻率。該第一頻率差取出單元30a如上所述具有用于使矢量的頻率與fr 一致的高分辨 率，但能夠取出頻率差的范圍比較窄。因此，圖15所示的頻率合成器在頻率差大時，例如開 始運轉(zhuǎn)等時，不能夠得到用于使第一頻率差取出單元30a動作的足夠的電壓，換言之，電壓 控制振蕩部1的輸出頻率較小，因此，對電壓控制振蕩部1的控制電壓可能不足夠。因此， 認為下述方法是有利的(1)在運轉(zhuǎn)開始初期從具有積分電路部的控制電壓產(chǎn)生用的電路 產(chǎn)生控制電壓，提升電壓控 制振蕩部1的輸出頻率的方式；(2)設(shè)置具有比上述第一頻率差 取出單元30a的分辨率低、即使頻率差大也能夠輸出控制電壓的范圍的引入用的第二頻率 差取出單元30b的方法等。例如圖15所記載的頻率合成器采用(2)的方法，具有比第一頻率差取出單元30a 分辨率低、能夠輸出控制電壓的范圍廣的第二頻率差取出單元30b。在開始運轉(zhuǎn)時，輸出與 利用第二頻率差取出單元30b取出的頻率差對應(yīng)的控制電壓，該控制電壓由積分單元40b 積分，作為電壓控制振蕩部1的控制電壓被施加，輸出頻率上升。在該頻率進入第一頻率差取出單元30a的范圍內(nèi)之后，預(yù)先計算得出的電壓控制 振蕩部1的輸出頻率成為設(shè)定頻率時的矢量的頻率fr與由矢量取出單元20取出的矢量的 頻率的差(頻率差)變小。于是，停止第二頻率差取出單元30b后段的積分單元40b的動 作，使控制電壓成為固定值，另一方面，對與來自第一頻率差取出單元30a的頻率差對應(yīng)的 電壓進行積分，作為控制電壓施加于電壓控制振蕩部1。結(jié)果電壓控制振蕩部1的輸出頻率 的上升率變小，上述頻率差的積分值的上升率也逐漸變小。因此電壓控制振蕩部1的輸出 頻率的上升狀態(tài)更為緩和，隨之與上述頻率差對應(yīng)的電壓的積分值的上升狀態(tài)也變得更為 緩和。從而上述輸出頻率穩(wěn)定在設(shè)定頻率，PLL環(huán)路被鎖定。實際上，只要根據(jù)設(shè)定頻率的大小選擇分頻比即可，據(jù)此通過引入矢量這一想法， 能夠為一段的PLL并且在廣頻帶中進行精細的頻率設(shè)定。但是圖15的頻率合成器中，因為使用分辨率不同的兩個頻率差取出單元30a、 30b，所以存在部件個數(shù)較多的問題。如后所述在各頻率差取出單元中，需要具有多個乘法器和加法器，實際上不得不組裝多個具有數(shù)萬單位的門的FPGA (Field Programmable Gate Array，現(xiàn)場可編程門陣列)。為了解決這樣的問題，本發(fā)明者開始研究不設(shè)置取入用的第二頻率差取出單元 30b就能夠進行開始運轉(zhuǎn)時等的頻率取入動作的頻率合成器的結(jié)構(gòu)。結(jié)果，在具有與PLL的 控制范圍對應(yīng)的范圍的積分單元的輸出超過預(yù)先決定的設(shè)定范圍而變動的情況下，檢測該 輸出向比設(shè)定范圍大的方向還是向比設(shè)定范圍小的方向的哪個方向變動，通過利用該檢測 結(jié)果，能夠不使用分辨率低的頻率差取出單元地進行取入動作。以下，詳細說明本實施方式 的頻率合成器的結(jié)構(gòu)。圖1表示本實施方式的頻率合成器的概略結(jié)構(gòu)，電壓控制振蕩部1 —分頻單元 2 —矢量取出單元20 —頻率差取出單元30 —積分單元40的環(huán)路的結(jié)構(gòu)和功能，與圖15記 載的頻率合成器同樣。另外，圖1的頻率差取出單元30和積分單元40分別與圖15的第一 頻率差取出單元30a、積分單元40a對應(yīng)。本實施方式的頻率合成器中，作為進行開始運轉(zhuǎn)時的取入動作的頻率取入單元， 具有位于積分單元40的后段的判斷單元50，和對來自該判斷單元的輸出進行積分并輸出 至電壓控制振蕩部1的積分單元51，這一點與使用分辨率低的第二頻率檢測單元30b進行 取入的現(xiàn)有的頻率合成器不同。以下，利用圖2之后的圖說明具有這樣的結(jié)構(gòu)的頻率合成 器的具體的結(jié)構(gòu)例。對設(shè)置在電壓控制振蕩部1的后段的單元依次進行說明。2是例如由程序控制計 數(shù)器構(gòu)成的分頻器，該分頻器2的分頻比N(N為整數(shù))由后述的參數(shù)輸出部決定。在分頻 器2的后段，作為用于將來自分頻器2的頻率信號即矩形波信號變換為正弦波信號的單元， 設(shè)置有低通濾波器21。圖2中的3是A/D (模擬/數(shù)字)變換器，利用來自基準時鐘產(chǎn)生部31的時鐘信 號對作為來自低通濾波器21的頻率信號的正弦波信號進行采樣，將其采樣值作為數(shù)字信 號輸出?；鶞蕰r鐘產(chǎn)生部31為了采樣上述頻率信號而輸出作為頻率的穩(wěn)定性極高的頻率 信號的時鐘信號。以由A/D變換器3得到的數(shù)字信號確定的高頻信號在基波之外也包含高次諧波。 即在對具有(高次)諧波失真的正弦波進行采樣時，受到該高次諧波成分折返的影響，根據(jù) 情況可能會有頻譜的頻率軸上基波頻率與高頻的頻率重疊的情況。于是，為了避免這樣的 重疊，需要在后面取出與電壓控制振蕩部1的輸出頻率正確對應(yīng)的矢量。一般地以頻率fs的時鐘信號對頻率fl的正弦波信號進行采樣時，取入結(jié)果的頻 率f2由(1)式表達。其中，mod (，)表示modulo函數(shù)。f2 = I mod (fl+fs/2, fs) -fs/2 |......(1)在該取入結(jié)果中，對于基波頻率，η次高頻的頻率表達為nX (基波頻率)，因此使 其為f2代入上式(1)中則能夠計算出高頻作為怎樣的頻率被取入。通過使用該計算，能夠 設(shè)定來自分頻器2的高頻信號的頻率fc和采樣頻率(時鐘信號的頻率)fs,使得基波的頻 率與高次諧波的頻率不重疊。例如以矢量停止時的fc為36MHz的方式設(shè)定分頻比N，將fs 設(shè)定為40MHz，則以作為來自A/D變換器3的數(shù)字信號的輸出信號確定的頻率信號的基波為 4MHz的正弦波。另外，只要令fc/fs為9/10，基波的頻率與高次諧波的頻率就不重疊，但是 fc/fs并不限定于該值。
