專利名稱：具有環(huán)路增益校正功能的鎖相環(huán)頻率綜合器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于電子通信或無線射頻技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及要求環(huán)路增益恒定的高性能鎖相 環(huán)頻率綜合器。
背景技術(shù)：
目前，鎖相環(huán)頻率綜合器廣泛應(yīng)用于電子通信和無線射頻技術(shù)領(lǐng)域，已成為現(xiàn)代無線 通信不可缺少的模塊，在一些系統(tǒng)中要求鎖相環(huán)頻率綜合器的環(huán)路增益保持恒定，比如， 在GSM系統(tǒng)發(fā)射機中的鎖相環(huán)環(huán)路增益要求恒定，傳統(tǒng)的GSM手機發(fā)射機多采用偏移鎖相 環(huán)由于較低的噪聲特性，但是隨著sigma-delta調(diào)制技術(shù)的成熟，目前，鎖相環(huán)基本上都 采用sigma-delta PLL,因為其與偏移鎖相環(huán)相比可以達到同等的噪聲性能卻消耗較低的功 耗。由于Sigma-delta鎖相環(huán)發(fā)射機對環(huán)路增益或帶寬的變化非常敏感，當環(huán)路增益或帶 寬小于所設(shè)計的值時，調(diào)制相位誤差就會惡化；當環(huán)路增益或帶寬大于所設(shè)計的增益或帶 寬時，相位噪聲就會被惡化，因此必須對sigma-delta鎖相環(huán)的環(huán)路增益或帶寬進行校JF。 sigam-delta鎖相環(huán)環(huán)路增益或帶寬變化帶來的不是調(diào)制相位誤差的惡化就是相位噪聲的 惡化，不只是GSM系統(tǒng)發(fā)射機中要克服的，實際上在任何高性能的sigma-delta鎖相環(huán)中 都是需要解決的問題。幸運的是，工程師們一直都在努力的解決這些問題，并且校正了部 分影響環(huán)路增益或帶寬的變化的參數(shù)，比如分頻比因子N變化引起環(huán)路增益或帶寬的變化， 環(huán)路濾波器中RC的變化導(dǎo)致環(huán)路增益或帶寬的變化等都得到了校正，并得到了廣泛的應(yīng)用。
引起環(huán)路增益或帶寬變化的因數(shù)有工藝、溫度、電壓、頻率和老化現(xiàn)象等，但是目前 存在的校正方法非常片面單一，校正程度有限。
文獻[l] Takashi Morie， Shiro Dosho and Kouji 0kamoto elx, ， -90dBCkHz Phase Noise Fractiorml-N Frequency Synthesizer with Accurate Loop Bandwidth Control Circuit" 2005 Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical papers。 為了得至U 較好的相位噪聲，對環(huán)路帶寬或環(huán)路增益進行了校正，文獻是通過數(shù)字控制單元校正壓控 振蕩器的增益和環(huán)路濾波器的時間常數(shù)，用模擬單元補償溫度對環(huán)路帶寬或增益的影響， 如圖1 (a)所示 一個溫度控制模塊(102)， 一個環(huán)路濾波器時間常數(shù)控制模塊(100)， 一個壓控振蕩器增益控制模塊(101)，在增益和時間常數(shù)控制的數(shù)字模塊里都使用了計數(shù) 器，并且計數(shù)器直接對壓控振蕩器的輸出頻率脈沖進行計數(shù)，因此該種方法只適用于輸出 頻率兆赫茲量級的鎖相環(huán)，對于頻率是吉赫茲量級的鎖相環(huán)，這種方法顯然是行不通的， 因為對壓控振蕩器輸出脈沖直接計數(shù)的計數(shù)器在數(shù)字電路雖是不可能實現(xiàn)的，即使用模擬 電路設(shè)計也是有困難的，即使實現(xiàn)了，功耗也是非常驚人的。
文獻[2] Jan C，inckx， and Michel S. J. Steyaert' "A Fully Integrated CMOS DCS-l簡Frequency Synthesizer" IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 33,NO. 12， December 1998。僅是對變化比較大的壓控振蕩器的增益進行了校正，以期得到穩(wěn) 定的環(huán)路增益。其校正原理是基于環(huán)路增益正比于電荷泵電流與壓控振蕩器增益之乘積， 通過對壓控振蕩器增益分段線性化，然后通過電荷泵電流陣列導(dǎo)通與關(guān)閉進行分段補償?shù)?到壓控振蕩器增益與電荷泵電流的乘積不變，此種方法的不足是影響環(huán)路增益的因數(shù)很多， 此文獻方法僅僅可以補償壓控振蕩器增益對環(huán)路增益的影響，而且分段線性技術(shù)的精度直 接正比于分段數(shù)目，但是隨著分段數(shù)目的增加，電路也越來越龐大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種能實現(xiàn)環(huán)路增益或帶寬的自動校正，結(jié)構(gòu)簡單，功耗低的 具有環(huán)路增益校正功能的鎖相環(huán)頻率綜合器。
