專利名稱：可抑制干擾信號的信號調(diào)理器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明公開了一種用于換能器的信號調(diào)理器，其實施在具有包括前置放大器、數(shù) 模轉(zhuǎn)換器以及反饋構(gòu)造的集成電路的半導體芯片上。
背景技術(shù)：
換能器用于將一種能量(例如聲能)轉(zhuǎn)化為電能——信號被轉(zhuǎn)化為電信號。然而， 電信號通常需要進行某種電信號處理，以使其成為期望的形式——這也被稱之為信號調(diào)理 (signal conditioning)。用于換能器的信號調(diào)理器用作換能器與任何后級之間的中間信 號處理級。用于換能器的信號調(diào)理器經(jīng)常被特別制作用于特定類型的換能器和特定應(yīng)用，這 是因為通常信號調(diào)理器必須滿足由換能器類型及其應(yīng)用限定的特定的運行條件。特定的運 行條件可被視為對市場的物理限制以及需求。下面，作為該特定條件的實例，給出用作話筒的電容型換能器作為參考，并進一步 給出在諸如便攜式電話、照相機以及便攜式數(shù)字助理等的所謂移動電子裝置領(lǐng)域中的應(yīng)用 作為參考。需求多年來，此領(lǐng)域中的需求相當簡單，這是因為需求具有極低成本的話筒和適于大 量生產(chǎn)的話筒。各制造商生產(chǎn)的這些話筒的性能差不多，與傳統(tǒng)的電話系統(tǒng)的性能也差不 多水平。然而，近年來，需求已經(jīng)變?yōu)橐残枰捦簿哂斜入娫捪到y(tǒng)的性能高的性能?，F(xiàn)在出 現(xiàn)了對所謂的高保真度(hi-fi :high-fidelity)質(zhì)量需求的趨勢。與此一致，由于移動裝 置在各種環(huán)境中各個地方被越來越多地使用，所以在感覺的聲音質(zhì)量受干擾的環(huán)境中，存 在對提高聲音質(zhì)量的需求。若此需求得到滿足，則認為性能是在特定情況下以及總體上得 到改進。需要指出，通常使用的質(zhì)量的測量標準為動態(tài)范圍、或信噪比、信號/失真比以及 帶寬。但不幸的是，對低價的需求似乎是不變的。由于半導體芯片的成本與芯片的尺寸 直接相關(guān)，因此為了降低價格，重要的是集成在芯片上的電子電路要盡可能小或緊湊。從而，因為追求高質(zhì)量話筒，因此自然需要更復雜的電路，從而在其他條件相同的 情況下，會有更高的功耗。然而，因為移動設(shè)備是電池供電，因此電流消耗應(yīng)盡可能地最小 化。除了上述需求，還存在具有信號調(diào)理器的換能器提供數(shù)字輸出信號的需求。因為 通常話筒集成在消費者電子裝置中，而在消費者電子裝置中，大量的數(shù)字信號處理主要由 數(shù)字集成電路芯片進行，因此通常優(yōu)選來自傳感器(例如話筒)的信號作為數(shù)字信號被提 供。這在嵌有話筒的集成電路中的信號處理方面——特別是在數(shù)字域中的失真方面提出了 新的挑戰(zhàn)。而且，需要以比目前的標準約80% 90% (即，生產(chǎn)的話筒總數(shù)的80% 90%滿 足其性能規(guī)格)高的成品率來制造換能器。不幸的是，產(chǎn)品的10% 20%因為例如話筒靈敏度不滿足規(guī)格而被丟棄。因此業(yè)界非常重視獲得減小丟棄率的解決方案?？紤]到這些和其他需求，認為在不損及其他需求的情況下進一步提高質(zhì)量是困難 的。因此，為了進一步改進此領(lǐng)域中用于換能器的信號調(diào)理器，需要更好地理解該技術(shù)領(lǐng)域 的本質(zhì)。話筒靈敏度話筒基于由構(gòu)成話筒的振動膜的可動元件和另一元件(如，所謂的話筒的背板) 形成的電容器的原理。話筒的元件之一(例如振動膜)充有恒定的電荷。該電荷作為元件 之一上捕獲的靜電電荷而被提供，或由電壓源(例如半導體芯片上的電荷泵或電壓升壓電 路)提供。話筒檢測到的聲壓會引起膜運動，繼而改變由振動膜元件和另一元件形成的電 容器的電容。當由這兩個元件形成的電容上的電荷保持恒定時，跨接兩電容器元件間的電 壓將隨著輸入聲壓水平改變。由于為了保持聲壓和電容器元件兩端的電壓之間的比例關(guān) 系，必須保持話筒電容器上的電荷為恒定的，因此避免話筒電容加載任何電阻性負載是重 要的。電阻性負載會使得電容器放電，從而降低或損壞作為話筒的電容器的性能。電容性負 載會降低話筒換能器的電聲靈敏度。在使用具有恒定靜電電荷的話筒(例如駐極體話筒) 的情況下，電聲靈敏度會隨時間變化——即通常認為的老化現(xiàn)象。對于小型話筒，振動膜的尺寸受到限制，從而話筒的電容也受到限制。因此，用于 小型話筒的前置放大器的輸入電容必須非常小，以避免從話筒電容加載信號而使來自話筒 的信號降低。另外，因為前置放大器的輸入電阻和話筒電容一起形成高通濾波器，所以放大 器的輸入電阻必須非常大，以滿足典型的頻寬要求。為了獲得音頻信號帶寬，輸入電阻必須 在吉歐范圍內(nèi)，例如大于1吉歐或10吉歐。因此，為了從電容器拾取話筒信號，優(yōu)選配置成主要目標為提供高輸入阻抗的放 大器，以在為其他目標而優(yōu)化的電路中緩沖電容器。連接用于拾取話筒信號的放大器通常 被稱為前置放大器、或緩沖放大器、或簡稱為緩沖器、或增益級。前置放大器通常物理連接 至非?？拷娙萜鳌浅Ｐ〉暮撩谆蚝撩椎膸追种畮椎木嚯x內(nèi)。噪聲在設(shè)計用于話筒的前置放大器時，通常存在三個電子噪聲源。這些源為來自偏置 電阻的噪聲、來自輸入晶體管的Ι/f噪聲以及來自輸入晶體管的白噪聲。典型地，以輸入晶 體管噪聲為主。可通過優(yōu)化輸入晶體管的長度和寬度以及優(yōu)化裝置中的電流來使白噪聲和 Ι/f噪聲最小化。這應(yīng)用于任何輸入級，例如單晶體管級或差分級。也可以最小化來自偏置電阻的噪聲。如果使偏置電阻非常大，則來自電阻的噪聲 會被低通濾除，帶內(nèi)噪聲會非常低。盡管放大器的帶寬下限會非常低，但是這樣做是有效果 的。這樣會存在一個問題只有在通電后很長的一段時間后，放大器的輸入才穩(wěn)定于標稱 值。另外，具有例如由砰地關(guān)門或汽車中的次聲等引起的低頻密集的信號會使放大器過載。 另一相關(guān)問題是在話筒模塊內(nèi)安裝芯片而產(chǎn)生的小的漏電流。由于極端的輸入阻抗，漏電 流會引起DC偏移，這會降低放大器的過載極限。在靈敏度和噪聲方面，話筒振動膜具有非常小的尺寸，從而靈敏度較低，因此將來 自話筒的信號的最大可能部分連接至前置放大器，同時增加最小可能量的噪聲是重要的。失真和偽差通常非線性信號調(diào)理以及具體的模數(shù)信號處理是來自換能器的信號中的失真源和偽差引入源。同噪聲一樣，失真和信號偽差一旦被引入，將非常難以去除。嚴重失真的來 源是例如對高于或低于某信號電平的信號幅度的削波。已知的偽差的實例是諸如這些稱為 空閑模式聲音的亂真聲音在數(shù)模轉(zhuǎn)換器的sigma-delta調(diào)制器中的引入。聲音環(huán)境如上所述，移動裝置在不同環(huán)境中的各個地方被越來越多地使用，因此在環(huán)境是 質(zhì)量下降的起因的情況下，存在改進質(zhì)量的需求。話筒的目的是通過將聲信號轉(zhuǎn)換為電信號從而響應(yīng)于該聲信號。在一些應(yīng)用中， 可能主要目標是響應(yīng)于寬范圍的聲信號，而在其他應(yīng)用中，可能主要目標是響應(yīng)語音信 號。在后一情況下，話筒在裝置中通常被設(shè)置為在正常工作狀態(tài)下會對語音信號相對更敏 感——參看例如傳統(tǒng)移動電話中話筒的位置和構(gòu)造。因而在正常工作中，話筒對靠近話筒 說話的語音信號比對從周圍環(huán)境產(chǎn)生的其他信號更敏感。然而，問題在于從周圍環(huán)境產(chǎn)生的其他信號可能非常大聲，從而對話筒來說似乎 遠強于近距離說話的語音信號。由于話筒對由語音信號和其他來自周圍的(大聲)信號 引起的作用于振動膜的組合或合成聲壓敏感，因此相對較弱的信號會與相對較強的信號混
I=I O話筒換能器可運行至極高的聲壓。從而話筒可具有大的動態(tài)范圍，但如前所述不 幸的是還具有較低的靈敏度。因此，在典型構(gòu)造中，語音信號會呈現(xiàn)為具有小幅度的電信 號。為了為后續(xù)信號處理優(yōu)化信噪比，需要具有相對大的增益的放大器。本方案示出對語 音信號進行適當操作的常規(guī)應(yīng)用。然而，如上所述，話筒可以接收非常大聲的聲壓。這樣大的聲壓可以來自話筒(更 遠的)周圍，并且通常稱之為背景噪聲。這樣的背景噪聲可以是來自一陣風(稱為風噪聲)、 由機器產(chǎn)生的聲音、帶限噪聲或準白噪聲的(大聲)聲壓。這些噪聲信號可出現(xiàn)在語音信 號的頻帶以內(nèi)、以下或甚至以上。不管怎樣，這些信號都會使感知的質(zhì)量下降。然而，當話筒用在供給電壓電平受限的電池供電的裝置中時，情況更復雜。如上所 述，放大器具有相對較大的增益。從而，當大聲的噪聲信號出現(xiàn)、被轉(zhuǎn)換為電信號然后以大 增益被放大時，語音信號可用的頂部空間或動態(tài)范圍隨噪聲信號幅度的增大而迅速消失。通常，噪聲信號不僅使得動態(tài)范圍受限，還使得幅度削波。由于語音信號常常相比 于噪聲信號較弱，因此語音信號會在發(fā)生削波的時間段里(長達數(shù)百毫秒或以上)丟失。 這使得質(zhì)量嚴重下降。因放大器過載引起的嚴重削波可導致放大器停止作為放大器運行數(shù) 秒。因此在大幅度噪聲信號會出現(xiàn)的環(huán)境中，話筒的大動態(tài)范圍和放大器的有限的動態(tài)范 圍會引起削波的風險。電池供電的放大器的信噪比(SNR)與動態(tài)范圍相關(guān)，其理論極限可由下式估算
