專利名稱：前饋放大器以及其控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及高效率的前饋(feedforward)放大器以及其控制方法。
背景技術(shù)：
近年來，為了確保伴隨移動通信的迅速普及的服務(wù)區(qū)域，需要設(shè)置多個 基站用裝置。根據(jù)基站裝置設(shè)置的情況，還需要將多個基站用裝置設(shè)置在同 一個場所。此外，還需要削減基站裝置的功率消耗?；谶@樣的背景，需要 基站用裝置的小型化和省功率化?；居醚b置一般包括調(diào)制解調(diào)裝置、發(fā)送 放大器、放熱器、各種控制裝置等。由于基站用裝置的消耗功率的大半被發(fā) 送放大器所占據(jù)，所以關(guān)注著發(fā)送放大器的省功率化。
在通信用基站用裝置中使用的發(fā)送放大器中，由于(1 )需要多載波的同 時放大和(2 )需要滿足在移動通信方式中要求的頻帶外泄露功率等的標(biāo)準(zhǔn)值， 從而使用線性化技術(shù)。這樣的線性化技術(shù)之一是前饋放大器。圖1表示前饋 放大器的基本結(jié)構(gòu)。前饋放大器100包括失真檢測電路10和失真去除電路 20 (非專利文獻(xiàn)l)。
非專利文獻(xiàn)1: N.Pothecary， Feedforward linear power amplifiers, Artech House, 1999.
失真檢測電路10包括將前饋放大器100的輸入信號分配給兩個路徑的 分配器11、矢量調(diào)整器12、主放大器13、延遲線路14、以及合成分配器15。 包括矢量調(diào)整器12和主放大器13的路徑是主放大器路徑PM,，包括延遲線 路14的路徑是線性傳送路徑Pj。合成分配器15 —般由方向性耦合器構(gòu)成， 具有相當(dāng)于主放大器路徑的增益的耦合度。
主放大器13放大矢量調(diào)整器12的輸出信號。合成分配器15對主放大器 路徑P^的輸出信號(假設(shè)在這里是由作為前饋放大器的輸入信號的主波分 量和在主放大器中產(chǎn)生的失真分量所構(gòu)成的信號)和線性傳送路徑P^的輸 出信號進(jìn)行合成。在這里，矢量調(diào)整器12調(diào)整主放大器13的輸入信號的振 幅和相位(稱為失真檢測電路10的環(huán)路調(diào)整)，使得輸出到失真注入路徑足夠大。另外，沒有圖示在失真檢測電路10的環(huán)路調(diào)整所需 的信號提取單元和控制單元。失真分量成為對失真注入^^徑PD/的輸入信號。然后，合成分配器15對失真去除電路20的一個路徑(后述的主放大器輸出傳送路徑p,,)輸出主波分量和失真分量。失真去除電路20包括延遲線路21、矢量調(diào)整器22、輔助放大器23 以及功率合成器24。包括延遲線路21的路徑是主放大器輸出傳送路徑， 包括矢量調(diào)整器22和輔助放大器23的路徑是失真注入路徑P。,。矢量調(diào)整器 22調(diào)整輸入到失真注入路徑P。,的失真分量的振幅和相位(稱為失真去除電 路20的環(huán)路調(diào)整)，使得后述的功率合成器24輸出的輸出信號的相鄰頻帶 外泄露功率比(ACLR)足夠小。另外，沒有圖示在失真去除電路20的環(huán)路 調(diào)整所需的信號提取單元和控制單元。輔助放大器23對矢量調(diào)整器22的輸 出信號進(jìn)行放大。功率合成器24以等振幅/反相位/等延遲對主放大器輸出傳 送路徑PM,的輸出信號和失真注入路徑PD/的輸出信號進(jìn)行功率合成。這樣， 失真分量被去除，主波分量從前饋放大器IOO輸出。這樣，失真檢測電路IO檢測在主放大器13中產(chǎn)生的失真分量，失真去 除電路20以等振幅/反相位/等延遲，將所檢測的失真分量注入到主放大器的 輸出信號。通過這個動作，前饋放大器IOO補(bǔ)償在主放大器13中產(chǎn)生的失真 分量。在前饋放大器的其他部分沒有有效電路的情況下，前饋放大器100的消 耗功率由作為有效電路的主放大器13以及輔助放大器23的消耗功率所決定。 前饋放大器的功率效率是前饋放大器的輸出功率和其消耗功率之比。提高前饋放大器100的功率效率的方法是，在維持規(guī)定的線性的同時削 減前饋放大器內(nèi)的有效電路的消耗功率。但若削減主放大器13和輔助放大器 23的消耗功率，則成為削減對各個放大元件提供的電流，所以在各個放大元 件產(chǎn)生的失真分量增加。這樣，削減消耗功率和產(chǎn)生失真具有折衷選擇的關(guān) 系。由于在削減了輔助放大器23的消耗功率的情況下，失真檢測電路10所 檢測的失真分量在輔助放大器23中被進(jìn)一步失真，所以成為與應(yīng)除去的失真 分量不同的失真分量。其結(jié)果，不能充分地除去在主放大器13中產(chǎn)生的失真 分量。這樣，輔助放大器23需要對失真檢測電路10所檢測的失真分量進(jìn)行 線性放大。因此，輔助放大器23 —般使用A級放大器，不能大幅地削減其消耗功率。為了提高主放大器的功率效率，提出了適用了高效率放大技術(shù)的主放大 器。其之一是多赫蒂放大器(專利文獻(xiàn)1)。多赫蒂放大器包括載波放大器 和峰值放大器(非專利文獻(xiàn)2)。若多赫蒂放大器的輸入功率超過某個一定 值，則峰值放大器動作，峰值放大器輸出與載波放大器輸出合成。在峰值放 大器動作的輸入功率的區(qū)域中，載波放大器進(jìn)行飽和動作，所以多赫蒂放大 器可達(dá)到高的功率效率。通過將多赫蒂放大器作為主放大器使用，報告了可以將W-CDMA方式用2GHz頻帶前饋放大器的功率效率改善2。/。的情況(非 專利文獻(xiàn)3)。專利文獻(xiàn)1:日本特開2000-286645號公報(美國專利號6.320.464)非專利文獻(xiàn)2: S.C.Cripps， Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design, Artech House,2002.