為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明采用的技術(shù)方案為具有環(huán)路增益校正功能的鎖相環(huán)頻 率綜合器，包括鎖相環(huán)路和增益校正單元。所述的鎖相環(huán)路由鑒頻鑒相器、電荷泵、環(huán)路 濾波器、壓控振蕩器、分頻器組成，所述的鑒頻鑒相器的一個輸入端接參考頻率信號，另 一輸入端接分頻器的輸出端，所述的電荷泵的輸入端接鑒頻鑒相器的輸出端，所述的環(huán)路 濾波器輸入端接電荷泵輸出端，所述的壓控振蕩器的輸入端接環(huán)路濾波器的輸出端，所述 的分頻器的輸入端接壓控振蕩器的輸出端；所述的增益校正單元由狀態(tài)機、比較器、兩個 模數(shù)轉(zhuǎn)換器、復(fù)制的電荷泵電流源、復(fù)制的環(huán)路濾波電阻R組成，所述的比較器的輸出端 接狀態(tài)機的輸入端，狀態(tài)機的輸出b位用來控制電荷泵的可變電流源，比較器輸入端分別 接兩個模數(shù)轉(zhuǎn)化器的輸出端， 一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入端接參考電壓源，另一個模數(shù)轉(zhuǎn)化器 的輸入端接到電阻R非地的一端E點。
所述的鎖相環(huán)路還包括SDM調(diào)制器，該SDM調(diào)制器的輸入端接分頻器的輸出端，控制 輸入端接外部送入的k位模式輸入控制位，模式控制位同時也控制壓控振蕩器和電荷泵， 該SDM調(diào)制器的輸出送入分頻器的模式控制端，以實現(xiàn)分頻比的變化。
由于采用了上述的結(jié)構(gòu)，本發(fā)明所述的具有環(huán)路增益校正功能的鎖相環(huán)頻率綜合器實 現(xiàn)了頻率綜合器的環(huán)路增益或帶寬的自動校正，而且校正是動態(tài)的，對工藝、溫度、電壓 和壽命等因素都可以自動校正，其單元結(jié)構(gòu)簡單，功耗低，特別適合于要求環(huán)路增益穩(wěn)定 的無線射頻通信系統(tǒng)。


下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式
作進一步詳細的描述，。
圖1是現(xiàn)有的具有環(huán)路增益校正功能的頻率綜合器結(jié)構(gòu)框圖2是本發(fā)明所述的具有環(huán)路增益校正功能的頻率綜合器結(jié)構(gòu)框圖3是N、 Icp、 Kvco和Rl變化引起環(huán)路增益變化曲線圖4是發(fā)明中的具有高穩(wěn)定性VC0靈敏度的V-F曲線示意圖5是本發(fā)明中的可控電流源電荷泵結(jié)構(gòu)原理圖； 圖6是本發(fā)明快速校正原理圖。
具體實施例方式
如圖2所示，本發(fā)明所述的具有環(huán)路增益校正功能的鎖相環(huán)頻率綜合器，包括鎖相環(huán) 路201和增益校正單元202。所述的鎖相環(huán)路201由鑒頻鑒相器501、電荷泵502、環(huán)路濾 波器503、壓控振蕩器504、分頻器505組成，所述的鑒頻鑒相器501的一個輸入端接參考 頻率信號，另一輸入端接分頻器505的輸出端，所述的電荷泵502的輸入端接鑒頻鑒相器 501的輸出端，所述的環(huán)路濾波器503輸入端接電荷泵502輸出端，所述的壓控振蕩器504 的輸入端接環(huán)路濾波器503的輸出端，所述的分頻器505的輸入端接壓控振蕩器504的輸 出端；所述的增益校正單元202由狀態(tài)機507、比較器508、兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器509、復(fù)制的 電荷泵電流源510、復(fù)制的環(huán)路濾波電阻Rl組成，所述的比較器508的輸出端接狀態(tài)機507 的輸入端，狀態(tài)機507的輸出b位用來控制電荷泵502的可變電流源，比較器508輸入端 分別接兩個模數(shù)轉(zhuǎn)化器509的輸出端， 一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器509的輸入端接參考電壓源，另一 個模數(shù)轉(zhuǎn)化器509的輸入端接到電阻Rl非地的一端E點。