VL/SNR =-/^r
kT/ /C其中，Vdd是放大器的供給電壓，k是波爾茲曼(Boltzmans)常數(shù)，T是開爾文溫度， C是表示放大器帶寬的電容。就如何提高信噪比而言，kT為常數(shù)。從而，信噪比與供給電壓 的平方成正比。因此，在實際情形中，有限的電池供給電壓被認為是對信噪比的改善的阻礙。定性在尋求滿足對質(zhì)量提升需求的構(gòu)造的過程中，提出了各種反饋構(gòu)造。在模擬信號 調(diào)理電路中，提出了用于改善線性和帶寬、濾波以及去除DC偏移的反饋構(gòu)造。但這些構(gòu)造 具有固定不變的結(jié)構(gòu)和功能。由于芯片面積的局限，它們的功能是受到限制。在數(shù)字信號 調(diào)理電路中，并未充分利用反饋構(gòu)造，因為當其性能與模擬解決方案相當時，數(shù)字反饋構(gòu)造 相對復雜且對于價格敏感產(chǎn)品來說占據(jù)太多芯片面積。然而，反饋構(gòu)造的使用帶來有關(guān)穩(wěn)定性的問題。通常來說，相對大的開環(huán)增益可得 到相對好的噪聲抑制以及較小的失真。但是，相對大的開環(huán)增益增加了反饋構(gòu)造變得不穩(wěn) 定的風險。在頻譜中，開環(huán)增益隨頻率的升高而降低。在某一頻率，增益會降至OdB。若在此 頻率或任何更低的頻率，開環(huán)傳遞函數(shù)的相位偏移超過士 180度，則環(huán)路是潛在不穩(wěn)定的。 對于采樣系統(tǒng)，使用Nyquist采樣率，獲得足夠好的噪聲抑制和足夠小的失真是有問題的。 這是因為這樣的情形需要高階濾波器來提供超過Nyquist頻率的信號分量的充分截止， 從而提供充分的抗混疊，這樣的高階濾波器使得相位偏移士 180度以上。這種條件限制了 可用的開環(huán)增益，并因而限制了噪聲和失真能力。在下述描述中，使用術(shù)語“聲頻帶”?，F(xiàn)有技術(shù)中，該術(shù)語具有多種定義，這取決于 其上下文。而以下使用聲頻帶指的是具有20Hz至500Hz的下拐角頻率以及5KHz至25KHz 的上拐角頻率的頻帶。帶的具體定義代表設(shè)計標準，但以下描述中應(yīng)理解為該寬泛定義。相關(guān)技術(shù)W02005/07646A1公開了一種用于電容型換能器的前置放大器。該前置放大器配置 有差分輸入級，用于在其同相輸入端接收來自換能器的信號，并且在其反相輸入端接收反 饋信號。反饋信號經(jīng)由從前置放大器的輸出端接收輸入信號的反饋濾波器提供。反饋濾波 器配置為低通濾波器，使前置放大器和反饋濾波器組合表現(xiàn)為高通濾波器。連接數(shù)模轉(zhuǎn)換 器以接收來自前置放大器的模擬輸出信號并提供數(shù)字輸出信號。該構(gòu)造利于提供相對高的 輸入阻抗、相對高的信噪比，并且當在輸入信號中出現(xiàn)具有大幅度低頻分量的不期望脈沖 時提供較快的調(diào)整。總的來說，與期望音頻信號有關(guān)的動態(tài)范圍得到改善。然而，因為模擬 反饋濾波器占據(jù)芯片上的大片面積，因此無法充分滿則低成本方面的需求。另外，由于濾波 器的固定結(jié)構(gòu)，其濾波特性不能改變，例如其特征極點和零點不能改變。而且，聲頻帶中出 現(xiàn)的聲音噪聲(也稱為帶內(nèi)噪聲)無法在不嚴重破壞期望音頻信號的情況下被去除。EP 1 553 696公開了一種用于電容型換能器的放大器電路。該放大器電路包括在 其輸入端接收換能器信號并提供輸出信號的前置放大器。此外，通過設(shè)置接收輸出信號和 參考電壓信號的差分放大器，提供DC伺服。差分放大器經(jīng)由兩個交叉連接二極管向前置放 大器的輸入端提供反饋信號。從而在前置放大器的輸入端提供DC補償。兩個交叉連接二 極管作為將反饋信號連接回前置放大器的輸入端，同時避免從電容型換能器輸入的信號過 度失耦的手段而提供。因為反饋信號經(jīng)由交叉連接二極管提供，因此反饋僅對DC和頻率非 常低的信號起作用。放大器電路配置有反饋系統(tǒng)的固定濾波特性，并且在運行期間不適于 改變。US 5 796 359公開了一種數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)，其配置有接收模擬輸入信號和模擬反饋 信號并且提供比較器輸出的比較器。比較器工作在非線性飽和模式下。當模擬輸入信號超過模擬反饋信號時，比較器產(chǎn)生邏輯1，反之則產(chǎn)生邏輯0。比較器的輸出作為脈寬調(diào)制器 的輸入來提供，以提供脈寬調(diào)制輸出信號。脈寬調(diào)制輸出信號提供給對信號進行濾波來提 供反饋信號的RC網(wǎng)絡(luò)。該構(gòu)造是低成本的數(shù)模轉(zhuǎn)換器，其對由比較器引入的開關(guān)噪聲只提 供微弱的成形，因此信噪比低。另外，轉(zhuǎn)換器未提供在系統(tǒng)用作數(shù)模轉(zhuǎn)換器的頻率范圍內(nèi)對 輸入信號進行濾波的手段。因此，轉(zhuǎn)換器不適于相對于干擾期望信號的不期望信號增強期 望信號。因為轉(zhuǎn)換器基本上為模擬轉(zhuǎn)換器，雖然使用了非線性處理，但轉(zhuǎn)換器與數(shù)字信號處 理不兼容。因此，由于芯片面積的限制，其信號處理能力受限。US 6 956 517公開了一種適于多通道系統(tǒng)的模數(shù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)。該轉(zhuǎn)換系統(tǒng)使用數(shù)模 轉(zhuǎn)換器在數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸入端提供負反饋，從而消除不期望信號。因此可擴展數(shù)模轉(zhuǎn)換器 的有效動態(tài)范圍。然而，該轉(zhuǎn)換系統(tǒng)不包括適于連接至電容型換能器的增益級。該反饋電 路會引起來自連接至輸入端的電容型換能器的信號電平的過度衰減。US 6 806 756公開了一種用于處理由傳感器產(chǎn)生的模擬信號以去除DC偏移的模 擬信號調(diào)理電路。該電路包括在其反相輸入端接收來自傳感器的模擬輸入信號以及模擬反 饋信號的運算放大器。該反饋信號由具有模數(shù)轉(zhuǎn)換器、數(shù)字控制器和數(shù)模轉(zhuǎn)換器的反饋電 路提供，其中數(shù)模轉(zhuǎn)換器經(jīng)由電阻器向運算放大器的反相輸入端提供反饋信號。盡管該構(gòu) 造僅配置為去除DC偏移，但在噪聲方面遠不是最優(yōu)。該電路不適于電容型換能器，這是因 為模擬和數(shù)字反饋電路均會引起從電容型換能器輸入的信號的過度解耦。很明顯，反饋被 提供作為去除DC偏移的措施，電路的采樣原理限制了僅去除不期望DC信號的應(yīng)用。盡管上述公開均對該技術(shù)領(lǐng)域作出了貢獻，但仍然存在提供一種能夠低成本制 造、在低供給電壓和低電流消耗的情況下工作、同時能夠提供具有低聲噪聲和電噪聲以及 高動態(tài)范圍的高質(zhì)量輸出信號的信號調(diào)理器的問題。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一種具有集成電路的半導體芯片，該集成電路設(shè) 置有用于電容型換能器的信號調(diào)理器。該半導體芯片包括配置為在第一輸入端接收模擬換 能器信號并且在第二輸入端接收反饋信號的增益級。模數(shù)轉(zhuǎn)換器被連接以接收增益級的輸 出信號并且提供數(shù)字信號。反饋信號經(jīng)由數(shù)模轉(zhuǎn)換器以及接收數(shù)字信號的數(shù)字信號處理器 提供。因為建立了反饋環(huán)路，其中反饋信號在增益級的第二輸入端提供，模擬換能器信 號電連接至增益級的第一輸入端，增益級的輸出端有效地響應(yīng)于反饋信號和模擬換能器信 號運行，因此可提供適于在處理模擬換能器信號的早期從電容型換能器去除不期望的信號 的反饋信號。由于不期望的信號的去除發(fā)生在增益級的輸入級，而增益級還用于將電容型 換能器和輸入級的第一輸入端的負載隔離，放大換能器信號，因此，盡管換能器信號本質(zhì)上 相當動態(tài)多變，盡管電容型換能器的輸出信號由于其高輸出阻抗對于換能器的相對低的電 容性或低的電阻性負載非常敏感，也能夠去除不期望信號分量。