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在A/D變換器3的后段設(shè)置有載波去除器4。該載波去除器4利用頻率為 ω0 /2π (角速度為coOt)的正弦波信號對由來自A/D變換器3的數(shù)字信號確定的正弦波 信號進行正交檢波，取出以由A/D變換器3的數(shù)字信號確定的頻率信號的頻率與用于檢波 的正弦波信號的頻率的差的頻率旋轉(zhuǎn)的矢量，更詳細地說，相當(dāng)于取出復(fù)數(shù)表達該矢量時 的實數(shù)部分和虛數(shù)部分的圖1所記載的矢量取出單元20。對載波去除器4進行詳細敘述。如圖3所示，載波去除器4包括對上述正弦波信 號乘以COS (ωOt)的乘法部41a;對上述正弦波信號乘以-Sin(ω ot)的乘法部41b ；分別設(shè) 置在乘法部41a、41b的后段的低通濾波器42a和42b。由此，在令由A/D變換器3得到的 正弦波信號為Acos (ω(Η+θ )時，乘法部41a的輸出和乘法部41b的輸出分別由(2)式和 (3)式表達。Acos (ω Ot+θ )· C0s(CoOt)= 1/2 · Acos θ +1/2 {cos (2 ω Ot) · cos θ +sin (2 ω Ot) · sin θ }...... (2)Acos (ωOt+ θ ) . -sin(ωOt)= 1/2 · Asin θ -1/2 {sin (2 ω Ot) · cos θ +cos (2 ω Ot) · sin θ }...... (3)通過使乘法部41a的輸出和乘法部41b的輸出分別通過低通濾波器42a和42b， 能夠除去2 ω Ot的頻率信號，因此，結(jié)果從低通濾波器42a、42b分別取出1/2 · Acos θ和 1/2 -Asin θ。低通濾波器42a、42b的實際的數(shù)字處理是，對于從乘法部41a、41b輸出的時 間序列數(shù)據(jù)，運算連續(xù)的多個數(shù)據(jù)例如6個數(shù)據(jù)的移動平均。在由A/D變換器3得到的正弦波信號的頻率與用于正交檢波的正弦波信號 的頻率相等時，輸出中不包含時間函數(shù)，因此由載波去除器4得到的矢量停止。另 一方面，當(dāng)由AcOS(co0t+e)表達的正弦波信號的頻率變化時，Acos (ω Ot+θ )變?yōu)?Acos (ω Ot+ θ + ω It)。由此，1/2 · Acos θ 變?yōu)?1/2 · Acos ( θ +ω It), 1/2 ‘ Asin θ 變?yōu)?1/2 · Asin (θ + ω It)。S卩，從低通濾波器42a、42b得到的輸出是，對矢量進行復(fù)數(shù)表達時 的實數(shù)部分(I)和虛數(shù)部分(Q)，該矢量以與正弦波信號[Acos( ot+e)]的頻率變化量 (ω U)對應(yīng)的信號即由A/D變換器3得到的正弦波信號的頻率與在正交檢波中使用的正弦 波信號的頻率的差值(ω ν2π)的速度旋轉(zhuǎn)。另外，在本說明書中，沒有區(qū)分使用頻率和 角速度的意思，兩者可以混用。圖4是表示該矢量V的圖，該矢量V的長度為Α，旋轉(zhuǎn)速度為colt (= Φ)(頻率 ω lt/2 π )。該例中在正交檢波中使用的頻率為4MHz，如果由A/D變換器3得到的正弦波信 號的頻率為4MHz則矢量的旋轉(zhuǎn)速度為0，但如果偏離4MHz則以與該偏離的頻率差對應(yīng)的頻 率(旋轉(zhuǎn)速度)旋轉(zhuǎn)。在載波去除器4的后段設(shè)置有逆矢量乘法部5。該逆矢量乘法部5對由載波去除 器4得到的矢量V乘以由參數(shù)輸出部6制作出的逆矢量V’。如果更直觀地表達地話，該乘 法運算使矢量V的速度減少與逆矢量V’的速度對應(yīng)的量，換言之，得到以矢量V的頻率與 逆矢量V’的頻率的差旋轉(zhuǎn)的矢量。對逆矢量乘法部5的運算進行說明。載波去除器4和逆矢量乘法部5通過計算 機的運算來進行運算，令在其運算的采樣中某定時的采樣例如第η次的矢量V的采樣值為I (n)+jQ (η)，則第η次的逆矢量V’的采樣值為I’(n)+jQ’(η)。使兩矢量相乘而得的矢量 I+jQ 為{I (n)+jQ (η)} X {I' (η)+JQ' (η)}。整理該式得到(4)式。I+jQ = {I (η) ·Γ (η)-Q(η) · Q，(n)}+j{I(n) · Q，(η)+Γ (η) .Q(η)}...... (4)圖5表示逆矢量乘法部5的結(jié)構(gòu)，進行⑷式的運算。