專利名稱：一種帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種分頻器的設(shè)計，特別涉及高速寬范圍多?？删幊谭诸l器設(shè)計的技術(shù) 領(lǐng)域，具體為一種帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器。
背景技術(shù)：
高性能可編程分頻器在射頻、高速數(shù)字集成電路中都有著廣泛的應用。高的工作頻 率、寬的分頻比范圍、低功耗、大驅(qū)動能力等等通常是系統(tǒng)對分頻器的一般要求。2000 年7月，發(fā)表在IEEE《固態(tài)電路雜志》(JSSC)第1039頁至第1045頁的《A Family of Low-Power Truly Modular Programmable Dividers in Standard 0.35_um CMOS Technology》 一文，公開了一種高速低功耗寬分頻比范圍的可編程分頻器電路結(jié)構(gòu)。然 而由于電路結(jié)構(gòu)的自身原因，其輸出信號的脈沖寬度僅為輸入信號周期的2到3倍。若 輸入信號的頻率越高，則脈沖寬度就越窄，驅(qū)動能力就越弱，這一缺點限制了其應用范 圍。
2007年12月，IET的《器件、電路與系統(tǒng)》第485頁至第493頁的《Efficient driving-capability programmable frequency divider with a wide division ratio range》 一文對上述電路結(jié)構(gòu)進行了改進，獲得了占空比接近50%的輸出信號。但是該 篇文章采用兩種方案相結(jié)合的方法來調(diào)整占空比，額外增添了多位半加器以及許多門電 路，增加了電路的復雜程度，也增加了功耗。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是現(xiàn)有的可編程分頻器輸出信號脈沖寬度受工作頻率影 響，工作頻率越高，輸出脈沖寬度越窄，這樣隨著分頻比的增大，占空比急劇減小，驅(qū) 動能力受到限制。
本發(fā)明的技術(shù)方案是 一種帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器，包括由 級聯(lián)的2/3分頻單元和用于拓展分頻比范圍的一系列或門所組成的主分頻級，由所需分
頻比的最大值確定2/3分頻單元的總個數(shù)"2"《最大分頻比< 2"+l，由最小分頻比值
確定無需向前串接或門的2/3分頻單元個數(shù)w': 2"'《最小分頻比< 2"'+'，還包括控制 級和輸出級電路
控制級由W-n'+l級兩輸入與門組成，各級與門的第一輸入端連接主分頻級中對應 2/3分頻單元的模式控制信號輸出端Mo，第二輸入端連接后一級2/3分頻單元的置數(shù)端
P;
輸出級由W-n'級兩輸入或門組成，其第一級或門的兩個輸入端依次連接控制級中 第一、二級與門的輸出端，第二級及后級各或門的第一輸入端連接控制級中對應級的與
門輸出端，第二輸入端連接前一級或門的輸出端；最后一級兩輸入或門的輸出即為分頻 器最后的輸出/。ut。
本發(fā)明的進一步改進為主分頻級從第w'-l級開始采用改進型2/3分頻單元串接， 所述改進型2/3分頻單元包括三個兩輸入與門、四級D鎖存器、 一觸發(fā)信號輸入端Fin、 一模式控制信號輸入端Mi、 一置數(shù)端P、 一觸發(fā)信號輸出端Fo、及一模式控制信號輸 出端Mo,其輸出觸發(fā)信號Fo從第一級D鎖存器的Q端引出，這樣相比現(xiàn)有的傳統(tǒng)2/3 分頻單元，輸出觸發(fā)信號發(fā)生了改變，使得后級被觸發(fā)的2/3分頻單元模式控制輸出信 號Mo的脈沖寬度能夠跟隨分頻比的變化而變化。
