專利名稱：用于無線遙測的斬波穩(wěn)定儀表放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
0001本發(fā)明涉及放大器，且更具體的涉及用于準(zhǔn)確信號測量的
儀表放大器。
背景技術(shù)：
0002儀表放大器用于準(zhǔn)確測量大量的測試和測量信號。例如， 醫(yī)療儀表放大器可被配置成測量生理信號，例如心電圖(ECG)、肌電圖 (EMG)、腦電圖(EEG)、血壓、阻抗和運動信號。典型地，儀表放大器被 構(gòu)造為差動放大器，其具有低偏移、低漂移、低噪聲、高共模抑制、高 環(huán)路增益和高輸入阻抗的特性。在很多情形下，儀表放大器需要仔細(xì)匹 配和配備電路組件，以達(dá)到高度準(zhǔn)確。
0003儀表放大器可以用包含離散信號取樣的離散時間開關(guān)電容 器結(jié)構(gòu)進(jìn)行構(gòu)造。然而，離散時間結(jié)構(gòu)可以產(chǎn)生不合要求的噪聲和信號 失真，破壞測量信號的準(zhǔn)確性。可替代地，儀表放大器可以使用斬波穩(wěn) 定結(jié)構(gòu)來消除噪聲和偏移，在此結(jié)構(gòu)中一斬波電路將測量信號向上調(diào)制 到較高頻帶。斬波穩(wěn)定結(jié)構(gòu)可能具有有限的帶寬，但卻在傳輸頻帶中產(chǎn) 生大波動。波動可使在低功率應(yīng)用中實現(xiàn)斬波穩(wěn)定設(shè)計變得困難。

發(fā)明內(nèi)容
0004本公開內(nèi)容描述了一種斬波穩(wěn)定儀表放大器。該儀表放大 器被配置成可在低頻下以很低的功率達(dá)到穩(wěn)定測量。儀表放大器利用差 動結(jié)構(gòu)和混頻放大器顯著地消除放大器生成的輸出信號中的噪聲和偏 移。低功率下的斬波穩(wěn)定會產(chǎn)生動態(tài)限值，如低頻干擾，通過將混頻放 大器中低阻抗結(jié)點的斬波和反饋電路結(jié)合可顯著消除這些動態(tài)限值。儀 表放大器的信號路徑作為連續(xù)時間系統(tǒng)運行，為在斬波頻率或其諧波進(jìn) 入信號路徑的噪聲或者外部信號提供最小的失真。通過這種方式，儀表
7放大器可以應(yīng)用于低功率系統(tǒng)，例如植入式醫(yī)療設(shè)備，以提供穩(wěn)定、低 噪聲的輸出信號。這種斬波穩(wěn)定儀表放大器可用于生理信號感測、阻抗 感測、遙測或其它測試與測量應(yīng)用。
0005在一實施例中，本發(fā)明提供了一無線遙測接收器，該無線遙 測接收器包括混頻放大器、調(diào)制器和反饋路徑，該混頻放大器放大調(diào)制 差動遙測信號以生成放大信號，并以時鐘頻率解調(diào)放大信號以生成輸出 信號，該調(diào)制器以時鐘頻率調(diào)制輸出信號的振幅，該反饋路徑將調(diào)制的 輸出信號作為差動反饋信號應(yīng)用于調(diào)制的差動遙測信號。
0006在另一實施例中，本發(fā)明提供一種方法，該方法包括放大調(diào) 制的差動遙測信號以生成放大信號，以時鐘頻率解調(diào)放大信號以生成輸 出信號，以時鐘頻率調(diào)制輸出信號的振幅，以及將調(diào)制的輸出信號作為 差動反饋信號應(yīng)用于調(diào)制的差動遙測信號。
0007在又一實施例中，本發(fā)明提供一種植入式醫(yī)療設(shè)備，該設(shè)備 包含天線、混頻放大器、調(diào)制器和反饋路徑，所述天線接收調(diào)制的遙測 信號并將調(diào)制的遙測信號表示為調(diào)制的差動遙測信號，所述混頻放大器 放大調(diào)制的差動遙測信號以生成放大信號，并以時鐘頻率解調(diào)放大信號 以生成輸出信號，所述調(diào)制器以時鐘頻率調(diào)制輸出信號的振幅，所述反 饋路徑將調(diào)制的輸出信號作為差動反饋信號應(yīng)用于調(diào)制的差動遙測信 號。0008在又一實施例中，本發(fā)明提供了一種醫(yī)療設(shè)備系統(tǒng)，該系統(tǒng) 包括醫(yī)療設(shè)備程序裝置和植入式醫(yī)療設(shè)備，所述醫(yī)療設(shè)備程序裝置包括 以時鐘頻率調(diào)制遙測信號的調(diào)制器和發(fā)射調(diào)制的遙測信號的第一天線， 所述植入式醫(yī)療設(shè)備包括第二天線、混頻放大器、調(diào)制器和反饋路徑， 所述第二天線接收調(diào)制的遙測信號，并將調(diào)制的遙測信號表示為調(diào)制的 差動遙測信號，所述混頻放大器放大調(diào)制的差動遙測信號以生成放大信 號并以時鐘頻率解調(diào)放大信號以生成輸出信號，所述調(diào)制器以時鐘頻率 調(diào)制輸出信號的振幅，所述反饋路徑將調(diào)制的輸出信號作為差動反饋信 號應(yīng)用于調(diào)制的差動遙測信號。
0009本發(fā)明的一個或多個實施例的細(xì)節(jié)將通過所附附圖和以下
描述進(jìn)行闡述。根據(jù)描述、附圖和權(quán)利要求，本發(fā)明的其它特性、目標(biāo)
和優(yōu)點將是顯而易見的。


0010圖1是圖示斬波穩(wěn)定儀表放大器的框圖，該放大器被配置
成在低頻下以很低的功率實現(xiàn)穩(wěn)定測量。
0011圖2是圖示圖1的儀表放大器的信號路徑的圖形。0012圖3A-D是圖示圖2的信號流程內(nèi)各階段信號的頻率組件的圖形。
0013圖4A-D是圖示圖2的信號流程內(nèi)不同階段信號的圖形。0014圖5是圖示斬波穩(wěn)定儀表放大器的示例性噪聲特性的圖形。0015圖6是圖示構(gòu)成儀表放大器一部分的斬波穩(wěn)定混頻放大器 的電路圖。
0016圖7是詳細(xì)圖示圖1的儀表放大器的示例性實施例的框圖。0017圖8是圖示圖1所示用于電壓信號測量的儀表放大器的示
例性實施例的電路圖。
0018圖9是圖示圖1所示用于測量阻抗的儀表放大器的另一示
例性實施例的電路圖。
0019圖IO是圖示根據(jù)本發(fā)明的儀表放大器的信號流程的圖形，
該放大器包括用于構(gòu)造高通過濾器的負(fù)反饋路徑。
0020圖11是圖示圖IO所示儀表放大器的電路圖。
0021圖12是圖示根據(jù)本發(fā)明的儀表放大器的信號流程的圖形，
該儀表放大器包括用于增加輸入阻抗的正向反饋路徑。
0022圖13是圖示圖12所示儀表放大器的電路圖。
0023圖14A是圖示用于根據(jù)本發(fā)明的一實施例的儀表放大器的
信號流程的圖形，該儀表放大器用于解調(diào)接收的遙控信號。
0024圖14B是圖示圖14A所示遙測配置儀表放大器的天線輸入
和反饋電路的電路圖。
0025圖15A是圖示圖14A所示遙測配置儀表放大器的框圖。0026圖15B是詳細(xì)圖示圖15A中的時鐘同步器的框圖。0027圖16是圖示包括一個或多個用于測量和/或遙測的儀表放大
器的植入式醫(yī)療設(shè)備程序裝置的框圖。
0028圖17是圖示包括用于遙測的一個或多個儀表放大器的醫(yī)療
設(shè)備程序裝置的框圖。
具體實施例方式
0029本公開描述了一種斬波穩(wěn)定儀表放大器。該儀表放大器被配置成在低頻下以很低的功率實現(xiàn)穩(wěn)定測量。該儀表放大器利用差動結(jié) 構(gòu)和混頻放大器顯著消除由放大器生成的輸出信號中的噪聲和偏移。通 過將混頻放大器中低阻抗結(jié)點的斬波與反饋相結(jié)合顯著消除由低功率下
的斬波穩(wěn)定產(chǎn)生的動態(tài)限值(dynamic limitation),即低頻干擾(glitching)。
儀表放大器的信號路徑作為連續(xù)時間系統(tǒng)運行，為以斬波頻率或其諧波 進(jìn)入信號路徑的噪聲或者外部信號提供最小的失真(aliasing)。通過這種 方式，儀表放大器可用于低功率系統(tǒng)，諸如植入式醫(yī)療設(shè)備，以提供穩(wěn) 定、低噪聲的輸出信號。
0030例如，可以將斬波穩(wěn)定儀表放大器配置為醫(yī)療儀表放大器， 以測量生理信號，如心電圖(ECG)、肌電圖(EMG)、腦電圖(EEG)、血壓、 阻抗、運動信號以及其它信號。在一些實施例中，儀表放大器可以包括 基于電容的前端，該前端被斬波以獲得低頻電壓信號。在其它實施例中， 儀表放大器可以包括基于電源的前端，該前端被斬波以獲得阻抗測量 (measurement)。在其它實施例中，儀表放大器可以包括基于天線的前端， 以從其它設(shè)備獲得遙測信號。該儀表放大器不僅用于生物醫(yī)學(xué)測量應(yīng)用， 還用于通用的測試和測量應(yīng)用，以及無線遙測應(yīng)用。
0031通常，可以配置本公開描述的儀表放大器用于功率很低的 應(yīng)用。例如，植入式醫(yī)療設(shè)備的特性在于有限的功率資源，這些有限的 功率資源被要求維持幾個月或幾年。因此，為了提高設(shè)備壽命，通常將 感測電路和治療電路設(shè)計為只消耗很低級別的功率。例如，結(jié)合了如本 公開所描述的儀表放大器的感測電路的運行可能需要低于2.0微安培的 電源電流，更優(yōu)選低于1.0微安培。在一些實施例中，這種感測電路可能 消耗的電源電流的范圍大致為100毫微安培至1.0微安培。這種傳感器通 常被稱作微功率傳感器。雖然描述醫(yī)療設(shè)備是為了示例的目的，但微功 率傳感器可以用于各種醫(yī)療和非醫(yī)療的測試和測量應(yīng)用中。在每種情形 下，均要求傳感器獲取很低的功率，但提供精確和準(zhǔn)確的測量。
0032根據(jù)本公開的各種實施例，斬波穩(wěn)定儀表放大器可包括前 端，第一斬波器， 一個AC (交流)放大器，第二斬波器，形式為具有高 增益和補償?shù)幕鶐Х糯笃鞯姆e分器和至少一個反饋路徑。放大器、第二 斬波器和積分器可以統(tǒng)稱為混頻放大器。儀表放大器的信號路徑作為連續(xù)時間系統(tǒng)運行，減少以斬波頻率或其諧波進(jìn)入信號路徑的噪聲或者其 它不希望有的信號的失真。前端在基帶即為測試或測量應(yīng)用目的的感興
趣的頻帶中生成差動輸入信號?；鶐б脖环Q作測量頻帶(band)。
0033由于放大器的缺陷或其它因素，輸入信號的放大會引入直 流(DC)偏移和低頻噪聲，例如1/f或跳躍(popcorn)噪聲。為了減少 DC偏移和低頻噪聲，前端中的第一斬波階段在將輸入信號應(yīng)用于混頻放 大器前以斬波頻率調(diào)制輸入信號。在輸入信號被放大后，混頻放大器中 的第二斬波器以斬波頻率解調(diào)輸入信號，以在基帶中生成放大的輸出信 號。該過程將放大器產(chǎn)生的噪聲和偏移限制到斬波頻段，從而防止噪聲 和偏移進(jìn)入測量頻段。
0034混頻放大器可以有一種改進(jìn)的折疊式共射共基放大器結(jié)構(gòu)， 其中信號在低阻抗結(jié)點被斬波，以提供快速調(diào)制動力學(xué)?；祛l放大器以 斬波頻率顯著地將噪聲和偏移從解調(diào)信號中去除，從而將低噪聲信號傳 輸至測量頻帶。然而，當(dāng)混頻放大器以低功率運行時，可能會限制放大 器的帶寬。限制的帶寬會導(dǎo)致輸出信號的低頻干擾，即波動或尖峰。本 公開描述的儀表放大器可以提供負(fù)反饋，保持混頻放大器輸入信號的變 化相對小。另外，可以向混頻放大器的兩個輸入提供反饋，以提供差動-單端(differential-single)的轉(zhuǎn)換。這樣，可以將儀表放大器配置成實現(xiàn) 穩(wěn)定、低噪聲的輸出，同時從電源獲取很低的電流。
0035可以添加額外的反饋路徑實現(xiàn)性能的提高。例如，可以使 用正向反饋路徑提高儀表放大器的輸入阻抗。另一個示例，使用另一負(fù) 反饋路徑可以構(gòu)造高通濾波器。每條反饋路徑可以是差動反饋路徑。這 些額外的反饋路徑對于斬波穩(wěn)定放大器的正常運行可能不是必需的，但 可以提高性能。例如，可以添加這些反饋路徑以提供額外的信號處理或 信號調(diào)節(jié)，這在使用儀表放大器的各種應(yīng)用中是有用的。
0036本公開內(nèi)容提供了很多示例性實施例。根據(jù)一個示例性實 施例，前端可包括一個連續(xù)時間開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)，這在儀表放大器感測 到其輸入中的電壓差別時是有用的。開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)包括一組差動的開 關(guān)輸入電容器，按斬波頻率在輸入電壓之間切換(toggle)。通過對開關(guān) 輸入電容器進(jìn)行斬波，輸入差動信號被向上調(diào)制(up-modulate)到斬波頻率，在混頻放大器的差動輸入處生成調(diào)制信號。本實施例可用作用于
腦電圖(EEG)和生理監(jiān)測應(yīng)用的儀表放大器，生理監(jiān)測應(yīng)用諸如使用加速 表監(jiān)測姿勢和活動、用血壓傳感器監(jiān)測導(dǎo)尿管、其它與血壓相關(guān)的生理 監(jiān)測、心聲監(jiān)測、腦部信號監(jiān)測、以及其它需要微功率系統(tǒng)用于精確傳 感器測量的生理監(jiān)測應(yīng)用。
0037根據(jù)另一個示例性實施例，可將儀表放大器配置成測量生 理功能阻抗，例如組織阻抗。測量這種阻抗可以用于測量生理狀態(tài)，例 如肺水腫、每分通氣呼吸(minute ventilation respiration)(例如，用于睡 眠呼吸暫停)、心臟動力學(xué)、和一般組織阻抗。在測量這種阻抗時，刺激 電流要小(例如，小于或等于大約IO微安培或更小)是很重要的，這樣可 以避免對可興奮細(xì)胞的刺激或造成其它有害影響，如電極腐蝕。在這個 示例性實施例中，前端生成AC調(diào)制信號，該信號通過病人的組織與混 頻放大器AC耦合。前端以斬波頻率調(diào)制剌激電流，以調(diào)制響應(yīng)刺激電 流的組織電壓信號的振幅。這樣，組織不會暴露給DC電流?？梢愿淖?驅(qū)動刺激電流的時鐘與驅(qū)動混頻放大器的斬波頻率的時鐘之間的相對相 位，以允許儀表放大器測量組織的阻抗(resistance)或電抗。對于阻抗 (resistance),前端和混頻放大器的斬波頻率通常是彼此同相的。
0038根據(jù)又一示例性實施例，可將儀表放大器配置成用于遙測 應(yīng)用，例如作為接收器中的下混頻器。在此示例性實施例中，儀表放大 器可位于病人或診治者程序裝置中、或植入式脈沖產(chǎn)生器(IPG)、或其它 植入病人體內(nèi)的植入式醫(yī)療設(shè)備(IMD)，通過無線射頻(RF)遙測與診治 者或病人程序裝置通信。此示例性實施例中的前端包括位于遠(yuǎn)端發(fā)射設(shè) 備中的發(fā)射器和在接收設(shè)備中從發(fā)射器接收遙測信號的接收天線。例如， 遙測信號的頻率范圍大概為10KHz至lGHz，在一些實施例中大約為 175KHz，雖然也可能使用其它頻率。在此示例中，第一斬波器實際位于 遠(yuǎn)端設(shè)備的發(fā)射器中。前端將發(fā)射的信號耦合至混頻放大器，發(fā)射的信 號以斬波頻率進(jìn)行調(diào)制，混頻放大器直接將信號向下調(diào)制 (down-modulate)到基帶，同時顯著地消除來自混頻放大器的1/f噪聲和 偏移?？梢园ㄏ辔绘i定環(huán)路或其它時鐘同步電路以提供反饋，從而保 持發(fā)射器(前端)和接收器(混頻放大器)彼此同相。0039遙測信號可以包括數(shù)據(jù)、程序指令等等。例如，醫(yī)療設(shè)備 程序裝置可以向植入式醫(yī)療設(shè)備傳送遙測信號，以下載改變植入醫(yī)療設(shè) 備運行狀況的程序指令，諸如植入式醫(yī)療設(shè)備傳送的療法。程序指令可 以指定新的刺激或藥物傳送程序或?qū)ΜF(xiàn)有程序的調(diào)整。程序指令可以指 定對程序參數(shù)的調(diào)整，例如電子刺激脈沖振幅、脈沖寬度、脈沖速率、 或持續(xù)時間、或藥物傳送量、藥物傳送速率、劑量限制、鎖定時間間隔 等等。同樣，植入式醫(yī)療設(shè)備可以通過遙測信號向外部程序裝置傳送數(shù) 據(jù)。傳送至程序裝置的數(shù)據(jù)可以包括運行數(shù)據(jù)、診斷數(shù)據(jù)、故障數(shù)據(jù)、 傳感器數(shù)據(jù)等等。
0040生理信號通常發(fā)現(xiàn)位于低頻，例如小于或等于大約100Hz， 并且在很多實例中低于或等于大約2Hz，或低于或等于大約lHz。對生理 信號的測量和分析可用于診斷慢性或急性疾病狀態(tài)及其它醫(yī)療狀況。示 例性生理信號包括前述EEG信號、ECG信號、EMG信號、血壓、阻抗 和運動信號。這種信號可以用來檢測或測量心臟缺血、肺水腫、呼吸、 活動、姿勢、血壓、腦部活動、胃腸活動等等。
