專利名稱：用于諧波抑制混合器的免校準的本機振蕩器信號的產(chǎn)生的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生用 于諧波抑制混合器的多個開關(guān)控制信號的方法以及實施該方法的電路。
特別地，本發(fā)詢涉及多個根據(jù)免校準相移的開關(guān)控制信號的時
序。
背景技術(shù)：
在數(shù)字電視(DTV)接收機中，需要抑制期望的DTV頻率的三 階干擾和五階干擾，例如由根據(jù)第二代(2G)禾n/或第三代(3G)通 信網(wǎng)絡(luò)標準的無線應(yīng)用所介紹的。由于通過RF濾波器的方式不能完 全過濾掉所述頻率中的這些三階諧波和五階諧波，從而導(dǎo)致了缺陷的 產(chǎn)生。因此，為了共存，需要一種諧波抑制混合器。，
例如，如H.Brekelmans and L.Tripodi在"Pre-study result RF tuner for TV on Mobile in CMOS90" , Technical Note PR-TN 2005/01139, Feb.2006中所述，諧波抑制混合器的一個重要的性能規(guī)格在于構(gòu)成開 關(guān)控制信號波形的分量的相對時移。在圖4A中，示出了時移Td，. 即組成一個開關(guān)控制信號的平頂部分與主幵關(guān)控制信號波形之間的 相對時移。此外，如圖4B中所示，時移Td基本不得超過4微微秒， 以保持40dB的抑制。因此，針對800MHz的T-1.25納秒的周期， 僅可接受0.32%的誤差。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種改進的方法和設(shè)備，以用于在 諧波抑制接收機中產(chǎn)生LO頻率。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種可避免系統(tǒng)相位誤差并因此可消除額外的校準裝置的用于產(chǎn)生LO頻率的改進的方法和設(shè)備。本發(fā)
明由獨立權(quán)利要求限定。從屬權(quán)利要求用于描述優(yōu)選實施例。
在本發(fā)明的第一方面中，提出一種用于從數(shù)字本機振蕩器信號 的多個相位產(chǎn)生用于諧波抑制混合器的多個開關(guān)控制信號的電路，該
電路包括第一波形組合器電路，其被布置用于通過對數(shù)字本機振蕩 器信號的多個相位中的兩個相位進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器
信號的多個相位產(chǎn)生至少一個第一開關(guān)控制信號；以及第二波形組合
器電路，其被布置用于通過將數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的一 個相位與具有靜態(tài)邏輯值的預(yù)定信號進行邏輯組合來從所述數(shù)字本
機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生至少一個第二開關(guān)控制信號；其中第一 波形組合器和第二波形組合器的拓撲結(jié)構(gòu)完全彼此對稱；其中在第一 波形組合器中用于提供第二波形組合器的功能的電路部分被用作虛 設(shè)電路；并且其中在第二波形組合器中用于提供第一波形組合器的功 能的電路部分被用作虛設(shè)電路。
在本發(fā)明的另一方面中，提出一種用于從數(shù)字本機振蕩器信號 的多個相位產(chǎn)生用于諧波抑制混合器的多個開關(guān)控制信號的方法，其 中該方法包括第一產(chǎn)生步驟，用于通過對數(shù)字本機振蕩器信號的多 個相位中的兩個相位進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器信號的多個 相位中的第一組相位產(chǎn)生至少一個第一開關(guān)控制信號；以及第二產(chǎn)生 步驟，用于通過將數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的一個相位與具 