專利名稱：自偏置鎖相環(huán)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及鎖相環(huán)技術(shù)，特別是涉及一種自偏置鎖相環(huán)。
背景技術(shù)：
鎖相環(huán)(PLL， Phase Locked Loop )被廣泛應(yīng)用于系統(tǒng)級(jí)芯片(SOC, System onChip)中，以構(gòu)成頻率合成器、時(shí)鐘發(fā)生器等。圖l為一種鎖相環(huán)的基本結(jié) 構(gòu)，鑒頻鑒相器(PFD， Phase Frequency Detector) lO檢測(cè)輸入信號(hào)Fref和反饋 信號(hào)Ffb的頻差和相差，產(chǎn)生脈沖控制信號(hào)UP、 DN送入電荷泵(CP， charge pump) 20;在電荷泵20中脈沖控制信號(hào)UP、 DN被轉(zhuǎn)換成電流Ip對(duì)環(huán)路濾波器 (LP， Lo叩Filter) 30的電容Cp進(jìn)行充放電，環(huán)路濾波器30產(chǎn)生控制電壓V改, 送入壓控振蕩器(VCO, Voltage Control Oscillator) 40;壓控振蕩器40在控制
電壓V^升高時(shí)加快振蕩頻率，在控制電壓VeW降低時(shí)減慢振蕩頻率。壓控振
蕩器40的輸出信號(hào)F。ut經(jīng)過(guò)分頻器50產(chǎn)生反饋信號(hào)Fft，整個(gè)系統(tǒng)形成一個(gè)反饋 系統(tǒng)，輸出信號(hào)F。ut的頻率和相位被鎖定到固定頻率和相位。
圖l所示的鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬C0n由公式(1)表示，環(huán)路的阻尼因子
(damping factor)《由公式(2 )表示
《/p
仏=-^ ( 1 )
山
其中，Cp為環(huán)路濾波器30的電容，Rp為環(huán)路濾波器30的電阻，Ip為對(duì)電容Cp 進(jìn)行充電或i文電的電流(即電荷泵20輸出的充電或放電電流)，Kv為壓控振 蕩器40的增益，N為分頻器(Divider) 50的分頻數(shù)。高性能、低抖動(dòng)的鎖相環(huán)是不易受工藝、電壓和溫度(PVT)變化的影響，
其環(huán)路帶寬(On與輸入信號(hào)的角頻率COref(以下簡(jiǎn)稱為輸入頻率，(Oref=27lFref， Fref 為輸入信號(hào)的頻率)的比值、環(huán)路的阻尼因子《應(yīng)為固定值，這樣，輸入頻率 的范圍就可以不受限制，鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬能夠跟蹤鎖相環(huán)的輸入頻率。圖l
所示的鎖相環(huán)，在電荷泵20輸出的電流Ip、環(huán)路濾波器30的電容Cp、壓控振蕩 器40的增益Kv確定的情況下，改變環(huán)路濾波器30的電阻Rp、分頻器50的分頻
數(shù)N,環(huán)路帶寬COn與輸入頻率COref的比值、環(huán)路的阻尼因子纟就不再是固定值， 這樣就限制了鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)。
自偏置鎖相環(huán)(Self-Biased PLL )可以解決上述問(wèn)題，即使環(huán)路濾波器的
電阻、分頻器的分頻數(shù)變化，其環(huán)路帶寬COn與輸入頻率叫ef的比值、環(huán)路的阻
尼因子《能夠保持固定值。文獻(xiàn)"Low-Jitter Process-Independent DLL and PLL Based on Self-Biased Techniques" (John G. Maneatis, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 31, NO. 11, NOVEMBER 1996 ) 7>開(kāi)了 一種 自偏置鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)，如圖2所示，電容d和偏置生成器(BiasGen.) 60 構(gòu)成環(huán)路濾波器31，也就是說(shuō)，由偏置生成器60建立環(huán)路濾波器31的電阻， 在偏置生成器60的偏置電壓Vap的輸出端加上一個(gè)額外的電荷泵21輸出的電 流，這樣，電荷泵20對(duì)電容d進(jìn)行充放電，電荷泵21對(duì)偏置生成器60建立的 電阻進(jìn)行充》文電。