所述的鎖相環(huán)路201還包括S面調(diào)制器506 (三階sgma-delta調(diào)制器)，該SDM調(diào)制 器的輸入端506接分頻器505的輸出端，控制輸入端接外部送入的k位模式輸入控制位， 模式控制位同時也控制壓控振蕩器504和電荷泵502，該SDM調(diào)制器的輸出送入分頻器505 的模式控制端，以實現(xiàn)分頻比的變化。
本發(fā)明的工作原理如下
在高性能要求的鎖相環(huán)中或是一些發(fā)射機鎖相環(huán)中，環(huán)路增益的變化直接影響到系統(tǒng) 的性能或是數(shù)據(jù)的傳輸，因此環(huán)路增益的穩(wěn)定是必須的，四階電荷泵鎖相環(huán)的開環(huán)增益可
以表示為
iV q+C2+c"3 iV (2)
環(huán)路增益K也稱為環(huán)路帶寬w。，所以在這里環(huán)路增益與環(huán)路帶寬是等價的，在公式(l) 和(2)中，參數(shù)Icp表示電荷泵存放電電流，Kvco表示VCO壓控靈敏度，Rl是環(huán)路濾波 器零點電阻，N表示分頻器分頻比值，C2與C3分別是環(huán)路濾波器的積分電容與第三極點電 容，^2、 &3和4分別是環(huán)路濾波器第二極點、第三極點和零點相關(guān)的相位閾度或相位閾 度惡化。影響零極點位置的變化主要是RC常數(shù)的變化，同時RC常數(shù)的變化也會影響環(huán)路 增益K，如公式(2)所示；公式(2)也表明影響環(huán)路增益K的變化因素除了RC常數(shù)外， 還有Icp、 Kvco及N的變化，在所有這些影響環(huán)路增益K變化的因素中，分頻比值N是確 定的，由系統(tǒng)要求和電路設(shè)計決定的，由模式控制位M決定，因此N的變化帶來環(huán)路增益
環(huán)路增益K表示為
r 一 A/ACi *_^的變化及輸出頻率的變化在這里可以直接用模式控制位M直接同時控制VC0進行頻帶選擇 和改變電荷泵的電流來補償由于N變化導(dǎo)致增益變化的影響。其他影響環(huán)路增益的因素如 RC常數(shù)、Icp、 Kvco和Rl是隨工藝、溫度、電壓和時間而變化的，因此不能像補償N那樣 直接進行補償，必須采用其他的補償技術(shù)。，
如圖3所示的N、 Icp、 Kvco和Rl變化引起環(huán)路增益的變化曲線圖，在保證環(huán)路濾波 器RC常數(shù)不變的情況下，N、 Icp、 Kvco和Rl的變化不影響環(huán)路零極點的位置，因此我們 可以通過改變電荷泵存放電電流Icp來進行補償由于N、 Icp、 Kvco和Rl變化所引起的環(huán) 路增益變化。
下面結(jié)合圖2說明補償由于N、 Icp、 Kvco和Rl變化引起環(huán)路增益的變化，分頻比N 的變化是直接通過模式控制位M控制的，因此如圖2所示，模式控制位直接控制電荷泵電 流源來使電荷泵電流與分頻比N同比例變化來補償由于N變化所引入的環(huán)路增益變化。
Kvco變化引入環(huán)路增益的變化，這里是通過多頻帶VCO實現(xiàn)的，如圖4所示，圖4(a) 是單頻帶VC0的V-F轉(zhuǎn)化曲線，其頻率在整個頻帶上的變化是通過VC0的輸入控制電壓Vtune 的變化實現(xiàn)的，因此要覆蓋整個頻帶頻率，要么VC0的增益非常高，要么VC0的輸入控制 電壓Vtune變化范圍非常大，這些都會導(dǎo)致VCO的轉(zhuǎn)化增益Kvco的嚴重不一致。圖4 (b) 是本發(fā)明采用的多頻帶VC0的V-F轉(zhuǎn)化曲線，VC0的頻帶選擇控制由模式控制位預(yù)先確定， 在每一頻帶上轉(zhuǎn)化增益非常小而且Vtime的調(diào)整范圍也非常窄，這就使VC0的轉(zhuǎn)化增益非 常的穩(wěn)定，從而降低由于Kvco的變化引起環(huán)路增益變化的影響。
環(huán)路校正單元主要校正Icp和Rl的變化影響，其工作原理是使復(fù)制的電荷泵電流流過 復(fù)制的環(huán)路濾波器零點電阻，正常狀態(tài)下IcpfRl是一個確定不變的值在E點，數(shù)模變換器 ADC把該點的模擬電位轉(zhuǎn)換為數(shù)字位，與參考電壓通過ADC轉(zhuǎn)化為數(shù)字位進行比較，比較器 輸出三種比較狀態(tài)控制狀態(tài)機的輸出，當cru:crd=10時表示Icp*Rl小于參考電壓，這時 cru:crd=10控制狀態(tài)機打開更多的電荷泵電流支路使Icp*Rl增大并向參考電壓逼近；當 cru:crd=01時表示Icp*Rl大于參考電壓，這時cru:crd=01控制狀態(tài)機關(guān)閉更多的電荷泵 電流支路使Icp*Rl降低并向參考電壓逼近；當cru:crd=00時表示Icp*Rl等于參考電壓， 這時cru:crd=00控制狀態(tài)機維持原有的輸出電流開關(guān)位保持Icp*Rl不變，