有靜態(tài)邏輯值的預(yù)定信號進行邏輯組合來從數(shù)字振蕩器的多個相位 中的第二組相位產(chǎn)生至少一個第二開關(guān)控制信號；并且在第一產(chǎn)生步 驟中，作為虛設(shè)負載的電路部分通過將數(shù)字本機振蕩器信號的多個相 位中的一個相位與具有靜態(tài)邏輯值的預(yù)定信號進行邏輯組合來從數(shù) 字本機振蕩器的多個相位中的第一組相位產(chǎn)生至少一個虛設(shè)的開關(guān) 控制信號；并且在第二產(chǎn)生步驟中，作為虛設(shè)負載的電路部分通過對 數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的兩個相位進行邏輯組合來從數(shù)
字本機振蕩器信號的多個相位中的第二組相位產(chǎn)生至少一個虛設(shè)的 開關(guān)控制信號。
因此，本發(fā)明的思想是免校準地產(chǎn)生諧波抑制接收機中所需的開關(guān)控制信號。通過使用虛設(shè)電路的思想，提供一種完全彼此對稱的波形組合器電路拓撲，以使可針對相移中允許的誤差實現(xiàn)所需的準確
性。此外，不需要在傳統(tǒng)拓撲中所使用的(多個)額外的45度相位校正環(huán)路。
在一個實施例中，向第一波形組合器電路提供數(shù)字本機振蕩器信號的四個相位作為輸入信號，每個相位對于這四個相位中的另外兩個相位具有90度的相移，并且向第二波形組合器電路提供數(shù)字本機振蕩器信號的四個相位作為輸入信號，每個相位對于這四個相位中的另外兩個相位具有45度的相移。
在一個實施例中，通過兩個各自級聯(lián)的二分頻電路的兩級來從數(shù)字本機振蕩器信號產(chǎn)生數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位。
在進一步的改進中，通過四分頻電路來從具有數(shù)字本機振蕩器信號的四分之一的預(yù)定的源數(shù)字本機振蕩器信號產(chǎn)生所述數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位。所述四分頻電路可以由以環(huán)狀結(jié)構(gòu)連接的四個鎖存器組成，四個鎖存器的第一個的輸入端具有反轉(zhuǎn)的極性，其屮所述環(huán)狀結(jié)構(gòu)中的第一鎖存器和第三鎖存器由數(shù)字本機振蕩器信號的上升沿觸發(fā)，而所述環(huán)狀結(jié)構(gòu)中的第二鎖存器和第四鎖存器由數(shù)字本機振蕩器信號的下降沿觸發(fā)。通過單級的四分頻電路還可以進一步避免在兩級級聯(lián)的二分頻電路中可能存在的相位不確定的問題。
在一個特定實施例中，數(shù)字本機振蕩器的多個相位包括數(shù)字本機振蕩器的8個分別相移的相位，所述8個相位從運行在四倍于數(shù)字本機振蕩器信號頻率的頻率處的輸入時鐘產(chǎn)生；其中第一波形組合器電路被布置用于從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的四個相位產(chǎn)生具有25%占空比的四個第一開關(guān)控制信號；并且其中第二波形組合器電路被布置用于從數(shù)字本機振蕩器的多個相位中的四個相位產(chǎn)生具有50%占空比的四個第二開關(guān)控制信號。
以上公開的方法和電路的一種可能的應(yīng)用是諧波抑制混合器，其用于將由包含同相和正交輸入信號的輸入信號與數(shù)字本機振蕩器信號混合，其中所述諧波抑制混合器包括兩個開關(guān)核心，其中第一開關(guān)核心由第一開關(guān)控制信號進行切換而第二開關(guān)核心由第二開關(guān)控
7制信號進行切換，其中第二開關(guān)控制信號的脈沖中心與第一開關(guān)控制信號的脈沖中心重合；并且其中通過根據(jù)上述一個實施例的用于從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生多個開關(guān)控制信號的電路來產(chǎn)生第一開關(guān)控制信號和第二開關(guān)控制信號。