非專利文獻(xiàn)3: K-J.Cho,J畫H.Kim，and S.P.Stapleton,，，A highly efficient Doherty feed-forward linear power amplifier for W-CDMA base-station applications", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，vol.53,no.l，Jan.2005.多赫蒂放大器的非線性特性在峰值放大器動作的區(qū)域和不動作的區(qū)域的 產(chǎn)生原理不同。在峰值放大器不動作的區(qū)域中，載波放大器的非線性特性成 為多赫蒂放大器的非線性特性。此外，在峰值放大器動作的區(qū)域中，載波放 大器和峰值放大器各自的非線性特性之和成為多赫蒂放大器的非線性特性。 雖然多赫蒂放大器可在峰值放大器動作的區(qū)域中達(dá)到高的功率效率，但多赫 蒂放大器的非線性特性與載波放大器單體的非線性特性相比，比較復(fù)雜。將多赫蒂放大器作為主放大器使用的前饋放大器必須是4卜償多赫蒂放大 器的復(fù)雜的非線性特性的器件。若前饋放大器的失真補(bǔ)償理想地進(jìn)行，則在 多赫蒂放大器的輸出信號中包含的失真分量被全部去除。但實(shí)際的前饋放大 器不能完全去除主放大器所產(chǎn)生的失真分量。這是因為，在失真檢測電路和 失真去除電路中達(dá)到等振幅、反相位、等延遲的調(diào)整存在界限，此外，失真 檢測電路和失真去除電路的各個頻率特性不能完全應(yīng)對在多赫蒂放大器中產(chǎn) 生的復(fù)雜的非線性特性的頻率特性。這樣在峰值放大器動作的狀況中可達(dá)到 高的功率效率，但存在由于是復(fù)雜的非線性特性所以不能進(jìn)行充分的失真補(bǔ) 償?shù)膯栴}。由于以無線方式所限定的頻帶外泄漏功率成為標(biāo)準(zhǔn)值以下，所以即使在主放大器中采用多赫蒂放大器也需要5dB左右的輸出補(bǔ)償(back off)， 不能提高功率效率。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于，提供一種可以不會產(chǎn)生復(fù)雜的非線性失真，實(shí)現(xiàn)高 的功率效率的前饋放大器以及那樣控制前饋放大器的方法。 本發(fā)明的前饋放大器，包括
分配器，將輸入信號分配給插入了主放大器的主放大器路徑和線性傳 送路徑；
合成分配器，合成所述主放大器路徑的輸出信號和所述線性傳送路徑 的輸出信號，生成對主放大器輸出傳送路徑的輸入信號和對插入了輔助放 大器的失真注入路徑的輸入信號；以及
功率合成器，合成所述主放大器輸出傳送路徑的輸出信號和所述失真 注入路徑的輸出信號并將其輸出，
所述主放大器是諧波反饋放大器，
所述前饋放大器還包括第l方向性耦合器，提取所述功率合成器的 輸出信號的一部分；以及
控制單元，基于通過所述第1方向性耦合器所提取的信號，控制所述 i皆波反々赍(harmonics reaction)》欠大器的動作點(diǎn)。
本發(fā)明的前饋放大器的控制方法是，所述前饋放大器包括
分配器，將輸入信號分配給插入了諧波反饋放大器作為主放大器的主 放大器路徑和線性傳送路徑；
合成分配器，合成所述主放大器路徑的輸出信號和所述線性傳送路徑 的輸出信號，生成對主放大器輸出傳送路徑的輸入信號和對插入了輔助放 大器的失真注入路徑的輸入信號；
功率合成器，合成所述主放大器輸出傳送路徑的輸出信號和所述失真 注入路徑的輸出信號并將其輸出；
第l方向性耦合器，提取所述功率合成器的輸出信號的一部分；以及
控制單元，基于通過所述第1方向性耦合器所提取的信號，控制所述 諧波反饋放大器的動作點(diǎn)，
所述諧波反饋放大器包括第2分配器，將輸入到所述諧波反饋放大器的信號分配為兩個；
第l晶體管，具有被提供所分配的兩個信號中的一個的柵極，并進(jìn)行
功率放大；
第2晶體管，具有被提供所分配的兩個信號中的另一個的柵極，并進(jìn) 行功率放大；
二次高次諧波終止電路，將所述第1以及第2晶體管的輸出之間的二 次高次諧波終止；
第2功率合成器，對所述被二次高次諧波終止的兩個信號進(jìn)行功率合 成，并設(shè)為所述諧波反饋放大器的輸出；以及
兩個柵極偏置設(shè)定電路，根據(jù)所述控制單元的控制，分別設(shè)定所述第 1以及第2晶體管的柵極偏壓，
所述控制方法包括以下步驟
檢測所述前饋放大器的輸出信號中的作為前饋放大器的輸入信號的主 波分量和在主放大器中產(chǎn)生的失真分量的各自的功率，在將與主波分量相鄰 的頻帶中的失真分量的功率用主波分量的功率進(jìn)行規(guī)一化后的頻帶外泄漏功 率比為規(guī)定的基準(zhǔn)值以下的條件下，交替地控制所述諧波反饋放大器的所述 第1以及第2晶體管的柵極偏壓，使得所述前饋放大器的功率效率成為最大。
根據(jù)所述前饋放大器的結(jié)構(gòu)以及控制方法，由于基于前饋放大器的輸出 來控制作為主放大器所使用的諧波反饋放大器的動作點(diǎn)，所以能夠?qū)崿F(xiàn)高效 率的前饋放大器而不會產(chǎn)生復(fù)雜的非線性失真。


圖1是表示以往的前饋放大器的例子的方框圖。
圖2是表示本發(fā)明的前饋放大器的第1實(shí)施例的方框圖。
圖3是表示在本發(fā)明的實(shí)施例中使用的諧波反饋放大器的結(jié)構(gòu)例子的圖。
圖4A是表示使用了電流反饋晶體管電路的柵極偏置設(shè)定電路的結(jié)構(gòu)例 子的圖。
圖4B是表示使用了 DC/DC變換器的柵極偏置設(shè)定電路的結(jié)構(gòu)例子的圖。
圖4C是表示使用了電壓分割電阻的柵極偏置設(shè)定電路的結(jié)構(gòu)例子的圖。圖5是表示檢測單元的結(jié)構(gòu)例子的方框圖。
圖6A是表示前饋放大器的輸出頻語的例子的圖。
圖6B是表示變換為基帶的頻譜的例子的圖。
圖7是表示檢測單元的其他結(jié)構(gòu)例子的方框圖。
圖8A是表示柵極偏壓設(shè)定步驟的概略的流程圖。