偏置生成器60用于乂人控制電壓VcTRL生成偏置電壓VBP和VBN,以提供壓控
振蕩器41的輸入電壓。如圖3所示，偏置生成器60包括偏置初始化(Biaslnit.) 電路601、放大器偏置(Amplifier Bias )電路602、差分放大(Diff. Amplifier) 電路603、半緩沖復(fù)制(Half-Buffer Replica)電路604、控制電壓緩沖(VCTRL Buffer)電路605。放大器偏置電路602為差分放大電路603提供偏置，差分放 大電路603調(diào)節(jié)偏置電壓VBN,使得半緩沖復(fù)制電路604和控制電壓緩沖電路
605將控制電壓VcTRL復(fù)制到輸出端的偏置電壓VBP，即VBP=VCTRL。壓控振蕩器41由n個(gè)(n>3)緩沖級(jí)構(gòu)成，例如圖4所示的3個(gè)帶對(duì)稱負(fù)載 的差分緩沖延時(shí)級(jí)410構(gòu)成的壓控振蕩器41。偏置電壓V抓為對(duì)稱負(fù)載411、412 提供偏置電流21。 (1o為流過(guò)對(duì)稱負(fù)載411或412的電流)，對(duì)稱負(fù)載411、 412 的偏置電壓VBP等于控制電壓VcTRL,對(duì)稱負(fù)載411、 412的等效電阻等于l/2gm,
gm為對(duì)稱負(fù)載中 一個(gè)晶體管的跨導(dǎo)，隨著控制電壓Vctrl的變化，對(duì)稱負(fù)載41 1 、
412的電阻發(fā)生變化，緩沖級(jí)的延時(shí)也發(fā)生變化，壓控振蕩器41的輸出信號(hào) (CK+或CK-)的頻率發(fā)生變化。
設(shè)電荷泵20、 21輸出的電流Ip為壓控振蕩器41的偏置電流2Io的x倍，即 Ip=x'2ID，偏置生成器60中對(duì)稱負(fù)載606建立的環(huán)路濾波器31的電阻Rp為壓控振 蕩器41的緩沖級(jí)410的等效電阻I^的y倍，即Rp二yR^y/2gm,因此，圖2所示的
自偏置鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬COn與輸入頻率叫ef的比值由公式(3 )表示，環(huán)路的阻
尼因子《由公式(4)表示
A —虛,、
其中，CB是壓控振蕩器41的寄生電容。因此，通過(guò)電路設(shè)計(jì)使參數(shù)x、 y與分 頻數(shù)N滿足一定的比例關(guān)系，消去分頻數(shù)N,就可以使鎖相環(huán)的阻尼因子《以及
環(huán)路帶寬與輸入頻率的比值①n/q)ref僅由制造工藝中屯容Cb、 Q的相對(duì)值決定。
在上述自偏置鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，John G. Maneatis等人提出了 一種自偏置鎖相環(huán)的具體實(shí)現(xiàn)方式(參考文獻(xiàn)"Self-Biased High-Bandwidth Low-Jitter l-to-4096 Multiplier Clock Generator PLL，，，正EE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 38, NO. 11， NOVEMBER 2003 ),以得到乂> 式(3) 、 (4)中的參數(shù)x和y。如圖5所示，通過(guò)可編程1/N電流鏡(Prog. 1/N Current Mirror) 70,將電荷泵20、 21輸出的電流IJ殳為壓控振蕩器41的偏置電流的1/N倍，即x4/N;通過(guò)增加電容C2、平衡開(kāi)關(guān)S等轉(zhuǎn)換電路，將環(huán)路濾波 器32的電阻Rp設(shè)為壓控振蕩器41的緩沖級(jí)的等效電阻l/2gm的N.CVC2倍，即 y=N.CB/C2，由此得到
<formula>formula see original document page 7</formula>
(6)
其中，《=(^ + (:2，環(huán)路帶寬COn與輸入頻率OW的比值、環(huán)路的阻尼因子g僅 由制造工藝中電容CB、 d和CV夾定，而與環(huán)路濾波器的電阻Rp、分頻器的分
頻數(shù)N無(wú)關(guān)。
然而，圖5所示的自偏置鎖相環(huán)為了使參數(shù)x、 y與分頻數(shù)N滿足一定的比
例關(guān)系，以達(dá)到環(huán)路帶寬COn與輸入頻率叫ef的比值、環(huán)路的阻尼因子《與環(huán)路濾
波器的電阻Rp、分頻器的分頻數(shù)N無(wú)關(guān)的目的，又引入了一個(gè)新的參^t,即電