逆矢量V’的產(chǎn)生是指，以實際上復(fù)數(shù)平面上的矢量逆旋轉(zhuǎn)的方式使該矢量的實數(shù) 部分和虛數(shù)部分的值即逆矢量V’的相位為Φ ’時，產(chǎn)生COSCj5 ’和SincK的值。圖6表示 矢量的cos Φ ’和sin Φ ’的組沿矢量的旋轉(zhuǎn)方向依次排列的I/Q表60，參數(shù)輸出部6在該 例中具有上述I/Q表60，以根據(jù)指示的電壓控制振蕩部1的設(shè)定頻率決定的增大數(shù)或減少 數(shù)讀出I/Q表60的地址，輸出至逆矢量乘法部5。例如對地址從第0個到第k個由時鐘的 讀出定時一個一個地進行讀取，由此矢量V以一定速度旋轉(zhuǎn)，使增大數(shù)為2每隔一個地讀出 地址時，矢量的速度成為雙倍速度。是增大讀出還是減少讀出，能夠根據(jù)由載波去除器4取 出的矢量V的旋轉(zhuǎn)方向決定。這樣能夠生成相對矢量V逆旋轉(zhuǎn)的逆矢量V’。對于圖2中此前的框敘述其具體的一系列的運算。令電壓控制振蕩部1的輸出頻 率為fvco，由分頻器2分頻后的頻率為fvco/N。在A/D變換器3中，利用頻率為fs的時鐘信 號進行采樣，因此由通過A/D變換部3得到的數(shù)字信號確定的頻率信號的頻率為fs-(fVC0/ N)。該例中fs為40MHz，因此是40MHz-(fvco/N)。在載波去除器4中用于檢波的正弦波信 號的頻率(ω(Η/2 π )為4MHz，因此從載波去除器4取出的矢量V的頻率為40MHz-(fVCO/ N)-4MHz。本發(fā)明以電壓控制振蕩部1的輸出頻率fvco成為設(shè)定頻率時矢量V的頻率與上 述頻率fr的頻率差為0的方式進行控制。如果(fvco/N)為36MHz，則矢量V停止(頻率為 0)，因此，此時，通過將逆矢量V’的頻率設(shè)定為0，PLL被鎖定，電壓控制振蕩部1的輸出頻 率fvco成為設(shè)定頻率。但是這樣的情況只出現(xiàn)在一點，因此實際上從載波去除器4取出的 矢量V以一定速度旋轉(zhuǎn)。因此，需要產(chǎn)生用于使矢量V停止的逆矢量V’，但因為一系列的計 算由軟件進行，所以從設(shè)計角度出發(fā)希望存儲用于產(chǎn)生逆矢量V’的數(shù)據(jù)的存儲器容量盡可 能地小。從該觀點出發(fā)，令電壓控制振蕩部1的設(shè)定頻率為fset，優(yōu)選fset/N盡可能地 接近36MHz，在該例中，在參數(shù)輸出部6，對于由用戶設(shè)定的期望的設(shè)定頻率fset，運算使 fset/N最接近36MHz的整數(shù)，將該整數(shù)作為分頻器2的分頻比N。由此，用于使從載波去除 器4取出的矢量V停止的逆矢量V’的頻率為小于4MHz的值，用于產(chǎn)生逆矢量V’的數(shù)據(jù)量 較少即可。此處舉出頻率的具體例子。令電壓控制振蕩部1的設(shè)定頻率fset例如為 520. 000IMHz，在分頻比N為最接近例如fset/36MHz的整數(shù)時，N= 14。此時，電壓控制振蕩 器的輸出頻率為設(shè)定頻率fset時的分頻后的頻率為fset/14 = 37. 1428642857143MHz。在 如上所述分頻后的頻率為36MHz時，由通過A/D變換部3得到的數(shù)字值特定的頻率信號的 頻率是40MHz-36MHz = 4MHz，通過以4MHz的正弦波信號進行正交檢波的載波去除器4而得 到的矢量V的頻率為4MHz-4MHz = 0，即矢量V停止。由此，fset/14 = 37. 1428642857143MHz 的頻率信號通過A/D變換部3數(shù)字化，該頻率信號被輸入載波去除器4而得到的矢量V的 頻率為 37. 1428642857143MHz-36MHz = 1. 1428642857143MHz。這樣的運算，通過對頻率合成器輸入設(shè)定頻率，在使電壓控制振蕩部1動作之前
9由參數(shù)輸出部6進行。此外參數(shù)輸出部6參照未圖示的存儲器，選擇能夠得到接近設(shè)定頻 率的頻率的電壓值，由此電壓輸出部11的輸出電壓向著該電壓值上升。將分頻比1/N設(shè)定 為14，此外將逆矢量V’的頻率設(shè)定為1. 1428642857143MHz，則在由A/D變換部3得到的頻 率信號的頻率成為1. 1428642857143MHz之前，電壓控制振蕩部1的輸出頻率fvco上升，在 矢量V的頻率與逆矢量V’的頻率一致時PLL鎖定，fvco收斂于fset。圖7是以圖像表示利用逆矢量V’使矢量V進行逆旋轉(zhuǎn)處理而停止的狀態(tài)的圖。上述動作是僅依靠逆矢量V’使矢量V停止的方式下的動作，此時，將與由逆矢量 乘法部5得到的矢量的頻率對應(yīng)的信號輸入環(huán)路濾波器8即可。但是，在這樣的結(jié)構(gòu)中用 于產(chǎn)生逆矢量V’的數(shù)據(jù)量變得很大。因此在圖2所示的實施方式中，利用逆矢量V’使矢 量V的頻率減少到一定程度，由后段的相位的時間差檢測部71、加法部72和相位差的累積 加法部73的動作進行剩余的減速。換言之，由逆矢量乘法部5進行矢量V的頻率的粗調(diào)整， 在后段部位進行矢量V的微調(diào)整，由此使矢量V停止。進行矢量V的頻率的粗調(diào)整的逆矢量V，的頻率例如能夠以152. 587890625Hz間 距(間隔)進行設(shè)定。其理由是，在以40MHz對數(shù)據(jù)進行采樣時，將逆矢量V’的相位的點 數(shù)設(shè)定為2的18次方，則40MHz/218 = 152. 