專利名稱：雙環(huán)路頻率綜合器及雙環(huán)路頻率綜合器的調諧方法
技術領域：
本發(fā)明屬于射頻通訊技術領域中的頻率綜合器和頻率綜合方法，尤其涉及一種基于鎖 相環(huán)的雙環(huán)路頻率綜合器和一種用于雙環(huán)路頻率綜合器的調諧方法。
背景技術：
近幾年，射頻技術的應用伴隨著手機、筆記本電腦等移動通訊產品的普及得到了迅猛 的發(fā)展，基于射頻通訊的移動數字電視(DVB)、射頻標簽(RFID)、藍牙(blue tooth)、 超寬帶(UWB)等技術也日近成熟。作為射頻技術的核心模塊，頻率綜合器的性能直接影響 著這些移動設備接收和發(fā)射信號的能力。
隨著微電子制造技術的進步和人們對數據傳輸成本降低的要求，覆蓋多頻段多協(xié)議的 頻率綜合器越來越受到重視。如DVB協(xié)議所覆蓋的頻率范圍很寬，需要用盡量少的硬件來 實現(xiàn)；RFID的多個協(xié)議應用在不同的頻段，需要頻率范圍足夠寬的頻率綜合器來實現(xiàn)多協(xié) 議兼容的RFID閱讀器；此外集成不同協(xié)議如RFID、(全球定位系統(tǒng))GPS的通訊協(xié)議可 以完成貨物跟蹤管理等特殊的組合功能。因此寬帶頻率綜合器是當今頻率綜合器的發(fā)展趨 勢，有著巨大的應用前景。
頻率綜合器是射頻通訊系統(tǒng)的核心模塊，如圖1所示，發(fā)送端將需要傳送的基帶信號 與頻率綜合器的本振信號混頻后發(fā)射出去，接收端接收到信號后又通過與頻率綜合器的本 振信號混頻后提取出基帶信號。其中，基于鎖相環(huán)的頻率綜合器具有低成本和高性能的優(yōu) 點，尤其適用于高頻綜合，已經廣泛應用于高速數字系統(tǒng)、數字移動通訊設備和高精度控 制系統(tǒng)中來產生準確頻率的時鐘信號和高頻載波信號。如圖2所示，基于鎖相環(huán)的頻率綜 合器的結構包括如下模塊分頻器(DIV)、鑒相鑒頻器(PFD)、電荷泵(CP)、環(huán)路濾波器 (LF)和壓控振蕩器(VC0)。其中，PFD用于比較兩個信號——參考頻率和VC0的輸出頻率 ——之間的頻率和相位，然后輸出標志頻率大小和相位差的一定寬度的脈沖信號；該脈沖 信號經過電荷泵后轉換為電流信號，然后由LF進行低通濾波，將脈沖信號轉換為平滑的 電壓信號；該電壓信號控制VCO使其輸出相應的頻率信號，此頻率信號同時也是整個鎖相 環(huán)的輸出頻率；DIV用于將VCO的輸出頻率分頻后再輸入給PFD進行比較，從而實現(xiàn)負反 饋的回路。整個環(huán)路處于穩(wěn)定工作狀態(tài)時，VC0的輸出頻率是參考頻率與DIV分頻值N的 乘積；通過調整分頻值N的大小，可以得到不同的輸出頻率。頻率綜合器有兩個最重要的參數輸出信號的噪聲和環(huán)路鎖定時間。噪聲特性標志輸 出頻率的頻譜純度，通常用相噪聲或抖動表征；而鎖定時間標志鎖相環(huán)的目標頻率發(fā)生變 化時，系統(tǒng)從不穩(wěn)定到穩(wěn)定所需要的時間。總的噪聲表現(xiàn)為各模塊噪聲的共同作用，通過 使用LF進行低通濾波，可以抑制環(huán)路噪聲進入最后的輸出信號中。環(huán)路帶寬越小，對環(huán) 路噪聲的抑制越好，但同時環(huán)路鎖定時間也就越長。所以要得到合理的噪聲和鎖定時間必 須在兩者之間作折衷。在寬帶的頻率綜合器中，這種矛盾更加明顯，因為大的調節(jié)范圍意 味著環(huán)路每次鎖定所對應的頻率變化會很大，進而鎖定時間會大大增加，為了減小鎖定時 間，又必須犧牲輸出頻率的噪聲特性；所以在寬帶的頻率綜合器中，這三個參數形成了折 中關系，制約著高性能頻率綜合器的設計。為了解決噪聲和鎖定時間之間的矛盾，在典型 的基于單環(huán)路頻率綜合器的基礎上發(fā)展出一類雙環(huán)路頻率綜合器。