參照以下所述實施例來說明，本發(fā)明的這些及其他方面將變得很顯然。在如下示圖中
— 圖1示出了包括兩個NMOS開關(guān)核心的諧波抑制(HR)混合器
的示例；
圖2示出了圖1中的HR混合器的開關(guān)控制信號以及諧波抑制混合器中的等效的本機振蕩器(LO)信號；
圖3示出了 IQ-HR混合器所需要的正交的開關(guān)控制信號和各IQ-HR混合器中等效的正交LO信號；
圖4A示出了圖1中的諧波抑制混合器中的平頂LO波形的時移
Td;
圖4B示出了五階諧波的抑制，其為圖4A中的平頂開關(guān)控制信號的時移Td的函數(shù)；
.圖5示出了用于諧波抑制LO產(chǎn)生的第一方法；圖6示出了完全對稱的諧波抑制L 0產(chǎn)生的實施例；圖7A示出了圖6中所示的實施例的進一步改進；圖7B示出了圖7A的實施例中所使用的單級四分頻器的示例；圖8示出了在根據(jù)本發(fā)明的HR混合器的IF輸出處獲得的等效LO波形的示例；以及
圖9A和圖9B示出了使用根據(jù)本發(fā)明的方法所產(chǎn)生的諧波抑制率的蒙特卡洛模擬結(jié)果。
應(yīng)該注意的是，圖示為示意圖而不是按照實際比例所繪。不同圖示中的相同的參考符號(如果存在)均指相應(yīng)的元件。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的是在不脫離本發(fā)明的實際構(gòu)思的情況下可存在本發(fā)明的其他替代的并且等效的實施例，而本發(fā)明的保護范圍僅由權(quán)利要求限定。
具體實施例方式
在圖1中，示出了被配置用于抑制本機振蕩器(LO)頻率的三階諧波和五階諧波的諧波抑制(HR)混合器的簡單示例，其提供例如在移動電視(TVoM)應(yīng)用中所期望的低噪以及較高的三階交互調(diào)變點(IP3)性能。
如圖1所示，該混合器100大致由兩個NMOS開關(guān)核心110、120組成，其中開關(guān)核心110 (圖1的頂部)由50。/。占空比的LO頻.率控制，所述50%占空比的LO頻率與傳統(tǒng)的被動式混合器中的完全相同，而另一個開關(guān)核心120 (圖1中底部)由25。/。占空比的LO頻率控制，所述25%占空比的LO頻率的脈沖中心與50%占空比的LO頻率的脈沖中心重合。波形Roof—P (就像一個平頂)恰好位于波形CLK—P的中心位置。應(yīng)該注意，為了使用包括同相(I)和正交(Q)分量的通信信號或信道，需要兩個類似結(jié)構(gòu)的混合器100，因此如圖3所示為期望的開關(guān)控制信號。
不用說，可以以各種方式來修改圖1的開關(guān)核心。例如，NPN晶體管可以直接取代圖I中所示的NMOS場效應(yīng)晶體管。此外，可能需要使用砷化鎵場效應(yīng)晶體管，以允許在更高的RF傳輸頻率處操作，但是可替換地，可以使用硅場效應(yīng)晶體管來通過標準CMOS工藝將無線接收機與CMOS數(shù)字電路集成。
例如，通過將底部開關(guān)核心120中的晶體管寬度設(shè)置為頂部開關(guān)核心110中的晶體管寬度的V^倍，并且將底部開關(guān)核心120中的電阻設(shè)置為頂部開關(guān)核心110中的電阻的l/V^倍，當(dāng)閉合這兩個開關(guān)核心時，底部開關(guān)核心120中產(chǎn)生的電流是頂部開關(guān)核心110中產(chǎn)生的電流的V^倍。
通過電流相加的方式，提供如圖2所示的結(jié)果的輸出波形，RF輸入RF一P和RF一N為直流輸入。等效LO包絡(luò)模擬正弦波形，并且因此抑制了與所使用的LO頻率的三階諧波和五階諧波處的頻率之間的RF干擾，而將期望的RF信號轉(zhuǎn)化(即，向下混頻)為基帶信號
如上所述，為了解調(diào)I (同相)和Q (正交)信道，如圖3所示，將產(chǎn)生等效的正交開關(guān)控制信號，即，LO時鐘信號。實際上，單個開關(guān)控制信號波形的時間準確度和幅度準確度將確定期望的諧波抑制(HR)的比率。