容C2，并且，為了平衡電容d和C2上的電壓，又增加了包含有電容C2、平衡
開(kāi)關(guān)s等電路元件的轉(zhuǎn)換電路，這樣也就增加了電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜度。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明解決的問(wèn)題是，提供一種自偏置鎖相環(huán)，以簡(jiǎn)化參數(shù)設(shè)定和電路 設(shè)計(jì)。
為解決上述問(wèn)題，本發(fā)明提供一種自偏置鎖相環(huán)，包括第一電荷泵、第 二電荷泵，所述第一電荷泵的輸出端與充放電電容連接，輸出控制電壓，所 述第一電荷泵輸出的電流等于第一常數(shù)和壓控振蕩器的偏置電流的乘積與分
頻器的分頻數(shù)的比值；所述第二電荷泵的輸出端與偏置生成器的第一偏置電
壓輸出端連接，所述第一偏置電壓等于所述控制電壓，所述第二電荷泵輸出的電流等于壓控振蕩器的偏置電流與第二常數(shù)的比值；所述偏置生成器的輸 出電阻與壓控振蕩器的差分緩沖延時(shí)級(jí)的等效電阻成倍數(shù)關(guān)系。
可選的，所述第一電荷泵輸出的電流由第一電流鏡提供，所述第一電流 鏡的輸入端連接偏置生成器的第二偏置電壓輸出端，所述第二偏置電壓輸出 端為壓控振蕩器提供偏置電流，所述第一電流鏡的輸出端連接第一電荷泵， 所述第一電流鏡的輸出電流為輸入電流的K,/N倍，其中，K!是第一常數(shù)，N 是分頻器的分頻數(shù)；所述第二電荷泵輸出的電流由第二電流鏡提供，所述第 二電流鏡的輸入端連接偏置生成器的第二偏置電壓輸出端，所述第二電流鏡 的輸出端連接第二電荷泵，所述第二電流鏡的輸出電流為輸入電流的1/K2倍，
其中，K2是第二常數(shù)。
可選的，所述第一常數(shù)等于l，所述第二常數(shù)等于4，所述偏置生成器的 輸出電阻等于壓控振蕩器的差分緩沖延時(shí)級(jí)的等效電阻。
可選的，所述第一常數(shù)等于1,所述第二常數(shù)等于40，所述偏置生成器 的輸出電阻為壓控振蕩器的差分緩沖延時(shí)級(jí)的等效電阻的10倍。
可選的，所述偏置生成器包括放大器偏置電路、差分放大電路、半緩 沖復(fù)制電路和控制電壓緩沖電路，所述放大器偏置電路為差分放大電路提供 偏置，所述差分放大電路根據(jù)電源電壓和控制電壓調(diào)節(jié)第二偏置電壓，所述 半緩沖復(fù)制電路和控制電壓緩沖電路將控制電壓復(fù)制到第一偏置電壓。
可選的，所述控制電壓緩沖電路包括兩個(gè)柵極、漏極與所述第二電荷泵 的輸出端連接的PMOS管，所述兩個(gè)PMOS管構(gòu)成所述偏置生成器的輸出電 阻。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，上述技術(shù)方案將兩個(gè)電荷泵輸出的電流設(shè)定為不同， 其中，對(duì)電容進(jìn)行充放電的第 一 電荷泵輸出的電流正比于壓控振蕩器的偏置 電壓且反比于分頻器的分頻數(shù)，對(duì)電阻進(jìn)行充放電的第二電荷泵輸出的電流 正比于壓控振蕩器的偏置電壓而與分頻器的分頻數(shù)無(wú)關(guān)，這樣，第二電荷泵可以直接給電阻充放電，并且不需要引入新的參數(shù)就可以消去公式中的分頻 無(wú)關(guān)。由于上述技術(shù)方案省去了現(xiàn)有技術(shù)中引入的新參數(shù)，因而簡(jiǎn)化了自偏
置鎖相環(huán)的參數(shù)設(shè)定；并且，上述技術(shù)方案也不需要包含有新參數(shù)的轉(zhuǎn)換電 路，因而簡(jiǎn)化了自偏置鎖相環(huán)的電路設(shè)計(jì)。


圖l是一種鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)示意圖2是一種自偏置鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)示意圖3是圖2所示的自偏置鎖相環(huán)的偏置生成器的電路圖4是圖2所示的自偏置鎖相環(huán)的壓控振蕩器的電路圖5是現(xiàn)有的一種自偏置鎖相環(huán)的實(shí)現(xiàn)方式的結(jié)構(gòu)示意圖6是本發(fā)明實(shí)施方式的自偏置鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)示意圖7是圖6所示的自偏置鎖相環(huán)的偏置生成器的電路圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明實(shí)施方式通過(guò)設(shè)定兩個(gè)電荷泵輸出不同的電流，使公式(3)、 (4) 中的參數(shù)x與分頻數(shù)N成反比，參數(shù)y與分頻數(shù)N成正比，從而不需要引入 新的參數(shù)就可以消去公式中的分頻數(shù)N,因此得到了與分頻器的分頻數(shù)N無(wú)