0041可能要求包括用于測量這種生理信號的儀表放大器的植入 式醫(yī)療設(shè)備以低噪聲和低功率運行。低功率損耗對于設(shè)計使用幾年、需 長期植入的醫(yī)療設(shè)備而言非常重要，尤其是配置用于感測生理信號和傳 送療法的那些醫(yī)療設(shè)備。治療設(shè)備的示例有植入式心臟起搏器、植入式 心臟去顫器、植入式電刺激器(例如神經(jīng)、肌肉刺激設(shè)備或其它組織刺激 器)、植入式藥物傳送設(shè)備以及其它設(shè)備。
0042儀表放大器提供低噪聲性能是很重要的，從而噪聲不會導(dǎo) 致靈敏度降低、或錯誤或誤導(dǎo)的診斷信息。為了保存有限的電池資源， 儀表放大器以低功率運行也是很重要的，從而提高植入式醫(yī)療設(shè)備的運 行壽命。本公開所述的斬波穩(wěn)定儀表放大器可以配置成在低頻率和低功 率下實現(xiàn)精確的測量。如下文所述，可以將斬波穩(wěn)定儀表放大器配置成 應(yīng)用反饋以及在低阻抗結(jié)點應(yīng)用斬波，從而減少放大器低帶寬導(dǎo)致的波 動。
0043圖1是圖示斬波穩(wěn)定儀表放大器10的框圖，斬波穩(wěn)定儀表 放大器IO被配置成在低頻率和很低的功率下實現(xiàn)穩(wěn)定的測量。儀表放大器10使用差動結(jié)構(gòu)和混頻放大器顯著消除1/f噪聲、跳躍噪聲和偏移。
通過將混頻放大器14中低阻抗結(jié)點的斬波與反饋路徑16相結(jié)合顯著消 除由低功率下的斬波穩(wěn)定產(chǎn)生的動態(tài)限值即低頻干擾。儀表放大器的信 號路徑作為連續(xù)時間系統(tǒng)運行，為在斬波頻率或其諧波進(jìn)入信號路徑的 噪聲或者外部信號提供最小的失真。結(jié)果，當(dāng)限制運行在微功率系統(tǒng)中 時，儀表放大器10可以為低頻信號提供穩(wěn)定的測量，低頻信號諸如頻率 低于大約100Hz的生理信號和其它信號，優(yōu)選低于或等于大約2.0Hz的 生理信號和其它信號，更優(yōu)選低于或等于大約l.OHz的生理信號和其它 信號，限制運行在微功率系統(tǒng)例如獲取的電源電流小于或等于大約2.0微 安培，更優(yōu)選小于或等于大約l.O微安培，并且要求供給電壓小于或等于 大約2.0伏，更優(yōu)選小于或等于大約1.5伏。
0044如圖1所示，儀表放大器10包括前端12，混頻器14，和 反饋路徑16。在圖l的示例中，前端12可以為混頻器14提供開關(guān)或靜 態(tài)電容接口，例如用于測量低頻電壓幅度。在其它實施例中，可以將前 端12配置用于阻抗測量或遙測應(yīng)用。前端12與差動調(diào)制(被斬波的)輸入 信號耦合，該輸入信號在載波(斬波)頻率上攜帶感興趣的低頻信號。也就 是說，前端12將會被混頻放大器14引入低頻噪聲的低頻信號移位至載 波頻率，在該載波頻率混頻放大器14不會向信號中引入大量噪聲。例如， 感興趣的低頻信號的頻率范圍可能是O至大致100Hz。在一些實施例中， 載波(斬波)頻率可能在大致4kHz至200kHz的頻率范圍內(nèi)。前端12在低 頻信號進(jìn)入混頻放大器14前對低頻信號進(jìn)行調(diào)制，這樣原基帶(低頻)信 號成分不會被混頻放大器14在低頻引入的噪聲成分破壞。
0045噪聲通常通過混頻放大器14進(jìn)入儀表放大器的信號路徑。 但是混頻放大器14在載波頻率不應(yīng)向調(diào)制信號引入噪聲。相反，噪聲成 分一般在低頻出現(xiàn)，且可能包括l/f噪聲或跳躍噪聲。另外，在載波頻率 不能引入形式為DC偏移的噪聲?；祛l放大器14接收并放大來自前端12 的向上調(diào)制的輸入信號。向上調(diào)制的輸入信號被再一次向上調(diào)制至斬波 頻率，以防止低頻噪聲和偏移破壞輸入信號。
0046混頻放大器14將調(diào)制的輸入信號從載波頻率解調(diào)至感興趣 的基帶，同時向上調(diào)制混頻放大器l/f噪聲和偏移，使其離開測量頻帶。因此，原低頻信號成分被解調(diào)回基帶，不包含混頻放大器14的低頻噪聲
和偏移成分?；祛l放大器14只允許基帶信號通過作為輸出，基帶信號即 頻率成分大約為100Hz或更低的信號，并顯著減少或消除位于載波頻率 的噪聲成分。因此儀表放大器10的輸出包含感興趣的低頻信號成分。另 外，混頻放大器14提供放大輸入信號的增益放大器。通過這種方式，儀 表放大器10提供低噪聲輸出，同時以低功率運行。
0047儀表放大器10在微功率系統(tǒng)的限制下運行，并因此具有有 限的帶寬。儀表放大器10的有限帶寬可能引起輸出信號的通帶中的低頻 干擾或波動。如下文所述，混頻放大器14可以具有改進(jìn)的折疊式共射共 基結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)在低阻抗結(jié)點提供開關(guān)，例如通過CMOS開關(guān)。低阻抗 結(jié)點的開關(guān)可以使在較高頻率進(jìn)行斬波，其中唯一的限制是電荷注入殘 留偏移電壓。
0048反饋路徑16在混頻放大器14的輸出和前端12之間耦合， 以減少波動。反饋路徑16可以有差動配置，該配置通過驅(qū)動混頻放大器 14的凈輸入信號接近于零顯著消除輸出信號中的低頻干擾。通過這種方 式，反饋路徑16保持混頻放大器14輸入處的信號變化在穩(wěn)定狀態(tài)時相 對較小。結(jié)果，儀表放大器10實現(xiàn)了穩(wěn)定、低噪聲、低失真(distortion) 輸出，同時以低功率運行。
0049儀表放大器10在很多不同的應(yīng)用中都可能有用。本公開提 供了儀表放大器IO的各示例性實施例。但是，這些示例性實施例不應(yīng)當(dāng) 被認(rèn)為是對在本公開中廣泛體現(xiàn)和描述的儀表放大器10的限制。相反， 應(yīng)當(dāng)理解本公開描述的示例性實施例是本公開范圍內(nèi)的很多不同示例性
實施例的子集。
0050在一些實施例中， 一臺設(shè)備諸如植入式醫(yī)療設(shè)備可以包括 多個儀表放大器10。例如，多個儀表放大器10可以平行組裝，以提供多 個感測通道。多個感測通道可以感測同一類型的生理信息，例如在不同 位置或角度或通過不同傳感器。另外，多個感測通道可以感測不同類型 的生理信息，例如阻抗、ECG、 EEG、 EMG、血壓、運動等等。
0051根據(jù)一個示例性實施例，放大器10的前端12可包括連續(xù) 時間開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)。開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)包括一組差動的開關(guān)輸入電容器，這些電容器在儀表放大器io的正極端與負(fù)極端的輸入電壓之間切換。通 過以斬波頻率切換開關(guān)輸入電容器，差動的輸入信號被斬波。以這種方
式，差動的輸入信號被向上調(diào)制至載波頻率，在混頻放大器14的差動輸 入端產(chǎn)生調(diào)制的信號。在此示例中，儀表放大器10可以被實現(xiàn)為測量生 理電壓信號，例如ECG、 EEG、 EMG、血壓、運動等。因此，前端12 的輸入可以是電極，或者來自各種加速器、血壓傳感器、應(yīng)變式傳感器 等任一個的輸出。
0052根據(jù)另一示例性實施例，儀表放大器10的前端12可以包 括阻抗傳感器。特別地，儀表放大器10可以形成生物阻抗感測設(shè)備，用 于測量病人組織的阻抗，例如肌肉組織、器官組織、腦組織、脂肪組織 或組織的組合。前端12形成的阻抗傳感器生成AC調(diào)制的信號，該信號 通過病人組織與混頻放大器14AC耦合。在此情形下，前端12調(diào)制刺激 電流，以調(diào)制組織電壓信號的振幅。也就是說，前端12斬波刺激電流源。 因此，病人不會暴露給直流(DC)信號。而且，調(diào)制的信號可能不會顯 著地使組織興奮，從而降低病人可能經(jīng)歷痛苦或來自調(diào)制信號其它有害 影響的可能性。驅(qū)動刺激電流的時鐘與驅(qū)動混頻放大器14的斬波頻率的 時鐘之間的相對相位會被改變，以允許儀表放大器測量組織的阻抗或電 抗。結(jié)果，儀表放大器10可以用于測量各種生理信號，例如測量肺水腫、 每分通氣呼吸(睡眠呼吸暫停)、心臟動力學(xué)、和一般組織阻抗。例如，可 以動態(tài)調(diào)整刺激電流和混頻放大器時鐘之間的相對相位，以在測量過程 中獲得不同類型的測量，例如阻抗或電抗。
0053根據(jù)又一示例性實施例，除了用于減少儀表放大器10輸出 中的低頻干擾并為放大器IO提供標(biāo)定增益的前述負(fù)反饋路徑外，反饋16 可以包括第二反饋路徑。該第二反饋路徑提供負(fù)反饋，以構(gòu)造高通濾波 器。第二反饋路徑在低頻即頻率低于截頻占支配地位，并且斬波穩(wěn)定負(fù) 反饋路徑在通帶頻率占支配地位。高通濾波器的截頻大約等于例如 2.5Hz、 0.5Hz或0.05Hz。在此情形下中，在輸出端消除低頻干擾的第一 反饋路徑即"斬波穩(wěn)定"反饋路徑在通帶頻率占支配地位，而第二 "高 通濾波器"反饋路徑在低頻占支配地位。第二反饋路徑中高通濾波器的 拐點頻率可通過第一反饋路徑中反饋電容的標(biāo)定(scale)和第二反饋路徑中開關(guān)電容積分器的時間常數(shù)進(jìn)行設(shè)置。例如，該反饋路徑提供的高 通濾波器可用于在心臟監(jiān)測應(yīng)用中抑制起搏后的假象，并過濾掉電極偏 移。第二反饋路徑可以包括高通積分器，其是用于最低l/f本底噪聲的穩(wěn) 定斬波。
0054根據(jù)又一實施例，除了第一反饋路徑，反饋16包括第三反 饋路徑。第三反饋路徑提供正向反饋，以增加儀表放大器10的輸入阻抗。 通過對儀表放大器10的輸出取樣以及為前端12中的開關(guān)電容器的輸入 施加一定比例的電荷來增加輸入阻抗，以為傳感器的輸入提供補償電荷。 一定比例的電荷可以在對輸入信號斬波前在信號流動中的一點處施加。 在對前端12中的輸入斬波電容取樣過程中，注入的電流有效地"取代" 丟失的電荷。這種電荷取代反饋可以認(rèn)為與基本電流補償類似。正向反 饋可以將儀表放大器10的等量低頻輸入阻抗提高一個數(shù)量級或更多。第 三反饋路徑在很多應(yīng)用中不是必需的。但是，如果需要增加輸入阻抗， 則可以容易地增加第三反饋路徑。
0055根據(jù)進(jìn)一步的示例性實施例，除了第一(斬波穩(wěn)定)反饋路徑 外，儀表放大器10可包括上述第二和第三反饋路徑。在此情形下，第三 反饋路徑不會如前所述支流(tap off)儀表放大器10的輸出信號。另外， 第三正向反饋路徑可以支流第二、高通濾波器反饋路徑提供的積分信號。 因此，第一、第二和/或第三反饋路徑的各種組合可以用來處理低頻干擾、
低頻抑制和/或放大器輸入阻抗。
0056在另一示例性實施例中，儀表放大器10可以用于遙測應(yīng)用
中，尤其是以相對低的頻率和低功率運行的遙測應(yīng)用中，例如數(shù)量級大 約為175kHz的醫(yī)療設(shè)備。例如，儀表放大器IO可用作植入病人體內(nèi)的 植入式脈沖產(chǎn)生器(IPG)、植入式藥泵或其它植入式醫(yī)療設(shè)備(IMD)中的 遙測接收器，其通過無線射頻(RF)遙測與診治者或病人程序裝置、或 其它植入式或外部醫(yī)療設(shè)備進(jìn)行通信。儀表放大器10也可以按交互方式 用作診治者或病人程序裝置中的遙測接收器，其與植入病人體內(nèi)的IPG 通信。當(dāng)實現(xiàn)為遙測接收器時，前端12可包括發(fā)射器和用于接收來自發(fā) 射器發(fā)射信號的接收天線。然而，前端12的傳輸器部分實際位于發(fā)射信 號的遠(yuǎn)端設(shè)備中。前端12將接收到的信號耦合至混頻放大器14，混頻放大器14直接將接收到的信號下混頻至基帶，同時顯著消除1/f噪聲和偏
移。鎖相環(huán)路可以提供反饋，以保持發(fā)射器和接收器的時鐘彼此同相。
0057儀表放大器IO可以在各種實施例中提供一個或多個優(yōu)點。 例如，如上文所述，儀表放大器10可以在低頻率低功率下實現(xiàn)穩(wěn)定的測 量。這是儀表放大器10基本結(jié)構(gòu)的結(jié)果。作為另一個優(yōu)點，可以使用片 上(on-chip)雙層多晶硅電容器(poly-poly capacitor)在儀表放大器10 中實現(xiàn)反饋電容。雙層多晶硅電容器可以實現(xiàn)快速的開關(guān)動力學(xué)，并可 以與其它放大器組件形成在片上。可以通過將兩個多晶硅電極和一個中 間的二氧化硅電解質(zhì)結(jié)合使雙層多晶硅電容器與其它器件形成于片上。 可以用反饋電容器和輸入電容器的比值設(shè)置儀表放大器的增益，其集中 在選擇的基準(zhǔn)電壓附近。此外，通過調(diào)制前端12的輸入信號，共模輸入 電壓可以軌對軌(rail to rail)擺動，且混頻放大器14仍然可以抽取差動 電壓。這些優(yōu)點僅僅是示例性的，應(yīng)當(dāng)理解為儀表放大器10提供的潛在 優(yōu)點的一個子集。其它優(yōu)點將在本公開中討論，或可能被研究本公開的 本領(lǐng)域技術(shù)人員想到。另外，這些優(yōu)點可能不在每一個實施例中同時出 現(xiàn)。
0058圖2是圖示示例性儀表放大器10的信號路徑流程的框圖。 在圖2中，前端12包括調(diào)制器20，用于調(diào)制低頻輸入信號32以產(chǎn)生調(diào) 制的輸入信號21。輸入電容(Cin)13耦合調(diào)制器20的輸出和求和結(jié)點22。 對差動輸入信號，電容器13可以包括與混頻放大器14的第一輸入耦合 的第一輸入電容器和與混頻放大器14的第二輸入耦合的第二輸入電容 器。調(diào)制器20將輸入信號32的差動振幅調(diào)制到時鐘信號21A提供的載 波頻率。與本公開描述的其它時鐘信號一樣，時鐘信號21A可以是方波 信號，其有效地在理想的時鐘頻率用正1和負(fù)1使信號加倍(multiple)。 通過這種方式，模塊20在將輸入信號施加到儀表放大器14之前對輸入 信號32進(jìn)行斬波。在一些實施例中，調(diào)制器20可以包含一對由時鐘信 號21A驅(qū)動的互補型金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)單刀雙擲(SPDT)開 關(guān)，以將輸入信號32調(diào)帝lj(斬波)至載波頻率。CMOS SPDT開關(guān)可以相 互交叉耦合以抑制共模信號。
0059在一個示例性實施例中，CMOS開關(guān)可以與一組差動電容器耦合以形成連續(xù)時間開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)形成混頻放大器14輸入
處的輸入電容Cin。在此情形下，前端12可以與生理傳感器耦合，該生 理傳感器在其輸出產(chǎn)生與感測到的生理參數(shù)成比例的輸入信號32。例如， 輸入信號32可以是來自一對電極、或來自加速器、血壓傳感器等的差動 輸出信號。在另一示例性實施例中，CMOS開關(guān)可以與電容器耦合，該 電容器將調(diào)制輸入信號21 AC耦合至混頻放大器14的輸入。在此情形下， 前端12可以是阻抗傳感器，該傳感器調(diào)制通過病人組織施加的刺激電流。 在又一實施例中，前端12可以是遙測發(fā)射器的一部分。在此情形下，輸 入信號32是使用數(shù)據(jù)編碼的電信號，該電信號通過時鐘信號21A被調(diào)制 至載波頻率，用于在無線通道中傳輸。
0060反饋求和結(jié)點22將在下文與反饋路徑16 —起描述。求和 結(jié)點24表示在儀表放大器14中引入偏移和1/f噪聲。在求和結(jié)點24，輸 入信號32的原基帶信號成分位于載波頻率。輸入信號32的基帶信號成 分的頻率范圍為0至大約100Hz，而載波頻率范圍為大約4kHz至大約 10kHz。噪聲23在求和結(jié)點24進(jìn)入信號通道，以產(chǎn)生有噪聲的調(diào)制輸入 信號25。噪聲23可能包括l/f噪聲、跳躍噪聲、偏移和可能在低頻(基帶) 進(jìn)入信號通道的其它外部信號。然而，在結(jié)點24，原低頻成分已經(jīng)被調(diào) 制器20斬波至較高的頻帶。因此，低頻噪聲23從原低頻成分中分離出 來。