模擬換能器信號和反饋信號被提供至增益級的兩個不同的(或單獨的)輸入端， 優(yōu)選地，分別用做同相輸入端和反相輸入端，以在增益級的輸出端形成表示第一和第二輸 入端之間信號差的信號。由于數(shù)字實現(xiàn)或者反饋環(huán)路的特性，可在小面積內(nèi)集成反饋環(huán)路。與具有250 μ mX 250 μ m芯片面積的相應(yīng)的模擬解決方式相比，在所謂的0. 18 μ m CMOS加工中，估 計上述反饋環(huán)路可在占用70 μ mX70 μ m的芯片面積內(nèi)實現(xiàn)?？偟膩碚f，由于反饋信號的數(shù) 字信號處理，可節(jié)省芯片面積。對于涉及在低頻處(例如低于100Hz)具有極點和/或零點 的信號傳遞函數(shù)的實現(xiàn)的信號處理，可節(jié)約多至約30% 40%的芯片面積。并且，因為占 用的面積減小且因為數(shù)字信號處理所需的偏置電流減小，因此功耗也隨之降低。借助于數(shù)字信號處理，可控制反饋信號從而控制輸出信號，以抑制換能器的電輸 出中的不期望的信號分量。這是有益的，因為來自電容型換能器的信號可能包含由不期望 的信號引起的實質(zhì)的、時變的動態(tài)范圍。因為削波通常發(fā)生在輸出端，因此可在輸入級應(yīng)用 反饋信號，來抑制很強的或者高電平的不期望的信號。當抑制了強的不期望的信號分量時，削波的最主要來源的信號被抑制。因此，模數(shù) 轉(zhuǎn)換器和增益級的動態(tài)范圍可被更有效利用，以提供對期望信號的信號調(diào)理，從而提高了 其信噪比。削波和信噪比的權(quán)衡仍然存在，但因為強的不期望的信號得到抑制，輸入級的增 益增加，從而信噪比增大。因為在增益級的與模擬換能器信號不同的輸入端提供反饋信號，因此可提供反饋 信號而不需對模擬換能器信號進行額外的解耦。通常期望連接盡可能多的由換能器提供的 信號至前置放大器，因為信號擺幅或多或少會決定信噪比可達到的最大值。這引起了當前 置放大器是由反饋電路建立的環(huán)路的一部分正向通路時在何處施加反饋信號的問題，因為 反饋電路易引起這樣的解耦，從而引起可達到的信噪比的減小。然而，當在前置放大器的不 同輸入端提供反饋信號和模擬換能器信號時，可建立從電容型換能器到前置放大器的輸入 端的直接通路。從而在未減小信噪比的情況下建立減少解耦的措施。在一實施例中，數(shù)模轉(zhuǎn)換器的分辨率高于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的分辨率。在本說明書和權(quán) 利要求中，術(shù)語“分辨率”是數(shù)?；蚰?shù)轉(zhuǎn)換器的期望信號輸出電平的測度，作為例子，對 總噪聲和失真輸出，可在20Hz至20kHz的帶寬范圍內(nèi)用IkHz輸入信號在全量程(FS :full scale, 20dB)水平測量。從而，因為反饋環(huán)路根據(jù)環(huán)路增益用于抑制由分辨率相對低的模數(shù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的 噪聲，因此可使用具有比在信號調(diào)理器的第一輸入端處提供的噪聲電平高的噪聲電平的模 數(shù)轉(zhuǎn)換器。根據(jù)本發(fā)明的一些實施例，在20Hz至20kHz之間的聲頻帶寬中，數(shù)模轉(zhuǎn)換器的 分辨率比模數(shù)轉(zhuǎn)換器的分辨率高6dB以上，或高IOdB以上，或高20dB以上。對于大環(huán)路增益，信號調(diào)理器的輸出端處的信噪比主要取決于數(shù)模轉(zhuǎn)換器。信號 調(diào)理器的環(huán)路增益的增大使得對模數(shù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的噪聲的抑制增強。這種抑制在大于OdB 的環(huán)路增益是有效的。因此，當數(shù)模轉(zhuǎn)換器被配置為具有比模數(shù)轉(zhuǎn)換器更高的分辨率或更 好的信噪比時，與模數(shù)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器被設(shè)計為具有大致相同的分辨率或信噪水平的情形相 比，可在較低復雜度水平上實現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換器。因此，可節(jié)省芯片面積和成本。在一實施例中，信號調(diào)理器的增益由數(shù)字信號處理器控制。該增益可通過改變數(shù) 字信號處理器的(例如響應(yīng)于輸入至數(shù)字信號處理器的信號電平的)增益來控制。增益 可根據(jù)所謂的自動增益控制方案來控制，以使從信號調(diào)理器輸出的信號的幅度水平更為一 致，盡管實際上存在輸入至信號調(diào)理器的信號的幅度水平變化。該特征經(jīng)常被稱為動態(tài)范 圍壓縮。在一實施例中，數(shù)模轉(zhuǎn)換器的分辨率高于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的分辨率。節(jié)省芯片面積和成本的方法之一是實現(xiàn)分辨率比數(shù)模轉(zhuǎn)換器的分辨率低的模數(shù)轉(zhuǎn)換器。為了確保兼容性并且減小尤其優(yōu)化成本的電路的復雜度，通常對信號調(diào)理器的不 同數(shù)字信號處理單元施加公共的時鐘頻率。另外，因為通常功耗與時鐘頻率的速率成正比， 并且因為可達到的信噪比與時鐘頻率成反比，因此信噪比被犧牲用以換取功耗。然而，一個 解決方法是以比模數(shù)轉(zhuǎn)換器的時鐘頻率高的更高時鐘頻率運行數(shù)模轉(zhuǎn)換器。優(yōu)選地，數(shù)模 轉(zhuǎn)換器和數(shù)模轉(zhuǎn)換器中的至少一個(可能兩個)工作在過采樣的采樣率下，例如大于48kHz 的采樣率，或更優(yōu)選大于256kHz的采樣率，還更優(yōu)選地大于1. 024MHz的采樣率。從而，具有反饋環(huán)路構(gòu)造的信號調(diào)理器的總體信噪比得到改善。即使模數(shù)轉(zhuǎn)換器 不工作在更高的時鐘頻率下，也可獲得這種改善。在功耗僅少量增加的情況下以有利的方 式改善了信噪比。在不同的時鐘頻率下操作轉(zhuǎn)換器可提高信號調(diào)理器的靈活性。例如模數(shù) 轉(zhuǎn)換器可工作在與接收數(shù)字信號的另一電路兼容的時鐘頻率下，而數(shù)模轉(zhuǎn)換器可工作在無 需與其他電路兼容的時鐘頻率下。當模數(shù)轉(zhuǎn)換器和數(shù)模轉(zhuǎn)換器均工作在上述所述的過采樣的采樣率下時，環(huán)路的增 益帶寬積得到改善，并且環(huán)路的穩(wěn)定性得到改善。采樣是將連續(xù)信號減為離散信號。在 Nyquist率下，即在兩倍于被采樣的信號的帶寬或最高頻率的頻率下，理想的重構(gòu)是可行 的。過采樣是用遠高于被采樣的信號的帶寬或最高頻率的兩倍的采樣頻率對信號采樣的過 程。使用4以上，例如8、16、32或64的過采樣率來改善帶寬積，從而改善穩(wěn)定性。優(yōu)選地， 以位于0. IMHz至IOMHz的范圍內(nèi)，例如2. 4MHz的采樣頻率進行過采樣。根據(jù)本發(fā)明一特別有益的實施例，從模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入到增益級的第二輸入端處 的反饋信號所形成的反饋環(huán)路或通路具有等待時間或延遲時間，在IkHz下測量，該等待時 間或延遲時間小于50 μ S，優(yōu)選地小于20 μ S，更優(yōu)選地小于5 μ S。反饋環(huán)路的該范圍的短延遲時間在本發(fā)明的模數(shù)轉(zhuǎn)換器和數(shù)模轉(zhuǎn)換器中的至少 一個包括單級或多級sigma-delta轉(zhuǎn)換器的這種實施例中特別有益。通過反饋環(huán)路的短的 等待時間或延遲時間提高了信號調(diào)理器的穩(wěn)定性，這是因為在環(huán)路增益函數(shù)中引入了相對 小的相移，從而得到更大環(huán)路增益的空間。反過來這又改善了信號調(diào)理器的性能。根據(jù)本 發(fā)明的一實施例，增益級被設(shè)計為在IOOHz具有大的開環(huán)小信號增益，例如開環(huán)小信號增 益大于40dB，例如在40dB與IOOdB之間。有利地，增益級可包括或被配置為積分器。從而可在更低的音頻獲得增大的環(huán)路 增益。這反過來逐步地改善了信號調(diào)理器在更低頻率處的信噪比。在不犧牲環(huán)路穩(wěn)定性的 情況下就能獲得期望的更高的低頻環(huán)路增益。短的等待時間可通過以過采樣率在數(shù)字信號處理器中以及數(shù)模轉(zhuǎn)換器中處理來 自模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣而獲得?？蛇x地，為了免除數(shù)字處理器以完全過采樣率進行處理，具有 抗混疊濾波器的抽取濾波器可插入數(shù)字信號和數(shù)字信號處理器之間的信號通路中，抽取濾 波器適用于降低采樣率并以降低的速率向數(shù)字信號處理器提供采樣。抽取因子為16、10、4 或2或者其他約16以下的抽取因子，在其他條件相同的情況下可得到短的等待時間。在一實施例中，增益級包括差分輸入級。因為差分輸入級的輸入端之間的阻抗非 常大，通常趨于無窮，因此反饋環(huán)路實質(zhì)上在連接至模擬換能器信號的第一輸入端上未加 載負載。因此，可獲得改善的輸入阻抗，這有效地減少了來自換能器的任何換能器信號損 失，從而改善了換能器和信號調(diào)理器整體的靈敏度。當反饋信號采用由來自換能器的信號