例如H.Brekelmans and L.Tripodi在"Pre-study result RF tunerfor TV on Mobile in CMOS90" , Technical Note PR-TN 2005/01139,Feb.2006中指出，最重要的性能規(guī)格是平頂部分與主開關(guān)波形之間的相對時移。
在圖4A中，示出了時移Td，即平頂與主開關(guān)波形之間的相對時移。如圖4B所示，時移Td必須基本上不超出4微微秒，以保持40dB的抑制。因此，對于800MHz處的T-1.25納秒的周期來說，只有0.32%的誤差是可接受的。
如上所述，為了在諧波抑制接收機中使用，提出了一種用于產(chǎn)生所需的本機振蕩器頻率的多個相位的免校準發(fā)生器，以產(chǎn)生根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)控制信號，其中將提出一種完全對稱的波形產(chǎn)生拓撲和虛設(shè)電路。在一個實施例中，本機振蕩器(LO)發(fā)生器電路包括由圖5中所示的差分觸發(fā)器(flip-flops) (D-FF)產(chǎn)生的振蕩器波形的8個相位。在圖6中，虛設(shè)電路的引入增強了所述本機振蕩器(LO)發(fā)生器電路，以分別產(chǎn)生50%占空比的波形和25%占空比的波形。作為進一步的改進，圖7A示出了替換方式，其中分頻器包括4分頻電路。
現(xiàn)在參照圖5，為了產(chǎn)生數(shù)字本機振蕩器信號(或LO波形)的8個相位，在第一方法中使用二分頻電路的兩個級聯(lián)級。因此，差分輸入時鐘In一CLK工作于將要產(chǎn)生的期望的數(shù)字本機振蕩器頻率(LO頻率)的四倍頻率處。第一二分頻器(或簡稱為分頻器)Dl提供具有90度相移的四個正交輸出，而頻率為輸入時鐘In一CLK的一半。隨后的分頻器D2和D3進一步將所述時鐘平分(除2)以產(chǎn)生期望的LO頻率，同時在輸出端獲得45度的相移。
通過分別來自分頻器D2的兩個輸出的各自的邏輯"AND"組合(例如，通過使用AND電路或AND門)來在波形組合器510中產(chǎn) 生所需的具有25%占空比的開關(guān)控制信號。不用說，該示例中使用 邏輯"AND"是為了說明的目的，即其對本文所公開的解決方案不 是必須的。例如，分頻器D2的輸出Q和I通過AND門511進行邏 輯AND組合產(chǎn)生所需的如圖3的頂部所示的Q一Roof一P。
相應(yīng)地，通過對D3輸出之一與"1"(或邏輯高電平)進行各 個邏輯"AND"組合來在波形組合器520中產(chǎn)生50%占空比的開關(guān) 控制信號。由于額外的"AND"操作，50%占空比的LO基本呈現(xiàn)出 與25%占空比的開關(guān)控制信號具有相同的時延。例如，通過AND門-518來使"1"與分頻器D3的輸出Ib (其中"b"表示Ib對應(yīng)于I非) 進行邏輯AND組合，產(chǎn)生所需要的圖3的底部所示的I一CLK—.N。
因此，通過對AND電路511至518的所有輸出進行仔細的相位 校準，可以獲得用于控制諧波抑制混合器的開關(guān)核心的循環(huán)開關(guān)控制 信號所期望的波形。
但是，在上述方法中25%占空比的LO的中心可能不能準確地 與主開關(guān)波形的中心重合。這是因為分頻器D2和分頻器D3的輸出 負載不同。在分頻器D2中，將每個輸出提供給兩個AND門，而在 分頻器D3中，僅將每個輸出提供給一個AND門。由于不同的電容 負載，因此難以保證分頻器D2和D3輸出中的45度相移。為了補償 該相位誤差，需要復(fù)雜的8相位校正電路。
現(xiàn)在參考圖6，其示出了根據(jù)本發(fā)明的完全對稱的改進的循環(huán)開 關(guān)控制信號產(chǎn)生的一個實施例的簡要示圖。
與圖5中所示的初始的方法相比，在分頻器D2的輸出端添加了 虛設(shè)的50%占空比開關(guān)控制信號波形的產(chǎn)生(例如波形組合器520)。 此外，也在分頻器D3的輸出端添加了虛設(shè)的25%占空比開關(guān)控制信 號波形的產(chǎn)生(例如波形組合器510)。因此，50%和25%占空比波 形產(chǎn)生電路包括在D2和D3的輸出端的相同的波形組合器610和 620。因此，如果輸入時鐘的占空比為50°/。時，則兩個分頻器D2和 D3具有相同的負載，并且可以確保期望的相移。