0061混頻放大器14從結(jié)點24接收有噪聲的調(diào)制輸入信號25。 在圖2的示例中，混頻放大器14包括增益放大器26，調(diào)制器28和積分 器30。放大器26放大有噪聲的調(diào)制輸入信號25，以生成放大的信號27。 調(diào)制器28解調(diào)放大的信號27。也就是說，調(diào)制器28將噪聲23向上調(diào)制 到載波頻率，并將原基帶信號成分從載波頻率解調(diào)至基帶。調(diào)制器28可 以包括開關(guān)，例如位于混頻放大器14的折疊式共射共基結(jié)構(gòu)中的低阻抗 結(jié)點的CMOSSPDT開關(guān)。調(diào)制器28被提供時鐘信號21B，將放大信號 27解調(diào)至與時鐘信號21A相同的載波頻率。因此，時鐘信號21A和21B 應(yīng)該相互同步。在一些實施例中，時鐘信號21A和21B可以是同一信號， 即由同一時鐘提供。在其它實施例中，例如為了測量電抗，可以更改時 鐘信號21A、 21B和21C的相對相位。0062在一些實施例中，時鐘信號21A和時鐘信號21B可以由不 同的時鐘提供。在這種實施例中，調(diào)制器20和28彼此可能不是精確同 相，可以增加額外的電路保證時鐘信號21A和21B仍然保持彼此同相。 當(dāng)儀表放大器10用作遙測接收器就是這種情形，因為調(diào)制器20可被位 于遠(yuǎn)端設(shè)備的發(fā)射器用于調(diào)制通過無線通道發(fā)射信號，而調(diào)制器28可被 接收器用于解調(diào)接收到的信號。因此，額外的信號處理，例如鎖相環(huán)路， 可用于保持調(diào)制器20和28彼此同相。
0063積分器30對解調(diào)信號29進(jìn)行操作，以使基帶的低頻信號 成分通過，并在載波頻率顯著消除噪聲成分23。通過這種方式，積分器 30提供補償和過濾。在其它實施例中，可以由其它電路提供補償和過濾。 然而，使用如本公開描述的積分器30是合乎需要的。圖6提供了一個混 頻放大器14的示例性實施例的詳細(xì)電路圖。如圖2所示的反饋路徑16 為混頻放大器14的輸入提供負(fù)反饋以減少輸出信號31中的低頻干擾。 特別地，在穩(wěn)定狀態(tài)，反饋路徑16朝零驅(qū)動調(diào)制信號25。通過這種方式， 反饋16保持混頻放大器14輸入端的信號變化較小。反饋路徑16包括一 個調(diào)制器34，其調(diào)制輸出信號31以產(chǎn)生差動反饋信號35，該反饋信號 在結(jié)點22被添加至位于前端12和混頻放大器14之間的信號路徑。
0064反饋路徑16提供對混頻放大器14輸入電容Cin的電容定 標(biāo)以產(chǎn)生衰減，從而在放大器10的輸出端產(chǎn)生增益。相應(yīng)地，反饋路徑 16可以包括反饋電容(Cfb)17，反饋電容17被選擇根據(jù)混頻放大器14輸 入電容(Cin)13的值生成需要的增益?？梢栽O(shè)計積分器30提供具有可接受 帶寬的穩(wěn)定反饋路徑16，同時還從測量頻帶過濾掉向上調(diào)制的偏移和1/f 噪聲。
0065時鐘信號21C驅(qū)動反饋路徑16中的調(diào)制器34以調(diào)制載波 頻率的輸出信號31 。時鐘信號21C可以與時鐘信號21B —樣從同一時鐘 獲得。然而由于輸出信號31是單端的，所以反饋16包括兩條將負(fù)反饋 施加給混頻放大器14的正輸入端和負(fù)輸入端的反饋路徑。因此，這兩條 反饋路徑應(yīng)當(dāng)相互180度反相，其中一條反饋路徑與調(diào)制器28同步調(diào)制。 這將保證在每半個時鐘周期內(nèi)都存在一條負(fù)反饋路徑。
0066可替代地，在一些實施例中，可將混頻放大器14配置成產(chǎn)生差動輸出信號，而不是單端輸出信號。差動輸出信號可以提供正輸出 和負(fù)輸出。在這種情況下，反饋路徑16可以將正輸出反饋至混頻放大器
14的正輸入，將負(fù)輸出反饋至混頻放大器14的負(fù)輸入。對差動輸出信號， 反饋路徑16將調(diào)制每個正輸出和負(fù)輸出。然而，正負(fù)輸出可以同相調(diào)制， 而不是反相調(diào)制。盡管差動輸出是可能的，但為了說明的目的，此處將 描述的是將反饋路徑16配置成把單端輸出轉(zhuǎn)換為差動反饋。
0067在圖2中，只顯示了上述負(fù)反饋路徑16。也就是說，上述 用于增加輸入阻抗和構(gòu)造高通濾波器的反饋路徑未包含在圖2中。圖2 中未包含這些反饋路徑是因為這些反饋路徑對儀表放大器10的正常運行 不是必需的。然而，這些反饋路徑被包括在圖10和圖12所示的信號流 程路徑圖中，并且在一些應(yīng)用中可能是非常需要的。
0068圖3A-3D顯示了在圖2的信號流程路徑內(nèi)各階段信號的頻 率成分。特別地，圖3A圖示了輸入信號32的頻率成分。這些頻率成分 由方框40表示并位于圖3A中的基帶。
0069圖3B圖示有噪聲的調(diào)制輸入信號25的頻率成分。在圖3B 中，有噪聲的調(diào)制輸入信號25的原基帶頻率成分被調(diào)制并由位于奇數(shù)諧 波(oddharmonics)處的方框42表示。噪聲23的頻率成分用點線43表示。 很明顯，在圖3A中噪聲23的頻率成分的能量位于基帶，原低頻成分的 能量位于載波(斬波)頻率和其奇數(shù)諧波。
0070圖3C圖示解調(diào)信號29的頻率成分。特別地，解調(diào)信號29 的原低頻成分位于基帶并由方框44表示。噪聲23的頻率成分被調(diào)制并 由點線45表示。噪聲23的頻率成分位于圖3C中的載波(斬波)頻率奇數(shù) 諧波。圖3C還圖示了可通過積分器30施加至解調(diào)信號29的低通濾波器 的影響。低通濾波器的影響由虛線49表示。
0071圖3D圖示輸出信號31的頻率成分。在圖3D中，原低頻 成分的頻率成分用方框46表示，噪聲23的頻率成分用點線47表示。圖 3D圖示了積分器30從噪聲23中去除位于圖3C所示低通濾波器通帶外 的頻率成分。顯然，噪聲23的能量顯著從輸出信號31消除，或至少相 對于以其它方式引入的原噪聲和偏移已顯著減少。
0072圖4A-4D圖示儀表放大器10內(nèi)不同階段的斬波穩(wěn)定信號的階躍響應(yīng)的時域行為。特別地，參照圖2，圖4A-4D分別圖示了有噪聲 的調(diào)制輸入信號25、放大信號27、解調(diào)信號29和輸出信號31的時域行 為。為了參照，圖4A-4D中每個圖都圖示了信號52、 54、 56、 58和選擇 的基準(zhǔn)電壓50。信號52、 54、 56、 58分別與信號25、 27、 29和31對應(yīng)， 并圖示了沒有通過反饋路徑16的負(fù)反饋路徑的時域行為。在圖4A-4C中， 在零時刻信號25、 27和29以基準(zhǔn)電壓50為中心，隨著時間的流逝，并 且通過負(fù)反饋朝基準(zhǔn)電壓50抑制。因此，利用添加通過反饋路徑16的 負(fù)反饋，在穩(wěn)定狀態(tài)中AC信號被驅(qū)動至零。
0073
一般地，圖4A-4D圖示通過使用反饋路徑16與混頻放大器 14中低阻抗結(jié)點的幵關(guān)消除儀表放大器10中的瞬時低頻干擾。該低頻干 擾來源于儀表放大器10的動態(tài)限值。然而，通過在穩(wěn)定狀態(tài)驅(qū)動混頻放 大器14中的活動信號趨于零或圖4A-4D中的基準(zhǔn)電壓50，反饋16顯著 地抑制低頻干擾。
0074圖4A中的圖形顯示了有噪聲的調(diào)制輸入信號25和相應(yīng)的 無負(fù)反饋的信號52。信號25和52以基準(zhǔn)電壓50為中心。有噪聲的調(diào)制 輸入信號25被混頻放大器14放大以產(chǎn)生放大信號27。
0075如圖4B所示，由于放大器26的有限上升時間，放大器26 的有限帶寬常常柔化(soften)或圓化(round)放大信號27和對應(yīng)信號54的 邊。如圖4C所示，當(dāng)放大信號27用方波解調(diào)時，解調(diào)信號29顯示為重 疊在期望信號上的一系列尖峰。相應(yīng)地，在圖4D中輸出信號31也顯示 為重疊在期望信號上的一系列尖峰。輸出信號31中的尖峰會產(chǎn)生重大的 靈敏度誤差，因為尖峰會從期望信號中提取能量。另外，沒有很高階的 低通濾波器很難將尖峰抑制到可接受的水平。而且這些尖峰特別成問題， 因為這些尖峰與感興趣的信號很相似，諸如固有的和誘發(fā)的ECG心臟電 位或EEG抽搐活動。
0076儀表放大器10通過反饋16在穩(wěn)定狀態(tài)顯著地抑制低頻干 擾。反饋16將輸出信號31施加回混頻放大器14的輸入，以驅(qū)動有噪聲 的調(diào)制信號25在穩(wěn)定狀態(tài)趨于零。結(jié)果，混頻放大器14很少需要動態(tài) 性能。這可以通過在信號在混頻放大器14中匯集之前劃分調(diào)制過程來實 現(xiàn)，劃分調(diào)制過程使整個環(huán)路動力學(xué)與開關(guān)(調(diào)制)動力學(xué)去耦。另外，通過關(guān)閉反饋路徑，儀表放大器10的整體增益由輸入電容器(即前端12 中的電容器Cin)與反饋電容器(即反饋路徑16中的電容器Cfb)的比 值進(jìn)行設(shè)置。通過電容器比值設(shè)置增益使靈敏度一般不受晶體管中處理 過程變化的影響。通過這種方式，反饋16使儀表放大器10在低頻下以 很低的功率實現(xiàn)穩(wěn)定(低噪)測量。
0077對不同的應(yīng)用，儀表放大器10的增益可能不同。例如，對 于ECG感測，大約50的增益是合乎需要的。對于EEG感測，接近500 的增益是合乎需要的。例如，對于EEG感測，可以將Cin設(shè)置為20微 微法拉(pF)，將Cfb設(shè)置為40毫微微法拉(fF)，以實現(xiàn)大約500的增益。 又例如，可以將Cin設(shè)置為10pF，將Cfb設(shè)置為200fF，以實現(xiàn)大約50 的增益。
0078圖5所示的波特圖顯示了儀表放大器10的噪聲性能示例。 特別地，波特圖中的線58和59分別代表斬波之前(在混頻放大器14的 輸入之前)的噪聲和斬波之后(在混頻放大器14的輸出)的噪聲。線58 顯示斬波之前噪聲內(nèi)容主要位于低頻。在高頻只存在白噪聲。在優(yōu)選實 施例中，斬波頻率高于1/f噪聲和熱噪聲交會點的拐角。相應(yīng)地，線59 顯示包含在斬波后信號中的噪聲被顯著消除。包含在斬波后信號中的噪 聲主要是理論上的白噪聲限度。
0079圖6所示電路圖詳細(xì)圖示儀表放大器10的混頻放大器14 的一個示例性實施例。如前所述，混頻放大器14放大有噪聲的調(diào)制輸入 信號25以生成放大信號，混頻放大器14還解調(diào)放大信號?；祛l放大器 14還從解調(diào)信號中顯著消除噪聲以產(chǎn)生輸出信號31。在圖6的示例中， 混頻放大器14是改進(jìn)的折疊式共射共基放大器，其在低阻抗結(jié)點提供開 關(guān)。改進(jìn)的折疊式共射共基結(jié)構(gòu)允許劃分電流，以最大化噪聲效率。一 般地，在圖6中通過增加兩組開關(guān)對折疊式共射共基結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)。一 組開關(guān)在圖6中圖示為開關(guān)60A和60B (共同稱作"開關(guān)60")，另一組 開關(guān)包括開關(guān)62A和62B (共同稱作"開關(guān)62")。
0080開關(guān)60被斬波邏輯驅(qū)動，以支持對用于在斬波頻率進(jìn)行解 調(diào)的放大信號的斬波。特別地，開關(guān)60解調(diào)放大信號并調(diào)制前端偏移和 1/f噪聲。開關(guān)62嵌在由晶體管M6、 M7、 M8和M9組成的自偏置共射共基鏡中，并由斬波邏輯驅(qū)動以向上調(diào)制來自晶體管M8和M9的低頻誤 差。晶體管M6和M7中的低頻誤差被來自晶體管M8和M9的源極退化 削弱。放大器26的輸出31處于基帶，允許利用晶體管M10和電容器63 (Ccomp)組成的積分器使反饋路徑16 (圖6未顯示)和過濾調(diào)制偏移 禾急定。
0081混頻放大器14有三大塊跨導(dǎo)體、解調(diào)器和積分器。其核 心類似于折疊式共射共基。在跨導(dǎo)體部分，晶體管M5是輸入晶體管M1 和M2的差動對的電流源。在一些實施例中，晶體管M5可以通過大約 800nA的電流，該電流被晶體管M1和M2平分，即每個晶體管的電流為 400nA。晶體管M1和M2是放大器14的輸入。在典型的差動對方式中， 小電壓差異將差動電流引至晶體管Ml和M2的漏極。晶體管M3和M4 作為低端電流吸收器，且每個可以吸收大概500nA,該電流是固定的， 通常不變。晶體管M1、 M2、 M3、 M4和M5—起形成差動跨導(dǎo)體。
0082在此示例中，大約100nA的電流被拉動流經(jīng)解調(diào)器部分的 每一引線(leg)。來自晶體管M1和M2的斬波頻率AC電流也流過解調(diào) 器的引線。開關(guān)60在解調(diào)器引線之間交替改變電流，以將測量信號解調(diào) 回基帶，同時來自跨導(dǎo)體的偏移被向上調(diào)制到斬波頻率。如上文所述， 晶體管M6、 M7、 M8和M9組成一個自偏置共射共基鏡，且使信號在進(jìn) 入由晶體管M10和電容器63 (Ccomp)組成的輸出積分器前成為單端的。 置于共射共基(M6-M9)中的開關(guān)62向上調(diào)制來自晶體管M8和M9的低 頻誤差，而晶體管M6和晶體管M7的低頻誤差被來自晶體管M8和M9 的源極退化抑制。源極退化還保持來自偏置N2晶體管66的誤差受到抑 制。偏置N2晶體管M12和M13形成共柵極放大器，其為斬波開關(guān)提供 低阻抗，并向晶體管M6和M7傳送對漏極電壓不敏感的信號電流。
0083輸出DC信號電流和向上調(diào)制誤差電流傳至積分器，該積 分器由晶體管MIO、電容器63和位于底部的NFET (n溝道場效應(yīng)晶體 管)電流源晶體管M11組成。再次，積分器既用于穩(wěn)定反饋路徑，又用 于過濾掉被向上調(diào)制的誤差源。晶體管M10的偏置可大約為100nA，并 且相對晶體管M8成比例。低端NFETMll的偏置也可大約為100nA(吸 收)。結(jié)果，積分器在沒有信號時保持平穩(wěn)。如果想要更多的電流驅(qū)動，可以使用標(biāo)準(zhǔn)的集成電路設(shè)計技術(shù)適當(dāng)?shù)靥岣叻e分尾部的電流。圖6示 例中的各種晶體管可以是場效應(yīng)晶體管(FET)，更具體的是CMOS晶體管。
0084圖7所示框圖更詳細(xì)地圖示了儀表放大器10。應(yīng)當(dāng)理解， 圖7僅僅是示例性的，在任何情況下都不能被認(rèn)為是對本公開所述發(fā)明 的限制。相反，圖7的目的是為詳細(xì)描述儀表放大器10的運行提供一個 概觀。本概觀作為一個框架用于描述上文提及的關(guān)于本公開提供的詳細(xì) 電路圖的示例性實施例。
0085在圖7中，前端12輸出調(diào)制差動輸入信號25。該調(diào)制差動 輸入信號攜帶位于載波頻率的感興趣的信號。如上文所述，前端12可以 采用各種不同組件的形式。例如，前端12可以是調(diào)制(斬波)來自生理 傳感器的輸入信號的連續(xù)時間開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)，也可以是調(diào)制剌激電流 以生成AC調(diào)制信號的阻抗傳感器，該AC調(diào)制信號通過病人組織與混頻 放大器AC耦合，或者是將數(shù)據(jù)編碼的輸出信號調(diào)制到載波頻率以通過 無線通道進(jìn)行傳播的遙測發(fā)射器的一部分。因此，應(yīng)當(dāng)理解前端12可以 是任意組件或組件的組合，該組件生成本公開廣泛描述的差動調(diào)制輸入 信號。
0086特別地，當(dāng)使用連續(xù)時間開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)與生理傳感器耦 合來實現(xiàn)時，連續(xù)時間開關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)作為調(diào)制器運行，該調(diào)制器調(diào)制(斬 波)生理傳感器輸出的差動信號至載波頻率。生理傳感器可以是一組電 極、 一個加速器、 一個血壓傳感器、 一個電壓傳感器或輸出差動電壓信 號的其它傳感器。特別地，例如生理傳感器可以產(chǎn)生與生理信號成比例 的差動信號，生理信號諸如ECG信號、EMG信號、EEG信號或其它信 號。傳感器產(chǎn)生的差動信號是低頻信號。用生理信號作為示例，差動信 號的頻率在大約OHz到大約100Hz的范圍內(nèi)，也可能小于大約2Hz，而 一些情形下小于大約lHz。