587890625Hz。即參數(shù)輸出部6中最小粗調(diào)整 頻率(頻率間距fa)為152. 587890625Hz，對作為上述矢量V的頻率的1142864. 2857143Hz (1. 1428642857143MHz)計算使頻率間距fa為幾倍能夠最為接近它。最接近1142864. 2857143Hz/152. 587890625Hz 的整數(shù)為 7490，參數(shù)輸出部 6 求取 該整數(shù)，由此求出最接近電壓控制振蕩部1的輸出頻率成為設(shè)定值時的上述矢量V的頻率 的頻率 η · fa (η 是整數(shù))=7490 · 152. 587890625Hz = 1142883. 30078125Hz。然后參數(shù)輸出部6進行下述計算。首先從矢量V的頻率減去由逆矢量V’調(diào)整的 頻率，142864. 2857143HZ-1142883. 30078125Hz = 19. 0150669664145Hz。進而計算在比粗調(diào)整用的上述頻率間距fa小的用于微調(diào)整的頻率間距fb(該例 中為頻率間距IHz)的整數(shù)倍中，最接近電壓控制振蕩部1的輸出頻率成為設(shè)定值時的上述 矢量V的頻率與上述頻率η ·fa的差即19.0150669664145Hz的頻率m · fb (m為整數(shù))。此 時，fb為1Hz，因此m為19，19Hz的量的調(diào)整由矢量乘法部5的后段的部分進行。此處的粗 調(diào)整和微調(diào)整的用語，與作為該新方式的頻率合成器的改良部分的反饋單元中的基于圖1 所示的判斷單元50側(cè)的輸出的粗調(diào)整和基于頻率差取出單元30側(cè)的輸出的微調(diào)整不同。回到圖2，7是減數(shù)處理部，70是低通濾波器，71是相位的時間差檢測部，72是第二 加法部，73是相位差的累積加法部，8是環(huán)路濾波器，80是D/A (數(shù)字/模擬)變換部。矢量V的旋轉(zhuǎn)通過逆矢量V’被減速，因此能夠以簡單的近似式求取矢量V的頻率 (速度)。在圖8所示的復(fù)數(shù)平面上，如果矢量V的頻率與采樣頻率相比足夠小，并且也可 以認為θ = sine，則由第(η-l)次采樣求得的矢量V(n-l)與由第η次的采樣求得的矢 量乂仏)=ν(η_1) + Δν所成的角度Δ φ，即兩次采樣時的矢量V的相位差Δ φ能夠看作是 AV的長度。說明求取M的近似式，首先相位差Δ φ由(5)式表示。其中imag表示虛數(shù)部 分，conj {V(η)}是V(η)的共軛矢量，K是常數(shù)。Δ φ = K · imag [ Δ V · con j {V (η)} ]......(5)此處，對于I值(矢量V的實數(shù)部分)和Q值(矢量V的虛數(shù)部分)來說，如果令與第η次的采樣對應(yīng)的值分別為I (η)和Q(n)，則Δ V和conj {V (η)}進行復(fù)數(shù)表達時，分別 由(6)式和(7)式表達。AV= Δ I+j AQ......(6)conj {V(η)} =I (η)-jQ(η)......(7)其中，ΔI 為 I (η) -I (η_1)，Δ Q 為 Q (η) -Q (η_1)。將(6)式和(7)式代入(5)式進 行整理，則Δ φ由(8)式表達。Δ φ = Δ Q · I (η) - Δ I · Q (η)......(8)上述相位的時間差檢測部71具有使用這樣的近似式求取Δ φ的功能。該Δ φ 為由逆矢量乘法部5減速后的矢量V的頻率對應(yīng)的值，因此位相的時間差檢測部71可以說 是輸出減速后的矢量V的頻率的單元(微速矢量檢測單元)。如果求出矢量V(n-l)和V(n)，則求取此間的角度Δ φ的方法能夠使用各種數(shù)字 方法。(5)式的近似式只是舉出的一個例子。作為該數(shù)學(xué)式，也可以使用連接原點與連接 V (η)和V(n-l)的各終點的線的中點的矢量VO即{V (n)+V (n_l)}/2，在(5)式中以該矢量 VO代替V(n)來代入。這樣的(5)式能夠近似的理由是，能夠認為VO與ΔΥ正交，因此AV 的長度能夠認為與將VO看作實軸時的△ V的虛數(shù)值相當(dāng)。另一方面，參數(shù)輸出部6通過計算求取作為矢量V的頻率微調(diào)整量的19Hz的值， 因此由相位的時間差檢測部71檢測出的矢量V的頻率和微調(diào)整量的19Hz在加法部72相 對照，取出矢量V的頻率與微調(diào)整量的19Hz的差值，輸入相位差的累積加法部73。然后將 來自相位差的累積加法部73的輸出值輸入環(huán)路濾波器8。本發(fā)明如圖7所示進行使矢量V停止的處理，該處理在圖2的例子中分為進行逆 旋轉(zhuǎn)的粗略的停止處理和使變?yōu)槲⑺俚氖噶縑正確停止的處理，由相位的時間差檢測部71 和加法部72進行后半的處理。逆矢量乘法部5、相位的時間差檢測部71和第二加法部72 相當(dāng)于圖1所示的頻率差取出單元30。另外，在該例中，電壓控制振蕩部1的輸出頻率比設(shè) 定頻率低時，即旋轉(zhuǎn)矢量的頻率比設(shè)定頻率低時，相位的時間差檢測部71的輸出為負值來 輸出，因此設(shè)置對該輸出乘以-1的乘法部711。如圖9所示，相位差的累積加法部73將某次采樣時的輸入值保持于寄存器73a，在 下一次采樣時輸出一直以來保持的值，并且回到加法部73b與輸入值相加，將該相加值輸 入寄存器73a。