在上述方法中，已經(jīng)假設(shè)D2的輸出Q的相位領(lǐng)先于分頻器D3的輸出Q的相位45度。在這方面，根據(jù)電路實施，分頻器D2的輸 出Q的相位可能落后于分頻器D3的輸出Q的相位135度。因此， 代替HR混合器的輸出的電流加(current summing)的操作的是，電 路進行電流減(current substraction)的操作，并且因此HR混合器變 為諧波混合器。為了避免以上所討論的相位不確定的問題，可以在二 分頻器D2和D3中添加額外的預(yù)設(shè)部件。但是，這種額外的電路部 件可能降低工作頻率并且也能降低相位噪聲。
在圖7A中所示的進一步的改進中，建議使用單級四分頻電路， 其代替圖5和圖6中所示的二分頻電路D1、D2和D3的二級聯(lián)級530 (圖5) 、 630 (圖6)。如圖7B.中所示，新的分頻器730由四個鎖. 存器73K 732、 733和734組成，所述四個鎖存器連成環(huán)，在第一鎖 存器731的輸入端具有反轉(zhuǎn)的極性。
此外，第一鎖存器731和第三鎖存器733由輸入時鐘In—CLK的 上升沿觸發(fā)，而第二鎖存器732和第四鎖存器734通過使用倒相的輸 入時鐘信號In一CLKb由輸入時鐘信號的下降沿觸發(fā)。因此，根據(jù)需 要，數(shù)字本機振蕩器信號的相位Q1與相位Q 2之間的相移、相位Q 2 與相位Q3之間的相移以及相位Q3與相位Q4之間的相移被確定為 45度。
通過將本文中所提出的諧波抑制(HR)混合器的RF輸入設(shè)置 為直流電平，這可以在HR混合器的IF輸出端獲得等效的LO波形， 如圖8所示。因此，可以從等效LO波形的頻譜計算出三階HR比率 和五階HR比率，即，基本頻率的功率減去三階諧波或五階諧波的功 率。如圖9A和9B,其示出了運行了 100次的圖示性的蒙特卡洛(MC) 的仿真結(jié)果。測試平臺包括輸入LO緩沖器、HR LO產(chǎn)生裝置的核心 以及HR混合器。只要在實際實施中具有足夠的余地，三階HR比率 和五階HR比率的均值均大于60dB。
最后，應(yīng)該注意的是，本文中圖6、圖7A和圖7B中所提出的 電路布置可以用于TVoM應(yīng)用中各諧波抑制(HR)混合器的開關(guān)控 制信號產(chǎn)生?？商鎿Q地，對于單個諧波混合器的開關(guān)控制信號的產(chǎn)生， 可以使用相同的解決方案來消除校準回路?？傊?，本發(fā)明已提出了一種用于從數(shù)字本機振蕩器信號的多個 相位產(chǎn)生用于諧波抑制混合器的多個開關(guān)控制信號的電路，其中第一 波形組合器電路被布置用于通過對數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位 中的兩個相位進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn) 生至少一個第一開關(guān)控制信號，并且第二波形組合器電路被布置用于 通過將數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的一個相位與具有靜態(tài)邏 輯值的預(yù)定信號進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位 產(chǎn)生至少一個第二開關(guān)控制信號。為了補償相位誤差，第一波形組合 器電路和第二波形組合器電路的拓撲被布置為完全彼此對稱，其中在 第一波形組合器電路中，用于提供第二波形組合器電路的功能的電路 部分被用作虛設(shè)電路，并且在第二波形組合器電路中，用于提供第一 波形組合器電路的功能的電路部分被用作虛設(shè)電路。因此，用于提供 數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位的源具有相同的負載，并且因此可以 確保期望的相移。