關(guān)的環(huán)路帶寬(On與輸入頻率OVf的比值以及環(huán)路的阻尼因子g。
上述"設(shè)定兩個(gè)電荷泵輸出不同的電流可以消去公式(3)、 (4)中的分 頻數(shù)N"的結(jié)論是通過(guò)下面的推導(dǎo)得出的
公式(5)是現(xiàn)有的電荷泵型鎖相環(huán)的環(huán)路濾波器上形成的控制電壓的計(jì)算公 式，其中，AFcW是電荷泵輸出的電流I在環(huán)路濾波器上形成的控制電壓，
2;r
x是輸出信號(hào)的相位變化，Rp是環(huán)路濾波器的電阻，Cp是環(huán)路濾波器的電容，s 是拉普拉斯(laplace)變換的復(fù)變量。將公式(5)變換為
這樣，就把給電容Cp和電阻Rp充放電的電流分開(kāi)，也就是用2個(gè)電荷泵分別
L 1
對(duì)電容Cp和電阻Rp進(jìn)行充放電，從等號(hào)右邊的第二項(xiàng)(A^x^x:「)可以
看到，對(duì)電容Cp進(jìn)行充放電的電荷泵輸出的電流為Ip。對(duì)于自偏置鎖相環(huán)， 為了消去公式(3)、 (4)中的分頻數(shù)N,如果設(shè)定參數(shù)x與分頻數(shù)N成反比 (例如，x=l/N, IP=2ID/N ),則參數(shù)y應(yīng)與分頻數(shù)N成正比(即y=N/K )，因 此，自偏置鎖相環(huán)的偏置生成器建立的環(huán)路濾波器的等效電阻Rp=yRo=
乙
NRo/K，將公式(5-1 )的等號(hào)右邊的第一項(xiàng)(A^x^xi )變換為
2;rp 2;rW X 0 ^ 2;r〖。 。"
從公式(5-2 )可以看到，用輸出的電流為IR=2ID/K的電荷泵對(duì)電阻Ro進(jìn)行充 放電，可以等效于用電流為IP=2ID/N對(duì)偏置生成器建立的等效電阻Rp= NRo/K 進(jìn)行充放電。
本發(fā)明實(shí)施方式的自偏置鎖相環(huán)，包括鑒頻鑒相器、第一電荷泵、第 二電荷泵、充放電電容、偏置生成器、壓控振蕩器和分頻器，其中，所述第 一電荷泵的輸出端與充放電電容連接，輸出控制電壓，所述第一電荷泵輸出 的電流等于第一常數(shù)和壓控振蕩器的偏置電流的乘積與分頻器的分頻數(shù)的比 值；所述第二電荷泵的輸出端與偏置生成器的第一偏置電壓輸出端連接，所 述第一偏置電壓等于所述控制電壓，所述第二電荷泵輸出的電流等于壓控振 蕩器的偏置電流與第二常數(shù)的比值；所述偏置生成器的輸出電阻與壓控振蕩器的差分緩沖延時(shí)級(jí)的等效電阻成倍數(shù)關(guān)系。
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明具體實(shí)施方式
做詳細(xì)的說(shuō)明。圖6為本發(fā)明實(shí)施
方式的自偏置鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)示意圖，所述的自偏置鎖相環(huán)包括筌頻鑒相器 10、第一電荷泵22、第二電荷泵23、充^t電電容Cp、偏置生成器62、壓控 振蕩器41和分頻器50。
鑒頻鑒相器IO,檢測(cè)輸入信號(hào)F^和反饋信號(hào)Fft的頻差和相差，產(chǎn)生脈 沖控制信號(hào)UP、 DN。例如，在反饋信號(hào)Fft的相位滯后于輸入信號(hào)F^時(shí)， 脈沖控制信號(hào)UP的脈沖寬度大于脈沖控制信號(hào)DN的脈沖寬度；在反饋信號(hào) Ffb的相位超前于輸入信號(hào)Fref時(shí)，脈沖控制信號(hào)UP的脈沖寬度小于脈沖控制 信號(hào)DN的脈沖寬度。
第一電荷泵22，將鑒頻鑒相器IO輸出的脈沖控制信號(hào)UP、 DN轉(zhuǎn)換成 充電或放電電流Ic，第一電荷泵22的輸出端與充放電電容Cp連接，其連接
端輸出控制電壓Vctrl。其中，在反饋信號(hào)Fft的相位滯后于輸入信號(hào)Fref時(shí)，
脈沖控制信號(hào)UP的脈沖寬度大于脈沖控制信號(hào)DN的脈沖寬度，第一電荷泵 22輸出與輸入端Vc相等的充電電流Ic對(duì)電容Cp進(jìn)行充電，電容Cp—端(即 第一電荷泵22的輸出)的控制電壓Vetri升高；在反饋信號(hào)Fft的相位超前于 輸入信號(hào)Fref時(shí)，脈沖控制信號(hào)UP的脈沖寬度小于脈沖控制信號(hào)DN的脈沖 寬度，第一電荷泵22輸出與輸入端Vc相等的放電電流Ic使電容Cp進(jìn)行放電， 電容Cp—端的控制電壓Vefrl降低。