現(xiàn)有技術中由兩個環(huán)路控制同一個環(huán)路濾波器，然后由濾波器輸出電壓控制VCO頻率。 該結構中粗調環(huán)路引入了 "死區(qū)"電路控制粗調，當粗調結束時只有細調環(huán)路工作(參考 文獻Cicero S. Vaucher， "An Adaptive PLL Tuning System Architecture Combinging High Spectral Purity and Fast Settling Time, " IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 35, pp. 490-502, APRIAL 2000)，其結構如圖3所示，其中電路中的死區(qū)電路如圖4 所示。由于該結構中只有一個環(huán)路濾波器和一個VCO控制電壓，因此環(huán)路濾波器設計的靈 活性較小，粗調環(huán)路鎖定時間很長(lms),不能適應現(xiàn)在大多數通訊協(xié)議的要求。

發(fā)明內容
本發(fā)明的一個目的是提出一種結構簡單、頻率帶寬大、鎖定速度快，同時還兼顧相噪 聲性能的雙環(huán)路頻率綜合器。
本發(fā)明的另一目的在于，提供一種用于雙環(huán)路頻率綜合器的調諧方法。
本發(fā)明通過如下技術方案來實現(xiàn)的
一種雙環(huán)路頻率綜合器，包括兩個環(huán)路和有兩組可變電容的壓控振蕩器，其中，粗調 環(huán)路和細調環(huán)路分別包括鑒相鑒頻器、電荷泵、環(huán)路濾波器和分頻器，其特征在于粗調 環(huán)路控制壓控振蕩器中的粗調可變電容，細調環(huán)路控制壓控振蕩器中的細調可變電容，且 在粗調環(huán)路的電荷泵與鑒相鑒頻器之間設置一死區(qū)產生電路，用于去除脈沖寬度小于一定 值的脈沖。
所述粗調環(huán)路和細調環(huán)路的電荷泵之間或濾波器之間連接一個電阻或一個M0S管，或
在所述壓控振蕩器內部控制兩組可變電容的控制端之間連接電阻或一 M0S管。
所述粗調環(huán)路和細調環(huán)路共用一鑒相鑒頻器和一分頻器，或者只共用鑒相鑒頻器和分頻器中的一個模塊。
所述壓控振蕩器進一步包括一開關電容陣列。 所述電阻或M0S管的阻值大于1M歐姆。 所述死區(qū)電路內包含一延遲電路。 一種雙環(huán)路頻率綜合器的調諧方法，其步驟包括-
當輸出頻率遠離目標頻率時，粗調環(huán)路調整壓控振蕩器中的粗調可變電容；
當壓控振蕩器的可變電容調整到接近目標頻率后，此時粗調環(huán)路自動斷開，由細調環(huán) 路控制壓控振蕩器中的細調可變電容完成壓控振蕩器的頻率鎖定；
粗調環(huán)路濾波器與細調環(huán)路濾波器之間存在電流通路，用于補償粗調環(huán)路斷開時的漏 電流，但不影響兩個環(huán)路各自的特性。
所述壓控振蕩器進一步包括一開關電容陣列。
所述電流通路通過所述粗調環(huán)路和細調環(huán)路的電荷泵之間或濾波器之間連接一個電 阻或一個M0S管實現(xiàn)，或通過所述壓控振蕩器內部控制兩組可變電容的控制端之間連接一 電阻或一MOS管實現(xiàn)。