10構(gòu)成的不期望的信號的形式時，該不期望信號作為共模信號施加于增益級，而同樣由模擬 換能器信號構(gòu)成的期望信號作為差模信號施加于增益級。因為增益級的差分輸入端具有非 常低的共模增益、大的差模增益，因此可有效抑制干擾信號。差分輸入級有效地連接至增益 級的輸出端。可選地，增益級可包括連接的晶體管，用于在晶體管的兩個獨立的端子處接收來 自電容型換能器的信號以及反饋信號。在晶體管為CMOS型晶體管的情況下，來自換能器的 信號可施加于柵極端子，而反饋信號可施加于源極端子。這是有利的，因為換能器是提供電 壓信號的電容型換能器，并且因為反饋信號可作為電流信號來提供。因此，提供了一種非常 有效地節(jié)約成本的解決方案。對于增益級的各種結(jié)構(gòu)或構(gòu)造，優(yōu)選地，增益級的第一輸入端具有大于IGQ的輸 入阻抗，例如大于IOGQ，或優(yōu)選地大于IOOGQ。在第一輸入端處可在從20Hz至20kHz的 整個音頻范圍內(nèi)有利地提供這種水平的輸入阻抗。當數(shù)字信號處理器配置有數(shù)字低通濾波器時，信號調(diào)理器實施為高通濾波器以抑 制來自換能器的低頻信號。這會防止當換能器暴露于具有大的不期望的低頻信號分量的聲 信號、熱信號或移動(振動)時，放大器在其輸出端過載(這會導致輸出信號的削波)。輸 入端的過載通常不像輸出端過載那樣是個大問題，這是因為輸入信號還未被放大而具有比 輸出信號小的幅度。反饋電路可實施為低通濾波器，以提供信號調(diào)理器的高通濾波傳遞函數(shù)。來自換 能器的信號和反饋信號被提供在增益級的兩個不同端子處。增益級的這兩個不同端子彼此 連接，例如類似于CMOS晶體管的漏極和柵極連接，或類似于不同增益級中的一對晶體管的 柵極連接。因此，使接收來自電容型換能器的信號的輸入端子免受反饋電路或網(wǎng)絡(luò)的低的 或變化的阻抗的影響。因而，由于輸入至增益級的換能器信號不容易受到反饋電路(可為 低通濾波器)的僅有的慢衰減脈沖響應(yīng)的影響，并且因為具有過大幅度的次聲信號分量得 到有效抑制，所以有效地防止了這些次聲信號分量(以及類似分量的DC)使前置放大器過 載(否則這會導致嚴重的失真)。以這種方式，小的帶內(nèi)信號(即由信號調(diào)理器實現(xiàn)的高通 濾波器或帶通濾波器的通帶內(nèi)的信號)被放大，同時大的低頻信號被抑制。這極大地提高 了前置放大器可達到的增益，且未引起過載。通常無法在下游的信號處理器中修復信號，這 是因為信號中的重要信息將會丟失。當數(shù)字信號處理器配置有數(shù)字低通濾波器，并且響應(yīng)于輸入信號控制數(shù)字低通濾 波器(即對數(shù)字低通濾波器進行適應(yīng)性調(diào)整)時，可改善在信號調(diào)理器的輸出端獲得的信 號質(zhì)量。例如，當出現(xiàn)強信號時，控制濾波器來抑制不期望的信號，但以減小期望信號的帶 寬為代價。當未出現(xiàn)強信號時，控制濾波器來將不期望信號抑制至更小的程度，并且改善期 望信號可利用的帶寬。在本發(fā)明一實施例中，數(shù)字信號處理器包括配置為估計模擬換能器信號的主要信 號分量的幅度和/或相位的信號估計器。信號發(fā)生器通過信號估計器是可控的，以產(chǎn)生具 有基于主要信號分量的幅度和/或相位而確定的幅度和/或相位的反饋信號。信號估計器 可直接作用于換能器信號，或者作用于由該換能器信號得到的例如經(jīng)放大的、緩沖的、數(shù)字 化的或幅度有限的信號的處理過的信號。主要信號分量可以包括模擬換能器信號的單一基 頻，或者基頻和一系列諧波的組合。
因而，信號發(fā)生器由信號估計器控制，以經(jīng)由數(shù)模轉(zhuǎn)換器向增益級提供反饋信號。 因為反饋信號作為負反饋信號而提供給增益級，所以從信號調(diào)理器的輸入端至輸出端的信 號傳遞函數(shù)會包括位于主要信號分量的基頻處和/或位于基頻的一系列諧波處的一個或 多個增益缺陷。這在模擬換能器信號中出現(xiàn)強穩(wěn)態(tài)或準穩(wěn)態(tài)的周期性次聲的、聲音的或超 聲的聲音信號的情形下特別有利。從而，例如來自話筒附近的具有旋轉(zhuǎn)部件的機器的不期 望的信號可被有效地去除(notch out)。在本發(fā)明的一實施例中，信號估計器被配置為通過在比人類語音的有聲語音信號 (cue)的預期時間長的時間期間上進行分析，來檢測主要信號分量的持續(xù)時間。期望信號 (可為語音且在任何重要情形下不應(yīng)被削弱)包括準穩(wěn)態(tài)振蕩信號。然而，至少在期望信號 表現(xiàn)為語音并且不期望的信號或干擾信號具有持續(xù)時間超過半秒、幾秒、幾分鐘以上的準 穩(wěn)態(tài)分量的情形下，通過在比預期的有聲語音的持續(xù)時間長的時間期間內(nèi)對模擬換能器信 號進行分析，至少在一定程度上可以區(qū)分干擾信號和信號分量。通過識別這樣的長持續(xù)或 準穩(wěn)態(tài)干擾信號，可使數(shù)字信號處理器適于選擇性地去除(notch out)或抑制這些干擾信 號。因此，在一實施例中，信號估計器適于通過在比諸如100ms、或200ms、或300ms或 高達數(shù)秒時間的時間期間長的時間期間對模擬換能器信號進行分析，來估計主要信號分量 的持續(xù)時間。在本發(fā)明的某些實施例中，信號估計器被配置為通過自相關(guān)性和/或譜分析來檢 測主要信號分量的持續(xù)時間。信號估計器可被配置為從自相關(guān)函數(shù)和/或頻譜中識別是否 有干擾信號以及哪些干擾信號存在于模擬換能器信號中，并重復自相關(guān)函數(shù)和/或頻譜的 計算以確定干擾信號是否持續(xù)。在干擾信號具有持續(xù)性的情況下，信號發(fā)生器被控制為供 給或輸出與估計的干擾信號實質(zhì)上相對應(yīng)的信號。然而，如果干擾信號的頻率和/或相位 和/或幅度產(chǎn)生偏移，則重新開始估計，直到干擾信號的頻率和/或相位和/或幅度持續(xù)超 過例如100ms、或200ms、或300ms、或高達2s或3s。優(yōu)選地，信號估計器適于基于檢測到的主要信號分量的持續(xù)時間來控制反饋信號 的幅度和/或相位。在本發(fā)明的一實施例中，數(shù)字信號處理器配置有自適應(yīng)濾波器，以抑制具有關(guān)于 等距等待時間的自相關(guān)值的模擬換能器信號的分量。自相關(guān)值主要表征模擬換能器信號的 持續(xù)振動。如人類語音的期望信號具有的自相關(guān)性對大于數(shù)百毫秒的自相關(guān)窗口表現(xiàn)出大 于0的相關(guān)度、但通常來說僅對小的等待時間表現(xiàn)出振動分量。具有持續(xù)超過IOOms以上 的振動分量的干擾或不期望的信號會主要包含關(guān)于等距等待時間的自相關(guān)值，等距等待時 間開始于與干擾信號基頻的周期時間相對應(yīng)的等待時間處。自適應(yīng)濾波器領(lǐng)域的技術(shù)人員 將會知曉如何應(yīng)用峰值搜索算法或其他算法來分辨周期性信號，以及如何使自適應(yīng)濾波器 抑制信號在一段時間期間內(nèi)不表現(xiàn)出持續(xù)的振動行為。時間周期可具有比預期的準穩(wěn)態(tài)語 音信號的持續(xù)時間長的持續(xù)時間，例如具有大于100ms、200ms、300ms、或高達數(shù)秒的持續(xù)時 間期間的持續(xù)時間。根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供了一種包含根據(jù)上述任一實施例的半導體芯片的電 聲換能器，該半導體芯片設(shè)置在換能器殼體內(nèi)。例如電容型換能器元件的電容式話筒的換 能器元件，設(shè)置在換能器殼體內(nèi)，并且有效地連接至增益級的第一輸入端以供給模擬換能器信號。


以下參考附圖給出本發(fā)明的實施例的更詳細的描述，其中圖1示出了換能器和信號調(diào)理器；圖2a示出了期望的或目標信號；圖2b示出了不期望的或干擾信號；圖2c示出了疊加在不期望信號上的期望信號；圖2d示出了削波信號；圖2e示出了疊加在被抑制的干擾信號上的期望信號；圖3a示出了期望信號和低頻干擾信號的頻譜；圖3b示出了期望信號和帶內(nèi)干擾信號的頻譜；圖4示出了具有換能器和集成電路的膜盒；圖5詳細示出了具有前置放大器的信號調(diào)理器；圖6示出了具有模擬反饋濾波器的信號調(diào)理器；圖7示出了具有開關(guān)電容數(shù)模轉(zhuǎn)換器的信號調(diào)理器；圖8示出了換能器、信號調(diào)理器以及外部電路；圖9示出了數(shù)字信號處理器的實施例；以及圖10示出了數(shù)字信號處理器的實施例。