圖8B是表示檢索柵極偏壓設(shè)定值的詳細(xì)的步驟的例子的流程圖。
圖9是表示本發(fā)明的前饋放大器的第2實(shí)施例的方框圖。
圖IO是表示第2實(shí)施例的前饋放大器的控制例子的流程圖。
圖11是表示本發(fā)明的第3實(shí)施例的流程圖。
圖12是表示本發(fā)明的前饋放大器的功率效率和ACLR的測定結(jié)果的曲線圖。
圖13 A是表示對于本發(fā)明的前饋放大器的輸出功率的ACLR的測定結(jié)果 的曲線圖。
圖13B是表示本發(fā)明的前饋放大器的功率效率的曲線圖。
具體實(shí)施方式
[第1實(shí)施例]
圖2表示本發(fā)明的第1實(shí)施例的前饋放大器200。對于與如圖1所示的 以往的前饋放大器100的結(jié)構(gòu)要素對應(yīng)的前饋放大器200的結(jié)構(gòu)要素，附加 了與圖1所示的參照標(biāo)號相同的參照標(biāo)號。前饋放大器200的特征之一在于， 作為主放大器而使用諧波反饋放大器(Harmonic Reaction Amplifier :HRA) 130，以及構(gòu)成為控制該HRA130的動作點(diǎn)以使前饋放大器200的功率效率成 為最大。為了這個控制，設(shè)置了如下部件提取前饋放大器200的輸出的一 部分的方向性耦合器41;檢測在該所提取的信號中包含的主波分量和頻帶外 分量的檢測單元42;測定前饋放大器200的輸出功率和對前饋放大器200的 供給功率的功率測定單元44;基于檢測單元42的輸出和功率測定單元44的 測定結(jié)果來控制HRA130的動作點(diǎn)以使前饋放大器200的功率效率設(shè)為最大 的控制單元43。
與如圖1所示的以往例子相同地，前饋放大器200包括將輸入信號均 等地分配給主放大器路徑P脇和線性傳送路徑Pw的分配器11;將主放大器 路徑的輸出信號和線性傳送路徑Pw的輸出信號進(jìn)行合成，從而將主波分量和在主放大器130中產(chǎn)生的失真分量輸出到主放大器輸出傳送路徑PA/,，
將失真分量輸出到失真注入路徑P,w的合成分配器15;以及將主放大器輸出 傳送路徑P M7.的輸出信號和失真注入路徑P 。,的輸出信號進(jìn)行合成的功率合 成器24。在主放大器路徑P飽中設(shè)置了如下部件包括可變衰減器12A和可 變移相器12B的矢量調(diào)整器12;前置放大器13P和HRA130。線性傳送路徑 Pw和主放大器輸出傳送路徑P^分別是延遲線路14、 21。在失真注入路徑 P。,中設(shè)置了如下部件包括可變衰減器22A和可變移相器22B的矢量調(diào)整 器22;前置放大器23P和輔助放大器23。
如圖3所示，作為主放大器的HRA130由以下部件構(gòu)成將輸入到 HRA130的信號以均等的功率分配給兩個路徑的分配器31;兩個輸入匹配電 路32A、 32B;兩個柵極偏置設(shè)定電路37A、 37B;兩個晶體管(在本實(shí)施例 中例如設(shè)為微波晶體管)33A、 33B;兩個輸出匹配電路34A、 34B;兩個漏 極偏置設(shè)定電路38A、 38B;在兩個輸出匹配電路34A、 34B的輸出之間，將 二次高次諧波終止的二次高次諧波終止電路35;以及將兩個輸出匹配電路 34A、 34B的輸出信號進(jìn)行功率合成的功率合成器36。
輸入匹配電路32A、 32B和輸出匹配電^各34A、 34B例如分別使用孩i帶 線，以設(shè)計頻率進(jìn)行阻抗匹配。柵極偏置設(shè)定電路37A、 37B具有被提供來 自控制單元43的控制信號的控制端子、 TCCfl ，根據(jù)來自控制單元43的 控制信號對晶體管33A、 33B的柵極提供指定的柵極偏壓Vcsl、 VCfi2。漏極 偏置設(shè)定電路38A、 38B也具有被提供來自控制單元43的控制信號的控制端 子T。c,、 T腳，根據(jù)來自控制單元43的控制信號對晶體管33A、 33B的漏極 提供指定的漏極偏壓。除了柵極偏置設(shè)定電路37A、 37B以及漏極偏置設(shè)定 電路38A、 38B夕卜，HRA的結(jié)構(gòu)例如公開在參考文獻(xiàn)(日本特開昭63-153904 號公報)中。
通過設(shè)置對輸出匹配電路34A、 34B的輸出信號將兩倍波終止的二次高 次諧波終止電路35，從而HRA130成為所謂的F級動作(F級動作的條件對 偶數(shù)次高次諧波終止、奇數(shù)次高次諧波開放，在第1實(shí)施例中實(shí)現(xiàn)二次高次 諧波終止)或者成為J級動作的并列型放大器。 一般將F級動作條件中的終 止以及開放的次數(shù)設(shè)得大，則能夠得到更高的功率效率，但從電路結(jié)構(gòu)的容 易度和改善效率量的觀點(diǎn)出發(fā)，只要實(shí)現(xiàn)二次高次諧波終止就足夠。此外， 根據(jù)晶體管33A、 33B的頻率特性，以充分的增益放大高次諧波存在界限。從這樣的實(shí)用上的觀點(diǎn)出發(fā)，在第1實(shí)施例中包括將二次高次諧波終止的電路。
這樣，HRA130對主波分量以同相位進(jìn)行電壓合成，對失真分量進(jìn)4亍功 率合成而無需考慮其相位關(guān)系和振幅關(guān)系。通過這個動作，能夠?qū)χ鞑ǚ至?將失真分量改善3dB。此外，HRA130達(dá)到超過80%的最大漏極(drain)效 率。這樣，HRA130具有最大漏極效率高并且可改善失真分量的特長，所以 適用于前饋放大器的主放大器。
此外，該HRA130與多赫蒂放大器的載波放大器，其峰值放大器的偏置 設(shè)定條件不同，對兩個晶體管33A、 33B進(jìn)行大致相同的偏置設(shè)定。因此， 兩個晶體管33A、 33B的動作點(diǎn)大致相同，不會產(chǎn)生在多赫蒂放大器的峰值 放大器動作的情況下顯著產(chǎn)生的復(fù)雜的非線性特性。這樣，HRA130提高前 饋放大器200的功率效率的同時緩和非線性特性。