所述粗調環(huán)路工作時，所述細調環(huán)路處于工作狀態(tài)或被斷開。
本發(fā)明的技術優(yōu)點為
本發(fā)明雙環(huán)路頻率綜合器通過兩個環(huán)路結合壓控振蕩器的開關電容陣列和兩組可變
電容實現(xiàn)較大的頻率范圍，粗調環(huán)路控制粗調可變電容完成粗調過程；細調環(huán)路控制細調 可變電容完成最終的頻率鎖定。當輸出頻率遠離目標頻率時粗調環(huán)路工作，粗調環(huán)路帶寬 較大，可加快鎖定速度；當輸出頻率接近目標頻率時，只有細調環(huán)路工作，細調環(huán)路帶寬 較小，可保證鎖定時較小的相噪聲。該電路的頻率范圍由開關電容陣列和粗調可變電容決 定，鎖定速度由粗調環(huán)路控制，環(huán)路鎖定后的噪聲性能則由細調環(huán)路決定，因此可以很容 易地實行頻率范圍、鎖定速度和相噪聲三個參數的獨立控制，從而提升頻率綜合器的整體 性能。


圖l射頻收發(fā)機的結構框圖2基于鎖相環(huán)的頻率綜合器的典型結構；
圖3 —種現(xiàn)有的含有"死區(qū)"電路的雙環(huán)路頻率綜合器結構； 圖4現(xiàn)有技術中的死區(qū)電路圖(標有DZ的部分)； 圖5本發(fā)明頻率綜合器框圖；圖6本發(fā)明實施例中的死區(qū)產生電路(DZ)示意圖； 圖7本發(fā)明實施例中的VCO結構極其電容陣列示意圖8本發(fā)明實施例中的粗調和細調環(huán)路濾波器及兩個環(huán)路之間的大電阻；
圖9本發(fā)明實施例中的仿真模擬效果圖。
具體實施例方式
本發(fā)明的頻率綜合方法和頻率綜合器結構可通過如下實施例進行進一步說明，但該實 施例不構成對本發(fā)明的限制。
本實施例如圖5所示，其中VC0中有三個控制信號開關電容的控制字，粗調控制電 壓Vc和細調控制電壓Vf 。其中，經過CP1和LF1的環(huán)路為細調環(huán)路，經過CP2和LF2的 環(huán)路為粗調環(huán)路。從PFD輸出的兩組信號分別控制電荷泵CP1和CP2，兩個電荷泵的輸出 分別經相應的低通濾波器LF1和LF2，濾波后得到細調和粗調電壓。VC0、分頻器和鑒相鑒 頻器為兩個環(huán)路的共用模塊。(如果只共用鑒相鑒頻器和分頻器中的一個模塊同樣可實現(xiàn) 本發(fā)明)。
細調環(huán)路中PFD的輸出直接控制電荷泵；但在粗調環(huán)路中PFD輸出經過死區(qū)電路DZ處 理后再控制電荷泵。這樣，PFD輸出信號中小于一定寬度的脈沖信號將被DZ模塊去掉，大 于一定寬度的脈沖信號，脈沖寬度被相應減小。這樣，當環(huán)路鎖定時PFD的脈沖寬度較小， 因此粗調環(huán)路的電荷泵將處于"斷開"狀態(tài)，此時粗調環(huán)路引入的噪聲也被斷開。因此鎖 定狀態(tài)下環(huán)路的噪聲主要來源于細調環(huán)路。
環(huán)路的工作過程如下系統(tǒng)剛剛轉換到一個新的頻率時，首先將分頻器的分頻值N和 VC0的2位開關控制字設置到預定值。如果此時頻率差較大，那么粗調環(huán)路處于工作狀態(tài)。 由于粗調環(huán)路對應的環(huán)路帶寬比較大，粗調可變電容很快調整到合適的值； 一旦VCO頻率 接近目標頻率，PFD產生的相位差脈沖寬度低于固定的預設值，該脈沖被死區(qū)電路去除， 粗調環(huán)路自動停止工作，從而最后由細調環(huán)路完成最后的頻率鎖定。細調過程中粗調可變 電容的控制電壓Vc由LF2中的電容保持。本發(fā)明中粗調環(huán)路的工作和停止完全由鎖定狀 態(tài)決定，不需要外部信號控制。