具體實施例方式圖1示出換能器和信號調(diào)理器106。換能器例如為構(gòu)成電容式話筒的一部分的電 容型換能器105。電容型換能器105將一種能量(例如聲壓)轉(zhuǎn)換為模擬電信號。模擬換 能器信號可包含期望信號和干擾(或不期望)信號。電容型換能器105連接至前置放大器 AMP 101形式的增益級，前置放大器AMP 101具有一輸出端、以及同相輸入端107、反相輸入 端108，反相輸入端108連接至數(shù)模轉(zhuǎn)換器104提供的反饋信號。前置放大器配置為在輸入 端接收輸入信號作為差分輸入，并響應(yīng)于該差分輸入提供輸出信號。通常，前置放大器101 的特征在于，與輸出端的輸出阻抗相比，差分輸入表現(xiàn)出高輸入阻抗。在開環(huán)時，前置放大 器101的特征在于，具有大的小信號開環(huán)增益，例如在20Hz下測量的增益大于40dB或60dB 甚至100dB。前置放大器可包括所謂的運算放大器。前置放大器101的輸出端連接至模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC 102。模數(shù)轉(zhuǎn)換器102從前置放 大器接收放大形式的模擬換能器信號，并提供數(shù)字輸出信號。數(shù)字輸出信號還作為信號調(diào) 理器的輸出，因為其表示數(shù)字域中的期望信號，但其為調(diào)理后的形式。數(shù)字輸出信號可根據(jù) 諸如IIS或IIC等的數(shù)字傳輸協(xié)議進行格式化。在一實施例中，在從前置放大器101的輸出端(節(jié)點b)到在數(shù)模轉(zhuǎn)換器104的輸 出端(節(jié)點108)提供的反饋信號的反饋通路或環(huán)路中進行數(shù)字信號處理。數(shù)模轉(zhuǎn)換器104 以過采樣率工作。因此可改善反饋環(huán)路的增益帶寬積，從而可以以有成本效益的方式確保 環(huán)路的穩(wěn)定性。在一實施例中，模數(shù)轉(zhuǎn)換器102和/或數(shù)模轉(zhuǎn)換器104包括sigma-delta 轉(zhuǎn)換器。發(fā)現(xiàn)4以上的過采樣率，例如8、16、32、或64的過采樣率可改善增益帶寬積，從而改善穩(wěn)定性。模數(shù)轉(zhuǎn)換器102的輸出傳送至數(shù)字信號處理器103。數(shù)字信號處理器配置為提供 作為干擾信號的數(shù)字估計的數(shù)字輸出信號。數(shù)字輸出信號作為數(shù)字信號處理器103的輸出 信號被傳送至數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC 104的輸入端。數(shù)模轉(zhuǎn)換器104的輸出端連接至前置放大器 101的輸入端，而換能器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器102的輸出端分別連接至第一輸入端和第二輸入端 中的一個。從而形成了環(huán)路，其中，將表示不期望信號的信號作為反饋信號來提供，以從電 容型換能器105提供的期望(或目標)信號中減去干擾信號。配置環(huán)路向前置放大器101 提供負反饋?？梢姡瑩Q能器105連接至同相輸入端107，模數(shù)轉(zhuǎn)換器102連接至反相輸入端 108，即前置放大器101上的(-)端。通常，通過改進數(shù)模轉(zhuǎn)換器104來更有效地實現(xiàn)從信號調(diào)理器106輸出的噪聲 電平的降低。從噪聲電平的角度來看，這可以以不同方法來實現(xiàn)。在數(shù)模轉(zhuǎn)換器104是 sigma-delta型的情況下，可通過增加量化電平的數(shù)量來實現(xiàn)。在數(shù)模轉(zhuǎn)換器104是多位型 轉(zhuǎn)換器的情況下，可通過增加位數(shù)來實現(xiàn)。多位轉(zhuǎn)換器可具有通過分別控制設(shè)置成平行結(jié) 構(gòu)的多個電流源來提供模擬信號的輸出級。可選地，多位轉(zhuǎn)換器的輸出端的模擬信號可通 過設(shè)置有進行充放電以傳輸與數(shù)字信號成正比的電荷的電容器的開關(guān)電容電路提供。還可以使用其他的器件(例如電阻網(wǎng)絡(luò))作為將節(jié)點d處的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為模擬 反饋信號的裝置。所謂的失配噪聲整形可用來補償開關(guān)電容電路中的電流源或電容器所提 供的電流量或電荷量的誤差。根據(jù)失配噪聲整形，應(yīng)用受控但隨機選擇的電流源或電容器， 來降低在高頻的聲音形式中產(chǎn)生失真或增加的帶內(nèi)噪聲的誤差的影響。特別是，當不期望的信號可能具有大幅值，以及典型地，放大器的差分輸入端的線 性范圍被限制在約士 IOOmV時，會存在由易被削波的輸入信號和更高頻率下產(chǎn)生的噪聲引 起的失真被折疊至失真作為結(jié)果的聲頻帶的風險。因為由模數(shù)轉(zhuǎn)換器102產(chǎn)生的噪聲受到的抑制正比于環(huán)路增益量，所以一實施例 包括具有位于低頻處的極點的前置放大器，以使放大器在從20Hz至20kHz的音頻的一部分 或全部的范圍內(nèi)作為積分器工作，其在低頻具有相對大的增益，且朝向高頻以每倍頻程6dB 以上的衰減。其他因素相同的情況下，信號調(diào)理器的反饋構(gòu)造會供給信號調(diào)理器一個對期 望信號的平坦頻率響應(yīng)。一個或多個極點可位于約IHz以下的亞音速頻率或位于約IOHz 以上的更高頻。當在信號調(diào)理器106的反饋回路中使用過采樣時，通過從模數(shù)轉(zhuǎn)換器102的輸入 端(節(jié)點b)到前置放大器101的第二輸入端108處的反饋信號形成的反饋回路，可獲得 較低的等待時間或小的延遲時間。延遲時間優(yōu)選小于50 μ S，例如小于20 μ S，或者例如在 IkHz測量時優(yōu)選小于5 μ S。短的延遲時間是非常有利的，這是因為可允許在圍繞信號調(diào)理 器106的反饋回路中應(yīng)用非常高的環(huán)路增益，以改善線性度和反饋回路內(nèi)部的噪聲源的噪 聲抑制，而不引起穩(wěn)定性問題。此外，在反饋通路中使用過采樣，可借助于僅有一個或數(shù)個 極點的低通濾波器，使濾除由數(shù)模轉(zhuǎn)換器104產(chǎn)生的量化噪聲成為可能。而且，在反饋通路 中使用過采樣，使實現(xiàn)具有相對寬的通帶(即具有相對高的截止頻率)的低通濾波器成為 可能，從而通過濾波器減少等待時間。在一實施例中，低通濾波器是模擬濾波器或開關(guān)電容 濾波器。如上所述，在一實施例中，數(shù)字信號處理器配置為實施數(shù)字低通濾波器，其又使信號調(diào)理器106用作高通濾波器。高通濾波器被設(shè)計為抑制由電容型換能器105拾取的干 擾信號例如低頻或亞音速音頻信號。這些低頻或亞音速信號在低于約400Hz、100Hz、50Hz、 20Hz、5Hz或者甚至更低頻率的低頻下可具有顯著不同的能含量。然而，期望使甚至在低頻 下的期望信號通過。因此，在一實施例中，根據(jù)低頻處一個或多個頻帶內(nèi)的能含量來調(diào)節(jié)高 通濾波器的截止特性。通過控制一個或多個低截止頻率的頻率位置和/或高通濾波器的階 數(shù)，來調(diào)節(jié)截止特性。在運行上，高通濾波器由數(shù)字信號處理器的低通濾波器來決定。從 而，通過設(shè)定所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的低通濾波器(做了適當?shù)男拚?的屬性，來控制 信號調(diào)理器106的高通濾波器特性。在一實施例中，當與輸入至數(shù)字信號處理器103的信 號的一個頻帶中的能含量高于預定閾值的情形相比，輸入至數(shù)字信號處理器的信號的該頻 帶中的能含量低于預定閾值時，調(diào)節(jié)高通濾波器的截止特性，以在該頻帶中通過相對更多 的信號能量。該頻帶例如可為從DC至5Hz、DC至10Hz、DC至20Hz的頻帶，或者低于例如 500Hz的低頻處的其他頻帶的頻帶?？梢砸愿鞣N方式提供干擾信號的數(shù)字估計。在數(shù)字信號處理器配置有數(shù)字高通濾 波器的實施例中，由數(shù)字信號處理器提供數(shù)字估計。在數(shù)字信號處理器配置有估計模擬換能器信號中的或從模擬換能器信號獲得的 信號中的基頻以及一個或多個諧波分量的信號估計器的實施例中，由數(shù)字信號處理器提供 數(shù)字估計。