此外，環(huán)路濾波器8與圖1的積分單元40相當(dāng)，如圖10所示，在累積加法部8a對 輸入值進行累積相加，并且在加法部8b將輸入值加于該累積加法值。該環(huán)路濾波器8的輸 出電壓由D/A變換部80成為模擬電壓，與來自后述的頻率引入單元的D/A變換部的輸出電 壓在結(jié)合器11中相加，作為控制電壓輸入電壓控制振蕩部1。環(huán)路濾波器8具有抑制信號 的變動、實現(xiàn)環(huán)路的穩(wěn)定化的功能。該例中，相位差累積加法部73、環(huán)路濾波器8和D/A變 換部80相當(dāng)于反饋單元。從電壓控制振蕩部1經(jīng)由頻率差取出單元和環(huán)路濾波器8回到電壓控制振蕩部1 的環(huán)路形成PLL。此外，從A/D變換器3到環(huán)路濾波器8的各部位由FPGA等數(shù)字處理裝置 構(gòu)成。此處，關(guān)于已述的引入動作，本發(fā)明者研究了相位的時間差檢測部71的檢測值與 低通濾波器21的輸出電平的關(guān)系，了解了如果偏離以電壓控制振蕩部1的輸出頻率成為設(shè)
11定頻率的點為中心的規(guī)定的頻率區(qū)域，則低通濾波器21的增益下降。這樣，在電壓控制振 蕩部1的輸出頻率由于溫度特性等變化至該范圍以上時，控制系統(tǒng)無法跟蹤，因此不能夠 將頻率引入設(shè)定頻率。此外，在裝置開始運轉(zhuǎn)時，控制電壓沒有被輸入到電壓控制振蕩器1， 因此需要使控制電壓上升直至頻率的引入范圍。本實施方式的頻率合成器，作為頻率引入單元，包括判斷單元50，其判斷環(huán)路濾 波器8的輸出是否偏離預(yù)先設(shè)定的范圍，根據(jù)其判斷結(jié)果輸出用于調(diào)節(jié)電壓控制振蕩器1 的輸出頻率的常數(shù)；和積分單元51，其對來自該判斷單元50的輸出進行積分，向電壓控制 振蕩器1輸出。此外，在積分單元51的后段設(shè)置有用于在頻率合成器開始運轉(zhuǎn)時使頻率 引入單元與結(jié)合器11斷開的開關(guān)54 ；作為輸入開始運轉(zhuǎn)時的電壓控制振蕩器1的初始電 壓的初始電壓輸入單元的加法部53 ；和將來自積分單元51和加法部53的數(shù)字信號變換為 電壓控制振蕩器1的控制電壓(模擬信號)的D/A變換部52。此處，開關(guān)54的“導(dǎo)通/斷 開”的切換由作為開關(guān)控制單元的動作控制部61進行。動作控制部61監(jiān)視環(huán)路濾波器8 的輸出，具有當(dāng)其輸出成為緊鄰范圍的上限的狀態(tài)時，使開關(guān)54導(dǎo)通，使頻率引入單元與 結(jié)合器11連接的功能。圖11所示的判斷單元50包括判斷來自環(huán)路濾波器8的輸出是否大于預(yù)先決定 的設(shè)定范圍的上限值的第一比較器501 ；判斷來自環(huán)路濾波器8的輸出是否小于上述設(shè)定 范圍的下限值的第二比較器502 ；根據(jù)來自第一比較器501和第二比較器502的輸出，對積 分單元51輸出表示“+1，，或“-1，，的任一個常數(shù)的信號的常數(shù)輸出電路503 ；和在存在來自 第一比較器501和第二比較器502中的任一方的輸出時，對積分單元51輸出啟動信號的啟 動信號輸出電路504。此外，積分單元51包括接受來自上述的啟動信號輸出電路504的啟動信號并輸 出所保持的信號的寄存器512;和使來自該寄存器512的輸出信號與來自常數(shù)輸出電路503 的輸入值相加，并存儲于寄存器512的加法器511。與來自環(huán)路濾波器8的輸出進行比較的設(shè)定范圍的上限值和下限值，例如基于 PLL的控制范圍進行設(shè)定。例如在來自環(huán)路濾波器8的輸出信號為12bit時，該輸出信號在 “1 212”的范圍內(nèi)變化。于是，對于表示由PLL環(huán)路能夠單獨控制的范圍，即構(gòu)成反饋單 元的環(huán)路濾波器8的輸出的上限值與下限值間的范圍(PLL的控制范圍)的該范圍，考慮到 安全率，例如以與該范圍的“1/6 5/6”的范圍相當(dāng)?shù)姆绞皆O(shè)置設(shè)定范圍，則由第一比較器 501進行比較的上限值為“(212-1 ( = 4095)) · (5/6) 3412”，由第二比較器502進行比較 的下限值為“(4095) · (1/6) 683”。由此，在來自環(huán)路濾波器8的輸出超過上述上限值的情況下，第一比較器501導(dǎo) 通，對上述常數(shù)輸出電路503和啟動信號輸出電路504輸出信號，此外，在來自環(huán)路濾波器8 的輸出低于上述下限值的情況下，第二比較器502導(dǎo)通，對這兩個電路503、504輸出信號。 此外，在來自環(huán)路濾波器8的輸出在該上限值、下限值的范圍內(nèi)的情況下，從任一個比較器 501,502中均不輸出信號。常數(shù)輸出電路503具有在環(huán)路濾波器8的輸出大于設(shè)定范圍時(第一比較器501 導(dǎo)通時)輸出作為第一常數(shù)的正常數(shù)例如“+1”，而在環(huán)路濾波器8的輸出小于設(shè)定范圍時 (第二比較器502導(dǎo)通時)輸出作為第二常數(shù)的負常數(shù)例如“-1”的功能。例如在從第一比較器501接收到信號的情況下，例如由于溫度特性的變化等導(dǎo)致