第二電荷泵23，將鑒頻鑒相器IO輸出的脈沖控制信號(hào)UP、 DN轉(zhuǎn)換成 充電或放電電流IR，第二電荷泵23的輸出端與偏置生成器62的第一偏置電
壓VBP輸出端連接。其中，在反饋信號(hào)F化的相位滯后于輸入信號(hào)Fref時(shí)，脈
沖控制信號(hào)UP的脈沖寬度大于脈沖控制信號(hào)DN的脈沖寬度，第二電荷泵 23輸出與輸入端VR相等的充電電流lR對(duì)偏置生成器62的輸出電阻I^進(jìn)行充
電；在反饋信號(hào)Ffb的相位超前于輸入信號(hào)Fref時(shí)，脈沖控制信號(hào)UP的脈沖寬度小于脈沖控制信號(hào)DN的脈沖寬度，第二電荷泵23輸出與輸入端Vr相 等的放電電流Ir使偏置生成器62的輸出電阻Ro進(jìn)行放電。
偏置生成器62，包括控制電壓VcTRL輸入端、輸出第一偏置電壓Vnp的
第一偏置電壓輸出端和輸出第二偏置電壓VBN的第二偏置電壓輸出端。偏置
生成器62從控制電壓VcTRL生成第一偏置電壓VBP和第二偏置電壓VBN，其 中，控制電壓VcTRL被復(fù)制到輸出端的第一偏置電壓VBP。
壓控振蕩器41,輸入第一偏置電壓Vup和第二偏置電壓VBN,在第一偏 置電壓VBP升高時(shí)加快輸出信號(hào)F。ut的振蕩頻率，在第一偏置電壓VBP降低時(shí) 減慢輸出信號(hào)F。ut的振蕩頻率，第二偏置電壓VBN為壓控振蕩器41提供偏置 電流210。
壓控振蕩器41的輸出信號(hào)F。w經(jīng)過(guò)分頻器50產(chǎn)生反饋信號(hào)Fft,即 Ffb=F。ut/N， N為分頻器50的分頻數(shù)，整個(gè)系統(tǒng)形成一個(gè)反饋系統(tǒng)，輸出信號(hào) F。ut的頻率和相位被鎖定到固定頻率和相位。
根據(jù)上述(5-1) 、 (5-2)的推導(dǎo)結(jié)論，第一電荷泵22和第二電荷泵23 輸出的電流Ic和lR是不相等的，其中，給電容Cp充放電的第一電荷泵22輸出的 電流Ic等于第一常數(shù)Ki和壓控振蕩器41的偏置電流2lD的乘積與分頻器50的分 頻數(shù)N的比值；給電阻Ro充放電的第二電荷泵23輸出的電流lR等于壓控振蕩器 41的偏置電流2Id與第二常數(shù)K2的比值，即
TV A2
上述第 一 電荷泵22、第二電荷泵23輸出的電流正比于壓控振蕩器41的偏 置電流2Io可以通過(guò)電流4竟(Current Mirror)來(lái)實(shí)現(xiàn)，電流鏡的輸出電流與輸 入電流成倍數(shù)關(guān)系，由于電流鏡的具體電路結(jié)構(gòu)為本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知， 例如文獻(xiàn)"Self-Biased High-Bandwidth Low-Jitter l-to-4096 Multiplier Clock GeneratorPLL"所述的電流鏡，在此不再展開(kāi)說(shuō)明。如圖6所示，第一電流鏡72、第二電流鏡73的輸入端與偏置生成器62的第二偏置電壓輸出端連接(即 輸入偏置電流2b );第一電流鏡72的輸出端Vc連接第一電荷泵22的輸入端Vc, 為第一電荷泵22"l是供電流，第一電流鏡72的輸出電流為輸入電流的K,/N倍， 使得第 一 電荷泵22輸出的電流Ic等于第 一常數(shù)K,和壓控振蕩器41的偏置電流 2ID的乘積與分頻器50的分頻數(shù)N的比值；第二電流鏡73的輸出端VR連接第二 電荷泵23的輸入端VR，為第二電荷泵23提供電流，第二電流鏡73的輸出電流 為輸入電流的1/K2倍，使得第二電荷泵23輸出的電流lR等于壓控振蕩器41的偏 置電流2Id與第二常數(shù)K2的比值。
圖7為本實(shí)施方式的偏置生成器62的一種具體電路圖，偏置生成器62包 括放大器偏置電路622、差分放大電路623、半緩沖復(fù)制電路624和控制電壓 緩沖電路625。
放大器偏置電路622為差分放大電路623提供偏置，包括第一PM0S管MP1 和第一NMOS管MNl 。其中，第一PMOS管MPl的柵極(Gate )與漏極(Drain ) 連接，第一PMOS管MPl的源極(Source)輸入電壓為第一電壓Vcc (通常為 電源電壓，即工作電壓)；第一NMOS管MNl的漏極與第一PMOS管MPl的漏 極連接，第一NMOS管MNl的源極輸入電壓為第二電壓Vss (通常為接地)。