在數(shù)字信號處理器103配置有自適應(yīng)濾波器的實施例中，由數(shù)字信號處理器103 提供數(shù)字估計。自適應(yīng)濾波器用于抑制相對于具有相對強的自相關(guān)性的分量具有相對弱的 自相關(guān)性的輸入信號的分量。當數(shù)字估計轉(zhuǎn)換為模擬信號并作為反饋信號提供時，在從信 號調(diào)理器輸出的信號中，具有相對強的自相關(guān)性的分量得到抑制。圖2a至圖2d示出了與圖1所示的信號調(diào)理器的各節(jié)點107、(b)、(c)、(d)以及 108相關(guān)的各個信號。圖2a示出了期望信號或目標信號。該目標信號會出現(xiàn)在圖1所示的信號調(diào)理器 電路106的節(jié)點107處。在一定的時間間隔T上示出了目標信號。在換能器是電容性話 筒的情況下，該信號表示在一段時間上例如由人的語音引起的聲壓。信號的峰值幅度約為 士 15mV，信號的所示部分的持續(xù)時間為約400ms。然而，換能器通常響應(yīng)于干擾目標信號 (例如語音信號)的信號。因為換能器不可分離地響應(yīng)于期望信號和不期望的信號，因此 信號被混合或摻雜。在很多情形中，這發(fā)生在換能器用于基本上線性地轉(zhuǎn)換能量的范圍內(nèi)。 在這樣的情形中，可假設(shè)期望信號和不期望的信號實質(zhì)上被累積疊加。圖2b示出了示意性的干擾信號。該干擾或不期望的信號可以出現(xiàn)在圖1所示電 路的節(jié)點107處。在與期望信號相同的時間尺度內(nèi)示出了該不期望的信號，但是其為正弦 形式的周期性信號，并且幅度約為150mV。因而，該不期望的信號看來比期望信號強，并且具 有更強的自相關(guān)性。不期望的信號可以是在例如IOms以上的某一時間間隔上的周期性信號。因為由 換能器進行的物理能量的轉(zhuǎn)換是受帶寬限制的，因此該不期望的信號將會受到帶寬限制。 在該帶寬限制內(nèi)，不期望的信號可為任何形式。不期望的信號無需為周期性信號，其也可以 采用脈沖或阻尼振動形式。何為不期望的信號的定義取決于換能器和信號調(diào)理器的應(yīng)用。在換能器是話筒的情況下，期望信號可以是來自人類的語音信號，而不期望的信號可以是例如由人類附近的 機器產(chǎn)生的具有強音的噪聲。強音可以位于語音信號的信號帶內(nèi)，從而嚴重干擾了語音信 號。圖2c示出了疊加到不期望的信號上的期望信號。該信號示出了具有非常大動態(tài) 范圍的放大器的輸出信號，該放大器被連接以接收由話筒合成的期望信號和不期望的信 號。前置放大器的增益指示為約為10倍或20dB。給出不期望的信號的幅度，輸出信號擺幅 約為 士 1500mV。從而，在換能器中，期望信號和干擾信號被累加混合。因為換能器通常被認為是在 相對高的輸出阻抗產(chǎn)生弱信號的信號發(fā)生器，因此需要前置放大器，來將來自換能器的信 號展現(xiàn)為在更低的輸出阻抗下的強信號。因為前置放大器在其輸出端具有有限的信號擺 幅，并且因為通常期望以大的增益因子來放大微弱的期望信號，因此會存在(強的)不期望 的信號使前置放大器過載并且導致從前置放大器輸出的信號產(chǎn)生削波的風險。當信號被削 波時，會引入嚴重的非線性失真。圖2d示出了被削波的信號。該信號示出在發(fā)生削峰的過載期間前置放大器的輸 出。信號在約士900mV處被對稱地削波，該幅度可通過前置放大器可利用的電源電壓的電 平來設(shè)定。當發(fā)生削波時，模擬換能器信號中的信息在發(fā)生削波的時間間隔內(nèi)丟失。因為削 波可以在實際的時間間隔內(nèi)發(fā)生，例如約100ms，所以會導致大量信息的丟失以及嚴重的失 真。特別是當換能器是話筒并且期望信號是語音信號時，結(jié)果可能是語音時期被截斷，從而 當來自換能器的信號通過包括換能器、削波前置放大器和擴音器的信號鏈被再現(xiàn)時，會無
法理解語音。圖2e示出了疊加在被抑制的不期望的信號上的期望信號。該信號可出現(xiàn)在圖1所 示的電路的節(jié)點b處。其結(jié)果是信號的峰值幅度降低至低于比削波水平低的約200mV。從 而當從前置放大器輸出的該信號具有最大輸出信號擺幅為200mV以上時，不會發(fā)生削波。 可見該信號在一定程度上相當于以上關(guān)于圖2a所述的期望信號。然而，該信號不同于上述 的期望信號，這是因為存在不期望的信號的受抑制的部分。當配置合適時，該信號從信號調(diào) 理器輸出。圖3a示出期望信號和低頻干擾信號的頻譜。該頻譜示出的情形類似于上述時域 中的情形，即，強低頻信號在換能器的輸出中占主導。期望信號示為限帶信號302，而干擾信 號示為限帶信號301。圖3b示出了期望信號和帶內(nèi)不期望的信號的頻率_幅度譜。該頻譜示出干擾信 號301位于期望信號302的頻帶內(nèi)的情形。圖4示出了其內(nèi)設(shè)置有話筒換能器105和集成電路402的膜盒或外殼401。此單 元也稱為話筒400。膜盒401具有聲音入口 403，以允許向話筒換能器105的可彎曲振動膜 或膜部傳播聲音。振動膜相對于話筒換能器105的固定的背板元件移動。從而話筒換能器 構(gòu)成電容型換能器。膜盒401尺寸較小，典型的形狀為直徑和長度約為1至4mm的圓柱體。 具有集成電路的半導體芯片安裝在膜盒401內(nèi)。從而膜盒容納半導體芯片和話筒換能器。集成電路402經(jīng)由半導體芯片上的焊盤電連接至話筒換能器105、膜盒401以及外 部電路(未示出)。這些焊盤標記為“/ic”。焊盤用作至半導體芯片上的集成電路的接口。在膜盒401上提供端子，以建立集成電路和外部世界(例如移動終端的相應(yīng)端子)之間的 連接。這些連接標記為“/c”。集成電路402配置為具有前置放大器101、模數(shù)轉(zhuǎn)換器102、數(shù)字信號處理器103 以及數(shù)模轉(zhuǎn)換器104的信號調(diào)理器。圖5示出了具有詳細示出的增益級或前置放大器的信號調(diào)理器。前置放大器包括 輸入級501和輸出級502。輸入級501包括ρ溝道晶體管503、506構(gòu)成的差分對。晶體管 503和506被分別分配給前置放大器的反相輸入端和同相輸入端，并且分別置于輸入級的 第一分支和第二分支。電流源507向第一和第二分支供應(yīng)恒定的電流。包括η溝道晶體管 504和505的電流鏡像構(gòu)造確保了流入第一分支中的電流被鏡像為流經(jīng)第二分支。如所知， 電流鏡像中的晶體管504和505的控制輸入端互相連接并連接至第一分支。在前置放大器的輸出級502，晶體管508在晶體管506和505之間的節(jié)點處連接至 輸入級的第二分支。該節(jié)點通常被認為具有高輸出阻抗，從而設(shè)置晶體管508在前置放大 器的輸出端建立較低的輸出阻抗。另外，晶體管508提供了前置放大器的增加的增益。因 而，以上描述了具有差分輸入級和輸出級的示例性的前置放大器或增益級。需要在寬度和長度上優(yōu)化該晶體管差分對，這是因為存在最優(yōu)的Ι/f噪聲和白噪 聲。如果需要的話，可通過調(diào)節(jié)該差分對中的兩晶體管的縱橫比(aspects ratio)來在差 分對中建立偏移。可選地或者附加地，可調(diào)節(jié)電流鏡像504、505的鏡像因子。如果晶體管 差分對的縱橫比之間的比為A，電流鏡像因子為B，則放大器的偏移為n*Vt*ln(A*B)。晶體管例如為MOSFET器件。需要指出，存在各種差分輸入級的實現(xiàn)方式，例如，η 溝道電流鏡像504、505可被與ρ溝道電流鏡像結(jié)合的所謂的折疊級聯(lián)所替換。圖6示出了具有模擬反饋濾波器601的信號調(diào)理器401。在信號調(diào)理器401的該 構(gòu)造中，反饋通路FB 601設(shè)置在從前置放大器101的輸出端返回至前置放大器的輸入端的 分支中，以向前置放大器101提供反饋環(huán)路。該反饋環(huán)路用作與由前置放大器101、模數(shù)轉(zhuǎn) 換器102、數(shù)字信號處理器103以及數(shù)模轉(zhuǎn)換器104建立的反饋環(huán)路相關(guān)(relative to)的 另一反饋環(huán)路。這兩個反饋環(huán)路可被認為分別是內(nèi)、外反饋環(huán)路。為了確保接收來自電容型換能器105的信號的輸入節(jié)點處不會受到阻抗影響從 而不會受到噪聲影響，來自換能器的信號和反饋信號被分別連接至前置放大器的反相輸入 端和同相輸入端中的相應(yīng)的一個。在一實施例中，反饋通路601實施為低通濾波器。從而前置放大器的傳遞函數(shù)表 現(xiàn)為高通濾波器。在一實施例中，反饋通路601包括用于使增益級101和反饋通路601用作積分器 的電容器。在頻域內(nèi)，積分器的增益?zhèn)鬟f函數(shù)在非常低頻處(接近DC，例如IHz或IOHz)具 有極點(此處增益為其最大值)，并且在較高頻率處具有負斜率。