12電壓控制振蕩器1的輸出頻率低于PLL的控制范圍，需要使施加于電壓控制振蕩部1的電 壓進一步變大，進一步提高頻率信號的頻率。于是，在常數(shù)輸出電路503從第一比較器501 接收到信號時，對積分單元51輸出表示作為電壓的調(diào)整方向和單位調(diào)整量的第一常數(shù)的 信號“+1”。“+1”的信號例如作為由表示正符號的信號“0”和表示單位調(diào)整量的信號“1” 構(gòu)成的2bit信號輸出。另一方面，在從第二比較器502接收到信號的情況下，電壓控制振蕩器1的輸出頻 率高于PLL的控制范圍，需要使施加于電壓控制振蕩器1的電壓進一步變小。于是，常數(shù)輸 出電路503對積分單元51輸出表示作為第二比較器502電壓的調(diào)整方向和單位調(diào)整量的 第二常數(shù)的信號“-1”?！?1”的信號例如輸出由表示負符號的信號“1”和表示單位調(diào)整量 (例如IHz)的信號“1”構(gòu)成的2bit信號。通過具有以上所說明的結(jié)構(gòu)，在來自環(huán)路濾波器8的輸出偏離預(yù)先決定的設(shè)定范 圍的情況下，進行是向超過該范圍的方向偏離還是向低于該范圍的方向偏離的判斷，向積 分單元51輸出用于消除該狀態(tài)的信號。積分單元51接收來自啟動信號輸出電路504的啟 動信號，輸出在前一個采樣得到的值，并且使該輸出值與此次采樣得到的值依次相加。來自積分單元51的輸出由圖2所示的D/A變換部52變換為模擬電壓，由作為加 法單元的結(jié)合器11與來自PLL環(huán)路的輸出電壓相加，作為控制電壓輸入電壓控制振蕩器1。 D/A變換器52與PLL環(huán)路側(cè)的D/A變換器80相比數(shù)字側(cè)的位數(shù)變少，對于輸入信號能夠以 大頻率間距輸出控制電壓，并且具有與電壓控制振蕩器1的控制電壓對應(yīng)的范圍。接著，參照圖12和圖13說明圖2所示的頻率合成器整體的動作。判斷單元50和積 分單元51由軟件構(gòu)成，但對于該部分的動作，為了方便說明，作為圖12中的步驟進行記載。 如上述的具體例所記載的那樣，令電壓控制振蕩器1的設(shè)定頻率fset例如為520. 000IMHz, 從未圖示的輸入部輸入(圖12的步驟Si)。此時頻率引入單元(判斷單元50、積分單元 51)的后段的開關(guān)54斷開，頻率引入單元與結(jié)合器11斷開。參數(shù)輸出部6具有寫入有電壓 控制振蕩器1的設(shè)定頻率與供給電壓的關(guān)系的表，使用該表選擇最接近520. 000 IMHz，并且 比該頻率低的頻率。進一步，參數(shù)輸出部如上所述計算與fset/36MHZ最接近的整數(shù)即分頻比N = 14， 和將得到設(shè)定頻率時的矢量V的頻率分為粗調(diào)整量和微調(diào)整量時的各自的量。此時，計算 頻率的粗調(diào)整量即作為逆矢量的頻率的1142883. 30078125Hz和輸入第二加法部72的作為 微調(diào)整量的逆旋轉(zhuǎn)處理后的矢量的頻率19Hz。在頻率引入單元后段的加法部53相加的初始電壓作為與設(shè)定頻率相抵的值計算 出來，進一步積分單元51的積分值被清除(步驟S2、S3)。當(dāng)從輸入部輸入開始的指示時， 上述初始電壓在加法部53被相加，電壓控制振蕩器1上升，如圖13(d)所示以比設(shè)定頻率 低的初始的輸出頻率開始振蕩。此處向反饋單元(相位差的累積加法部73、環(huán)路濾波器8) 的輸入值與下述(9)式對應(yīng)，因此在該時刻為正值。{(與電壓控制振蕩器1的輸出頻率對應(yīng)的矢量的旋轉(zhuǎn)速度)_ (與設(shè)定頻率對應(yīng)的 矢量的旋轉(zhuǎn)速度)}X(_1)……(9)因此，對該輸入值進行積分而得的結(jié)果，即環(huán)路濾波器8的輸出，如圖13(a)所示 急劇上升，在“時刻t/’的時刻成為緊鄰輸出范圍的上限的狀態(tài)。動作控制部61監(jiān)視該環(huán)路濾波器8的輸出(步驟S4)，當(dāng)輸出達到輸出范圍的上限(步驟S4:是)時，使開關(guān)54導(dǎo)通，使頻率引入單元與結(jié)合器11連接(步驟S5)。然后， 由判斷單元50開始來自環(huán)路濾波器8的輸出即從PLL環(huán)路向電壓控制振蕩器1的控制電 壓的輸出是否在設(shè)定范圍內(nèi)的判斷(步驟S6)。如上所述在“時刻t/，，環(huán)路濾波器8的輸出緊鄰輸出范圍的上限，因此在判斷單元 51內(nèi)判斷環(huán)路濾波器8的輸出(PLL環(huán)路的控制電壓)比設(shè)定范圍大(步驟S8:是)，如圖 13(b)所示第一比較器501導(dǎo)通，向積分單元51輸出第一常數(shù)“+1”。由此在積分單元51 對用于使輸出頻率上升的常數(shù)“+1”進行積分(步驟S9)，該積分結(jié)果經(jīng)由D/A變換部52、 結(jié)合器11輸入電壓控制振蕩器1。然后，通過重復(fù)進行上述步驟S6 否一步驟S8 否一步驟S9的動作，如圖13(d)所 示來自電壓控制振蕩器1的輸出頻率從初始輸出的頻率逐漸上升。然后，當(dāng)該輸出頻率在 “時刻t2”超過設(shè)定頻率時，向反饋單元的輸入值成為負值，因此，通過對該值進行積分，環(huán) 路濾波器8的輸出開始從緊鄰范圍的上限的狀態(tài)下降(圖13(a))。