差分放大電路623根據(jù)電源電壓、控制電壓VcTRL調(diào)節(jié)第二偏置電壓VBN,
包括第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第二NMOS 管MN2和第三NMOS管MN3。其中，第二PMOS管MP2的源極輸入電壓為第一 電壓Vcc,第二PMOS管MP2的柵極與第一PMOS管MPl的漏極連接；第三 PMOS管MP3的柵極輸入電壓為控制電壓VcTRL，第三PMOS管MP3的漏才及與第 一NMOS管MNl的柵極連接；第三PMOS管MP3的源極、第四PMOS管MP4的 源極與第二PMOS管MP2的漏極連接；第二NMOS管MN2的漏極與第三PMOS 管MP3的漏極連接，第三NMOS管MN3的漏極、柵極與第四PMOS管MP4的漏 極連接；第二NMOS管MN2的柵極與第三NMOS管MN3的柵極連接，第二NMOS管MN2的源極、第三NMOS管MN3的源極輸入電壓為第二電壓Vss。第 三PMOS管MP3的漏極輸出電壓即為第二偏置電壓VBN。
半緩沖復(fù)制電路624與差分放大電路623連接，半緩沖復(fù)制電路624和控制 電壓緩沖電路625將控制電壓Vctrl復(fù)制到輸出端的第 一 偏置電壓VBP,即 VBP=VCTRL。如果電源電壓、控制電壓VcTRL發(fā)生變化，差分放大電路623調(diào)節(jié)
第二偏置電壓V柳，以保證第一偏置電壓VBP仍等于VcTRL。
半緩沖復(fù)制電路624包括第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第四 NMOS管MN4和第五NMOS管MN5。其中，第五PMOS管MP5的柵極與第四 PMOS管MP4的柵極連接，第五PMOS管MP5的柵極、漏極與第六PMOS管MP6 的柵極、漏極連接，第五PMOS管MP5的源極、第六PMOS管MP6的源極、第 四NMOS管MN4的柵極輸入電壓為第一電壓Vcc;第四NMOS管MN4的漏極與 第五PMOS管MP5的漏極連接，第四NMOS管MN4的源極與第五NMOS管MN5 的漏極連接；第五NMOS管MN5的柵極輸入電壓為第二偏置電壓VBN,源極輸 入電壓為第二電壓Vss。
控制電壓緩沖電路625包括第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第六 NMOS管MN6和第七NMOS管MN7。其中，第七PMOS管MP7的柵極、漏極與 第八PMOS管MP8的柵極、漏極連接，并與第二電荷泵23的輸出端連接，第七 PMOS管MP7的漏極、第八PMOS管MP8的漏極輸出電壓即為第一偏置電壓 VBP;第七PMOS管MP7的源極、第八PMOS管MP8的源極、第六NMOS管畫(huà)6 的柵極輸入電壓為第一電壓Vcc;第六NMOS管MN6的漏極與第七PMOS管 MP7的漏極連接，第六NMOS管MN6的源極與第七NMOS管MN7的漏極連接； 第七NMOS管MN7的柵極輸入電壓為第二偏置電壓V抓，源極輸入電壓為第二 電壓Vss。第七PMOS管MP7和第八PMOS管MP8構(gòu)成偏置生成器62的輸出電阻 Ro，第二電荷泵23對(duì)輸出電阻Ro進(jìn)行充方欠電。
壓控振蕩器41由n個(gè)(n>3)串接的緩沖級(jí)構(gòu)成，例如圖4所示的3級(jí)帶對(duì)稱負(fù)載的差分緩沖延時(shí)級(jí)410串接而成的壓控振蕩器41，其中，后一級(jí)差分緩 沖延時(shí)級(jí)410的正極輸入與前一級(jí)差分緩沖延時(shí)級(jí)410的負(fù)極輸出連接，后一 級(jí)差分緩沖延時(shí)級(jí)410的負(fù)極輸入與前一級(jí)差分緩沖延時(shí)級(jí)410的正極輸出連 接。偏置電壓VBN為對(duì)稱負(fù)載411和412提供偏置電流2lD，即流過(guò)對(duì)稱負(fù)載411 或412的電流為10,對(duì)稱負(fù)載411、 412的偏置電壓VBP等于控制電壓VcTRL，對(duì) 稱負(fù)載411、 412的等效電阻等于l/2gm， gm為對(duì)稱負(fù)載中一個(gè)晶體管的跨導(dǎo)。 隨著控制電壓VcTRL的變化，對(duì)稱負(fù)載411、 412的電阻發(fā)生變化，緩沖級(jí)的延 時(shí)也發(fā)生變化，壓控振蕩器41的輸出信號(hào)F。ut (CK+或CK-)的頻率發(fā)生變化。