在權(quán)利要求中，詞語"包括"不排除其他元件或步驟，并且不 定冠詞"一個"或"一"不排除多個。單個裝置或者其他單元可以實 現(xiàn)權(quán)利要求中所述的幾項的功能。在相互不同的從屬權(quán)利要求中所述 的特定措施不表示這些措施的組合不是有利的。
可以計算機程序存儲/分布在適當(dāng)?shù)慕橘|(zhì)，.諸如與其他硬件一起
提供的或作為其他硬件的一部分的光存儲介質(zhì)或固態(tài)介質(zhì)，但是也可 以以其他形式分布，諸如通過因特網(wǎng)或者其他有線或無線的通信系 統(tǒng)。
權(quán)利要求中的任何參考符號不解釋為對范圍的限制。
權(quán)利要求
1.一種用于從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生用于諧波抑制混合器的多個開關(guān)控制信號的電路，其中該電路包括-第一波形組合器電路，其被布置用于通過將數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的兩個相位進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生至少一個第一開關(guān)控制信號；以及-第二波形組合器電路，其被布置用于通過將數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的一個相位與具有靜態(tài)邏輯值的預(yù)定信號進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生至少一個第二開關(guān)控制信號；其中，第一波形組合器電路和第二波形組合器電路的拓撲完全彼此對稱；其中在第一波形組合器電路中，用于提供第二波形組合器電路的功能的電路部分被用作虛設(shè)電路；并且其中在第二波形組合器電路中，用于提供第一波形組合器電路的功能的電路部分被用作虛設(shè)電路。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中第一波形組合器電路具有 作為輸入的數(shù)字本機振蕩器信號的四個相位，每個相位均具有相對于另外兩個相位的90度的相移；并且其中第二波形組合器電路具有作 為輸入的數(shù)字本機振蕩器信號的四個相位，每個相位均具有相對于另 外兩個相位的45度的相移。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的電路，其中通過兩個各自級聯(lián)的 二分頻電路的兩級從數(shù)字本機振蕩器信號來產(chǎn)生數(shù)字本機振蕩器信 號的多個相位。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的電路，其中通過四分頻電路從具 有數(shù)字本機振蕩器信號的四倍的預(yù)定的源數(shù)字本機振蕩器信號來產(chǎn) 生數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的電路，其中所述四分頻電路由以環(huán)形結(jié)構(gòu)連接的四個鎖存器組成，并且所述四個鎖存器的第一個鎖存器的 輸入端具有反轉(zhuǎn)的極性，其中該環(huán)形結(jié)構(gòu)的第一鎖存器和第三鎖存器 由數(shù)字本機振蕩器信號的上升沿觸發(fā)，并且該環(huán)形結(jié)構(gòu)的第二鎖存器 和第四鎖存器由數(shù)字本機振蕩器信號的下降沿觸發(fā)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1至5之一所述的電路，其中數(shù)字本機振蕩器 信號的多個相位包括數(shù)字本機振蕩器的8個分別相移的相位，其中所 述數(shù)字本機振蕩器的相位從運行在數(shù)字本機振蕩器信號頻率的4倍 頻率處的輸入時鐘產(chǎn)生；其中第一波形組合器電路被布置用于從數(shù)字本機振蕩器信號的 多個相位中的4個相位來產(chǎn)生4個具有25%占空比的第一開關(guān)控制 信號；并且其中第二波形組合器電路被布置用于從數(shù)字本機振蕩器信號的 多個相位中的4個相位來產(chǎn)生4個具有50%占空比的第二開關(guān)控制 信號。