環(huán)路濾波器8的輸出進一步下降，當(dāng)成為設(shè)定范圍內(nèi)的值時(圖13 (a))，第一比較 器501斷開(圖13 (b))，判斷控制電壓位于設(shè)定范圍內(nèi)(步驟S6 是)，積分單元51的積 分停止(步驟S7)。之后，在PLL的控制范圍內(nèi)進行PLL環(huán)路單獨的頻率控制，在“時刻t4”來自電壓 控制振蕩器1的輸出頻率成為在設(shè)定頻率上穩(wěn)定的狀態(tài)。在控制電壓為設(shè)定范圍內(nèi)的期間 中(步驟S6 是)，保持頻率引入單元的積分單元51停止的狀態(tài)而繼續(xù)進行該PLL環(huán)路單 獨的控制(步驟S7)。另外，在模擬中，從開始電壓控制振蕩器1的動作，到來自電壓控制振 蕩器1的輸出頻率穩(wěn)定于設(shè)定頻率的狀態(tài)的時間約為150msec。在PLL鎖定之后，電壓控制振蕩器1的輸出頻率可能會由于溫度特性等而大幅變 化，在這樣的情況下，頻率引入單元運轉(zhuǎn)，進行使輸出頻率迅速穩(wěn)定于設(shè)定頻率的動作。例 如，在頻率合成器運轉(zhuǎn)中的某個“時刻t5，，電壓控制振蕩器1由于周圍溫度的變化等，輸出 頻率上升，則向反饋單元的輸入值成為負值(參照(9)式)，該值被積分，環(huán)路濾波器8的輸 出開始下降。然后，在“時刻、”環(huán)路濾波器8的輸出低于判斷單元50內(nèi)的第二比較器502的 設(shè)定值(圖13 (a)、圖13 (c))，判斷為控制電壓偏離設(shè)定范圍(步驟S6 否)，進一步判斷該 控制電壓比設(shè)定范圍小(步驟S8:是)。然后，在積分單元51中對用于使輸出頻率下降的 第二常數(shù)“_1”進行新的積分，積分結(jié)果經(jīng)由D/A變換部52、結(jié)合器11輸出到電壓控制振蕩 器1(步驟S10)。通過重復(fù)這些步驟S6 否一步驟S8 是一步驟S10，來自電壓控制振蕩器1的輸出 頻率開始下降，最終低于設(shè)定范圍(圖13(d))。結(jié)果，向反饋單元的輸入值成為正值(參照 (9)式)，該值被積分，環(huán)路濾波器8的輸出開始上升(圖13 (a))，在“時刻t7”超過在第二 比較器502設(shè)定的下限值(同一圖)。然后，控制電壓成為控制范圍內(nèi)(步驟S6:是)，積 分單元51的積分停止(步驟S7)，頻率的引入動作結(jié)束。之后在“時刻t8”輸出信號成為設(shè) 定頻率(圖13(d))，在PLL環(huán)路單獨進行維持該狀態(tài)的控制(步驟S6:是一步驟S7)。另 外，在模擬中，“時刻t5 t8，，的時間約為IOOmsec0此外，與上述的說明相反地，在電壓控制振蕩器1的特性向輸出頻率下降的方向 變化時，進行重復(fù)進行步驟S6 否一步驟S8 否一步驟S9的動作，利用判斷單元50、積分單元51輸出使輸出頻率上升的常數(shù)“+1”的新的積分結(jié)果的引入。結(jié)果，進行圖13(a)、圖 13(b)、圖13(d)所示的“時刻t9 t12”的動作，回到PLL環(huán)路單獨的控制(步驟S6 是一 步驟S7)。另外，在模擬中，到“時刻t9 t12”為止的時間與輸出頻率上升時的情況為相同 程度。根據(jù)本發(fā)明的實施方式能夠得到以下的效果。在作為對與上述(9)式對應(yīng)的值進 行積分而得的積分值的環(huán)路濾波器8的輸出，偏離設(shè)定在比該環(huán)路濾波器8的輸出的上限 值與下限值之間的區(qū)域(控制范圍)窄的范圍內(nèi)的設(shè)定范圍(該例中為以控制范圍為1的 1/6 5/6的范圍)時，頻率引入單元(判斷單元50、積分單元51)判斷該輸出是向設(shè)定范 圍的上側(cè)偏離還是向下側(cè)偏離，根據(jù)該判斷結(jié)果對正或負的常數(shù)進行積分，與環(huán)路濾波器8 的輸出相加。由此，即使例如由于電壓控制振蕩器1的周圍溫度的變化等導(dǎo)致控制電壓與輸出 頻率的對應(yīng)關(guān)系發(fā)生變化，作為控制電壓的環(huán)路濾波器8的輸出大幅變動，也能夠在到達 該輸出的上限值或下限值之前進行頻率的引入。因此，不需要擔(dān)心環(huán)路濾波器8的輸出偏 離PLL環(huán)路的控制范圍，能夠得到穩(wěn)定的輸出頻率。在頻率合成器的上升時，另外將頻率引入用的電壓施加于電壓控制振蕩器1，使電 壓控制振蕩器1的輸出頻率上升至位于設(shè)定頻率的附近并且比設(shè)定頻率低的值，之后使用 頻率引入單元，因此，對于頻率合成器的上升沒有任何阻礙。此外，基于來自環(huán)路濾波器8的輸出是否偏離規(guī)定的范圍的簡單的判斷結(jié)果，進 行頻率的引入，因此，與例如在分辨率高的PLL環(huán)路內(nèi)的頻率差取出單元30之外，設(shè)置用于 頻率引入的分辨率低的頻率取出單元而進行引入等的情況相比，電路結(jié)構(gòu)簡單，門電路的 使用個數(shù)變少，有利于制造成本的減少，并且電力消耗變少。此處，作為在頻率引入單元的積分單元51被積分的值的第一常數(shù)、第二常數(shù)，并 不限于實施方式所示的對電壓控制振蕩器1的輸出頻率以IHz單位進行調(diào)節(jié)的情況，也可 以將例如以數(shù)Hz單位調(diào)整輸出頻率的信號作為第一常數(shù)、第二常數(shù)輸出。