結(jié)合圖6、圖7和圖4，第一電荷泵22輸出的電流Ic為壓控振蕩器41的 偏置電流2I。的x倍，即Ic=x'2ID,其中，x二K!/N,第一電荷泵22輸出的電 流Ic為對(duì)電容Cp進(jìn)行充電或放電的電流，即作為Ip代入公式(1 )、 (2)中； 第二電荷泵23輸出的電流lR為壓控振蕩器41的偏置電流2Io的1/K2倍，偏 置生成器62的輸出電阻Ro等于壓控振蕩器41的緩沖延時(shí)級(jí)410的等效電阻 1/2gm，因此偏置生成器62建立的等效電阻Rp為壓控振蕩器41的緩沖延時(shí)級(jí) 410的等效電阻l/2gm的y倍，即R^yR^y/2gm，其中，y=N/K2，將參數(shù)x, y代入公式(3)和(4)，可以得到本實(shí)施方式的自偏置鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬(On 與輸入頻率Q)ref的比值由公式(6 )表示，環(huán)路的阻尼因子《由公式(7 )表示
2;r V G
《=
—z_ 土 q _《2
4 W化
5
陽(yáng)iV
2;r 、
斗V化
5
(6)
(7)
'2 V 4
理論上，Kp K2的取值沒(méi)有嚴(yán)格的限制，符合阻尼因子《=0.7-1.2，環(huán)路
帶寬COn與輸入頻率 COref的比^直C0n/C0re尸lo/o 5M:f尤可以了 。在一個(gè)具體的實(shí)施例中，綜合考慮鎖相環(huán)的鎖定時(shí)間、功耗和速度，取K產(chǎn)l、 K2=4，偏置生成器 62的輸出電阻Ro等于壓控振蕩器41的緩沖延時(shí)級(jí)410的等效電阻；并且， 為了減小第二電荷泵23輸出的電流IR，將偏置生成器62的輸出電阻Ro擴(kuò)大 為原來(lái)的10倍，根據(jù)公式(5-2)，第二電荷泵23輸出的電流lR可以縮小為 原來(lái)的1/10，因此，在實(shí)際的電路設(shè)計(jì)中，取K尸1、 K2=40，偏置生成器62 的輸出電阻Ro等于壓控振蕩器41的緩沖延時(shí)級(jí)410的等效電阻的10倍。當(dāng) 然，輸出電阻Ro并不限于擴(kuò)大為原來(lái)的10倍，也可以擴(kuò)大為原來(lái)的6倍、20 倍或15倍等，相應(yīng)地，第二電荷泵23輸出的電流IR可以縮小為原來(lái)的1/6、 1/20或1/15等。也就是說(shuō)，偏置生成器62的輸出電阻Ro可以與壓控振蕩器 41的緩沖延時(shí)級(jí)410的等效電阻1/2gm成倍數(shù)關(guān)系。
因此，從公式(6 )、 ( 7 )可以得到，環(huán)路帶寬ran與輸入頻率coref的比值、 環(huán)路的阻尼因子《僅由制造工藝中電容CB、 d決定，而與偏置生成器62建 立的等效電阻Rp、分頻器50的分頻數(shù)N無(wú)關(guān)，也就是說(shuō)，改變分頻器50的
分頻數(shù)N,環(huán)路的阻尼因子《可以保持為固定值，而輸入信號(hào)Fref的頻率范圍 可以不受限制，鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬C0n能夠跟蹤鎖相環(huán)的輸入頻率(Dref。
現(xiàn)有技術(shù)中的自偏置鎖相環(huán)(例如圖5所示)，由于對(duì)電容進(jìn)行充放電的
電荷泵和對(duì)電阻進(jìn)行充放電的電荷泵輸出的電流被設(shè)定為相同的，這樣，對(duì) 電阻進(jìn)行充放電的電荷泵不能直接給電阻充放電，需要引入新的參數(shù)，并且 通過(guò)轉(zhuǎn)換電路，才能得到與分頻器的分頻數(shù)無(wú)關(guān)的環(huán)路帶寬與輸入頻率的比
值以及環(huán)路的阻尼因子；而本發(fā)明實(shí)施方式所述的技術(shù)方案是將兩個(gè)電荷泵
輸出的電流設(shè)定為不同，其中，對(duì)電容進(jìn)行充放電的第一電荷泵輸出的電流 正比于壓控振蕩器的偏置電流且反比于分頻器的分頻數(shù)，對(duì)電阻進(jìn)行充放電 的第二電荷泵輸出的電流正比于壓控振蕩器的偏置電流而與分頻器的分頻數(shù) 無(wú)關(guān)，這樣，第二電荷泵可以直接給電阻充放電，并且不需要引入新的參數(shù) 就可以消去公式中的分頻數(shù)，使得環(huán)路帶寬與輸入頻率的比值以及環(huán)路的阻尼因子與分頻器的分頻數(shù)無(wú)關(guān)。
綜上所述，由于上述技術(shù)方案省去了現(xiàn)有技術(shù)中的參數(shù)C2，因而簡(jiǎn)化了
自偏置鎖相環(huán)的參數(shù)設(shè)定；并且，上述技術(shù)方案也不需要包含有電容C2、平 衡開(kāi)關(guān)S等電路元件的轉(zhuǎn)換電路，因而簡(jiǎn)化了自偏置鎖相環(huán)的電路設(shè)計(jì)；另夕卜， 由于上述技術(shù)方案不需要平衡開(kāi)關(guān)S，也就避免了因開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換而引起的電壓抖 動(dòng)和電路噪聲，因而優(yōu)化了自偏置鎖相環(huán)的電路性能。