其中死區(qū)電路如圖6所示。在環(huán)路沒有鎖定時，PFD輸出脈沖寬度一直在變化，且可 能出現(xiàn)各種寬度的脈沖，該脈沖信號控制電荷泵開啟和關閉；環(huán)路鎖定時，脈沖寬度環(huán)路 很小，且信號比較穩(wěn)定。因此如果在環(huán)路鎖定時去掉這些寬度較小的脈沖，可以使鎖定狀 態(tài)下粗調環(huán)路的電荷泵自動停止工作。本實施例中死區(qū)產生的原理為縮小脈沖寬度，將PFD
輸出的脈沖信號延遲后與沒有延遲的信號做與運算即可實現(xiàn)。圖6中^為延遲電路，調節(jié)該延遲時間可控制死區(qū)的寬度。
死區(qū)也有其他的實現(xiàn)方式，如對PFD脈沖信號進行低通濾波器后再進行量化(如圖4 所示)；如果脈沖寬度很小，低通濾波后輸出信號的幅度達不到量化門限，那么該脈沖將 被電路去掉。
另外，通過鎖定判別(lock detect)電路也可以控制粗調環(huán)路在鎖定時環(huán)路被斷開， 從而實現(xiàn)與本發(fā)明中死區(qū)電路相同的目的。
VC0的結構如下圖7所示，VCO中有三組電容，其中第一組可變電容對頻率的調節(jié)范圍 較小，在環(huán)路正常鎖定過程中穩(wěn)定工作頻率；第二組可變電容用于較大范圍頻率內的連續(xù) 粗調，使粗調后的頻率在鎖定頻率附近；第三組為開關電容陣列，用于實現(xiàn)更大的頻率范 圍。本實施例中差分電感為2. lnH，尾電流為2.5mA，開關電容陣列由兩組開關電容實現(xiàn)， 形成4個頻段，分別為3. 01 3. 78GHz, 2. 67 3. 18GHz， 2. 44 2. 74GHz， 2. 22~2. 47GHz。
由上面的分析，粗調環(huán)路并非一直工作，只有當PFD輸出的相位誤差大于一定的值時 粗調環(huán)路中的電荷泵才會開啟，因此頻率綜合器輸出穩(wěn)定頻率時只有細調環(huán)路在工作，從 而避免了雙環(huán)路的穩(wěn)定性問題和粗調部分引入的噪聲問題。
環(huán)路鎖定后，粗調環(huán)路處于斷開狀態(tài)，理論上沒有電荷進入粗調環(huán)路的環(huán)路濾波器中， 且Vc處于保持狀態(tài)。但是實際上由于電荷泵和濾波器中的元件存在漏電流，所以LF2中 電容上儲存的電荷會發(fā)生緩慢的變化。在環(huán)路鎖定時該電壓變化會影響整個環(huán)路的穩(wěn)定 性。因此需要通過漏電流補償通路使粗調控制電壓穩(wěn)定。
本實施例在兩個環(huán)路濾波器之間加入了一個大電阻，實現(xiàn)較小的電流通路。通常漏電 的大小在nA量級，加入的電阻在粗調環(huán)路和細調環(huán)路中建立了連接，而且電阻上流過的 電流足以補充該漏電流；同時，當電阻足夠大時，該連接引入的對兩個環(huán)路特性的影響是 可以忽略的。因此電阻的選擇上需要綜合考慮上述兩個因素。當電阻阻值小于1M歐姆后， 流過電阻的電流可能在微安量級，可能會對粗調環(huán)路的噪聲特性產生一定的影響。