進一步，上述實施方式中作為第一常數(shù)使用“+1”，作為第二常數(shù)使用“_1”，但作 為常數(shù)例如也可以僅使用“+1”。此時，例如可以以在控制電壓向設(shè)定范圍的上側(cè)偏離時將 “+1”的積分值加于環(huán)路濾波器8的輸出，在控制電壓向設(shè)定范圍的下側(cè)偏離時在“+1”的積 分值上乘以“_1”再與環(huán)路濾波器8的輸出相加的方式構(gòu)成頻率引入單元。在各比較器501、502設(shè)定的上限值、下限值并不限定于設(shè)定為比環(huán)路濾波器8的 輸出的范圍窄的范圍。例如這些上限值、下限值可以與環(huán)路濾波器8的輸出的范圍一致。此 時，頻率引入單元僅在偏離PLL的控制范圍的情況下動作。另外，本實施方式也能夠應(yīng)用于 分頻器2的分頻比為“N= 1”的情況。此時，分頻器2不存在。
1權(quán)利要求
一種頻率合成器，其特征在于，包括產(chǎn)生與被供給的電壓對應(yīng)的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩部；基于基準時鐘信號對頻率與該電壓控制振蕩部的輸出頻率對應(yīng)的正弦波信號進行采樣，將該采樣值作為數(shù)字信號輸出的模擬/數(shù)字變換部；矢量取出單元，其對與來自該模擬/數(shù)字變換部的輸出信號對應(yīng)的頻率信號，進行頻率為ω0/2π的正弦波信號的數(shù)字信號的正交檢波，并將對以與該頻率信號的頻率和ω0/2π的頻率差相當(dāng)?shù)念l率旋轉(zhuǎn)的矢量進行復(fù)數(shù)表示時的實數(shù)部分和虛數(shù)部分取出；對所述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設(shè)定值時的所述矢量的頻率進行計算的參數(shù)輸出部；將從所述矢量的頻率減去由所述參數(shù)輸出部計算出的頻率而得到的差值的頻率差取出的取出單元；對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應(yīng)的電壓信號進行積分，經(jīng)由數(shù)字/模擬變換部，作為控制電壓反饋至所述電壓控制振蕩部的反饋單元；頻率引入單元，在來自該反饋單元的控制電壓成為比預(yù)先設(shè)定的設(shè)定范圍大的值的期間中，對用于使所述電壓控制振蕩部的輸出頻率上升的第一常數(shù)進行積分，并經(jīng)由第二數(shù)字/模擬變換部作為頻率的引入用電壓進行輸出，在來自所述反饋單元的控制電壓成為比所述設(shè)定范圍小的值的期間中，對用于使所述電壓控制振蕩部的輸出頻率下降的第二常數(shù)進行積分，并經(jīng)由第二數(shù)字/模擬變換部作為頻率的引入用電壓進行輸出；和使來自所述反饋單元的控制電壓與來自所述頻率引入單元的引入用電壓相加，并輸出所述電壓控制振蕩部的控制電壓的加法運算單元，其中，由電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將所述電壓信號反饋至電壓控制振蕩部的反饋單元構(gòu)成PLL，在PLL鎖定時電壓控制振蕩部的輸出頻率被調(diào)整為設(shè)定頻率。
2.如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，其特征在于所述設(shè)定范圍位于來自所述反饋單元的控制電壓的輸出的上限值與下限值之間的范 圍內(nèi)。
3.如權(quán)利要求1或2所述的頻率合成器，其特征在于，還包括 將所述加法運算單元與頻率引入單元斷開或者連接的開關(guān)部；代替來自所述頻率引入單元的引入用電壓的輸出，將所述電壓控制振蕩部的輸出頻率 比所述設(shè)定值低的初始電壓輸入所述加法運算單元的初始電壓輸入單元；和對所述開關(guān)部進行控制的開關(guān)控制單元，該開關(guān)控制單元使得在頻率合成器開始運 轉(zhuǎn)時的從所述初始電壓輸入單元輸入初始電壓之前的定時，將所述頻率引入單元從加法運 算單元斷開，在從該初始電壓輸入單元輸入初始電壓、從所述反饋單元向電壓控制振蕩部 的控制電壓的輸出超過來自所述反饋單元的控制電壓的輸出的上限值的定時，使所述頻率 弓丨入單元與加法運算單元連接。
全文摘要
本發(fā)明的目的在于提供一種能夠精細設(shè)定廣頻帶，頻率的引入范圍廣的頻率合成器。本發(fā)明中，在對電壓控制振蕩部的輸出頻率的正弦波信號進行正交檢波，利用以與檢波中使用的頻率信號的頻率的差值的頻率(速度)旋轉(zhuǎn)的矢量的PLL中，頻率引入單元，在從PLL向電壓控制振蕩部的控制電壓大于預(yù)先設(shè)定的設(shè)定范圍的情況下，將用于使輸出頻率上升的第一常數(shù)作為引入用電壓進行積分，此外，在該控制電壓小于上述設(shè)定范圍的情況下，將用于使輸出頻率下降的第二常數(shù)作為引入用電壓進行積分。加法運算單元使來自PLL的控制電壓和來自頻率引入單元的引入用電壓相加，向電壓控制振蕩部輸出。
文檔編號H03L7/18GK101971501SQ200980108610
公開日2011年2月9日 申請日期2009年3月2日 優(yōu)先權(quán)日2008年3月12日
發(fā)明者古幡司 申請人:日本電波工業(yè)株式會社