HRA130的柵極偏壓被設(shè)定為提高功率效率并且減少頻帶外失真成分。 一般在推挽式放大器或平衡式放大器中，將兩個柵極偏置設(shè)定為相同的電壓。 HRA130具有并列結(jié)構(gòu)的兩個放大器，在各個放大器中存在晶體管的個體差 或調(diào)整的不同，這些放大器的特性不嚴(yán)格一致。但通過對柵極偏壓進(jìn)行微調(diào)， 從而從前饋放大器200看，能夠?qū)RA130的頻帶外失真分量和功率效率設(shè) 定為最佳。但并不限定于HRA130單體的頻帶外失真分量和功率效率被設(shè)定 為最佳。因此，通過對前饋放大器200的輸出的頻帶外失真分量和前饋放大 器200的消耗功率進(jìn)行觀測，從而控制4冊極偏壓，以4吏維持以標(biāo)準(zhǔn)規(guī)格所規(guī) 定的頻帶外失真分量的同時提高功率效率。
此外，通過控制漏極偏壓，從而能夠進(jìn)一步對HRA130的動作進(jìn)行調(diào)整。 一般若控制漏極偏壓，則能夠維持線性的同時可進(jìn)行高效率放大。此外，通 過組合柵極偏壓控制和漏極偏壓控制，從而能夠發(fā)揮兩者的特長的同時改善 HRA130的功率效率和線性。
柵極偏置設(shè)定電路37A和37B是相同的結(jié)構(gòu)，圖4A、 4B、 4C表示其結(jié) 構(gòu)例子。圖4A是表示將使用晶體管37T和電阻37R1 37R4而構(gòu)成的眾所周 知的電流反饋電路作為柵極偏置設(shè)定電路37A、 37B使用的例子。控制電壓 從控制單元43提供給柵極偏置控制端子T。c (T^、 TeCB),由此決定的源極 電壓作為柵極偏壓Vcs (VCS1、 VCS2)而從端子T,提供給晶體管33A、 33B 的柵極。圖4B表示將DC/DC變換器37C作為柵極偏置設(shè)定電路37A、 37B使用的例子。從控制單元43提供給端子T^ (T^、 TeCT)的控制電壓通過
DC/DC變換器37C而變換為對應(yīng)的柵極偏壓VOT ( Vesi、 VCfl2 ),并從端子 T,輸出。圖4C所示的結(jié)構(gòu)是，根據(jù)提供給柵極偏置控制端子Tcc (Tw,、 T^)的控制電壓，由開關(guān)37S選擇通過多個串聯(lián)連接的電阻37R1、 37R2、 37R3所分壓的電壓，并作為柵極偏壓V^ (VCS1、 V(;fl2 )而輸出到端子T,、。 這樣，柵極偏置設(shè)定電路37A、 37B僅控制電壓，所以能夠如圖4A至4C那 樣簡單地構(gòu)成。圖4A和4B是可通過來自控制單元43的控制電壓對柵極偏 壓V^進(jìn)行連續(xù)控制。此外，圖4C是可通過來自控制單元43的控制電壓對 柵極偏壓VSfl進(jìn)行離散控制。
漏極偏置設(shè)定電路38A和38B可采用與上述的柵極偏置設(shè)定電路37A、 37B相同的結(jié)構(gòu)。此時，在柵極偏置設(shè)定電路37A和37B的說明中，將柵極 偏置替換為漏極偏置即可。
再次參照圖2。功率合成器24的輸出信號經(jīng)由方向性耦合器41作為前 饋放大器的輸出而輸出。該功率的一部分通過方向性耦合器41而分支，并提 供給檢測單元42。 4企測單元42分別檢測主波分量和頻帶外失真分量。
圖5表示檢測單元42的結(jié)構(gòu)例子。由方向性耦合器41所提取的信號通 過頻率變換器42A而變換為基帶信號。頻率變換器42A例如包括混頻器42A1 和局部振蕩器42A2。低通濾波器42B對基帶信號去除混淆(aliasing)。模擬 /數(shù)字變換器42C對低通濾波器42B的輸出信號以采樣頻率fs進(jìn)行數(shù)字化。 三分配電路42X將被數(shù)字化的信號進(jìn)行三分配。來自三分配電路42X的主波 分量通過數(shù)字低通濾波器42D而被提取。來自三分配電路42X的上側(cè)以及下 側(cè)頻帶失真分量ACu、 AC^通過數(shù)字帶通濾波器42E、 42F而被分別提取。 數(shù)字帶通濾波器42E、 42F的通帶寬度BP^ BP,是考慮了濾波器的頻帶外衰 減特性而決定，以使能夠充分地檢測將+fW、 fs-fW (fw是相當(dāng)于主波分量 Wr的帶寬的頻率)分別設(shè)為中心的頻帶外失真分量。
圖6A表示在圖5所示的頻率變換器42A的輸入信號的頻譜例子。圖6B 表示AD變換器42C的輸出的頻譜例子。如圖6A所示，上側(cè)以及下側(cè)頻帶 外失真分量ACu 、 AC a與將載波頻率fc設(shè)為中心頻率的主波分量Wr的上側(cè) 和下側(cè)相鄰。需要上側(cè)以及下側(cè)頻帶外失真分量AC^、 AC^不會受到主波分 量Wf的抑制地對它們進(jìn)行檢測。但難以實(shí)現(xiàn)在微波頻帶中將如圖6A所示的 上側(cè)以及下側(cè)頻帶外失真分量ACu、 AC,與主波分量W^分離地提取那樣的具有極其陡峻的頻率特性的濾波器。因此，在圖5所示的例子中，通過頻率
變換器42A將由方向性耦合器41所提取的信號從微波帶變換為基帶。
圖6B表示被數(shù)字化的基帶信號的頻譜例子。即，該頻譜是，通過模擬/ 數(shù)字變換器42C將低通濾波器42B的輸出信號以采樣頻率fs變換為數(shù)字基帶 信號，并將該數(shù)字基帶信號進(jìn)行傅立葉變換而得到的頻譜的例子。應(yīng)提取的 上側(cè)以及下側(cè)頻帶外失真分量AC廣AC,j是通過具有通帶BP^ BP,的數(shù)字 帶通濾波器42E、 42F而被分別提取。此外，主波分量Wf是通過具有通帶 LP,的數(shù)字低通濾波器42D而被提取。這些數(shù)字濾波器42D、 42E、 42F的輸 出被提供給控制單元43，計算各自檢測的分量的功率。數(shù)字濾波器42D、 42E、 42F分別例如可通過FIR濾波器實(shí)現(xiàn)。此外，也可以不^f吏用^:字濾波器42D、 42E、 42F，而對模擬/數(shù)字變換器42C的輸出信號進(jìn)行傅立葉變換，從而提取 對應(yīng)于各自的分量的頻率分量。