如圖5所示的電荷泵開關(guān)電流源陣列，包括兩部分開關(guān)陣列， 一是由模式控制位M直 接控制的電流源陣列， 一是由環(huán)路校正單元狀態(tài)機控制的陣列B。
如圖6所示的快速校正原理圖，其是4位的狀態(tài)機控制電荷泵電流源比較狀態(tài)邏輯過 程，這種二分法大大縮短了比較所占用的時間。
總之，本發(fā)明雖然例舉了上述優(yōu)選實施方式，但是應(yīng)該說明，雖然本領(lǐng)域的技術(shù)人員 可以進行各種變化和改型，除非這樣的變化和改型偏離了本發(fā)明的范圍，否則都應(yīng)該包括 在本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種具有環(huán)路增益校正功能的鎖相環(huán)頻率綜合器，包括鎖相環(huán)路(201)和增益校正單元(202)，其特征在于所述的鎖相環(huán)路(201)由鑒頻鑒相器(501)、電荷泵(502)、環(huán)路濾波器(503)、壓控振蕩器(504)、分頻器(505)組成，所述的鑒頻鑒相器(501)的一個輸入端接參考頻率信號，另一輸入端接分頻器(505)的輸出端，所述的電荷泵(502)的輸入端接鑒頻鑒相器(501)的輸出端，所述的環(huán)路濾波器(503)輸入端接電荷泵(502)輸出端，所述的壓控振蕩器(504)的輸入端接環(huán)路濾波器(503)的輸出端，所述的分頻器(505)的輸入端接壓控振蕩器(504)的輸出端；所述的增益校正單元(202)由狀態(tài)機(507)、比較器(508)、兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器(509)、復(fù)制的電荷泵電流源(510)、復(fù)制的環(huán)路濾波電阻R1組成，所述的比較器(508)的輸出端接狀態(tài)機(507)的輸入端，狀態(tài)機(507)的輸出b位用來控制電荷泵(502)的可變電流源，比較器(508)輸入端分別接兩個模數(shù)轉(zhuǎn)化器(509)的輸出端，一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器(509)的輸入端接參考電壓源，另一個模數(shù)轉(zhuǎn)化器509的輸入端接到電阻R1非地的一端E點。
2. 按照權(quán)利要求1所述的具有環(huán)路增益校正功能的鎖相環(huán)頻率綜合器，其特征在于 所述的鎖相環(huán)路(201)還包括SDM調(diào)制器(506),該SDM調(diào)制器的輸入端(506)接分頻 器(505)的輸出端，控制輸入端接外部送入的k位模式輸入控制位，模式控制位同時也控 制壓控振蕩器(504)和電荷泵(502)，該SDM調(diào)制器的輸出送入分頻器(505)的模式控 制端，以實現(xiàn)分頻比的變化。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種具有環(huán)路增益校正功能的鎖相環(huán)頻率綜合器。包括鎖相環(huán)路和增益校正單元。所述的鎖相環(huán)路由鑒頻鑒相器、電荷泵、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器、分頻器組成，所述的增益校正單元由狀態(tài)機、比較器、兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器、復(fù)制的電荷泵電流源、復(fù)制的環(huán)路濾波電阻R組成。本發(fā)明實現(xiàn)了頻率綜合器的環(huán)路增益或帶寬的自動校正，而且校正是動態(tài)的，對工藝、溫度、電壓和壽命等因素都可以自動校正，其單元結(jié)構(gòu)簡單，功耗低，特別適合于要求環(huán)路增益穩(wěn)定的無線射頻通信系統(tǒng)。
文檔編號H03L7/18GK101588176SQ200910040360
公開日2009年11月25日 申請日期2009年6月18日 優(yōu)先權(quán)日2009年6月18日
發(fā)明者飛 蔡, 陳紅林 申請人:廣州潤芯信息技術(shù)有限公司