當積分器作為數(shù)字信號處 理器103為反饋通路的一部分的環(huán)路的一部分時，可向更低的頻率處獲得改善的信噪比。圖7示出了具有開關(guān)電容數(shù)模轉(zhuǎn)換器的信號調(diào)理器。上面描述了該信號調(diào)理器， 但在此構(gòu)造中更詳細地示出了數(shù)模轉(zhuǎn)換器。換能器被示為話筒709。時鐘發(fā)生器708向數(shù)模轉(zhuǎn)換器的開關(guān)電容器設(shè)備、模數(shù)轉(zhuǎn)換器102以及數(shù)字信號 處理器103供給時鐘信號。數(shù)字信號處理器103供給1位信號，其控制電容器701的開關(guān)。 開關(guān)動作由均在第一電路節(jié)點處與電容器701相互連接的第一開關(guān)705和第二開關(guān)706執(zhí)行。第一開關(guān)705由具有與1位信號相同相位(Φ)的信號控制，而第二開關(guān)經(jīng)由反相器 707控制，以工作在與1位信號相反的相位(Φ2)下。因為第一開關(guān)705和第二開關(guān)706分 別接地參考和電源電壓參考(Vref)，因此第一電路節(jié)點可設(shè)為地參考或電源電壓參考。電容器701 (在其另一端子處)還連接至放大器101的反相輸入端、并連接至包括 電容器702以及開關(guān)703和704的反饋電路。時鐘發(fā)生器提供相位(Φ》的時鐘信號來控 制開關(guān)704，并經(jīng)由反相器707提供相反的相位(Φ2)的時鐘信號來控制開關(guān)703。開關(guān)704 與串聯(lián)連接的電容器702和開關(guān)703并聯(lián)連接，以形成連接在放大器101的輸出端和反相 輸入端之間的兩接口反饋電路。從而以開關(guān)電容技術(shù)提供了數(shù)模轉(zhuǎn)換器。圖8示出換能器、信號調(diào)理器106以及外部電路801。外部電路801是配置為經(jīng)由 信號調(diào)理器106接收來自電容型換能器105的信號的電路。外部電路801例如可以是移動 終端或電話、照相機、計算機或其他裝置的一部分。外部電路801可提供具有工作功率的信 號、時鐘信號、控制信號或其他類型用于運行信號調(diào)理器和/或換能器的信號至信號調(diào)理 器106。此處示出了控制信號ctrl。外部電路801的子電路標記為DSP2 802。該子電路具有數(shù)字信號處理能力，并被 通常表示數(shù)字信號處理器。DSP2與集成有信號調(diào)理器106的DSP不同，因為其所謂的DSP 內(nèi)核超過集成有信號調(diào)理器106的DSP的DSP內(nèi)核。即，DSP2占用更多的芯片面積和/或 以在導致更緊湊電路的制造過程來實現(xiàn)。即，DSP2通常能夠提供更復雜的信號處理能力， 這是因為其無需受到與集成有信號調(diào)理器的DSP相同的芯片面積的限制。在一實施例中，DSP2配置為經(jīng)由信號調(diào)理器106接收來自換能器105的信號，信 號調(diào)理器106以數(shù)字的且處理過的形式提供來自換能器的信號。并且，DSP 103由外部電 路801的DSP2經(jīng)由第一控制信號來控制，從而調(diào)整其信號處理能力。另外，DSP2配置為檢 測來自信號調(diào)理器的信號特征，并反過來通知DSP 103如何處理信號。配置信號處理能力比DSP 103強的DSP2，優(yōu)點在于可更準確地確定如何處理受污 染的模擬換能器信號以獲得目標信號。因為DSP2被配置為反過來通知DSP 103(例如通過 控制信號ctrl或總線，)如何處理信號，因此可保留來自換能器的信號的信號分量。然而， 可選地，丟失信號分量，或DSP2應(yīng)被配置為估計該丟失的信號分量。此方面的通知和控制 在共同未決申請W02007/009465中進行了更詳細的公開。例如，DSP2被配置為檢測當換能器為話筒并且其暴露于由話筒入口周圍的氣壓中 的湍流脈動產(chǎn)生的所謂的風噪聲(即聲音噪聲)時出現(xiàn)的信號的特征。當DSP2檢測到的這 樣的特征時，其被傳輸回至DSP 103，例如從而將信號調(diào)理器的高頻截止點移至更高頻率， 當預定信號特征為空時，則反之。這種信號處理策略可降低來自電容型換能器105的信號 被削波的風險。另外，典型地，由于DSP2與外部電路更緊密地(closely)集成，即它們具有更大的 通信帶寬，因此可以從裝置(外部電路為該裝置的一部分)的用戶接口來使能DSP2的控 制。參考上述實例，用戶接口可在所謂的風噪聲情形下提供對信號處理策略的控制。例如 可使能或禁止將信號調(diào)理器的高頻截止點移至更高頻率，以及反之依然、和/或?qū)?yīng)移動 的高頻截止點設(shè)定至哪個范圍的信號處理策略。數(shù)字信號處理器103可配置為實施數(shù)字濾波器，其可以具有固定的濾波器構(gòu)造、 可編程的構(gòu)造或自適應(yīng)的構(gòu)造。該濾波器可為FIR(Finite Impulse Response 有限沖擊響應(yīng))濾波器或者IIRdnfinite Impulse Response 無限沖擊響應(yīng))濾波器，后者還被稱 為遞歸濾波器。通常，遞歸濾波器比FIR濾波器占據(jù)更小的芯片面積。該濾波器例如可為 低通濾波器，實施傳遞函數(shù)H(Z)如下 其中，a和b是濾波器的系數(shù)。在一實施例中，b = Ι-a。一個或多個系數(shù)可具有 0值。可選地，濾波器可為所謂的數(shù)字雙二階濾波器，實施傳遞函數(shù)H(Z)如下 雙二階濾波器可根據(jù)使用4個移位寄存器的第一直接形式，或者根據(jù)使用2個移 位寄存器的第二直接形式來實現(xiàn)。2個或3個以上的濾波器可串聯(lián)連接，以提供更高階的濾 波器。雙二階濾波器對節(jié)省芯片面積是有效的，因為其為IIR型。當在串聯(lián)多個雙二階濾 波器的情形下來實現(xiàn)時，可實現(xiàn)更高階濾波器，且不會引起當已知在數(shù)字信號處理器中實 施具有離散值系數(shù)的遞歸濾波器時容易發(fā)生的穩(wěn)定性問題。一個以上系數(shù)可具有0值。在一實施例中，可改變?yōu)V波器的系數(shù)的值以改變?yōu)V波器的特性。值的改變可通過 各種方式實現(xiàn)，例如通過在系數(shù)的各自不同的預設(shè)值中選擇一預設(shè)值，或者通過在預設(shè)值 的不同組中選擇一組。選擇過程可由控制信號ctrl執(zhí)行。在一實施例中，濾波器可以包括一個或多個陷波濾波器，以濾除選擇的窄頻帶。 DSP2可配置為估計不期望的頻率分量的頻率，并向DSPl提供實施為在估計的頻率下削弱 或抑制信號分量的陷波濾波器的濾波器系數(shù)。估計可通過包括自相關(guān)性估計和/或在信號 處理領(lǐng)域為已知的頻譜估計的方法進行。在一實施例中，DSP2配置為向DSPl提供濾波器系數(shù)，該濾波器系數(shù)是從對不期望 頻率分量的頻率的估計、以及對不期望頻率分量的幅度的估計和/或?qū)Σ黄谕l率分量的 帶寬的估計計算得到的。因而，頻率分量被認為是一相對窄的頻帶。典型地，頻率的窄帶在 小于一個十進制的一 3dB限度內(nèi)。陷波濾波器可實施為與低通濾波器串聯(lián)，以消除低頻分量以及選擇的窄頻帶。當 定義了聲頻帶后，低通濾波器可去除低于聲頻帶的信號分量，并且一個或多個陷波濾波器 可去除聲頻帶中被選擇的頻率窄帶中的分量。陷波濾波器可由一個或多個雙二階濾波器來 實現(xiàn)。在一實施例中，DSP2和DSPl配置為DSP2可通過控制DSPl的增益來設(shè)定信號調(diào) 理器的增益的方式。圖9示出了數(shù)字信號處理器的一個實施例。數(shù)字信號處理器103包括估計器901 以及可控振蕩器902。估計器901接收來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器102的數(shù)字信號。數(shù)字信號可包含 期望信號例如語音以及聲音形式的不期望的信號。為減弱這種不期望信號的影響，估計器配置為估計主要信號分量(例如聲音)的 參數(shù)，參數(shù)例如為頻率、相位以及幅度。這些估計得到的參數(shù)用以控制從參數(shù)產(chǎn)生合成的聲 音的振蕩器902。來自振蕩器的輸出是來自DSP 103的輸出，并被施加至數(shù)模轉(zhuǎn)換器104。 從而不期望的信號被估計并被合成，以向放大器101提供作為負反饋信號的合成形式。