圖7表示檢測單元42的其他的結(jié)構(gòu)例子。基于這個例子的檢測單元42 使用以下部件而構(gòu)成由混頻器42Ala和局部振蕩器42A2a構(gòu)成的IF帶頻 率變換器42Aa;窄帶濾波器42Da、 42Ea、 42Fa;以及功率檢測單元42G、 42H、 421。 IF帶頻率變換器42Aa將由方向性耦合器41所提取的信號從微波 帶變換為中心頻率fi的IF帶(例如150MHz )。三分配電路42X對變換為IF 帶的信號進(jìn)行三分配。三分配電路42X的輸出信號被分別輸入到具有可檢測 應(yīng)檢測的主波分量W,和上側(cè)以及下側(cè)頻帶外失真分量ACu、 AC,的頻率特 性的窄帶濾波器42Da、 42Ea、 42Fa。例如，將相當(dāng)于主波分量W,的帶寬的 頻率設(shè)為fw,則窄帶濾波器42Ea提取將頻率fi+fW設(shè)為中心的上側(cè)頻帶外比 失真分量，窄帶濾波器42Fa提取將頻率fi-fW設(shè)為中心的下側(cè)頻帶外比失真 分量。窄帶濾波器42Da提取將頻率fi設(shè)為中心頻率的主波分量。這些窄帶 濾波器42Da、 42Ea、 42Fa例如可通過SAW濾波器或陶瓷濾波器實(shí)現(xiàn)。窄帶 濾波器42Da、 42Ea、 42Fa的輸出被提供給功率檢測單元42G、 42H、 421， 功率一企測單元42G、 42H、 42I測定主波分量的功率和上側(cè)以及下側(cè)頻帶外失 真分量的功率。功率檢測單元42G、 42H、 421例如可由對數(shù)放大器等的IC 構(gòu)成。
前饋放大器整體(包括控制單元43、前置放大器13P、前置放大器23P、 HRA130、輔助放大器23等)的消耗功率可通過功率測定單元44測定提供給 前置放大器的各個電路的電流來取得。例如若是交流供電，則功率測定單元44可通過箝位計(clamp meter)測定電流。此外，若是直流供電，則功率測 定單元44可通過在各個電路的供電單元使用分流(shunt)電阻(lmOhm左 右)測定電流值。這樣，功率測定單元44通過對測定的電流值乘以已知的電 壓值，取得前饋放大器整體的供電功率即消耗功率。此外，功率測定單元44 還測定前饋放大器的輸出功率。功率測定單元44的測定結(jié)果被送到控制單元 43。
控制單元43基f 4企測單元42檢測的主波分量的功率和上下頻帶外失真 分量的功率、功率測定單元44測定的前饋放大器整體的輸出功率和消耗功 率，進(jìn)行規(guī)定的控制。即，控制單元43進(jìn)行HRA130的柵極偏壓控制，使得 將上下頻帶外失真分量的功率和主波分量的功率之比即鄰接頻帶外泄漏功率 比(ACLR)維持在規(guī)定值以下的同時將前饋放大器的功率效率成為最大?？?制單元43例如可使用微處理器實(shí)現(xiàn)。
圖8A表示在失真檢測電路10和失真去除電路20的各個環(huán)路(loop )調(diào) 整完成之后的基于控制單元43的HRA130的柵極偏壓控制的概略流程圖。在 第1實(shí)施例中，進(jìn)行失真檢測電路10的環(huán)路調(diào)整(步驟Sl )以及失真去除 電路20的環(huán)路調(diào)整(步驟S2)。即，矢量調(diào)整器12、 22分別進(jìn)行環(huán)路調(diào)整， 直至在HRA130的柵極偏壓以及漏極偏壓被設(shè)定為標(biāo)準(zhǔn)值的狀態(tài)下，檢測單 元42檢測的頻帶外失真分量的功率成為(1)最少，或者(2)標(biāo)準(zhǔn)規(guī)格的規(guī) 定值以下，或者(3)考慮了動作容限(margin)等的設(shè)計值以下為止。由于 該調(diào)整方法與以往技術(shù)相同，所以省略說明?？刂茊卧?3通過改變提供給 HRA130的柵極偏置設(shè)定電路37A的控制端子Tec,的控制電壓(晶體管33A 的柵極偏壓V^變化)，從而決定在前饋放大器200的輸出的ACLR為基準(zhǔn) 值以下的條件下前饋放大器200的功率效率成為最大的柵極偏壓VCfil (步驟 S31)。接著，通過改變提供給柵極偏置設(shè)定電路37B的控制端子T^的控制 電壓(晶體管33B的柵極偏壓V固變化)，從而決定在前饋放大器200的輸 出的ACLR為基準(zhǔn)值以下的條件下前饋放大器200的功率效率成為最大的柵 極偏壓V③(步驟S32)。由于通過步驟S32的偏置控制的影響而通過步驟 S31所得到的條件并不一定被維持，所以進(jìn)行重復(fù)步驟S31、 S32的各個處理 的控制，直到在ACLR為基準(zhǔn)值以下的條件下前饋放大器200的功率效率成 為最大為止(步驟S33)。
圖8B表示在圖8A所示的步驟S31的詳細(xì)的控制步驟的例子。首先，通過步驟S311設(shè)定晶體管33A的柵極偏壓V(;B1。在步驟S312，；險測單元42 分別測定前饋放大器200的輸出的主波分量的功率和上側(cè)以及下側(cè)頻帶外失 真分量的功率，檢測單元42分別計算這些上側(cè)以及下側(cè)頻帶外失真分量的功 率和主波分量的功率之比(ACLR )。在步驟S313，控制單元43判定這些ACLR 是否兩個都是基準(zhǔn)值以下，若至少一個不是基準(zhǔn)值以下，則返回到步驟S311， 改變柵極偏壓的設(shè)定值后重復(fù)步驟S311、 S312。此時，柵極偏壓V③設(shè)為一 定。
在ACLR成為基準(zhǔn)值以下的情況下，接著在步驟S314,功率測定單元 44測定前饋放大器200的輸出功率和供給功率。進(jìn)一步在步驟S315，控制單 元43基于前饋放大器200的輸出功率和供給功率，計算前饋放大器200的功 率效率。在步驟S316,控制單元43判定功率效率是否比至此計算的功率效 率還低。在新得到的功率效率比之前的功率效率還低的情況下，控制單元43 返回到步驟S311而再次設(shè)定柵極偏壓VCSI。在步驟S316中的最大值的設(shè)定 使用在步驟S315計算的前饋放大器的功率效率而如以下那樣進(jìn)行。在前饋放 大器200的輸出功率沒有進(jìn)行發(fā)送輸出控制的情況下，將其設(shè)為在1個小時 左右的范圍中的最大值，在進(jìn)行發(fā)送輸出控制的情況下，將其設(shè)為在發(fā)送輸 出被變更為止的時間的范圍中的最大值。這樣，在前饋放大器200的功率效 率成為最大為止重復(fù)步驟S311 S316的各個處理，從而進(jìn)行柵極偏壓V訓(xùn)的 控制。