本發(fā)明優(yōu)選控制級從主分頻級的第w'級2/3分頻單元開始與主分頻級連接。 本發(fā)明中主分頻級的設(shè)計使得自第"'級及以后各級2/3分頻單元的Mo信號的高電 平寬度隨分頻比變化而變化，以避免因脈沖寬度恒定而導致的分頻比增大后占空比嚴重 降低的情況；控制電路用于屏蔽無效的2/3分頻單元的Mo信號；輸出級則是從正常工 作中的2/3分頻單元中取出Mo信號脈沖寬度最寬的一級，并將其Mo信號作為輸出信號， 這樣就增大且穩(wěn)定了輸出信號的占空比。
本發(fā)明的帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器，采用兩種不同結(jié)構(gòu)的 2/3分頻單元，保證了傳統(tǒng)的2/3分頻單元級聯(lián)的高速特性，又增加了輸出信號的脈沖 寬度，消除了輸入信號周期對輸出信號脈沖寬度的影響。只增加少量的與門和或門作為 控制級和輸出級，提高了輸出信號的占空比，使得占空比控制在33.3%_66.6%之間，大
大提高了分頻器的驅(qū)動能力。當分頻比為2"時，占空比為50%;當分頻比為2"-l時，
占空比隨著n的增大越趨近于50%;在特定的分頻比下，呈現(xiàn)出極限情況時的占空比 為33.3%或66.6%，相比常見的高速寬范圍可編程分頻器，驅(qū)動能力得到了大大提高。


圖1為常見高速低功耗寬范圍的任意可編程分頻器。 圖2(a)為傳統(tǒng)的2/3分頻單元。
圖2(b)為本發(fā)明中的2/3分頻單元。
圖3(a)為三個傳統(tǒng)2/3分頻單元級聯(lián)后的仿真波形。
圖3(b)為三個本發(fā)明的2/3分頻單元級聯(lián)后的仿真波形。
圖4為本發(fā)明的帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器。
圖5為常見的高速低功耗寬范圍任意可編程分頻器的輸出波形。
圖6為本發(fā)明的帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器的輸出波形。
具體實施例方式
下面結(jié)合附圖與具體實施方式
對本發(fā)明作進一步詳細描述。
現(xiàn)有技術(shù)中的高速寬范圍可編程分頻器采用傳統(tǒng)的2/3分頻單元級聯(lián)，模式控制輸 出信號Mo只需逐級前饋，因而具有較強的速度優(yōu)勢，另外通過級間串接或門網(wǎng)絡(luò)并增 加一路置數(shù)端，擴大了分頻比范圍，使其成為一種任意可編程分頻器，如圖l，根據(jù)所
需分頻比的最大值確定2/3分頻單元的總個數(shù)w: 2"《最大分頻比< 2"+1，再根據(jù)最小
分頻比值確定無需向前串接或門的2/3分頻單元個數(shù)"'2"'《最小分頻比< 2"'+1，各 2/3分頻單元串接，只有前"'-1級2/3分頻單元的模式控制信號輸入端Mi直接連接于 后一級分頻單元的模式控制信號輸出端Mo，其余單元之間串接一兩輸入或門，或門的 第一輸入端連接后一級單元的模式控制信號輸出端Mo，第二輸入端連接各置數(shù)端信號 經(jīng)過邏輯門網(wǎng)絡(luò)后對應信號的反信號，該或門的輸出連接前一級2/3分頻單元的模式控 制信號輸入端Mi，最后一級2/3分頻單元的模式控制信號輸入端Mi外接模式控制信號； 另外級間串接的或門網(wǎng)絡(luò)為自最后一級2/3分頻單元起向前串接或門，第一級或門的 第一輸入端連接最后一級2/3分頻單元的置數(shù)端《_,，第二輸入端連接外加控制端尸 ，