當電阻 太大，如大于1G歐姆后(具體的值與實際的漏電流有關)，流過的電流可能不足以補償漏 電流時，此時粗調環(huán)路的控制將在鎖定和失鎖之間反復轉換，環(huán)路無法輸出穩(wěn)定的頻率。 本實施例中取Rbig二100M0hm，加入電阻后的環(huán)路濾波器如圖8所示。其中粗調環(huán)路濾波 器帶寬為l腿z，細調環(huán)路濾波器帶寬為100kHz。該電阻也可由工作在關閉狀態(tài)的MOS管 實現(xiàn)，由關態(tài)漏電流補償粗調環(huán)路的漏電流，由于兩者都是漏電流，所以其尺寸比較容易 設計。
由于粗調環(huán)路的帶寬較大，響應時間較快，因此如果兩個環(huán)路同時工作，從仿真曲線 (圖9)可以看出，粗調將很快達到穩(wěn)定，細調環(huán)路變化較慢。當然粗調環(huán)路工作時，細調環(huán)路也可以斷開，這樣粗調和細調完全分開進行。上述兩種情況都可以實現(xiàn)本發(fā)明的目 的。
由于加入電流通路的目的只是平衡粗調環(huán)路斷開時漏電流對粗調電壓的影響，因此加 入該電流通路的連接點也可以在兩個電荷泵之間，或者在VC0中控制兩組可變電容的控制 端之間加入此電阻或MOS管。
加入電阻后的頻率綜合器，粗調控制電壓Vc最終和細調控制電壓Vf相互關聯(lián)，使得 頻率鎖定狀態(tài)下粗調和細調電壓趨于一致，因此環(huán)路的狀態(tài)也是唯一確定的。粗調結束后 到最終粗調控制電壓和細調控制電壓相互變化過程中，由于電阻較大，VC0控制電壓變化 緩慢，VC0輸出頻率保持相對穩(wěn)定。因此粗調環(huán)路穩(wěn)定后，細調環(huán)路很快就進入鎖定，后 續(xù)的兩個控制電壓之間緩慢的相互調整并不影響環(huán)路的鎖定狀態(tài)。
上述頻率綜合器環(huán)路在Cadence環(huán)境下進行了行為級的仿真，仿真得到的粗調和細調 的控制電壓如圖9所示，其中上面的曲線為粗調控制電壓Vc，下面的曲線為Vf，橫坐標 為時間，縱坐標為控制電壓。從圖中可以看到，粗調環(huán)路在7微秒內進入穩(wěn)定狀態(tài)，細調 環(huán)路在次基礎上又經過10微秒左右進入穩(wěn)定狀態(tài)，整個頻率鎖定時間只用了 17微秒實現(xiàn) 了 500MHz左右的頻率變化?？梢姳景l(fā)明可實現(xiàn)大頻率帶寬下的快速鎖定。
本發(fā)明提出了一種新的頻率綜合器結構，該結構保持電路較低的復雜度，實現(xiàn)了對頻 率綜合器的重要參數的獨立控制，大大優(yōu)化了電路的性能。實現(xiàn)了大帶寬下的快速鎖定， 并兼顧了相噪聲的問題，在射頻通訊領域有著巨大的應用前景和實用價值。
以上通過詳細實施例描述了本發(fā)明所提供的雙環(huán)路頻率綜合器結構及其調諧方法，本 領域的技術人員應當理解，在不脫離本發(fā)明實質的范圍內，可以對本發(fā)明做一定的變形或 修改；其制備方法也不限于實施例中所公開的內容。
權利要求
1、一種雙環(huán)路頻率綜合器，包括兩個環(huán)路和有兩組可變電容的壓控振蕩器，其中，粗調環(huán)路和細調環(huán)路分別包括鑒相鑒頻器、電荷泵、環(huán)路濾波器和分頻器，其特征在于粗調環(huán)路控制壓控振蕩器中的粗調可變電容，細調環(huán)路控制壓控振蕩器中的細調可變電容，且在粗調環(huán)路的電荷泵與鑒相鑒頻器之間設置一死區(qū)產生電路，用于去除脈沖寬度小于一定值的脈沖。