柵極偏壓V^的控制算法在將改變的電壓幅度設(shè)為一定的條件下可使用 最急下降法或者LMS (least-mean-square)算法。此外，也可以進(jìn)行適當(dāng)變更 改變的電壓幅度的控制。在通過柵極偏壓V^的控制而將前饋放大器200的 功率效率設(shè)為最大之后，固定柵極偏壓V副的情況下在圖8A所示的步驟S32 控制柵極偏壓V⑧。柵極偏壓V③的控制與在圖8B所示的柵極偏壓V^,的 控制同樣地進(jìn)行。然后，在圖8A所示的步驟S33中被判定為前饋放大器200 的功率效率在上述的時間范圍內(nèi)最大為止，重復(fù)基于步驟S31和S32的柵極 偏壓V^和V^的控制。
漏極偏壓控制通過與在圖8A、 8B所示的控制步驟相同的步驟進(jìn)行。在 圖8A、 8B所示的控制步驟中，將柵極偏壓改讀為漏極偏壓即可。通過改變 提供給漏極偏置設(shè)定電路38A、 38B的控制端子T。c、 T胞的控制電壓，從 而與上述的柵極偏壓流程圖相同地，4企索設(shè)定將前饋放大器200的功率效率設(shè)為最大的漏極偏壓。也可以交替地重復(fù)進(jìn)行柵極偏壓和漏極偏壓的控制。 此外，也可以只控制柵極偏壓和漏極偏壓中的任一個。在柵極偏壓和漏極偏 壓的設(shè)定完成之后改變前饋放大器的輸出功率的情況下，維持所設(shè)定的偏壓
的情況下進(jìn)行矢量調(diào)整器12、 22的環(huán)路調(diào)整。在矢量調(diào)整器12、 22的設(shè)定 完成之后，控制器43進(jìn)行柵極偏壓和漏極偏壓的再次設(shè)定。 [第2實(shí)施例]
表示在第1實(shí)施例中，HRA130的4冊極偏壓和漏極偏壓控制完成之后， 進(jìn)一步改善前饋放大器的功率效率的實(shí)施例。圖9表示作為第2實(shí)施例的前 饋放大器300。前饋放大器300與上述的前饋放大器200不同，為了進(jìn)行對 于失真檢測電路10和失真去除電路20的矢量調(diào)整器12、 22的調(diào)整，具有如 下結(jié)構(gòu)在失真注入路徑P 。,的矢量調(diào)整器22的輸入側(cè)設(shè)置了方向性耦合器 45，開關(guān)46選擇來自方向性耦合器41和45的信號而提供給檢測單元42。
控制單元43分別控制失真檢測電路10的可變衰減器12A和可變移相器 12B以及失真去除電路20的可變衰減器22A和可變移相器22B。在第2實(shí)施 例中，控制單元43在與第1實(shí)施例相同的柵極偏壓控制完成之后，進(jìn)一步適 應(yīng)控制失真檢測電路10和失真去除電路20的可變衰減器和可變移相器。以 下，參照圖10的流程圖，說明其控制。
首先，與第1實(shí)施例同樣地進(jìn)行失真檢測電路10的矢量調(diào)整(步驟Sl ) 和失真去除電路20的矢量調(diào)整(步驟S2 )以及柵極偏壓設(shè)定控制(步驟S3 )。 在第2實(shí)施例中，在接著步驟S3的步驟S4，從通過開關(guān)46的選擇而方向性 耦合器45所提取的信號，檢測單元42檢測失真檢測電路輸出中的主波分量 和在HRA130中產(chǎn)生的頻帶外失真分量。然后，控制單元43控制在失真檢測 電路10中的矢量調(diào)整器12的可變衰減器12A和可變移相器12B,使得將主 波分量均勻并且設(shè)為最小。這里，抑制為均勻的理由是，在失真去除電路20 中頻帶外失真分量被抑制，且主波分量求和。若主波分量的抑制具有頻率特 性(主波分量沒有均勻地抑制)，則功率合成器24不能將主波分量均勾地進(jìn) 4亍才目力口。
接著，在步驟S5，通過開關(guān)46的選擇檢測單元42從方向性耦合器41 所提取的信號檢測頻帶外失真分量。然后，控制單元43控制失真檢測電路 10的可變移相器12B，以使將頻帶外失真分量的功率設(shè)為最小。進(jìn)一步在步 驟S6，通過開關(guān)46的選擇檢測單元42從方向性耦合器41所提取的信號檢測頻帶外失真分量。然后，控制單元43控制失真去除電路20的可變衰減器 22A，以使頻帶外失真分量的功率成為最小。然后，在步驟S7，通過開關(guān)46 的選擇檢測單元42從方向性耦合器41所提取的信號檢測頻帶外失真分量。 然后，控制單元43控制失真去除電路20的可變移相器22B，以使頻帶外失 真分量的功率成為最小。
通過步驟S5、 S6、 S7的控制，失真去除電路20的可變衰減器22A和可 變移相器22B被調(diào)整為在失真去除電路20中的失真注入路徑PD/的頻帶外失 真分量與主放大器輸出傳送路徑P^的頻帶外失真分量成為反相位，此外， 失真檢測電路10的可變移相器12B和失真去除電路20的可變衰減器22A以 及可變移相器22B被調(diào)整為失真注入路徑P。,的主波分量與主放大器輸出傳 送路徑P^的主波分量成為同相位。由此，抑制頻帶外失真分量的同時主波 分量增加。
這樣，通過控制失真檢測電路10和失真去除電路20的可變衰減器和可 變移相器，從而能夠?qū)CLR設(shè)為基準(zhǔn)值以下的情況下將前饋放大器300的 功率效率設(shè)為最大。控制單元43將失真檢測電路10的可變移相器12B的調(diào) 整(步驟S5 )、和失真去除電路20的可變衰減器22A的調(diào)整(步驟S6 )、以 及可變移相器22B的調(diào)整(步驟S7 )按照這個順序重復(fù)執(zhí)行規(guī)定次數(shù)。通過 這個重復(fù)調(diào)整，能夠提高前饋放大器300的輸出功率的同時進(jìn)行失真補(bǔ)償。 此外，由于通過功率合成器24而主波分量的功率被加算，所以能夠提高前饋 放大器300的功率效率。不重復(fù)控制失真檢測電路10的可變衰減器12A的 理由是因為前饋放大器300的增益變化。