7. —種諧波抑制混合器，其用于將由同相和正交輸入信號組成 的輸入信號與數(shù)字本機振蕩器信號混合，其中該諧波抑制混合器包括兩個開關(guān)核心，其中，第一開關(guān)核心由第一開關(guān)控制信號進行切換而第二開關(guān) 核心由第二開關(guān)控制信號進行切換，其中第二開關(guān)控制信號的脈沖中心與第一開關(guān)控制信號的脈沖 中心重合；并且其中由根據(jù)權(quán)利要求1至6之一所述的從數(shù)字本機振蕩器信號 的多個相位產(chǎn)生多個開關(guān)控制信號的電路來產(chǎn)生第一開關(guān)控制信號 和第二開關(guān)控制信號。
8. —種用于從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生用于諧波抑制混合器的多個開關(guān)控制信號的方法，該方法包括-第一產(chǎn)生步驟，其用于通過對數(shù)字本機振蕩器信號的多個相 位中的兩個相位進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位 中的第一組相位產(chǎn)生至少一個第一開關(guān)控制信號；以及-第二產(chǎn)生步驟，其用于通過將數(shù)字本機振蕩器信號的多個相 位中的一個相位與具有靜態(tài)邏輯值的預(yù)定信號進行邏輯組合來從數(shù) 字本機振蕩器信號的多個相位中的第二組相位產(chǎn)生至少一個第二開 關(guān)控制信號；并且-在第一產(chǎn)生步驟中—，作為虛設(shè)負載的電路還通過將數(shù)字本機 振蕩器信號的多個相位中的一個相位與具有靜態(tài)邏輯值的預(yù)定信號 進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的第一組相位 產(chǎn)生至少一個虛設(shè)開關(guān)控制信號；并且-在第二產(chǎn)生步驟中，作為虛設(shè)負載的電路還通過對數(shù)字本機 振蕩器信號的多個相位中的兩個相位進行邏輯組合來從數(shù)字本機振 蕩器信號的多個相位中的第二組相位產(chǎn)生至少一個虛設(shè)開關(guān)控制信號
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于從當(dāng)前的數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生用于諧波抑制混合器的多個開關(guān)控制信號的電路，其中第一波形組合器電路被布置用于通過對數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的兩個相位進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生至少一個第一開關(guān)控制信號，并且第二波形組合器電路被布置用于通過將數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位中的一個相位與具有靜態(tài)邏輯值的預(yù)定信號進行邏輯組合來從數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位產(chǎn)生至少一個第二開關(guān)控制信號。為了補償相位誤差，第一波形組合器電路和第二波形組合器電路的拓撲被布置為完全彼此對稱，其中在第一波形組合器中，用于提供第二波形組合器的功能的電路部分被用作虛設(shè)電路，并且在第二波形組合器中，用于提供第一波形組合器的功能的電路部分被用作虛設(shè)電路。因此，用于提供數(shù)字本機振蕩器信號的多個相位的源具有相同的負載，并且因此可以確保所需相移。
文檔編號H03D7/14GK101682298SQ200880015041
公開日2010年3月24日 申請日期2008年5月8日 優(yōu)先權(quán)日2007年5月8日
發(fā)明者新 何, 約翰內(nèi)斯·H·A·布雷克曼斯 申請人:Nxp股份有限公司