0087也可以使用除生理傳感器之外的傳感器。也就是說，傳感 器不需要輸出與生理信號成比例的差動信號。相反，這種傳感器可以是 任意電極、加速器、血壓傳感器、電壓傳感器或輸出差動信號的其它傳 感器，該差動信號可以表示生理信號，也可以不表示生理信號，或者可
25以用于醫(yī)療感測應(yīng)用，也可以不用于醫(yī)療感測應(yīng)用。然而，在生理傳感
器的情形下，載波頻率可以在大約4kHz至大約lOkHz的范圍內(nèi)，但是其 它頻率也是可能的。然而重要的是載波頻率必須大大高于感興趣的基帶 信號的頻率并且在不向信號引入大量噪聲的范圍內(nèi)，即混頻放大器14不 會向信號引入噪聲的工作頻率。
0088在這種情形下，前端12中的調(diào)制器可以包括在生理傳感器 的輸出之間切換的一組差動開關(guān)以調(diào)制(斬波)輸入信號的振幅，例如 CMOS開關(guān)。時鐘96提供前端12中的調(diào)制器和混頻放大器14中的解調(diào) 器86使用的時鐘信號以調(diào)制載波(斬波)頻率的差動輸入信號。在一端， 開關(guān)相互交叉耦合并在傳感器的輸出端之間切換，以抑制共模信號并作 為連續(xù)時間過程運行，即非取樣過程。開關(guān)在另一端與混頻放大器14的 輸入電容器耦合，以構(gòu)成連續(xù)時間開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)。通過這種方式，前 端12振幅調(diào)制(斬波)在混頻放大器14輸入的差動輸入信號。因此， 前端12產(chǎn)生的調(diào)制差動輸入信號是頻率等于載波頻率的方波。圖8提供 了此示例性實施例的電路圖。
0089當(dāng)前端12實現(xiàn)為阻抗傳感器時，前端12可以包括一組 CMOSSPDT開關(guān)，開關(guān)的一端與參考電位耦合，另一端與相應(yīng)的電阻器 耦合。這些開關(guān)在參考電位之間切換且相互交叉耦合以通過電阻器調(diào)制 (斬波)刺激電流和抑制共模信號。電阻器與各自的電容器串聯(lián)，這些 電容器通過病人組織與混頻放大器14 AC耦合。斬波后的刺激電流在組 織上生成斬波后的電壓，其振幅在與混頻放大器14 AC耦合的載波頻率 處被調(diào)制。圖9提供了此示例性實施例的電路圖。
0090當(dāng)儀表放大器10用于解調(diào)遙測信號時，前端12可以視為 遙測系統(tǒng)中發(fā)射器的一部分。特別地，前端12可以利用遙測領(lǐng)域中已知 的任意電路來實現(xiàn)，該電路將數(shù)據(jù)編碼的信號調(diào)制到載波頻率以通過無 線信道進(jìn)行傳輸。例如，前端12可被視為位于植入病人體內(nèi)并與診治者 或病人程序裝置通信的IPG中接收器的一部分?？商娲兀岸?2可以 是診治者或與植入病人體內(nèi)的IPG通信的病人程序裝置的接收器的一部 分。圖15A提供了此示例性實施例的詳細(xì)方框圖。
0091總之，前端12為混頻放大器14產(chǎn)生差動輸入信號。噪聲，例如l/f噪聲、跳躍噪聲和偏移，進(jìn)入混頻放大器14的儀表放大器10的 信號路徑以產(chǎn)生有噪聲的調(diào)制輸入信號25。有噪聲的調(diào)制輸入信號25包 括被向上調(diào)制到載波頻率的原低頻成分和基帶的噪聲成分。
0092如上所述，混頻放大器14可以使用圖6所示的改進(jìn)型折疊 式共射共基放大器結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器94向混頻放大器14 提供偏置和基準(zhǔn)電壓。為了簡單，混頻放大器14在圖7中圖示為包括放 大器84、解調(diào)器86和積分器88，它們分別與圖2中的放大器26、解調(diào) 器28和積分器30對應(yīng)。相應(yīng)地，放大器84放大有噪聲的調(diào)制輸入信號 25，解調(diào)器86解調(diào)放大信號27。更具體地，解調(diào)器86將放大信號的原 低頻信號成分解調(diào)回基帶，并將噪聲信號23向上調(diào)制到載波頻率，從而 保持期望信號與噪聲的分離。時鐘96向驅(qū)動解調(diào)器86提供時鐘信號。 例如，對于圖6的電路圖，時鐘96向作為解調(diào)器86運行的驅(qū)動開關(guān)60 和62提供時鐘信號。積分器88關(guān)于基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器94提供的偏 置電壓積分解調(diào)信號29，并用作顯著消除頻率在基帶外的信號成分的低 通濾波器。結(jié)果，位于解調(diào)信號29的載波頻率的噪聲被顯著地從積分器 88的輸出即輸出信號31中消除。
0093在圖7中，反饋16包括負(fù)反饋路徑90、負(fù)反饋路徑92和 正向反饋路徑98。為了提供差動-單端轉(zhuǎn)換，反饋路徑90、 92和98每條 路徑都可包括兩個對稱的反饋路徑分支，以分別向混頻放大器14的正、 負(fù)差動輸入提供反饋。特別地，負(fù)反饋路徑90在輸入處向混頻放大器14 提供負(fù)反饋，以保持信號變化較小。負(fù)反饋路徑90的每條反饋路徑分支 都用基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器94提供的基準(zhǔn)電壓調(diào)制輸出信號31。為了保 證任何時候負(fù)反饋路徑90中都存在負(fù)反饋路徑，施加至反饋路徑90的 負(fù)反饋路徑分支的斬波頻率和與前端12同步的反饋路徑之一彼此的相位 應(yīng)該相互180度反相。通過這種方式，負(fù)反饋路徑90的一條反饋路徑分 支在每半個時鐘周期內(nèi)施加負(fù)反饋。結(jié)果，混頻放大器14輸入的差動信 號較小并以基準(zhǔn)電壓為中心。負(fù)反饋90顯著地消除儀表放大器10的動 態(tài)限值，即輸出信號31中的低頻干擾。
0094負(fù)反饋路徑92允許構(gòu)造高通濾波器。特別地，負(fù)反饋路徑 92關(guān)于基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器94提供的基準(zhǔn)電壓積分儀表放大器10的輸出即輸出信號31，并通過電容器將積分的信號施加至混頻放大器14的 輸入。負(fù)反饋路徑92的每一條反饋路徑分支用基準(zhǔn)電壓調(diào)制積分輸出信 號。與上文描述的負(fù)反饋路徑90的反饋路徑類似，負(fù)反饋路徑92的反 饋路徑分支的相對相位應(yīng)保證每半個時鐘周期中都存在負(fù)反饋路徑。在 運行中，負(fù)反饋路徑92在低頻處于支配地位，并抑制儀表放大器10的 DC響應(yīng)。然而，負(fù)反饋路徑90在通帶頻率處于支配地位。反饋路徑90 中反饋電容的標(biāo)定和反饋路徑92的時間常數(shù)設(shè)置濾波器的高通拐點。也 就是說，反饋路徑90和92中的電容器用于設(shè)置高通拐點。
0095例如，當(dāng)儀表放大器10用于心臟監(jiān)測應(yīng)用時，高通濾波器 可以用于抑制起搏后的假象。而當(dāng)儀表放大器用于監(jiān)測腦部信號時，高 通濾波器可以用于過濾電極偏移。例如，反饋路徑92可用于構(gòu)造截頻大 約等于2.5Hz、 0.5Hz或0.05Hz的高通濾波器。在此情形下，反饋路徑 90可能在頻率低于2.5Hz、 0.5Hz或0.05Hz的截頻處處于支配地位，而 反饋路徑90可能在頻率高于截頻處處于支配地位。在一示例中，反饋路 徑92的截頻大約等于0.5Hz，允許反饋路徑90在大于大約0.5Hz的頻率 處處于支配地位，例如在大于大約5Hz至100Hz的頻率處。
0096正向反饋路徑98增加儀表放大器10的輸入阻抗。更具體 地，正向反饋路徑98對輸出信號31進(jìn)行取樣，并在對輸入信號施加斬 波調(diào)制之前向前端12提供反饋。正向反饋有效地"替換"混頻放大器14 輸入電容器的電荷，該電荷在取樣過程中損失。正向反饋路徑98將儀表 放大器10的輸入阻抗增加大約一個數(shù)量級或更多。正向反饋路徑98的 每個反饋路徑分支都包括開關(guān)電容器排列以向輸入電容器增加補償電 荷。
0097雖然圖7將反饋路徑16描述為包括負(fù)反饋路徑90、負(fù)反饋 路徑92和正向反饋路徑98，但是只有負(fù)反饋路徑90可被提供給儀表放 大器10以在低頻下以很低的功率實現(xiàn)穩(wěn)定測量。相應(yīng)地，反饋路徑92、 98被認(rèn)為是可選的輔助反饋路徑，其可以使儀表放大器10實現(xiàn)額外的性 能提升。因此，本公開描述的本發(fā)明的各示例性實施例可以包括反饋路 徑92和98中的一條反饋路徑或兩條反饋路徑，或者兩條反饋路徑都不 被包括在內(nèi)。當(dāng)儀表放大器包括反饋路徑92和98時，正向反饋路徑98可以從負(fù)反饋路徑92取樣積分的輸出信號，而不是取樣混頻放大器14 的輸出信號。根據(jù)后面其它圖中的電路圖，反饋路徑90、 92和98的相 互排列將會更明顯。
0098在一些實施例中，時鐘96可以包括一個或多個時鐘。例如， 當(dāng)儀表放大器IO植入單個芯片時，單個時鐘可以向前端12、混頻放大器 14和反饋路徑16提供時鐘信號。然而，在一些實施例中，例如當(dāng)儀表放 大器10用于解調(diào)遙測信號時，前端12可以在并非混頻放大器14和反饋 16的單個芯片上實現(xiàn)。在這種情形下，可以向前端12提供來自一時鐘的 時鐘信號，而另一時鐘向混頻放大器14和反饋16提供時鐘信號。在此 情形下，兩個時鐘可以彼此不同相。由于時鐘應(yīng)該彼此同相以保證可以 恢復(fù)傳輸信號，因此在接收器需要額外的電路來同步時鐘。
0099基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器94為前端12、混頻放大器14、負(fù) 反饋路徑90和負(fù)反饋路徑92提供偏置電壓。當(dāng)前端12包括生理傳感器 時，基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器94可以提供驅(qū)動生理傳感器的基準(zhǔn)電壓?；?準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器94還可以向阻抗傳感器的電極提供基準(zhǔn)電壓。如圖 6所示，對于混頻放大器14，基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器94可以提供用于偏 置晶體管的偏置電壓。與之前所述的反饋路徑90和92中的信號混頻的 基準(zhǔn)電壓也可以由基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器94提供。0伏至1.2伏(能帶 隙)或0伏至0.6伏(半能帶隙)的偏置電壓可用作偏壓點。
0100圖8所示電路示了一種儀表放大器100。儀表放大器 IOO是本公開之前所述的儀表放大器IO的示例性實施例。在圖8中，儀 表放大器100包括傳感器101，該傳感器在其輸出102A和102B (共同 稱作"輸出102")之間產(chǎn)生差動電壓。輸出102A和102B分別提供電壓 Vin-puls和Vin-minus。傳感器101可以是生理傳感器，其將生理信號轉(zhuǎn) 換成輸出102上的差動電壓。例如，傳感器101可以是加速器、血壓傳 感器、力傳感器、回轉(zhuǎn)器、溫度傳感器、 一對電極等。
0101輸入102A和102B分別通過開關(guān)104A和104B (共同稱作 "開關(guān)104")連接到電容器106A和106B (共同稱作"電容器106")。 開關(guān)104由系統(tǒng)時鐘(未顯示)提供的時鐘信號驅(qū)動，并被彼此交叉耦 合以抑制共模信號。電容器106的一端與開關(guān)104中相應(yīng)的一個耦合，而另一端與混頻放大器116的相應(yīng)的輸入耦合。特別地，電容器106A與 混頻放大器116的正向輸入耦合，電容器106B與混頻放大器116的反向 輸入耦合，提供差動輸入。
0102在圖8中，傳感器101、開關(guān)104和電容器106組成前端 110。前端110通常與儀表放大器10的前端12對應(yīng)。特別地，如之前關(guān) 于前端12的描述，前端110作為連續(xù)時間開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)運行。開關(guān)104 在開狀態(tài)和閉狀態(tài)之間切換，其中輸入102在一時鐘頻率與電容器106 耦合，以調(diào)制(斬波)傳感器101的輸出至載波(時鐘)頻率。如前所 述，傳感器101的輸出可以是頻率范圍在大約OHz至大約100Hz之間的 低頻信號。載波頻率的范圍在大約4kHz至大約10kHz之間。因此，低頻 傳感器輸出被斬波至較高的斬波頻帶。
0103開關(guān)104相互同相切換以向混頻放大器116提供差動輸入 信號。在時鐘信號的第一相位期間，開關(guān)104A將傳感器輸出102B連接 至電容器106A，開關(guān)104B將傳感器輸出102A連接至電容器106B。在 第二相位期間，開關(guān)104改變狀態(tài)，從而開關(guān)104A將端口 102A耦合至 電容器106A，開關(guān)104B將端口 102B耦合至電容器106B。開關(guān)104在 第一相和第二相之間同步交替以調(diào)制輸出102處載波頻率的差動電壓。 最終的斬波差動信號通過電容器106施加，電容器106耦合經(jīng)過混頻放 大器116輸入的差動信號。
0104電阻器108A和108B (共同稱作"電阻器108")提供控制 混頻放大器116輸入的電壓偏置的DC傳導(dǎo)路徑。也就是說，可以選擇電 阻器108來提供用于保持偏置阻抗高的等量阻抗。例如，可以選擇電阻 108來提供5G歐姆的等量阻抗，但等量阻抗的絕對大小對儀表放大器100 的性能不是關(guān)鍵。 一般地，提高阻抗將改善噪聲性能和諧波的抑制，但 會增加從過載恢復(fù)的時間。提供一個參照框架，5G歐姆的等量電阻器會 通過輸入電容(Cin)大約為25pF產(chǎn)生大約為20nV/rt Hz的折合到輸入 端(RTI)噪聲。鑒于這種情況，維持阻抗高的一個強烈動機是抑制高頻 諧波，在每半個時鐘周期內(nèi)，由于高頻諧波位于混頻放大器116的輸入 結(jié)點，所以高頻諧波會混入信號鏈。
0105重要的是要注意到電阻器108只是示例性的，用于說明控制混頻放大器116信號輸入的眾多不同偏置方案中的一個。事實上，偏
置機制很靈活，因為最終的等量阻抗的絕對值不是關(guān)鍵。通常，電阻器
108和輸入電容器106的時間常數(shù)可選為大約是斬波頻率的倒數(shù)的100倍。
0106混頻放大器116可能在施加至其輸入的差動信號中產(chǎn)生噪 聲和偏移。由于這個原因，差動的輸入信號通過開關(guān)104A、 104B和電 容器106A、 106B被斬波，以將感興趣的信號放置在與噪聲和偏移所處 頻帶不相同的頻帶中。這樣，混頻放大器116第二次斬波放大信號，以 將感興趣的信號向下解調(diào)至基帶，同時向上調(diào)制噪聲和偏移至斬波頻帶。 通過這種方式，儀表放大器100保持噪聲、偏移與感興趣信號的明顯分 離。混頻放大器116和反饋路徑118處理有噪聲的調(diào)制輸入信號，以實 現(xiàn)對傳感器101輸出的低頻率信號的穩(wěn)定測量同時以低功率運行。
0107如上文所述，在低功率運行會限制混頻放大器116的帶寬， 并在輸出信號中產(chǎn)生失真(波動)?；祛l放大器116和反饋路徑118與上 述的混頻放大器14和反饋路徑16對應(yīng)，因此運行方式也類似。更具體 地，反饋路徑118與圖7描述的負(fù)反饋路徑90對應(yīng)。通過分別將低頻結(jié) 點的斬波和AC反饋結(jié)合，混頻放大器116和反饋路徑118顯著消除斬波 穩(wěn)定的動態(tài)限值。
0108在圖8中，為了簡單，混頻放大器116用一個放大器的電 路符號表示。然而，應(yīng)當(dāng)理解，混頻放大器116可根據(jù)圖6提供的電路 圖實現(xiàn)。因此，混頻放大器116提供對前端12的同步解調(diào)，并顯著消除 1/f噪聲、跳躍噪聲以及信號中的偏移，以輸出一信號，該信號是傳感器 101產(chǎn)生的差動電壓的放大表示。
0109如果沒有反饋路徑118提供的負(fù)反饋，則由于放大器在低 功率時的有限帶寬，混頻放大器116的輸出將包含在期望信號上重疊的 尖峰。然而，反饋路徑118提供的負(fù)反饋抑制這些尖峰，從而儀表放大 器100在穩(wěn)定狀態(tài)的輸出是傳感器101產(chǎn)生的差動電壓的放大表示，并 具有很低的噪聲。