這一系列的控制還跟隨溫度變化、經(jīng)時變化。此外，在作為主放大器的 HRA在低補(bǔ)償區(qū)域動作的情況下，這一 系列的控制能夠控制頻帶外失真分量 的功率維持一定值以下的同時前饋放大器的功率效率成為最大。
在圖11所示的前饋放大器400具有使用導(dǎo)頻(pilot)信號在圖9所示的 前饋放大器300中進(jìn)行失真檢測電路10和失真去除電路20的矢量調(diào)整器12、 22的調(diào)整控制的結(jié)構(gòu)。前饋放大器400將前饋放大器300的結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)，進(jìn) 一步包括在分配器11的輸入側(cè)設(shè)置的方向性耦合器8、在前置放大器13P 和HRA130之間設(shè)置的方向性耦合器17、第l導(dǎo)頻信號產(chǎn)生器9以及第2導(dǎo) 頻信號產(chǎn)生器18。第1導(dǎo)頻信號產(chǎn)生器在離主波分量充分遠(yuǎn)的中心頻率產(chǎn)生頻率間隔為lkHz左右的CW2波的第1導(dǎo)頻信號Sn。其中，將第1導(dǎo)頻信 號S^的中心頻率設(shè)為與主波分量相同的頻帶。第2導(dǎo)頻信號產(chǎn)生器在與第1 導(dǎo)頻信號的中心頻率不同的中心頻率產(chǎn)生頻率間隔為lkHz左右的CW2波的 第2導(dǎo)頻信號Sn。其中，將第2導(dǎo)頻信號S^的中心頻率設(shè)為與主波分量相 同的頻帶。第1導(dǎo)頻信號產(chǎn)生器9產(chǎn)生的第1導(dǎo)頻信號Sp,經(jīng)由方向性耦合器 8而注入到分配器11。此外，第2導(dǎo)頻信號產(chǎn)生器18產(chǎn)生的第2導(dǎo)頻信號 S"經(jīng)由方向性耦合器17而注入到主放大器路徑Pw,。這些導(dǎo)頻信號SP,、 S 用于進(jìn)行失真檢測電路10和失真去除電路20的環(huán)路調(diào)整。
具體地說，通過方向性耦合器45提取第1導(dǎo)頻信號S屮通過^^測單元 42檢測第1導(dǎo)頻信號S『控制單元43調(diào)整矢量調(diào)整器12的可變衰減器12A 和可變移相器12B，以使該檢測的第1導(dǎo)頻信號Sp,成為最小。同樣地，經(jīng)由 方向性耦合器17對主放大器路徑P娟注入第2導(dǎo)頻信號Sp2而HRA130所產(chǎn) 生的失真分量，從通過方向性耦合器41所提取的信號中由檢測單元42所檢 測?？刂茊卧?3調(diào)整矢量調(diào)整器22的可變衰減器22A和可變移相器22B， 以使該檢測的失真分量成為最小。
圖12表示使用了圖9所示的前饋放大器300的試驗結(jié)果。測定條件是， 作為輸入信號使用中心頻率2.14GHz的W-CDMA1波。作為初始狀態(tài)，設(shè)定 柵極偏壓V^、 V③以使HRA130的兩個晶體管33A、 33B的漏極電流一致， 從這個狀態(tài)改變柵極偏壓，從而改變兩個漏極電流之差，測定對于電流差的 在5MHz偏置以及l(fā)OMHz偏置下的ACLR、以及前饋放大器300的功率效率。 控制步驟是進(jìn)行失真檢測電路10和失真去除電路20的矢量調(diào)整器12、 22的 調(diào)整，通過圖8所示的步驟進(jìn)行柵極偏壓控制。
如圖12所示，在調(diào)整了柵極偏壓以使從基準(zhǔn)值(漏極電流之差OmA) 成為-50mA的情況下，功率效率改善0.7%。隨著功率效率的改善，在5MHz 偏置ACLR惡化5dB，在lOMHz偏置ACLR惡化6dB。通過進(jìn)行失真4企測 電路10和失真去除電路20的環(huán)路調(diào)整，該惡化被補(bǔ)償。此外，在不進(jìn)行再 次的失真檢測電路10和失真去除電路20的環(huán)路調(diào)整的情況下，通過設(shè)定為 漏極電流差30mA，從而可以將5MHz偏置ACLR改善-45dBc、將功率效率 改善0.3%。這樣，通過變更HRA130的柵極偏壓設(shè)定，可以將功率效率改善 0.3%到0.7%。圖13A表示基于前饋放大器300的ACLR特性。圖13A表示在進(jìn)行了 將圖12所示的兩個漏極電流之差設(shè)為0的柵極偏壓調(diào)整的狀態(tài)下的測定結(jié) 果。圖13A表示作為HRA130的主放大器的輸出和前饋放大器的輸出中的 5MHz偏置ACLR以及10MHz偏置ACLR。在5MHz偏置ACLR—45dB中， 失真補(bǔ)償量為13dB。此外，前饋放大器的輸出功率為38.4dBm。
圖13B表示對應(yīng)于圖13A的功率效率特性。表示作為主放大器的 HRA130的功率效率和前饋放大器的功率效率。在前饋放大器的輸出功率 38.4dBm，達(dá)到前饋放大器的功率效率19.8%。由于以往的前饋放大器的功率 效率為15%以下，所以可知本發(fā)明的前饋放大器是高效率的放大器。
如以上說明那樣，根據(jù)本發(fā)明，可改善前饋放大器的功率效率，可實(shí)現(xiàn) 低消耗功率化。其結(jié)果，發(fā)熱量減少，所以可實(shí)現(xiàn)前饋放大器的小型化和輕 量化。
權(quán)利要求
1.一種前饋放大器，包括分配器，將輸入信號分配給插入了主放大器的主放大器路徑和線性傳送路徑；合成分配器，合成所述主放大器路徑的輸出信號和所述線性傳送路徑的輸出信號，生成對主放大器輸出傳送路徑的輸入信號和對插入了輔助放大器的失真注入路徑的輸入信號；以及功率合成器，合成所述主放大器輸出傳送路徑的輸出信號和所述失真注入路徑的輸出信號并將其輸出，所述主放大器是諧波反饋放大器，所述前饋放大器還包括第1方向性耦合器，提取所述功率合成器的輸出信號的一部分；以及控制單元，基于通過所述第1方向性耦合器所提取的信號，控制所述諧波反饋放大器的動作點(diǎn)。