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估計器配置為估計除了由人的語音的準穩(wěn)態(tài)分量通常產(chǎn)生的這些聲音以外的聲 音。因此會出現(xiàn)把由人產(chǎn)生的口哨聲或嗡嗡聲作為不期望的信號的情況。因此，這樣的信 號或其一部分會被信號調(diào)理器有效地阻擋掉。至少因為此原因，在一實施例中，可從(或經(jīng) 由)外部電路使能或禁止合成反饋信號的供應(yīng)。用以使能或禁止合成反饋信號的供應(yīng)的信 號“e/d”被輸入至DSP。圖10簡要地示出了數(shù)字信號處理器的一實施例。數(shù)字信號處理器配置有自適應(yīng) 濾波器。在該實施例中，數(shù)字信號處理器103包括單元XCR 1002，用以估計輸入至信號處理 器的信號的自相關(guān)性；單元XCR-FLT 1003，用以根據(jù)輸入至信號處理器的信號的自相關(guān)性 的估計來確定濾波器系數(shù)的值；以及濾波器FLT 1001，用以對輸入至信號處理器的信號進 行濾波，并根據(jù)其濾波器系數(shù)的值提供輸出信號?？蓱?yīng)用各種用以濾波器自適應(yīng)的策略，一種方式是使濾波器自適應(yīng)于抑制具有強 自相關(guān)性的信號。在這種情況下，數(shù)字信號處理器103配置有自適應(yīng)濾波器，以相對于具有 相對強的自相關(guān)性的分量抑制具有相對弱的自相關(guān)性的輸入信號的分量。從而，在數(shù)字信 號處理器的輸出中，相對于具有相對強的自相關(guān)性的信號，消除了具有相對弱的自相關(guān)性 的信號。從而具有相對強自相關(guān)性的信號會構(gòu)成更強的負反饋，并會從信號調(diào)理器106的 輸出中被消除。配置為估計自相關(guān)性的單元用以估計自相關(guān)性，其中，除通常由人的語音產(chǎn)生的 那些聲音之外的聲音被識別出。
權(quán)利要求
一種具有集成電路的半導體芯片，所述集成電路設(shè)置有用于電容型換能器(105)的信號調(diào)理器(106)，所述半導體芯片包括增益級(101)，配置為在第一輸入端(107)接收模擬換能器信號，并在第二輸入端(108)接收反饋信號；模數(shù)轉(zhuǎn)換器(102)，被連接以接收所述增益級(101)的輸出信號，并提供數(shù)字信號；其中所述反饋信號經(jīng)由數(shù)模轉(zhuǎn)換器(104)和接收數(shù)字信號的數(shù)字信號處理器(103)提供。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的半導體芯片，其中，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器(104)的分辨率高于所述 模數(shù)轉(zhuǎn)換器(102)的分辨率。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的半導體芯片，其中，在20Hz與20kHz之間的聲頻帶寬中，所述 數(shù)模轉(zhuǎn)換器(104)的分辨率比模數(shù)轉(zhuǎn)換器(102)的分辨率高6dB以上，或高IOdB以上，或 高20dB以上。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至3中任一項所述的半導體芯片，其中，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器(104)工作 在比所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器(102)高的時鐘頻率。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一項所述的半導體芯片，其中，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器(102)和所 述數(shù)模轉(zhuǎn)換器(104)中的至少一個以過采樣的采樣率運行。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的半導體芯片，其中，所述過采樣的采樣率高于48kHz。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至6中任一項所述的半導體芯片，其中，所述增益級配置為積分器。
8.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任一項所述的半導體芯片，其中，在20Hz頻率處，所述增益級 的開環(huán)小信號增益大于40dB。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至6中任一項所述的半導體芯片，其中，所述增益級包括具有分別連 接至所述反饋信號和所述模擬換能器信號的相應(yīng)的輸入端子的差分輸入級。
10.根據(jù)權(quán)利要求1至9中任一項所述的半導體芯片，其中，所述數(shù)字信號處理器 (103)包括數(shù)字高通濾波器。
11.根據(jù)權(quán)利要求1至10中任一項所述的半導體芯片，其中，所述數(shù)字信號處理器 (103)配置有數(shù)字低通濾波器，并且所述數(shù)字低通濾波器響應(yīng)于所述輸入信號被控制。
12.根據(jù)權(quán)利要求1至11中任一項所述的半導體芯片，其中，所述數(shù)字信號處理器 (103)包括信號估計器，所述信號估計器配置為估計所述換能器信號的主要信號分量的幅度和/或相位，由所述信號估計器控制的信號發(fā)生器產(chǎn)生具有基于所述主要信號分量的所述幅度和/ 或相位確定的幅度和/或相位的反饋信號。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的半導體芯片，其中，所述信號估計器配置為檢測所述主要 信號分量的持續(xù)時間。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的半導體芯片，其中，所述信號估計器配置為通過在比人類 語音的有聲信號的預期持續(xù)時間長的時間上進行分析，來檢測所述主要信號分量的持續(xù)時 間。
15.根據(jù)權(quán)利要求12至14中任一項所述的半導體芯片，其中，所述信號估計器配置為 通過自相關(guān)性或頻譜分析來檢測所述主要信號分量的持續(xù)時間。
16.根據(jù)權(quán)利要求14或15所述的半導體芯片，其中，所述信號估計器適于基于檢測到的所述主要信號分量的持續(xù)時間來控制所述反饋信號的幅度和/或相位。
17.根據(jù)權(quán)利要求1至16中任一項所述的半導體芯片，其中，所述數(shù)字信號處理器 (103)配置有自適應(yīng)濾波器，以抑制具有關(guān)于等距延遲時間的自相關(guān)值的輸入信號的分量， 其中，所述自相關(guān)值有效地用于表示輸入至所述信號處理器的信號中的持續(xù)振蕩。
18.根據(jù)權(quán)利要求1至13中任一項所述的半導體芯片，其中，通過從所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (102)的輸入端到所述增益級(101)的第二輸入端處的反饋信號所形成的反饋環(huán)路或通路 的等待時間或延遲時間小于50 μ S，例如小于20 μ S，或優(yōu)選地小于5 μ S。
19.根據(jù)前述任一項權(quán)利要求所述的半導體芯片，其中，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器(102)和所述 數(shù)模轉(zhuǎn)換器(104)中的至少一個包括單級或多級sigma-delta轉(zhuǎn)換器。
20.根據(jù)前述任一項權(quán)利要求所述的半導體芯片，其中，所述增益級(101)的第一輸入 端(107)的輸入阻抗大于IGQ，例如大于IOGQ，或優(yōu)選地大于IOOGQ。
21.一種電聲換能器，包括設(shè)置在換能器殼體(401)內(nèi)根據(jù)前述任一項權(quán)利要求所述 的半導體芯片；以及換能器元件(105)，設(shè)置在換能器殼體(401)內(nèi)，用于連接至增益級(101)的第一輸入 端(107)以供給模擬換能器信號。
22.根據(jù)權(quán)利要求18所述的電聲換能器，其中，所述換能器元件包括電容型換能器元 件(105)。
全文摘要
一種具有集成電路的半導體芯片，該集成電路設(shè)置有用于電容型換能器(105)的信號調(diào)理器(106)，該半導體芯片包括增益級(101)，配置為接收模擬換能器信號；模數(shù)轉(zhuǎn)換器(102)，被連接以接收增益級(101)的輸出信號，并提供數(shù)字信號。該反饋信號經(jīng)由數(shù)模轉(zhuǎn)換器(104)和接收數(shù)字信號的數(shù)字信號處理器(103)提供；增益級(101)配置有分別接收模擬換能器信號和反饋信號的第一輸入端(107)和第二輸入端(108)。
文檔編號H03F3/34GK101933226SQ200980103477
公開日2010年12月29日 申請日期2009年1月20日 優(yōu)先權(quán)日2008年1月29日
發(fā)明者亨里克·湯姆森, 克勞斯·埃德曼·菲爾斯特 申請人:音頻專用集成電路公司