該或門的輸出端連接后一級或門的第二輸入端，其反信號連接對應2/3分頻單元之間串 接的兩輸入或門的第二輸入端，其余或門網(wǎng)絡(luò)的各級兩輸入或門的第一輸入端連接對應 2/3分頻單元的置數(shù)端P,或門網(wǎng)絡(luò)的最后一級兩輸入或門的輸出端，只將其反信號連 接對應2/3分頻單元之間串接的兩輸入或門的第二輸入端。此種結(jié)構(gòu)由于其高速低功耗 及便利的版圖設(shè)計等優(yōu)點，得到了廣泛的應用。但是由于大范圍分頻比的要求，輸出信 號/。ut只能從第二或第三級的模式控制信號輸出端Mo引出，而此種情況下的輸出脈沖寬 度較窄，因而驅(qū)動能力有限，在大電容負載情況下則不能很好的工作。為了拓寬其應用 范圍，迫切地需要提高其輸出信號的占空比。
圖2(a)為傳統(tǒng)2/3分頻單元示意圖，圖2(b)為本發(fā)明中的改進型2/3分頻單元示 意圖。傳統(tǒng)2/3分頻單元30和改進型2/3分頻單元20均具有一觸發(fā)信號輸入端Fin、 一模式控制信號輸入端Mi、 一置數(shù)端P、 一觸發(fā)信號輸出端Fo、及一模式控制信號輸 出端Mo，觸發(fā)信號輸出端Fo連接于后一級分頻單元的觸發(fā)信號輸入端Fin，置數(shù)端P 用以接受除數(shù)信號，以選擇該分頻單元進行除2或除3工作模式，第一級2/3分頻單元 的觸發(fā)信號輸入端Fin連接來源脈沖。傳統(tǒng)2/3分頻單元30的觸發(fā)信號輸出端Fo由第
二級D觸發(fā)器31的g端引出。本發(fā)明中的改進型2/3分頻單元20與傳統(tǒng)2/3分頻單元
30相似，包含三個兩輸入與門、四級D鎖存器、三個輸入端及兩個輸出端，分別為 觸發(fā)信號輸入端Fin 21、模式控制信號輸入端Mi 23、置數(shù)端P 25、觸發(fā)信號輸出端 Fo 22、及模式控制信號輸出端Mo 24，但其觸發(fā)信號輸出端Fo 22從第一級D鎖存器 26的Q端引出，再作為下一級2/3分頻單元的輸入觸發(fā)信號，這樣使得后級被觸發(fā)的 2/3分頻單元模式控制輸出信號Mo的脈沖寬度跟隨分頻比的變化而變化。而分頻器的 輸出信號跟2/3分頻單元的模式控制輸出信號Mo信號相關(guān)，因而直接改善了輸出信號 的脈沖寬度，從而可以達到提高輸出信號占空比的目的。
圖3(a)為三級傳統(tǒng)2/3分頻單元構(gòu)成的分頻器仿真波形圖，圖3(b)為采用本發(fā)明 中的改進型2/3分頻單元級聯(lián)后的仿真結(jié)果。由圖3(a)不難發(fā)現(xiàn)傳統(tǒng)2/3分頻單元級 聯(lián)的結(jié)果是提供輸出信號/。ut的第N級2/3分頻單元的模式控制輸出信號Mo的脈沖寬度
為輸入信號周期的2^W咅，而現(xiàn)有技術(shù)中為滿足大分頻比范圍的要求，只能從前幾級的 2/3分頻單元Mo信號中選擇一個做為輸出信號/。ut，這樣N值較小，導致輸出信號/。ut 的脈沖寬度很窄，而且若分頻器的工作頻率越高，輸入信號周期越短，則輸出信號脈沖 寬度就越窄，這一缺點嚴重限制了其驅(qū)動能力。從圖3 (b)可以看出，各級改進型2/3 分頻單元的模式控制輸出信號Mo的脈沖寬度與具體的分頻比值有關(guān)，假設(shè)有"級2/3 分頻單元正常工作，則有如下公式
第"級Mo信號脈沖寬度<formula>formula see original document page 6</formula>所以可得輸出信號占空比為
<formula>formula see original document page 6</formula>
根據(jù)上述兩公式可以計算出任意分頻比下的Mo信號脈沖寬度和占空比大小，考慮極限
情況即可知占空比被控制在33.3% 66.6%。下面就是考慮如何將最后一級，即第"級
2/3分頻單元的模式控制輸出信號Mo引出(它的脈沖寬度最寬)，以作為分頻器的輸出 信號。