2. 如權(quán)利要求1所述的前饋放大器，其中 所述諧波反饋放大器包括第2分配器，將輸入到所述諧波反饋放大器的信號分配為兩個； 第1晶體管，具有被提供所分配的兩個信號中的一個的柵極，并進(jìn)行功 率放大；第2晶體管，具有被提供所分配的兩個信號中的另一個的柵極，并進(jìn)行 功率放大；二次高次諧波終止電路，將所述第1以及第2晶體管的輸出之間的二次 高次諧波終止；第2功率合成器，對所述被二次高次諧波終止的兩個信號進(jìn)行功率合成， 并設(shè)為所述諧波反饋放大器的輸出；以及兩個柵極偏置設(shè)定電路，根據(jù)所述控制單元的控制，分別設(shè)定所述第1 以及第2晶體管的柵極偏壓。
3. 如權(quán)利要求2所述的前饋放大器，還包括檢測單元，從通過所述第1方向性耦合器所提取的信號，檢測作為所述 前饋放大器的輸入信號的主波分量和在所述主放大器中產(chǎn)生的頻帶外失真分量；以及功率測定單元，測定所述前饋放大器的輸出功率和對于所述前饋放大器 的供給功率，在通過所檢測的所述主波分量和所述頻帶外失真分量所計算的頻帶外泄 漏功率比為規(guī)定的基準(zhǔn)值以下的條件下，所述控制單元控制所述諧波反饋放 大器的所述第1以及第2柵極偏置設(shè)定電路，使得通過所述輸出功率和所述 供給功率所計算的功率效率成為最大。
4. 如權(quán)利要求3所述的前饋放大器，其中所述諧波反饋放大器還包括第1以及第2漏極偏置設(shè)定電路，根據(jù)所 述控制單元的控制，設(shè)定所述第1以及第2晶體管的漏極偏壓，在通過所檢測的所述主波分量和所述頻帶外失真分量所計算的頻帶外泄 漏功率比為所述基準(zhǔn)值以下的條件下，所述控制單元控制所述諧波反饋放大 器的所述第1以及第2漏極偏置設(shè)定電路，使得通過所述輸出功率和所述供 給功率所計算的功率效率成為最大。
5. 如權(quán)利要求1至4的任一項所述的前饋放大器，還包括第1矢量調(diào)整器，在所述諧波反饋放大器的輸入側(cè)，插入到所述主放大 器路徑；第2矢量調(diào)整器，在所述輔助放大器的輸入側(cè)，插入到所述失真注入路 徑；以及第2方向性耦合器，在所述第2矢量調(diào)整器的輸入側(cè)，提取所述失真注 入路徑的信號的一部分，所述控制單元基于通過所述第2方向性耦合器所提取的信號來調(diào)整所述 第1矢量調(diào)整器的衰減量和移相量，基于通過所述第1方向性耦合器所提取 的信號來調(diào)整所述第2矢量調(diào)整器的衰減量和移相量。
6. —種前饋放大器的控制方法，其中 所述前饋放大器包括分配器，將輸入信號分配給插入了諧波反饋放大器作為主放大器的主放 大器路徑和線性傳送路徑；輸出信號，生成對主放大器輸出傳送路徑的輸入信號和對插入了輔助放大器 的失真注入路徑的輸入信號；功率合成器，合成所述主放大器輸出傳送路徑的輸出信號和所述失真注入路徑的輸出信號并將其輸出；第1方向性耦合器，提取所述功率合成器的輸出信號的一部分；以及 控制單元，基于通過所述第1方向性耦合器所提取的信號，控制所述諧波反饋放大器的動作點(diǎn)，所述諧波反饋放大器包括第2分配器，將輸入到所述諧波反饋放大器的信號分配為兩個； 第1晶體管，具有被提供所分配的兩個信號中的一個的柵極，并進(jìn)行功 率放大；第2晶體管，具有被提供所分配的兩個信號中的另一個的柵極，并進(jìn)行 功率放大；二次高次諧波終止電路，將所述第1以及第2晶體管的輸出之間的二次 高次諧波終止；第2功率合成器，對所述被二次高次諧波終止的兩個信號進(jìn)行功率合成， 并設(shè)為所述諧波反饋放大器的輸出；以及兩個柵極偏置設(shè)定電路，根據(jù)所述控制單元的控制，分別設(shè)定所述第1 以及第2晶體管的柵極偏壓，所述控制方法包括以下步驟(a)從所述前饋放大器的輸出信號檢測作為所述前饋放大器的輸入信號 的主波分量和在所述主放大器中產(chǎn)生的頻帶外失真分量，在根據(jù)它們所計算 的頻帶外泄漏功率比為規(guī)定的基準(zhǔn)值以下的條件下，交替地控制所述諧波反 饋放大器的所述第1以及第2晶體管的柵極偏壓，使得所述前饋放大器的功 率效率成為最大。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其中所述諧波反饋放大器還包括第1以及第2漏極偏置設(shè)定電路，根據(jù)所 述控制單元的控制，設(shè)定所述第1以及第2晶體管的漏極偏壓， 所述控制方法還包括以下步驟(b )檢測所述主波分量和所述頻帶外失真分量，在根據(jù)它們所計算的頻 帶外泄漏功率比為規(guī)定的基準(zhǔn)值以下的條件下，交替地控制所述諧波反饋放 大器的所述第1以及第2晶體管的漏極偏壓，使得所述前饋放大器的功率效 率成為最大。
8.如權(quán)利要求6或7所述的方法，還包括如下步驟(c) 所述合成分配器調(diào)整所述主放大器路徑的信號的移相量，使得輸出 到所述失真注入路徑的信號中的主波分量均一并且成為最小的步驟；(d) 調(diào)整所述失真注入路徑的信號的移相量，使得將所述頻帶外失真分 量的功率設(shè)為最小的步驟；(e )調(diào)整所述失真注入路徑的信號的衰減量和移相量，使得將所述頻帶 外失真分量的功率設(shè)為最小的步驟；(f)交替地多次重復(fù)所述步驟(c)至(e)的步驟。
全文摘要
提供一種前饋放大器以及其控制方法。在由失真檢測電路(10)和失真去除電路(20)構(gòu)成的前饋放大器中，作為失真檢測電路的主放大器而使用諧波反饋放大器(130)，控制單元(43)根據(jù)前饋放大器輸出求出頻帶外泄漏功率比(ACLR)和功率效率，并控制諧波反饋放大器的兩個晶體管(33A、33B)的柵極偏壓，使得ACLR在基準(zhǔn)值以下的條件下效率成為最大。
文檔編號H03F1/32GK101515785SQ200910004969
公開日2009年8月26日 申請日期2009年2月20日 優(yōu)先權(quán)日2008年2月20日
發(fā)明者楢橋祥一, 鈴木恭宜 申請人:株式會社Ntt都科摩