0110圖8中的反饋路徑118可以包括兩條反饋路徑，這些反饋 路徑提供差動-單端接口。頂部的反饋路徑分支調(diào)制混頻放大器116的輸出，以向混頻放大器116的正輸入端提供負(fù)反饋。反饋路徑分支包括電 容器112A和開關(guān)114A。類似地，反饋路徑118的底部反饋路徑分支包 括電容器112B和開關(guān)114B，該電容器112B和開關(guān)114B調(diào)制混頻放大 器116的輸出，以向混頻放大器116的負(fù)輸入端提供負(fù)反饋。電容器112A 和112B在一端分別與開關(guān)114A和114B連接，在另一端分別與混頻放 大器116的正、負(fù)輸入端連接。
0111開關(guān)114A禾n 114B在基準(zhǔn)電壓(Vref)和混頻放大器116 的輸出之間切換，以分別為電容器112A和112B提供電荷。例如，基準(zhǔn) 電壓可以是位于放大器116的最大軌電壓和地之間的中軌(mid-rail)電 壓。例如，如果放大器電路由0至2伏的電源提供動力，則中軌Vref電 壓可以是類似于1伏的電壓。重要地，開關(guān)114A和114B相位應(yīng)該相互 180度反相，以保證在每半個時鐘周期內(nèi)都存在負(fù)反饋路徑。開關(guān)114中 的一個還需要與混頻放大器116同步，從而負(fù)反饋抑制混頻放大器116 輸入信號的振幅，以保持信號在穩(wěn)定狀態(tài)變化較小。通過保持信號變化 較小并在混頻放大器116的低阻抗結(jié)點開關(guān)，例如在圖6的電路圖中， 開關(guān)結(jié)點僅發(fā)生明顯的電壓轉(zhuǎn)換。因此，低頻干擾(波動)在混頻放大 器116的輸出被顯著消除或減少。
0112開關(guān)104和114和位于混頻放大器116的低阻抗結(jié)點的開 關(guān)，可以是CMOS SPDT開關(guān)。CMOS開關(guān)提供快速開關(guān)動力學(xué)，可以 使開關(guān)被看作是一連續(xù)過程。儀表放大器100的傳遞函數(shù)可以由以下方 程式(1)提供的傳遞函數(shù)定義，其中Vout是混頻放大器116輸出端的電 壓，Cin是輸入電容器106的電容，AVin是混頻放大器116輸入端的差 動電壓，Cfb是反饋電容器112的電容，Vref是將開關(guān)114與混頻放大器 116混頻的基準(zhǔn)電壓。
Vout = Cin (AVin)/Cfb + Vref (1) 方程式(1)清晰地表明儀表放大器100的增益由輸入電容器Cin與反饋 電容器Cfb即電容器106和電容器112的比值設(shè)置。比值Cin/C化可以選 為類似100的數(shù)值。電容器112可以是片上雙層多晶硅電容器或其它類 型的MOS電容器，并且應(yīng)該匹配良好，即對稱。
0113雖然未在圖8中顯示，但是儀表放大器100可以包括用于自動調(diào)零放大器100的并聯(lián)反饋路徑。并聯(lián)反饋路徑可用于快速重置放 大器100。還可以提供緊急再充電開關(guān)與偏置結(jié)點并聯(lián)，以有助于快速重 置放大器。輸入電容器106的功能是向上調(diào)制傳感器101的低頻差動電 壓以及抑制共模信號。與上文討論的一樣，為了實現(xiàn)向上調(diào)制，通過SPDT 開關(guān)104將差動輸入連接到感測電容器106A、 106B。開關(guān)的定向為ac 跨導(dǎo)體混頻放大器116提供差動輸入。這些開關(guān)104工作在時鐘頻率， 例如4kHz。由于感測電容器106在兩個輸入之間切換，所以差動電壓被 向上調(diào)制至載波頻率，而低頻共模信號被電荷傳遞函數(shù)中的零位抑制。 高帶寬共模信號的抑制依賴于差動結(jié)構(gòu)及電容器的良好匹配。
0114如圖8的進(jìn)一步顯示，對于心臟起搏器、心臟去顫器或神 經(jīng)刺激系統(tǒng)傳送的刺激脈沖與測量一起進(jìn)行的應(yīng)用，可以向儀表放大器 100混頻放大器116和耦合電容器106的輸入添加消隱(blanking)電路， 以確保在重新連接混頻放大器116至前端110前輸入信號穩(wěn)定。例如， 消隱電路可以是消隱多路復(fù)用器(MUX) 111,其選擇性地耦合并去耦混 頻放大器116和前端110。例如，在刺激脈沖傳送過程中，消隱電路有選 擇地去耦混頻放大器和差動輸入信號，并且有選擇地禁用第一和第二調(diào) 制器，即開關(guān)104、 114。
0115消隱MUX 111是可選的，但是是合乎需要的。驅(qū)動開關(guān)104、 114作為調(diào)制器運行的時鐘不能簡單地關(guān)閉，因為混頻放大器116中殘留 的偏置電壓會在幾毫秒內(nèi)使放大器飽和。由于這個原因，可以提供消隱 MUX 111，以在利用心臟起搏器、心臟去顫器或神經(jīng)刺激系統(tǒng)施加刺激 過程中以及在施加刺激之后使放大器116與輸入信號去耦指定的時間段。
0116要達(dá)到合適的消隱，在混頻放大器116繼續(xù)解調(diào)輸入信號 時應(yīng)禁用輸入和反饋開關(guān)104、 114。這將保持混頻放大器116中積分器 的狀態(tài)，因為當(dāng)解調(diào)器繼續(xù)斬波DC偏移時，調(diào)制信號不在積分器的輸 入端。因此，消隱MUXlll還可以包括被配置成在消隱間隔期間選擇性 地禁用開關(guān)104、 114的電路或與這種電路有關(guān)。在消隱后，混頻放大器 116需要額外的時間重新穩(wěn)定，因為還余留一些擾動。因此，總的消隱時 間包括當(dāng)輸入和開關(guān)104、 114被禁用時解調(diào)輸入信號的時間以及使任何 余留擾動穩(wěn)定的時間。例如，在施加刺激脈沖后的消隱時間大約為8毫秒，其中混頻放大器116使用5毫秒，AC耦合組件使用3毫秒。
0117圖9所示電路示一種用于測量組織負(fù)載211的阻抗的 儀表放大器200。組織負(fù)載211表示病人的組織，其阻抗由儀表放大器 200進(jìn)行測量。組織211可以是器官組織，例如心臟組織、肺部組織、或 腦部組織、肌肉組織、脂肪組織、或其它可測量其阻抗以診斷慢性或急 性疾病狀態(tài)或其它醫(yī)療狀況的組織。 一些阻抗測量的示例性應(yīng)用包括檢 測肺水腫、每分通氣呼吸測量、心臟動力學(xué)測量和腦部信號測量。通常， 重要的是儀表放大器200不能刺激組織中的可興奮細(xì)胞或引起其它有害 影響，諸如電極腐蝕。
0118儀表放大器200通常與圖l一7描述的儀表放大器10 —致。 在圖9的示例中，儀表放大器200應(yīng)用同步檢測原則，以便以低功率、 固有的電荷平衡、電極電勢的抑制和小的刺激電流準(zhǔn)確地測量組織負(fù)載 211的阻抗。儀表放大器200是上文描述的儀表放大器10的一示例性實 施例。與儀表放大器10類似，儀表放大器200包括前端210，混頻放大 器226和反饋路徑228。這些特性通常對應(yīng)儀表放大器10的前端12、混 頻放大器14和反饋路徑16。
0119在圖9中，前端210包括端口 202A和202B (共同稱作"端 口 202")的輸入電壓、開關(guān)204A和204B (共同稱作"開關(guān)204")、電 阻器206A和206B (共同稱作"電阻206")以及電容器208A和208B (共 同稱作"電容器208")。通常，前端210調(diào)制刺激電流，其在組織負(fù)載 211上產(chǎn)生電壓。刺激電流可通過兩個或三個電極施加給組織負(fù)載211， 這些電極可以放在一條或多條引線上或置于植入式醫(yī)療設(shè)備外殼的表面 上。類似地，經(jīng)過組織負(fù)載211產(chǎn)生的電壓信號可以被部置在一條或多 條導(dǎo)線或設(shè)備外殼上的兩個或多個電極檢測到。組織負(fù)載211上的電壓 通過電容器222A和222B (共同稱作"電容器222")分別與混頻放大器 226的正、負(fù)輸入AC耦合。因此，由組織負(fù)載211表示的組織不會暴露 給DC電流。另夕卜，值大約為IO微安或更小的微小調(diào)制(AC)刺激電流 不會顯著地使由組織負(fù)載211表示的組織興奮。
0120開關(guān)204在端口 202的輸入電壓(Vstim十和Vstim-)之間 切換，以通過電阻器206A和電容器208A以及電阻器206B和電容器208B的電阻_電容(RC)對產(chǎn)生刺激電流。開關(guān)204、電阻器206和電容器208 可形成交流(ac)電源，其在時鐘頻率產(chǎn)生ac刺激電流以施加給負(fù)載， 諸如211。特別地，開發(fā)204、電阻器206和電容器208構(gòu)成一個調(diào)制器， 其以時鐘頻率調(diào)制第一和第二電壓Vstim+和Vstim-，以生成刺激電流 施加給負(fù)載。但是，可以使用其它類型的ac電流源來提供用于阻抗測量 的ac刺激電流。
0121輸入電壓Vstim+和Vstim-可由采用儀表放大器200的設(shè) 備中的穩(wěn)壓電源提供，設(shè)備諸如如植入式醫(yī)療設(shè)備。開關(guān)204以斬波頻 率打開和關(guān)閉以有效斬波由端口 202的輸入電壓通過RC對(206， 208) 傳送的輸入刺激電流，從而測量組織阻抗。通過這種方式，前端210產(chǎn) 生調(diào)制差動輸入信號，該信號由混頻放大器226和反饋路徑228處理。 引線上的電極可在端口 202提供刺激電流，這些引線與植入病人體內(nèi)的 IPG相連。這是傳送用于阻抗測量的刺激電流的一個示例。可替代地，與 驅(qū)動開關(guān)204的時鐘(未顯示)相比，端口 202處的基準(zhǔn)電壓以及電阻 器206和電容器208的大小可以由刺激電流、測量的線性以及儀表放大 器200的時間常數(shù)的限制來確定。
0122例如，利用10微安的刺激電流，端口 202A和202B可分 別提供2伏和0伏的電壓，電阻器206可以選擇為IOOKQ的電阻器。可 替代地，使用2000KQ的電阻器和100KQ的電阻器生成0.5微安的刺激 電流。使用電容為10nF的電容器208導(dǎo)致時間常數(shù)為1毫秒的刺激電流， 這要求刺激電流的頻率大約為5kHz,以保證穩(wěn)定動力學(xué)的誤差最小。在 此情形下，假設(shè)負(fù)載為lkHz，則測量的非線性必然低于0.5%。
0123混頻放大器226的輸入包括高通濾波器212和耦合電容器 222A、 222B。在一些實施例中，對心臟動力學(xué)測量，高通濾波器212有 助于維持起搏后恢復(fù)至最小值。在圖9中，高通濾波器212包括電容器 214A、 214B (共同稱作"電容器214")和電阻器216A、 216B (共同稱 作"電阻器216")?？梢赃x擇電容器214和電阻器216的值，使得高通濾 波器212具有高通拐點頻率，以確保發(fā)生在混頻放大器226的相位誤差 最小，例如低于等量測量誤差的1%，同時在2.5ms至5倍時間常數(shù)內(nèi)處 理所有余留的起搏誤差。對一些應(yīng)用，諸如心臟阻抗分析，高通拐點頻率可以例如在大約300Hz至大約800Hz的范圍內(nèi)。
0124電阻器224A和224B (共同稱作"電阻器224")控制混頻 放大器226的輸入電壓。相應(yīng)地，電阻器224與圖7中的電阻器108類 似，且僅僅是示例性的。如上文所述，可以選擇電阻器224或不同的偏 置機制以提供5GQ的等量電阻，雖然電阻絕對值不是關(guān)鍵。
0125混頻放大器226和反饋路徑228處理有噪聲的調(diào)制輸入信 號，以實現(xiàn)以低功率穩(wěn)定測量組織負(fù)載211上的差動電壓。混頻放大器 226和反饋路徑228通常對應(yīng)于圖7中的混頻放大器116和反饋路徑118。 相應(yīng)地，混頻放大器226提供對前端12的同步解調(diào)，并顯著消除來自放 大輸出信號的噪聲，如l/f噪聲、跳躍噪聲和偏移?；祛l放大器226可以 在低阻抗結(jié)點開關(guān)采用改進(jìn)的折疊式共射共基放大器結(jié)構(gòu)實現(xiàn)，基本如 圖6所示。
0126如圖9所示，反饋路徑228包括頂部和底部反饋路徑分支， 該反饋路徑分支提供負(fù)反饋和單端-差動接口 。頂部和底部反饋路徑分支 包括分別與開關(guān)232A和232B(共同稱作"開關(guān)232")連接的電容器230A 和230B (共同稱作電容器"230")。開關(guān)232A和232B的相位相互180 度反相，并在混頻放大器226輸出和基準(zhǔn)電壓(Vref)之間切換，以調(diào)制 混頻放大器226的輸出。結(jié)果，如本公開之前所述，反饋路徑218提供 負(fù)反饋以保持混頻放大器226輸入端的信號變化小。
0127開關(guān)206、開關(guān)232和混頻放大器226中低阻抗結(jié)點的開關(guān) 可以是CMOS SPDT開關(guān)或提供快速動力學(xué)的其它開關(guān)。儀表放大器200 的傳遞函數(shù)與圖7和圖8中描述的儀表放大器100的傳遞函數(shù)相同。因 此，反饋電容器(即電容器230)的電容與輸入電容器(即電容器222) 電容的比值設(shè)置儀表放大器226的增益。電容器222和230可以是雙層 多晶硅電容器或其它類型的MOS電容器，并且應(yīng)當(dāng)良好匹配，即對稱。 電容器222和230可以與其它儀表放大器組件共同置于片上。
0128在操作中，儀表放大器200可以以載波頻率和奇數(shù)諧波將 電磁干擾(EMI)調(diào)入調(diào)制輸入信號。為了確定通道是否破壞，可以監(jiān)測 儀表放大器200的輸出而不向前端210施加刺激電流?？商娲?，可以 使用展頻技術(shù)中止前端210和混頻放大器226之間的同步時鐘檢測。展頻計時將不相關(guān)的噪聲分解為將被混頻放大器226顯著消除的寬帶噪聲 信號，同時維持相關(guān)的阻抗測量。
0129儀表放大器200的輸出可發(fā)送到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)(未顯 示)，模數(shù)轉(zhuǎn)換器施加額外的處理用于測量組織負(fù)載211的阻抗。而且， 當(dāng)儀表放大器200被植入病人體內(nèi)時，組織-電極接口 (前端12)可與測 量電路(混頻放大器226和反饋路徑228)電流隔離。隔離有助于抑制電 極極化并確保經(jīng)過電極的凈電荷平衡。
0130儀表放大器200可用于將引線阻抗的測量與肺水腫、每分 通氣和心臟動力學(xué)的阻抗測量分離。原因是對這兩種測量的要求不同。 引線阻抗一般要求就在傳送起搏或刺激脈沖以及若干個需要測量的向量 之前進(jìn)行快速取樣。感測信道的擾動不是主要問題，因為刺激脈沖緊隨 測量之后。這有利于施加大、快速的取樣刺激電流。然而肺水腫、每分 通氣和心臟動力學(xué)的測量發(fā)生在低頻，低頻處感測信道應(yīng)當(dāng)沒有擾動和 噪聲。來自這種測量即引線阻抗測量的明顯擾動破壞感測信道準(zhǔn)確檢測 起搏后的誘發(fā)電位的能力，并且會導(dǎo)致過感測。因此肺水腫、每分通氣 和心臟動力學(xué)更偏愛于用連續(xù)時間方法平均的低級刺激。儀表放大器200 使對肺水腫、每分通氣和心臟動力學(xué)測量與引線阻抗的測量分離。
0131雖然未在圖9中顯示，對結(jié)合由心臟起搏器或神經(jīng)刺激系 統(tǒng)傳送的刺激脈沖一起進(jìn)行測量的應(yīng)用，可向儀表放大器200添加消隱 多路，諸如圖8所示的消隱MUX 111。例如，消隱MUX可以將輸入電 容器222從混頻放大器226的輸入端斷開。另外，在消隱過程中可禁用 輸入和反饋調(diào)制器。在一些實施例中，消隱MUX可以置于高通濾波器 212和耦合電容器222之間，確保在重新連接混頻放大器226和前端210 前輸入信號穩(wěn)定。因此，消隱電路可以是選擇性地耦合及去耦混頻放大 器226和前端210的多路復(fù)用器(MUX)。如參照圖8時提及的，消隱電 路是合乎需要的，因為驅(qū)動開關(guān)的時鐘不能簡單地關(guān)閉，其原因是混頻 放大器226上殘留的偏移電壓會在幾毫秒內(nèi)使放大器飽和。