圖4為本發(fā)明的帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器電路示意圖，它包含 主分頻級IO、控制級11和輸出級12。主分頻級IO結(jié)構(gòu)即為常見的高速多?？删幊谭?頻器結(jié)構(gòu)，但作為改進，其中部分2/3分頻單元采用本發(fā)明設(shè)計的改進型結(jié)構(gòu)。采用改 進型2/3分頻單元20串接時，Mo信號前饋所允許的最大延時時間略小于原結(jié)構(gòu)，所以 前幾級的2/3分頻單元仍采用傳統(tǒng)2/3單元30。根據(jù)最小分頻比確定的"'，可知從第 "'-l級采用本發(fā)明中的改進型2/3分頻單元20最為合適。控制級ll由多級與門組成， 一共為"-w'+l級，相比主分頻級IO中串接的或門級數(shù)多一級，各級與門的第一輸入端 連接對應2/3分頻單元20的模式控制信號輸出端Mo，第二輸入端連接后一級2/3分頻 單元的置數(shù)端P，也就是說只有當后級置數(shù)端信號為高時，當前級的Mo信號才被選通。 根據(jù)主分頻級IO的工作原理，若尸"_2為最后一個被置高的位，則從第"-2級及向前的
所有2/3分頻單元均正常工作，其向后的單元第w-l級和第w級2/3分頻單元雖工作， 但是輸出信號無效，由于此時它們的后一級置數(shù)端信號皆為低，所以通過控制級11的 與門后，它們的輸出信號均會被屏蔽掉。而在所有正常工作的2/3分頻單元中，各級的 模式控制輸出信號Mo皆為同一頻率，即目標頻率，由圖3(b)可知，隨著所處級數(shù)的 增加，Mo信號脈沖寬度也增大，所以最后一級正常工作的2/3分頻單元的脈沖寬度最 大，理所當然成為輸出信號/。ut的最佳選擇。如何選出我們所想得到的信號，輸出級12 的設(shè)計解決了這一問題。輸出級12雖然是由多級兩輸入或門級聯(lián)而成，其整體功能仍 然是將控制級11中各級與門的輸出進行或邏輯，等同于一個多輸入或門的功效，只是 從設(shè)計的方便性角度考慮，采用兩輸入或門級聯(lián)的方式。由圖3 (b)可以發(fā)現(xiàn)，不僅 級數(shù)越高Mo信號脈沖寬度越寬，而且后一級的脈沖完全覆蓋了當前級的脈沖，基于這 一特性，控制級11各級與門的輸出經(jīng)過輸出級12或邏輯后即得到最后一級正常工作的 2/3分頻單元的脈沖信號Mo，做為分頻器最后的輸出/。ut13，此即為本發(fā)明的工作原理。 本發(fā)明的主分頻級可以全部采用傳統(tǒng)2/3分頻單元，也可以全部采用改進型2/3分 頻單元，如果單純的使用傳統(tǒng)2/3單元，輸出信號占空比可以提高到25% 50%;如 果均采用改進型的單元結(jié)構(gòu)，則允許的最大延時值相比傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)要稍小些，但是這種影 響只有在非常高速(即觸發(fā)信號周期很小)時才會產(chǎn)生影響。由于在電路結(jié)構(gòu)中，越靠 前的2/3分頻單元工作速度越高，所以應該賦予其延時范圍稍大些；另外，自第"'-l級 及向前的2/3分頻單元，它們的Mo信號并不需要，因而沒有必要也換成改進型結(jié)構(gòu)，
這樣還有利于保持高速的優(yōu)勢，也是本發(fā)明選擇主分頻級從第n'-l級開始采用改進型 2/3分頻單元串接的原因。
圖5為常見的高速低功耗寬范圍任意可編程分頻器的輸出波形，圖6為本發(fā)明的帶 占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器的輸出波形。從圖中可以看出，本發(fā)明分頻 器的輸出信號占空比遠遠大于原結(jié)構(gòu)輸出信號的占空比，技術(shù)效果明顯。