本發(fā)明雖然以較佳實(shí)施例公開(kāi)如上，但其并不是用來(lái)限定本發(fā)明，任何 本領(lǐng)域技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，都可以做出可能的變動(dòng)和 修改，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)當(dāng)以本發(fā)明權(quán)利要求所界定的范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種自偏置鎖相環(huán)，包括第一電荷泵、第二電荷泵，所述第一電荷泵的輸出端與充放電電容連接，輸出控制電壓，所述第二電荷泵的輸出端與偏置生成器的第一偏置電壓輸出端連接，所述第一偏置電壓等于所述控制電壓，其特征在于，所述第一電荷泵輸出的電流等于第一常數(shù)和壓控振蕩器的偏置電流的乘積與分頻器的分頻數(shù)的比值；所述第二電荷泵輸出的電流等于壓控振蕩器的偏置電流與第二常數(shù)的比值；所述偏置生成器的輸出電阻與壓控振蕩器的差分緩沖延時(shí)級(jí)的等效電阻成倍數(shù)關(guān)系。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述第 一 電荷泵輸出的電流由第 一 電流鏡提供，所述第 一 電流鏡的輸入 端連接偏置生成器的第二偏置電壓輸出端，所述第二偏置電壓輸出端為壓控 振蕩器提供偏置電流，所述第一電流鏡的輸出端連接第一電荷泵，所述第一 電流鏡的輸出電流為輸入電流的JQ/N倍，其中，Ki是第一常數(shù)，N是分頻器 的分頻數(shù)；所述第二電荷泵輸出的電流由第二電流鏡提供，所述第二電流鏡的輸入 端連接偏置生成器的第二偏置電壓輸出端，所述第二電流鏡的輸出端連接第 二電荷泵，所述第二電流鏡的輸出電流為輸入電流的1/K2倍，其中，K2是第 二常數(shù)。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述第一常數(shù)等于1， 所述第二常數(shù)等于4,所述偏置生成器的輸出電阻等于壓控振蕩器的差分緩沖 延時(shí)級(jí)的等效電阻。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述第一常數(shù)等于1， 所述第二常數(shù)等于40，所述偏置生成器的輸出電阻為壓控振蕩器的差分緩沖延時(shí)級(jí)的等效電阻的10倍。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述偏置生成器包 括放大器偏置電路、差分放大電路、半緩沖復(fù)制電路和控制電壓緩沖電路， 所述放大器偏置電路為差分放大電路提供偏置，所述差分放大電路根據(jù)電源 電壓和控制電壓調(diào)節(jié)第二偏置電壓，所述半緩沖復(fù)制電路和控制電壓緩沖電 路將控制電壓復(fù)制到第 一偏置電壓。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述控制電壓緩沖 電路包括兩個(gè)柵極、漏極與所述第二電荷泵的輸出端連接的PMOS管，所述 兩個(gè)PMOS管構(gòu)成所述偏置生成器的輸出電阻。
全文摘要
一種自偏置鎖相環(huán)，包括第一電荷泵、第二電荷泵，所述第一電荷泵的輸出端與充放電電容連接，輸出控制電壓，所述第一電荷泵輸出的電流等于第一常數(shù)和壓控振蕩器的偏置電流的乘積與分頻器的分頻數(shù)的比值；所述第二電荷泵的輸出端與偏置生成器的第一偏置電壓輸出端連接，所述第一偏置電壓等于所述控制電壓，所述第二電荷泵輸出的電流等于壓控振蕩器的偏置電流與第二常數(shù)的比值；所述偏置生成器的輸出電阻與壓控振蕩器的差分緩沖延時(shí)級(jí)的等效電阻成倍數(shù)關(guān)系。所述自偏置鎖相環(huán)可以簡(jiǎn)化參數(shù)設(shè)定和電路設(shè)計(jì)。
文檔編號(hào)H03L7/089GK101594145SQ200810038210
公開(kāi)日2009年12月2日 申請(qǐng)日期2008年5月26日 優(yōu)先權(quán)日2008年5月26日
發(fā)明者彭進(jìn)忠, 符志崗 申請(qǐng)人:中芯國(guó)際集成電路制造(上海)有限公司