0132為了實現(xiàn)合適的消隱，當(dāng)混頻放大器226繼續(xù)解調(diào)輸入信 號時應(yīng)禁用輸入和反饋開關(guān)222和232。這會保持混頻放大器226中積分 器的狀態(tài)，因為當(dāng)解調(diào)器繼續(xù)斬波DC偏移時，調(diào)制信號不在積分器的輸入端。在消隱之后，混頻放大器226可能需要額外的時間重新穩(wěn)定， 因為會余留一些擾動。因此，總的消隱時間包括輸入和反饋開關(guān)禁用時 解調(diào)輸入信號的時間和處理任意余留擾動的時間。示例性消隱時間可能 大約為8毫秒，其中混頻放大器226使用5毫秒，AC耦合組件使用3毫 秒。
0133通過實驗，發(fā)現(xiàn)通過儀表放大器200測量的線性滿足了對 于500nA刺激電流0.05%的理論限制以及對于10-刺激電流1.5%的理 論限制。由于混頻放大器226有限的輸出阻抗，最差的線性位于高阻抗。 也就是說，較高的刺激電流導(dǎo)致更大的非線性。在實踐中，經(jīng)過類似于 lkQ的組織負(fù)載時，合理的刺激向量的可觀察的非線性很小。
0134實驗還顯示包括混頻放大器和負(fù)反饋的儀表放大器測量的 本底噪聲大約為100 nV/rt Hz，儀表放大器諸如儀表放大器100和200。 這與在用1^4刺激電流運行的混頻放大器226的輸入晶體管中理論預(yù)期 形成Johnson噪聲一致。對于10-刺激電流，將轉(zhuǎn)換成0.01ohms/rtHz 的等量本底噪聲，這遠(yuǎn)低于很多生理應(yīng)用中的要求。
0135圖10的圖形圖示了儀表放大器300的示例性信號流程示例， 該放大器包括用于構(gòu)造高通濾波器的負(fù)反饋。參照圖2，圖10中儀表放 大器300的結(jié)構(gòu)與儀表放大器10的結(jié)構(gòu)基本相同，但增加了負(fù)反饋路徑 92。相應(yīng)地，圖2和圖10中編號類似的組件具有類似的功能。為了簡潔 并避免重復(fù)，未詳細(xì)描述通過前端10、儀表放大器14和反饋路徑90的 信號流程。而是描述了由混頻放大器14生成、通過負(fù)反饋路徑92的輸 出信號31的流程。
0136通常，負(fù)反饋路徑92對輸出信號31執(zhí)行額外的信號處理， 以在混頻放大器14的輸入端構(gòu)造高通濾波器。高通濾波器顯著消除頻率 低于高通濾波器拐點頻率的信號成分。例如，反饋路徑92可將拐點頻率 設(shè)置大約為2.5Hz、 0.5Hz或0.05Hz。通常，負(fù)反饋路徑92抑制拐點頻 率和DC之間的信號。如前所述，反饋路徑92通過對稱的反饋路徑為混 頻放大器14各自的輸入端提供差動反饋。反饋路徑應(yīng)相互180度反相， 從而每半個時鐘周期應(yīng)用負(fù)反饋。
0137如圖10所示，負(fù)反饋路徑92包括積分器302和調(diào)制器304。積分器302關(guān)于基準(zhǔn)電壓積分輸出信號31 。基準(zhǔn)電壓應(yīng)與儀表放大器300 中通過調(diào)制器20、 28和34調(diào)制信號的基準(zhǔn)電壓相同。在一些實施例中， 開關(guān)電容器積分器可用于積分器302。在其它實施例中，可使用標(biāo)準(zhǔn)RC 積分器。然而，開關(guān)電容器積分器可提供特定的優(yōu)勢。
0138調(diào)制器304調(diào)制積分器302的輸出，以向輸入混頻放大器 14提供差動電壓。由于調(diào)制器304應(yīng)與反饋路徑90同步，因此時鐘信號 21C也驅(qū)動調(diào)制器304。如圖10所示，當(dāng)積分器302作為開關(guān)電容器積 分器實現(xiàn)時，時鐘信號21C也提供給積分器302。圖10還顯示了輸入電 容(Cin) 13、用于反饋路徑90的反饋電容(Cfb) 17、用于反饋路徑92 的高通濾波器電容(Chp) 10。
0139在運行中，積分器302在調(diào)制器304的開關(guān)電容器上生成 電壓，其抵消調(diào)制器34中開關(guān)電容器的電荷。當(dāng)對混頻放大器14應(yīng)用 輸入步驟時，信號被積分器30積分。最初，解調(diào)信號29和積分器30的 基準(zhǔn)電壓之間的電壓差相對較大。相反，輸出信號31的電壓和積分器302 的基準(zhǔn)電壓之間的電壓差相對較小。結(jié)果，積分器30在調(diào)制器34的開 關(guān)電容器上積累電荷比積分器302在調(diào)制器304的開關(guān)電容器上積累電 荷更快。
0140然而，附著時間的推移，解調(diào)信號29和積分器30基準(zhǔn)電 壓之間的電壓差減小，并且積分器不積累同樣多的電荷。同時，輸出信 號31和積分器302基準(zhǔn)電壓之間的電壓差增加，并且積分器302在調(diào)制 器304的開關(guān)電容器上積累更多的電荷。因此，在穩(wěn)定狀態(tài)，反饋路徑 92支配反饋路徑90，并且反饋抵消電荷主要通過負(fù)反饋路徑92提供。 結(jié)果，反饋路徑92可以通過電容器17和19 (Cfb和Chp)與時間常數(shù) 的比值，該時間常數(shù)由電容器和積分器302的時鐘頻率設(shè)置。重要的是， 由于儀表放大器300可以整體在單個芯片上實現(xiàn)，因此對于高通濾波器 可以不需要片外電容器。
0141圖11的示電路示儀表放大器300。如圖11所示，儀表 放大器300的結(jié)構(gòu)與儀表放大器100的結(jié)構(gòu)基本相同，但增加了負(fù)反饋 路徑92。相應(yīng)地，圖7和圖IO中編號類似的組件有相同的功能。為了簡 潔并避免重復(fù)，未描述這些功能相同的組件的操作。但是，描述了反饋路徑92的操作。
0142負(fù)反饋路徑92使混頻放大器116的輸出流出，并對混頻放 大器116的輸入施加負(fù)反饋。在圖11的示例中，積分器302是開關(guān)電容 器積分器。積分器302不在混頻放大器116配備的積分器和解調(diào)器之列。 開關(guān)電容器積分器包括電容器310,該電容器通過開關(guān)312A耦合在放大 器116的輸出接地之間，并且通過開關(guān)312B耦合在放大器316的反向輸 入和地之間。開關(guān)312A和312B按在斬波頻率切換，但相互反相?？梢?調(diào)整開關(guān)312A和312B的計時頻率以設(shè)置積分器302的時間常數(shù)。放大 器316的正端與基準(zhǔn)電壓(Vref)耦合，該基準(zhǔn)電壓可以與儀表放大器300 中其它階段信號混頻的基準(zhǔn)電壓相同。電容器314耦合放大器316的輸 出和放大器316的負(fù)端。
0143反饋路徑92的兩條反饋路徑使積分器302的輸出流出，以 向混頻放大器116提供負(fù)反饋。特別地，頂部的反饋路徑分支調(diào)制積分 器302的輸出以向混頻放大器116的正端提供負(fù)反饋。頂部的反饋路徑 分支包括電容器320A和開關(guān)322A。類似地，底部的反饋路徑92的反饋 路徑分支包括電容器320B和開關(guān)322B，這些開關(guān)調(diào)制積分器302的輸 出以向混頻放大器116的負(fù)端提供負(fù)反饋。
0144電容器320A和320B在一端分別與開關(guān)322A和322B連接， 在另 一端分別與混頻放大器116的正、負(fù)輸入端連接。開關(guān)322A和322B 在基準(zhǔn)電壓(Vref)和混頻積分器302的輸出之間切換，分別為電容器320A 和320B提供電荷。開關(guān)322A和322B相互180反相切換。重要地，開 關(guān)322A和322B應(yīng)分別與開關(guān)114A和114B同步。通過這種方式，在時
鐘信號的每半個周期內(nèi)都存在負(fù)反饋路徑，并與該負(fù)反饋路徑同步。
0145如圖10中之前的描述，積分器302通過開關(guān)322A和322B(共 同稱作"開關(guān)322")在電容器320A和320B(共同稱作"電容器320") 上積累提供的電壓。在穩(wěn)定狀態(tài)，電容器320的電荷抵消電容器106的 電荷。更具體地，在穩(wěn)定狀態(tài)，電容器320的電荷支配低頻時的反饋路 徑。因此，在穩(wěn)定狀態(tài)，電流主要流過負(fù)反饋路徑92，少量電流或沒有 電流流過負(fù)反饋路徑118。結(jié)果，反饋電容器112和320與積分器302的 時間常數(shù)的比值設(shè)置由負(fù)反饋路徑92提供的高通濾波器的拐點頻率。拐點頻率可以被設(shè)置為等于大約2.5Hz、 0.5Hz或0.05Hz，或其它合適的頻 率。對于片上反饋電容器U2，可以動態(tài)改變高通濾波器的特性以有助于 從過載或瞬變恢復(fù)。
0146開關(guān)312和322可以是CMOS SPDT開關(guān)，或提供快速開 關(guān)動力學(xué)的其它開關(guān)。電容器310、 314和320可以是雙層多晶硅電容器 或其它類型的MOS電容器。
0147應(yīng)當(dāng)理解，圖11所示的反饋路徑92通?？梢詰?yīng)用到本公 開廣泛描述的儀表放大器。因此，無論如何都不應(yīng)將儀表放大器300視 為限制性的。相反，儀表放大器300是許多儀表放大器示例中的一個， 其包括用于構(gòu)造本公開所述高通濾波器的負(fù)反饋路徑。例如，可將圖11 所示的反饋路徑92添加到圖9中的儀表放大器200。
0148圖12的圖形圖示了儀表放大器400的示例性信號流程，儀 表放大器400包括用于提高儀表放大器輸入阻抗的正向反饋路徑。儀表 放大器400的結(jié)構(gòu)與圖2所示儀表放大器10的結(jié)構(gòu)大致相同，但包括了 正向反饋路徑98用于提供額外的信號處理。相應(yīng)地，圖12與圖2、圖 10中編號類似的組件具有相同的功能。為了簡潔和避免重復(fù)，未詳細(xì)描 述經(jīng)過前端IO、混頻放大器14和反饋路徑90的信號流程。但是，描述 了由混頻放大器14生成、通過正向反饋路徑98的輸出信號31的流程。
0149
一般地，正向反饋路徑98使混頻放大器14的輸出流出， 或者在提供反饋路徑92時可選地使反饋路徑92中的積分器302的輸出 流出。正向反饋路徑98在調(diào)制器20之前即在施加斬波輸入信號32之前 向前端12提供反饋。如圖12所示，正向反饋路徑98包括由時鐘信號21C 驅(qū)動的開關(guān)電容器排列404(Cpos)。特別地，開關(guān)電容器404用于生成阻 抗，其值大致等于儀表放大器400輸入端的有效阻抗。下面的方程式(2) 給出了儀表放大器的有效輸入阻抗(Reff)，其中時鐘信號21A-C的頻率為 Fclock， Cin是調(diào)制器20處輸入電容器106A、 106B的電容。相應(yīng)地，方 程式(3)描述了儀表放大器400獲取的電荷，其中Q是電荷，AVin是電 壓變化。
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0150正向反饋路徑98通過將"置換"或?qū)㈦姾煞呕卣{(diào)制器20 的開關(guān)輸入電容器13，對流過有效阻抗的電流進(jìn)行補償。因為不包含反 饋路徑98的儀表放大器400的輸出電壓與用調(diào)制器20輸入電容器106A 和106B的電容Cin與調(diào)制器34的反饋電容器112A和112B的電容Cfb 的比值乘以差動輸入電壓得到的值成比例，所以開關(guān)電容器排列 404(Cpos)取樣混頻放大器14的輸出，并使用正向反饋置換丟失的電荷。 也就是說，正向反饋路徑98注入電流，該電流補償流經(jīng)有效輸入阻抗的 電流。正向反饋路徑98可提高等量低頻輸入阻抗大約一個數(shù)量級或更多。
0151正向反饋路徑98還可以同時用作正向反饋路徑92。在此情 形下，正向反饋路徑98可使正向反饋路徑92輸出的積分信號的輸出流 出。對于圖IO,正向反饋路徑98可使積分器302的輸出流出，而不會使 混頻放大器116的輸出流出。
0152圖13的電路示了儀表放大器400。在圖13中，儀表放 大器400的結(jié)構(gòu)與儀表放大器300的結(jié)構(gòu)大致相同，但具有正向反饋路 徑98，該路徑使混頻放大器116的輸出流出并向前端110的電容器106 提供正向反饋。圖13與圖8、圖11之間編號相同的組件具有相同的功能。 因此，為了簡潔和避免重復(fù)，未描述這些組件的操作。但是，描述了正 向反饋路徑98的操作。
0153在圖13中，正向反饋路徑98通過第一反饋路徑分支和第 二反饋路徑分支提供差動反饋。第一反饋路徑分支(頂部的分支)調(diào)制混頻 放大器116的輸出，以向混頻放大器114的正輸入端提供正向反饋。第 一反饋路徑分支(圖13中頂部的分支)包括電容器410A、開關(guān)412A和開 關(guān)412B。開關(guān)412A選擇性地將電容器410A的一側(cè)耦合至基準(zhǔn)電壓Vref 或混頻放大器116的輸出。開關(guān)412B選擇性地將電容器410A的另一側(cè) 耦合至Vref或傳感器101的輸入端口 102A。第二反饋路徑分支(圖13中 底部的分支)包括電容器410B和開關(guān)412C。電容器410B的一側(cè)耦合接 地。開關(guān)412C選擇性地將電容器410B的另一側(cè)耦合至混頻放大器116 的輸出或傳感器101的輸入端口 102B。0154在第一時鐘相位期間，電容器410A和410B都與混頻放大 器116的輸出耦合。因此，在第一時鐘相位期間，電容器410A和410B 取樣混頻放大器116的輸出。在第一相位期間，電容器410A的一端與 Vref耦合。在第二時鐘相位期間，電容器410A和410B的一端分別與輸 入端口 102A和102B耦合。在第二時鐘相位期間，電容器410A的另一 端與Vref耦合，而電容器410B的另一端與耦合接地。根據(jù)在前端調(diào)制 的過程中補償取樣輸入電容器106A和106B所需的電荷選擇電容器410A 和410B的大小。例如，電容器410A和410B每個的電容值大約分別是 每個反饋電容器H2A和112B的反饋電容值Cfb的兩倍?？稍谄咸峁?電容器410A、 4腦，用于緊密匹配電容器106A、 106B和112A、 112B。
0155在第二反饋路徑分支(底部)中，在第二時鐘相位期間即在第 一時鐘相位后，電荷被傳送至前端開關(guān)104B，在第一時鐘相位期間，電 容器410B被耦合以對混頻放大器116的輸出取樣。類似地，在第一反饋 路徑分支(頂部)中，電荷在第二時鐘相位期間被傳送至前端開關(guān)104A。 為了產(chǎn)生自混頻放大器116的單端輸出的差動電荷轉(zhuǎn)移，在第一反饋路 徑分支(頂部反饋路徑分支而不是底部反饋路徑分支)中采用差動開關(guān)機 制與位于圖底部的第二反饋路徑分支采用的開關(guān)機制不同。用于驅(qū)動開 關(guān)412A、 412B、 412C的時鐘頻率可與斬波頻率相同。用于反饋路徑98 的基準(zhǔn)電壓，尤其是在相位1和相位2中與電容器410A耦合的基準(zhǔn)電壓， 應(yīng)與反饋路徑118中使用的基準(zhǔn)電壓匹配。
0156開關(guān)412A、 412B和412C可以是CMOSSPDT開關(guān)，或者 提供快速開關(guān)動力學(xué)的其它開關(guān)。電容器410A和410B可以是雙層多晶 硅電容器或者其它類型的MOS電容器，并且可以與電容器112A、 112B、 106A和106B —起組裝在芯片上。
0157如前所述，正向反饋路徑98還可以與負(fù)反饋路徑92同時 使用。在這種情況中，用圖11作為參考，正向反饋路徑98可以抽樣積 分器302的輸出。即開關(guān)412A和412C可以與積分器302的輸出連接， 而不是與混頻放大器116的輸出連接。
0158圖14A圖示了儀表放大器500的信號流程，該放大器在遙 測系統(tǒng)中用作接收器498的一部分。例如，儀表放大器500可以用作植入式脈沖產(chǎn)生器(IPG)、植入式輸藥設(shè)備、或植入病人體內(nèi)并通過遙測
技術(shù)與外部程序裝置通信的其它類型的植入式醫(yī)療設(shè)備(IMD)中接收 器498的一部分，外部程序裝置諸如診治者或病人程序裝置。另外，儀 表放大器500也可以位于外部程序裝置中，該外部程序裝置與IPG或植 入病人體內(nèi)的其它類型的植入式醫(yī)療設(shè)備通信。接收器498可以自與IMD 或外部程序裝置相關(guān)的發(fā)射器499接收信號。接收器498和發(fā)射器499 一起構(gòu)成遙測系統(tǒng)，該遙測系統(tǒng)利用如本公開所述的儀表放大器500。如 下文所述，第一斬波階段位于發(fā)射器499中，而第二斬波階段和反饋路 徑位于接收器498的儀表放大器500中。
0159