綜上所述，本發(fā)明有如下技術(shù)特征(1)電路結(jié)構(gòu)簡單只在原結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上增加了 一排與門和或門；(2)功耗低所增加的門電路均工作在輸出信號頻率，也即最低頻率， 因而幾乎不增加功耗；(3)效果顯著能夠很好的將占空比控制在33.3%~66.6%之間， 增強了分頻器的驅(qū)動能力。
本發(fā)明的帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器電路的制作，可以通過現(xiàn)有 技術(shù)的CMOS工藝實現(xiàn)。
權(quán)利要求
1.一種帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多模可編程分頻器，包括由級聯(lián)的2/3分頻單元和用于拓展分頻比范圍的一系列或門所組成的主分頻級(10)，由所需分頻比的最大值確定2/3分頻單元的總個數(shù)n2n≤最大分頻比＜2n+1，由最小分頻比值確定無需向前串接或門的2/3分頻單元個數(shù)n′2n′≤最小分頻比＜2n′+1，其特征是還包括控制級(11)和輸出級(12)電路控制級(11)由n-n′+1級兩輸入與門組成，各級與門的第一輸入端連接主分頻級(10)中對應2/3分頻單元的模式控制信號輸出端Mo，第二輸入端連接后一級2/3分頻單元的置數(shù)端P；輸出級(12)由n-n′級兩輸入或門組成，其第一級或門的兩個輸入端依次連接控制級(11)中第一、二級與門的輸出端，第二級及后級各或門的第一輸入端連接控制級(11)中對應級的與門輸出端，第二輸入端連接前一級或門的輸出端；最后一級兩輸入或門的輸出即為分頻器的最后輸出fout(13)。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器，其 特征是主分頻級(10)從第w'-l級開始采用改進型2/3分頻單元(30)串接，所述改進 型2/3分頻單元(30)包括三個兩輸入與門、四級D鎖存器、 一觸發(fā)信號輸入端Fin(21)、 一模式控制信號輸入端Mi (23)、 一置數(shù)端P (25)、 一觸發(fā)信號輸出端Fo (22)、及一 模式控制信號輸出端Mo (24)，其輸出觸發(fā)信號Fo (22)從第一級D鎖存器(26)的Q 端引出，使得從第w'級2/3分頻單元開始，模式控制輸出信號Mo (24)的脈沖寬度跟 隨分頻比的變化而變化。
3、 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的一種帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器， 其特征是控制級(11)從主分頻級(10)的第W級2/3分頻單元開始與主分頻級(10) 連接。
全文摘要
一種帶占空比調(diào)整的高速寬范圍多?？删幊谭诸l器，包括由級聯(lián)的2/3分頻單元和用于拓展分頻比范圍的一系列或門所組成的主分頻級，還包括控制級和輸出級電路。本發(fā)明保證了傳統(tǒng)的2/3分頻單元級聯(lián)的高速特性，又增加了輸出信號的脈沖寬度，消除了輸入信號周期對輸出信號脈沖寬度的影響；只增加少量的與門和或門作為控制級和輸出級，提高了輸出信號的占空比，使得占空比控制在33.3％-66.6％之間，當分頻比為2ⁿ時，占空比為50％；當分頻比為2ⁿ-1時，占空比隨著n的增大越趨近于50％；在特定的分頻比下，呈現(xiàn)出極限情況時的占空比為33.3％或66.6％，相比常見的高速寬范圍可編程分頻器，驅(qū)動能力得到了大大提高。
文檔編號H03K23/00GK101355361SQ20081015709
公開日2009年1月28日 申請日期2008年9月24日 優(yōu)先權(quán)日2008年9月24日
發(fā)明者吉新村, 吳建輝, 萌 張, 紅 李, 闖 李, 王聲揚, 黃福青 申請人:東南大學