2、 如權利要求1所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于所述粗調環(huán)路和細調環(huán)路的電荷泵之間或濾波器之間連接一個電阻或一個MOS管，或在所述壓控振蕩器內部控制兩組可變電容的控制端之間連接一電阻或一 M0S管。
3、 如權利要求1所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于所述粗調環(huán)路和細調環(huán)路共用一鑒相鑒頻器和一分頻器，或者只共用鑒相鑒頻器和分頻器中的一個模塊。
4、 如權利要求1所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于所述壓控振蕩器進一步包括一開關電容陣列。
5、 如權利要求2所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于所述電阻或M0S管的阻值大于1M歐姆。
6、 如權利要求1所述的雙環(huán)路頻率綜合器，其特征在于所述死區(qū)電路內包含一延遲電路。
7、 一種雙環(huán)路頻率綜合器的調諧方法，其步驟包括當輸出頻率遠離目標頻率時，粗調環(huán)路調整壓控振蕩器中的粗調可變電容；當壓控振蕩器的可變電容調整到接近目標頻率后，粗調環(huán)路自動斷開，由細調環(huán)路控制壓控振蕩器中的細調可變電容完成壓控振蕩器的頻率鎖定；粗調環(huán)路濾波器與細調環(huán)路濾波器之間存在電流通路，用于補償粗調環(huán)路斷開時的漏電流，但不影響兩個環(huán)路各自的特性。
8、 如權利要求7所述的方法，其特征在于所述壓控振蕩器進一步包括一開關電容陣列。
9、 如權利要求7所述的方法，其特征在于所述電流通路通過所述粗調環(huán)路和細調環(huán)路的電荷泵之間或濾波器之間連接一個電阻或一個MOS管實現(xiàn)，或通過所述壓控振蕩器內部控制兩組可變電容的控制端之間連接一電阻或一 M0S管實現(xiàn)。
10、 如權利要求7所述的方法，其特征在于所述粗調環(huán)路工作時，所述細調環(huán)路處于工作狀態(tài)或被斷開。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種雙環(huán)路頻率綜合器及雙環(huán)路頻率綜合器的調諧方法，屬于射頻通訊技術領域。該頻率綜合器包括一由兩個環(huán)路分別控制兩組可變電容的壓控振蕩器，其中，粗調環(huán)路和細調環(huán)路分別包括鑒相鑒頻器、電荷泵、環(huán)路濾波器和分頻器，在粗調環(huán)路的電荷泵與鑒相鑒頻器之間設置一死區(qū)產生電路，用于使鑒相鑒頻器輸出信號小于一預定寬度脈沖信號的被去除。當輸出頻率遠離目標頻率時粗調環(huán)路工作，粗調環(huán)路帶寬較大，可加快鎖定速度；當輸出頻率接近目標頻率時，死區(qū)電路使得粗調環(huán)路停止工作，此時只有細調環(huán)路工作，細調環(huán)路帶寬較小，可保證鎖定時的相噪聲。本發(fā)明能夠在頻率帶寬、鎖定速度和相噪聲之間得到較好的折衷，具有很好應用價值。
文檔編號H03L7/23GK101483435SQ20081005573
公開日2009年7月15日 申請日期2008年1月8日 優(yōu)先權日2008年1月8日
發(fā)明者劉軍華, 廖懷林, 興 張, 如 黃 申請人:北京大學