一般地，儀表放大器500可以實現(xiàn)為IMD或IMD的程序 裝置中遙測電路的一部分，IMD利用"臂長遙測"通信。臂長遙測(ALT) 指距離大約為10cm或更長的遙測。例如，ALT可以在大約為50cm的距 離或大約為lm的距離內(nèi)運行。相應(yīng)地，ALT消除了將程序裝置直接置于 IMD上進(jìn)行通信的負(fù)擔(dān)。然而，由于信號等級隨著程序裝置和IMD之間 距離的立方減少，因而ALT的信號等級為類似于幾百微伏的等級。因此， ALT需要微功率電路來提取發(fā)射的信號，同時抑制或拒絕帶外攻擊，即 噪聲。攻擊包括刺激環(huán)路攻擊及類似現(xiàn)象。
0160可以將儀表放大器500配置成為開關(guān)鍵控(OOK)信號的檢測 提供同步解調(diào)。例如，這些信號由發(fā)射器499在175kHz的工業(yè)-科學(xué)-醫(yī) 療(ISM)頻帶中發(fā)射。本公開描述的斬波穩(wěn)定混頻放大器，即具有負(fù)反饋 路徑90的混頻放大器14，可以在儀表放大器500中實現(xiàn)，以便以很低的 偏移和穩(wěn)定增益來提供同步解調(diào)。另外，儀表放大器500的增益可以方 便地由片上電容比值決定，即負(fù)反饋路徑90中反饋電容器的電容與輸入 電容器的電容的比值。如圖14A所示，儀表放大器500還包括時鐘同步 器502，用于糾正發(fā)射器499和接收器498的時鐘信號之間的相位不匹酉己。 時鐘同步器502可包括根據(jù)本公開的一實施例的斬波穩(wěn)定混頻放大器。
0161在一個示例性實施例中，接收的信號可以利用175kHz信號 的開關(guān)鍵控發(fā)射，以在程序裝置和IMD之間發(fā)送數(shù)據(jù)，在IMD中存在 包含儀表放大器500的接收器498。 175kHz信號落在ISM頻帶內(nèi)?？梢?用22微秒的固定間隔來對數(shù)據(jù)進(jìn)行幀設(shè)計，以提供4.4kbps的速率。幀內(nèi)信號的占空比表示數(shù)據(jù)字節(jié)是1還是0。
0162應(yīng)當(dāng)理解儀表放大器500不限于上述規(guī)定。相反，該規(guī)定 是許多可用于ALT的示例性規(guī)定中的一個。相應(yīng)地，圖14A中的儀表放 大器500和儀表放大器500的信號流程應(yīng)被視為廣泛講授本公開所述的 斬波穩(wěn)定儀表放大器500如何用于同步解調(diào)臂長遙測信號的示例，因此， 在任何情況下都不能被視為是限制性的。
0163圖14A中儀表放大器500的信號流程從包含調(diào)制器520的 發(fā)射器499開始。調(diào)制器520接收包含發(fā)射數(shù)據(jù)的輸入數(shù)據(jù)信號532，以 時鐘信號521A定義的斬波頻率斬波輸入信號，以通過發(fā)射天線501和接 收天線503生成發(fā)射至接收器498的輸出信號?？膳鋫漕~外的放大器或 過濾器組件，以允許調(diào)制器520生成的調(diào)制信號的傳送。與本公開描述 的其它儀表放大器的實施例作類比，發(fā)射器499和調(diào)制器520實際組成 一個前端12,該前端12為信號流程提供第一斬波階段。因此，在這種情 況中，整個儀表放大器500的前端12是與獨立的設(shè)備有關(guān)的發(fā)射器499， 獨立的設(shè)備如IMD備或程序裝置。發(fā)射器499生成數(shù)字比特流，并將數(shù) 字比特流轉(zhuǎn)換為模擬波形(輸入信號532)，該模擬波形被調(diào)制器520調(diào)制 到載波頻率，如175kHz，以生成在無線信道傳送的無線信號533。在這 種情況中，無線信道是在程序裝置和植入病人體內(nèi)的IMD之間的無線信 號533的路徑。
0164無線信號533由接收天線502接收?；祛l放大器14接收來 自求和結(jié)點522的信號525。如上文對圖2、圖10和圖12的描述，混頻 放大器14可包括放大器26，解調(diào)器28和積分器30。這些圖中編號類似 的組件可以以類似的方式運行。例如，放大器26放大輸入信號525，以 生成放大信號，即放大信號527。調(diào)制器28在斬波頻率解調(diào)放大信號527， 以生成解調(diào)信號529，該解調(diào)信號攜帶位于基帶的原數(shù)據(jù)流和被向上調(diào)制 至175kHz的噪聲。積分器30用基帶組件抑制頻帶外的信號成分，從而 生成幾乎沒有噪聲523的輸出信號531。
0165如上文對圖10的描述，負(fù)反饋路徑90提供負(fù)反饋，該負(fù) 反饋保持混頻放大器14輸入端的信號變化小。特別地，負(fù)反饋路徑90 包括調(diào)制器34，調(diào)制器34調(diào)制輸出信號531，以生成在求和結(jié)點522添加到信號路徑中的差動反饋信號。時鐘信號521C驅(qū)動調(diào)制器34通過反 饋電容器17(Cfb)用載波頻率調(diào)制輸出信號531。負(fù)反饋路徑90可包括兩 條反饋路徑分支，該反饋路徑分支對差動混頻放大器14的正、負(fù)輸入端 應(yīng)用負(fù)反饋。該反饋路徑相互反相，以保證在每半個時鐘周期內(nèi)都存在 一條負(fù)反饋路徑。采用這種方式，混頻放大器14運行在低功率，同時提 供穩(wěn)定、低噪聲輸出。
0166然而，在圖14A中，提供時鐘信號521A和521B的時鐘并 不位于同一物理位置。特別地，時鐘信號521A由發(fā)射器498中的時鐘提 供，而時鐘信號521B位于接收器499中的儀表放大器500中。相應(yīng)地， 時鐘信號521B可能不與時鐘信號521A同步。當(dāng)時鐘信號521A和521B 之間的相移為90度時可能導(dǎo)致解調(diào)信號529中產(chǎn)生空信號(signal null), 或者導(dǎo)致差頻，差頻在可能的情況下使解碼接收信號很困難。時鐘同步 器503糾正時鐘信號521A和521B之間的相位不匹配。
0167如圖14A所示，時鐘同步器502使用接收的信號即輸入信 號533糾正時鐘信號521A和521B之間的相位不匹配。調(diào)制器528使用 時鐘信號521B來斬波放大信號527，并且調(diào)制器34將時鐘信號521B用 在反饋路徑90中以為至求和結(jié)點522的反饋斬波輸出信號531。時鐘信 號521B和521A彼此基本同步，解碼器504可由輸出信號531生成數(shù)字 比特流。解碼器504可以是限制器或可將模擬基帶信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字比特 流的類似組件。例如，解碼器504可包括由檢測輸出信號等級的比較器 組成的限制器。比較器具有動態(tài)電平調(diào)整，以解決隱藏的本底噪聲中的 變化?？梢韵蛳拗破魈砑舆m度的滯后，以防止短時間段內(nèi)小振幅轉(zhuǎn)換的 數(shù)字波形中出現(xiàn)多個切換脈沖(trigger)。
0168時鐘同步器502可以實現(xiàn)為鎖相環(huán)路或者射頻(RF)通信領(lǐng) 域中已知的用于糾正發(fā)射器和接收器的時鐘之間相位不匹配的其它組 件。在一個示例性實施例中，時鐘同步器502可包括本公開所述的斬波 穩(wěn)定混頻放大器。斬波穩(wěn)定混頻放大器可用于從接收信號獲得為混頻放 大器14提供時鐘信號521B的混頻時鐘，從而消除正交重構(gòu)的必要性。 也就是說，本公開描述的儀表放大器的核心特性可用作時鐘同步器502 中的關(guān)鍵構(gòu)建部分，用于從接收信號中構(gòu)建同步時90的混頻放大器14對該核心特性進(jìn)行了詳細(xì)描述。
0169利用時鐘同步器502中的斬波穩(wěn)定混頻放大器得到時鐘信 號有幾個優(yōu)勢。第一，混頻放大器是斬波穩(wěn)定的，提供最小的提及的天 線偏移(RTAO)。這為提取小幅接收信號提供純凈信號(clean signal),該 純凈信號為類似于100微伏。使用反饋路徑90和補償網(wǎng)絡(luò)可以調(diào)整環(huán)路 動力學(xué)，以抑制帶外瞬變，同時維持對接收信號的鎖相。另外，用斬波 混頻組件實現(xiàn)信號處理，以保持從電源獲取的電流最小。例如，在一些 實施例中，沒有輪詢(polling)的儀表放大器500的凈備用電流大約為5 微安或者更小。
0170總之，接收器498可以有三個主要的組成模塊。天線503 處的前端與兩個斬波穩(wěn)定混頻器連接，其中一個在鎖相環(huán)路502中使用 以獲取基準(zhǔn)時鐘，另一個在混頻放大器14中使用以將接收信號轉(zhuǎn)換至基 帶并放大該信號，同時抑制帶外攻擊。在時鐘同步器502中，斬波穩(wěn)定 混頻放大器通常作為線性混頻器提供，以作為壓控振蕩器(VCO)中的相位 檢測器運行，而另一個斬波穩(wěn)定混頻放大器通常作為線性混頻器運行， 以為數(shù)據(jù)提取提供解調(diào)、放大和低通過濾。同相混頻放大器14的輸出傳 到解碼器504進(jìn)行數(shù)字化。圖14A的結(jié)構(gòu)提供同步解調(diào)器，其對在傳送 頻帶中的接收信號具有高靈敏度，同時抑制帶外攻擊。可以使用斬波穩(wěn) 定混頻放大器結(jié)構(gòu)進(jìn)行低功率同步解調(diào)，低功率同步解調(diào)可在混頻放大 器14和時鐘同步器502中使用。
0171圖14B的電路示了圖14A中遙測配置儀表放大器的輸 入和反饋電路。如圖14B所示，混頻放大器14通過輸入電容器106A、 106B(Cin)接收調(diào)制差動輸入信號。輸入電容器106A為混頻放大器14的 正輸入端饋送正端差動天線信號(ANT+)。輸入電容器106B為混頻放大 器14的負(fù)輸入端饋送負(fù)端差動天線信號(ANT-)。可提供電阻器108A、 108B以設(shè)置混頻放大器14的輸入，進(jìn)而設(shè)置輸入偏置阻抗。如其它實 施例一樣，通過反饋電容器112A、 112B(Cfb)和開關(guān)U4A、 114B，混頻 放大器14的正、負(fù)輸入端可耦合至反饋路徑90的反饋路徑分支。反饋 電容器112(Cfb)的電容與輸入電容器106(Cin)的電容的比值設(shè)定整個儀 表放大器的標(biāo)定增益。如其它實施例一樣，還提供負(fù)反饋路徑92來設(shè)置儀表放大器的高通截頻。
0172圖15A中的方框示儀表放大器500。根據(jù)本公開，圖 15A顯示的儀表放大器包括混頻放大器14和反饋路徑16。然而，與上文 描述的實施例不同，前端12處于不同的物理位置，與圖14A和圖14B 一致。特別地，如參照圖14A的描述，前端12位于遠(yuǎn)端IMD或程序裝 置中的發(fā)射器499中。儀表放大器500的接收天線503接收的信號已在 遠(yuǎn)端IMD或程序裝置中被斬波。儀表放大器500包括時鐘同步器502， 其糾正驅(qū)動遠(yuǎn)端設(shè)備中前端12的時鐘與驅(qū)動混頻放大器14的時鐘之間 的相位不匹配。時鐘同步器502提供線性混頻器，其提取在混頻放大器 14所提供的數(shù)據(jù)解調(diào)路徑中使用的相位基準(zhǔn)。
0173如圖15A所示，接收天線503接收遠(yuǎn)端發(fā)射器輸出的無線 信號。儀表放大器500的混頻放大器14如上文描述的那樣運行，并且可 以實現(xiàn)為在低阻抗結(jié)點開關(guān)的改進(jìn)型折疊式共射共基放大器。因此，圖 15A顯示的混頻放大器14包括放大器26、解調(diào)器28和積分器30。在圖 15A中，混頻放大器14從接收天線503接收調(diào)制的輸入信號525。放大 器26放大調(diào)制的輸入信號525，以生成放大信號527。解調(diào)器28解調(diào)放 大信號527，以生成使用折疊式共射共基放大器的低阻抗結(jié)點開關(guān)的解調(diào) 信號529。然而，解調(diào)信號529可能會有空信號或差頻，除非驅(qū)動解調(diào)器 28的時鐘與驅(qū)動發(fā)射器處調(diào)制器的時鐘同步。這就是儀表放大器包括時 鐘同步器502的原因。
0174解調(diào)信號29可包括l/f噪聲、跳躍噪聲、載波頻率(175kHz) 處的偏移和基帶中的原信號成分。積分器30積分解調(diào)信號529，以生成 輸出信號531。特別地，積分器30根據(jù)接收器中基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器 提供的基準(zhǔn)電壓整合解調(diào)信號529，并以低通濾波器的角色抑制頻率在基 帶外的信號成分。因此，位于解調(diào)信號529的載波頻率的噪聲被顯著消 除，以生成穩(wěn)定、低噪聲的輸出信號531。
0175另外，由于負(fù)反饋路徑90提供的負(fù)反饋的原因，輸出信號 531是穩(wěn)定的。沒有負(fù)反饋路徑90，輸出信號531包括重疊在期望信號 上的一系列尖峰，這些尖峰使得難于將信號切割成數(shù)字比特流以及解碼 數(shù)據(jù)。這些尖峰是低功率運行的結(jié)果，低功率限制了混頻放大器14的帶寬。在混頻放大器14的輸入端提供負(fù)反饋保持在穩(wěn)定狀態(tài)下信號變化小，
從而在開關(guān)結(jié)點只發(fā)生明顯的電壓轉(zhuǎn)換。負(fù)反饋路徑90包括對稱的反饋 路徑，以分別為混頻放大器14的正、負(fù)差動輸入端提供負(fù)反饋。每條反 饋路徑分支用接收器中基準(zhǔn)與偏置電壓發(fā)生器提供的基準(zhǔn)電壓調(diào)制輸出 信號531。反饋路徑分支相互180度反相，在每半個時鐘周期內(nèi)提供反饋。 通過這種方式，混頻放大器14和負(fù)反饋路徑90顯著消除低頻干擾，以 提供穩(wěn)定、低噪聲輸出信號531。
0176如果發(fā)射器時鐘和接收器時鐘彼此不同相，則輸出信號531 可能會有空信號或差頻。發(fā)射器時鐘信號驅(qū)動將基頻信號調(diào)制到載波頻 率的調(diào)制器，載波頻率例如175kHz。接收器時鐘為混頻放大器14和負(fù) 反饋路徑90提供時鐘信號。更具體地，接收器時鐘提供驅(qū)動解調(diào)器28 解調(diào)接收到的放大信號527的時鐘信號，并提供驅(qū)動調(diào)制負(fù)反饋路徑90 中輸出信號531的信號。
0177時鐘同步器502糾正發(fā)射器時鐘與接收器時鐘之間的相位 不匹配。特別地，時鐘同步器建立從接收信號即調(diào)制輸入信號525得到 的同步時鐘以生成糾正信號，混頻放大器14中的解調(diào)器28和負(fù)反饋路 徑90中的調(diào)制器使用該糾正信號來補償相位不匹配。
0178圖15A中的時鐘同步器502避免了使用比較器從接收信號 獲取混頻時鐘相關(guān)的問題。與使用比較器相關(guān)的問題包括由于接收信號 功率低而生成方波的困難。也就是說，比較器在175kHz時鐘頻率難以將 微伏特信號方波化。比較器一般還要求AC耦合的前置放大器或其它機 制去除前端的DC偏移，否則這將導(dǎo)致類似于微伏特或更低的信號產(chǎn)生 明顯的占空比誤差和/或死區(qū)。另外，比較器沒有存儲器，因此任意的信 號交叉會導(dǎo)致信號混入基帶。這對于類似于幾百微伏特的信號是個問題， 更具體地，對于類似于幾百微伏對175kHZ ISM頻帶敏感的信號是個問 題。
0179在圖15A中，時鐘同步器502作為鎖相環(huán)路運行，并包括 斬波穩(wěn)定混頻放大器560、補償網(wǎng)絡(luò)562、壓控振蕩器(VCO)565和延遲 單元566和568。混頻放大器560包括排列方式與混頻放大器14類似或 相同的混頻放大器?；祛l放大器560不接收至混頻放大器輸入端的負(fù)反饋，而是接收應(yīng)用于混頻放大器560中解調(diào)器的正交相位時鐘反饋。因 此，在一些實施例中，斬波穩(wěn)定混頻放大器560可包括與本公開描述的 混頻放大器14類似的組件，并以與本公開描述的混頻放大器14類似的 運行方式運行。例如，參見圖15A,斬波穩(wěn)定混頻放大器560可包括組 成混頻放大器的放大器、解調(diào)器和積分器，并被耦合以接收為生成穩(wěn)定 輸出提供斬波穩(wěn)定的負(fù)反饋路徑。然而如上文提及到的，混頻放大器560 接收的負(fù)反饋可能是正交相位反饋，用于調(diào)整解調(diào)器的時鐘頻率。正交 相位反饋與混頻放大器560接收的輸入信號反相。因此，斬波穩(wěn)定混頻 放大器560包括一混頻放大器，該混頻放大器具有改進(jìn)的折疊式共射共 基放大器結(jié)構(gòu)，在低阻抗結(jié)點提供開關(guān)。這種結(jié)構(gòu)在圖6中顯示。斬波 穩(wěn)定混頻放大器560在圖15A中圖示為單個方框。
0180
一般地，時鐘同步器502在其輸出和混頻放大器14的解調(diào) 器28之間提供反饋路徑。斬波穩(wěn)定混頻放大器560從接收天線503接收 調(diào)制輸入信號525，并生成穩(wěn)定、低噪聲信號。重要的是，斬波穩(wěn)定混頻 放大器560顯著地從接收的信號中移除偏移，并輸出大致或非常接近方 波的信號。結(jié)果，斬波穩(wěn)定混頻放大器560可以避免上文描述的與使用 比較器相關(guān)的問題。
0181補償網(wǎng)絡(luò)562接收斬波穩(wěn)定混頻放大器560的輸出，并運 用積分器和高通零點(high-pass zero)。輸出通過在補償網(wǎng)絡(luò)562中使用 積分器來調(diào)整VCO 564，從而反饋時鐘(VCO 564的輸出)與接收信號正 交。也就是說，由于在穩(wěn)定狀態(tài)斬波穩(wěn)定混頻放大器560輸出零點凈信 號，因此發(fā)射時鐘和VCO 564的輸出正交。關(guān)鍵是通過在補償網(wǎng)絡(luò)562 中使用積分器，積分器在接收信號處于"關(guān)狀態(tài)"時保持VCO值(斬波 穩(wěn)定混頻放大器560的輸出仍然為零，因為信號消失)，并在信號重新增 強時快速再次獲取VCO。用這種方式，時鐘同步器502可以被視為正交 鎖定在接收信號即調(diào)制輸入信號25上的"矢量飛輪(phasor fly whed)"。
0182為了此示例性實施例，VCO 564可以運行在大約 350kHz(2*175kHz ISM頻率)。VCO 564的輸出被延遲單元566和568處 理以向斬波穩(wěn)定混頻放大器560、解調(diào)器28和負(fù)反饋路徑90中的解調(diào)器 提供正交信號。延遲單元568將VCO 564的輸出饋送回斬波穩(wěn)定混頻放大器560的解調(diào)器。延遲單元566與VC0 564的反相相連，以生成用于 解調(diào)器28和負(fù)反饋路徑90的同相時鐘。這樣，因為VC0 564的輸出被 正交鎖定在輸入信號上，因此延遲單元566引入半個時鐘周期的延遲， 以生成用于混頻放大器14(解調(diào)器28)和負(fù)反饋路徑90的同相時鐘。因此， 延遲單元566被配置成以第一相位(D將VCO 564的輸出饋送至混頻放大 器14的解調(diào)器28和負(fù)反饋路徑90的調(diào)制器34，同時延遲元件568被配 置成以第二相位O'將VCO 564的輸出饋送至混頻放大器560的解調(diào)器。 延遲單元566和568的輸出相互90度反相。由于解調(diào)器28使用與發(fā)射 器時鐘同相的時鐘信號，因此可以對混頻放大器14的輸出應(yīng)用信號處理 以恢復(fù)和解碼傳送比特。延遲單元566和568可以是D類型切換器或可 用于向信號引入延遲的其它組件。
0183
一般地，時鐘同步器502可以是鎖相環(huán)路，其為混頻放大 器14的數(shù)據(jù)解調(diào)路徑和負(fù)反饋路徑90提取相位基準(zhǔn)。VCO 564的反饋 調(diào)整斬波穩(wěn)定混頻放大器560的調(diào)制時鐘，從而與輸入信號525的時鐘 頻率90度反相。在這種情況中，斬波穩(wěn)定混頻放大器560用作其輸出用 Vin、。s(0)計算的線性相位檢測器，其中Vin是接收天線503的輸入電壓， ①是斬波穩(wěn)定混頻放大器560和輸入信號間的相位差。最終的傳遞函數(shù) 在90度時為空。為了反饋補償，關(guān)于該點的小變化可以近似為線性關(guān)系。
0184環(huán)路增益用輸入電壓度量的事實使VCO 560通過補償網(wǎng)絡(luò) 562進(jìn)行的補償復(fù)雜化。通過在補償網(wǎng)絡(luò)562中使用簡單的具有零點的簡 單積分器，可以在天線503為小信號獲得穩(wěn)定的鎖相。然而，對大電壓， 補償零點在時鐘頻率生成可以使信道飽滿且不使用VCO的大信號。該信 號的源頭是混頻放大器輸出在鎖相處的"隱藏狀態(tài)"，該狀態(tài)沒有DC成 分，但在混頻處有顯著的信號。為了消除此問題，可以在環(huán)路跨越區(qū)域 外為補償網(wǎng)絡(luò)562添加第二電極。該電極的目的是在混頻處抑制信號， 并最小化VCO抖動。只要環(huán)路增益不太高，多余的電極應(yīng)當(dāng)不成問題。 多余的電極被拉入補償零位，用于將兩個積分器(一個來自混頻放大器 560， 一個來自VC0 564的相位積分)帶離虛軸、進(jìn)入左半個平面。
0185由于VC0 564得到精心補償，所以可以在遙測連接的動態(tài) 范圍內(nèi)實現(xiàn)魯棒鎖相。用這種方式，環(huán)路可以在相應(yīng)速度較慢這方面得到優(yōu)化補償，并且當(dāng)遙測連接距離增加和信號減弱時，從而可以更好地
過濾干擾。在實踐中，可以提供由接收信號強度(RSSI)驅(qū)動的狀態(tài)開關(guān)， 以在典型的遙測連接范圍內(nèi)維持統(tǒng)一的動力學(xué)。狀態(tài)開關(guān)可以根據(jù)輸入 信號的等級調(diào)整時鐘同步器502的環(huán)路增益。因此，對于較高的輸入信 號等級，環(huán)路增益會降低，而對較低的輸入信號等級，環(huán)路增益會增加。0186圖15B所示方框圖更加詳細(xì)地顯示了圖15A中的時鐘同步 器502。圖15B圖示了與圖15A基本類似的時鐘同步器502，但還顯示 了混頻放大器560的示例性組件。特別地，混頻放大器560包括放大器 26B、調(diào)制器28B和積分器30B,所有這些組件的功能與混頻放大器14 的放大器26、調(diào)制器28和積分器30類似。然而如圖15B所示，延遲單 元568饋送與輸入信號525正交同相的VCO 564的輸出，以調(diào)整混頻放 大器560的調(diào)制器28B。因此，調(diào)制器28B的反饋信號與輸入信號525 反相，且用于調(diào)整調(diào)制器28B的時鐘頻率，從而維持混頻放大器560的 斬波穩(wěn)定。
0187圖16所示方框示了植入式醫(yī)療設(shè)備(IMD) 700的各 組件，IMD包括本公開所述的儀表放大器。IMD 700包括治療傳送模塊 702、處理器704、存儲器708、遙測模塊706、傳感器710、電源712、 和治療元件714。 一般地，IMD700包括斬波穩(wěn)定儀表放大器，將其作為 傳感器710或遙測模塊76的一部分或以上兩者的一部分。
0188傳感器710可以是血壓傳感器、加速器、活動傳感器、阻 抗傳感器、電信號傳感器或配置用于監(jiān)測心聲、腦部信號、和/或其它生 理信號的其它傳感器。雖然在圖16中顯示為包含在IMD700內(nèi)，但傳感 器710的一部分也可以位于IMD 700之外。例如，傳感器轉(zhuǎn)換器或者一 個或多個電極可位于引線遠(yuǎn)端觸點，該引線植入在病人體內(nèi)的靶點，并 通過導(dǎo)體與IMD 700電耦合?？商娲兀梢栽贗MD 700的外殼上或外 殼內(nèi)配備一個傳感器轉(zhuǎn)換器或一個或多個電極。例如，可以在IMD外殼 內(nèi)或從IMD延伸出的引線內(nèi)配備加速器。為了感測電信號，傳感器710 可包括兩個或多個電極，這些電極可都排列在引線上，或者一個電極在 引線上、 一個電極在IMD外殼上，或這些電極可都排列在IMD外殼上 或其它電極排列方式。可以在IMD 700的外殼內(nèi)的傳感器710內(nèi)提供與傳感器710相關(guān)聯(lián)的傳感器電路。
0189傳感器710 —般通過將信號或參數(shù)轉(zhuǎn)換為輸出電壓或電流 來提供對生理信號或參數(shù)的測量。如本公開所述，斬波穩(wěn)定儀表放大器 放大和過濾傳感器輸出，以生成穩(wěn)定、低噪聲信號，同時對功率的要求 很低。用這種方式，斬波穩(wěn)定儀表放大器可以使IMD 700依賴于有限電 源712提供的功率運行幾個月或者幾年，電源712諸如可再充電電池或 不可再充電電池。不管是哪種電池，都需要功率變換。
0190處理器704接收傳感器710的輸出，更特別地，接收與傳 感器710關(guān)聯(lián)的斬波穩(wěn)定儀表放大器的輸出。處理器704可運用額外處 理，例如在將用于處理的數(shù)值存入存儲器708之前，和/或經(jīng)過遙測模塊 706將這些值傳送到外部程序裝置之前，將輸出轉(zhuǎn)換為這些數(shù)值。遙測模 塊706也包括斬波穩(wěn)定儀表放大器的至少一部分。處理器704也基于傳 感器710的輸出控制對病人的治療。
0191IMD 700可通過治療組件714向病人傳送治療。在其它實 施例中，IMD700專用于感測，不包括治療傳送模塊702。治療組件714 可以是一條或多條引線上攜帶的電極、IMD 700外殼上的電極、 一個或 多個液體傳送裝置或其任意組合。相應(yīng)地，治療傳送模塊702可包括植 入式刺激生成器或其它刺激電路，其它刺激電路在處理器704的控制下 通過構(gòu)成治療組件714的電極中的至少一些電極向病人傳送電信號(例 如脈沖)或者大致連續(xù)的信號(例如正弦信號)的電信號。
0192治療傳送模塊40產(chǎn)生的刺激能量可以被設(shè)計為用于治療各 種心臟或神經(jīng)疾病、或受病人神經(jīng)反應(yīng)影響的疾病的刺激能量。刺激治 療的示例包括心臟起搏、心臟去顫、深部腦刺激(DBS)、脊髓電刺激 (SCS)、周圍神經(jīng)場刺激(PNFS)、盆腔刺激、胃腸刺激等。
0193治療傳送模塊702、處理器704、遙測模塊706、存儲器708 和傳感器710從電源712接收運行功率。電源712可以是尺寸小的可再 充電或不可再充電電池或經(jīng)皮接收感應(yīng)耦合能量的感應(yīng)功率接口。在可 再充電電池的情況中，電源712同樣可包括經(jīng)皮傳輸可再充電功率的感 應(yīng)功率接口。
0194在一個或多個液體傳送設(shè)備是治療元件714的一部分的實施例中，治療傳送模塊702可包括一個或多個液體儲存器和一個或多個 泵單元，這些泵單元從液體儲存器中抽出液體經(jīng)液體傳送裝置傳至耙點。 液體儲存器可包含一種藥物或多種藥物的混合。液體儲存器提供對裝填 物的訪問，例如通過自封注入孔經(jīng)皮注射液體。例如，液體傳送裝置可 包括導(dǎo)液管，該導(dǎo)液管將液體儲存器中的藥物傳送即注入或分散至相同 或不同的耙點。
0195處理器704可包括微處理器、微控制器、數(shù)字信號處理器 (DSP)、專用集成電路(ASIC)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、離散邏輯電 路或這些組件的組合。處理器704被編程為根據(jù)存儲在存儲器708中的 所選參數(shù)集控制治療的傳送。特別地，處理器704控制治療傳送模塊702 以傳送電刺激、藥物治療或兩者的組合。例如，處理器704可控制傳送 哪些藥物以及傳送的藥物的劑量。
0196處理器704還控制治療傳送模塊702傳送電刺激，該電刺 激的脈沖幅度、脈沖寬度和頻率(即脈沖速率)由選擇的參數(shù)集的程序 指定。處理器704還控制治療傳送模塊根據(jù)參數(shù)集不同的程序傳送每個 脈沖。在一些實施例中，處理器704控制治療傳送模塊702傳送大致連 續(xù)的刺激波形，而不是脈沖刺激。
0197存儲器708可存儲參數(shù)集，這些參數(shù)集可供病人選擇用于 傳送電刺激和/或藥物治療。存儲器42也可存儲計劃安排。存儲器708 可包括易失性、非易失性、可移動的、磁性的、光學(xué)的或固態(tài)的介質(zhì)的 任意組合，諸如只讀存儲器(ROM)、隨機存取存儲器(RAM)、電可擦可 編程序只讀存儲器(EEPROM)、閃存等等。
0198處理器704還控制遙測模塊706通過無線遙測與外部程序 裝置交換信息，外部程序裝置諸如診治者程序裝置和/或病人程序裝置。 處理器704可控制遙測模塊706連續(xù)、以周期間隔或根據(jù)程序裝置的需 求與外部程序裝置通信。另外，在一些實施例中，遙測模塊706可支持 與一個或多個無線傳感器的無線通信，這些無線傳感器感測生理信號并 將信號傳送給IMD700。
0199遙測模塊706作為收發(fā)器運行，其從外部程序裝置接收遙 測信號并將遙測信號發(fā)送給外部程序裝置。在一些實施例中，遙測模塊706可包括斬波穩(wěn)定儀表放大器。更具體地，對于圖14和圖15，遙測模 塊706的接收器部分可包括斬波穩(wěn)定儀表放大器的后端，被稱作斬波穩(wěn) 定混頻放大器和反饋路徑，其從接收的遙測信號中產(chǎn)生基帶信號。本公 開描述的接收器部分只包括后端(斬波穩(wěn)定混頻放大器)，因為對應(yīng)的前端 位于與IMD 700通信的外部程序裝置的發(fā)射器部分。
0200接收器部分也可包括時鐘同步器，該時鐘同步器包括另一 個斬波穩(wěn)定混頻放大器，例如參照圖15A的描述。這個斬波穩(wěn)定混頻放 大器生成的輸出信號可被鎖相環(huán)路用于生成糾正信號，該糾正信號用于 同步遙測模塊706的接收器部分和外部程序裝置的發(fā)射器部分。
0201遙測模塊706可包括發(fā)射器，用于將來自IMD 700的信號 發(fā)射至外部程序裝置、另一IMD或外部醫(yī)療設(shè)備。發(fā)射器可包括斬波穩(wěn) 定儀表放大器的前端，在某種意義上，發(fā)射器可包括第一斬波階段，其 以RF頻率調(diào)制輸入信號從而將信號傳送給外部程序裝置或者其它植入 式或外部醫(yī)療設(shè)備。
0202重要地，傳感器710和遙測模塊706內(nèi)的儀表放大器是提 供穩(wěn)定、低噪聲信號的微功率電路。因此，相對于需要較多功率運行的 儀表放大器，IMD700可以運行更長的時間段。
0203圖17所示方框示了病人或診治者程序裝置720的示例， 其允許病人或診治者與IMD 700通信。病人或診治者可以與程序裝置720 交互以設(shè)計治療程序，例如電刺激、藥物治療或兩者的結(jié)合。在圖示的 示例中，程序裝置720包括處理器722、用戶接口 724、輸入/輸出726、 遙測模塊728、存儲器730和電源732。程序裝置720可包括作為遙測模 塊728的一部分的斬波穩(wěn)定儀表放大器。
0204病人或診治者，在此處被稱作用戶，可通過用戶接口 724 與處理器722交互，以控制對電刺激、藥物治療或兩者的結(jié)合的傳送。 用戶接口 724可以包括顯示器和鍵盤，還可以包括觸摸屏或上文描述的 外圍定點設(shè)備。如下文的詳細(xì)描述，處理器722還可提供圖形用戶接口 (GUI)以利于與用戶交互。處理器722包括微處理器、控制器、DSP、ASIC、 FPGA、離散邏輯電路等。
0205程序裝置720還包括存儲器730。在一些實施例中，存儲器730可存儲參數(shù)集，其可供用戶選擇以進(jìn)行治療。存儲器730還存儲計劃 安排。因此，參數(shù)集和計劃安排可存儲于IMD 700、或程序裝置720中 或上述兩者中。程序裝置720還可包括遙測模塊728，其允許處理器722 與IMD 700通信，并且程序裝置720還可選地包括輸入/輸出電路模塊 726，其允許處理器722與另一程序裝置通信。
0206處理器722可接收通過用戶接口 724由用戶選擇的參數(shù)集 選集，且可通過遙測電路728向IMD 700傳送選集或選擇的參數(shù)集以根 據(jù)選擇的參數(shù)集傳送治療。當(dāng)程序裝置720在存儲器730中存儲參數(shù)集 時，處理器722可以在診治者編程期間通過輸入/輸出模塊726從另一程 序裝置接收參數(shù)集。例如，病人程序裝置可以從診治者程序裝置接收參 數(shù)集。
0207遙測模塊728可包括用于無線通信的收發(fā)器、用于有線通 信或通過可移動電介質(zhì)進(jìn)行通信的合適端口 、或通過可移動磁或光介質(zhì) 通信的合適裝置。如果使用無線通信，遙測模塊728既支持與IMD 700 的無線通信，也支持與另一程序裝置的無線通信。
0208與IMD 700的遙測模塊706類似，遙測模塊728作為收發(fā) 器運行，向IMD 700和可能另一個程序裝置發(fā)送信號以及從IMD 700和 可能另一個程序裝置接收信號。遙測模塊728的接收器部分可在主信號 路徑中包含斬波穩(wěn)定混頻放大器，用于生成經(jīng)處理以恢復(fù)發(fā)射信號的基 帶信號。該斬波穩(wěn)定混頻放大器的對應(yīng)前端位于IMD700的發(fā)射器部分。
0209接收器部分還可包括時鐘同步器中的斬波穩(wěn)定混頻放大器 或用于主信號路徑的鎖相環(huán)路。該斬波穩(wěn)定混頻放大器向下混頻接收信 號至基帶，以生成被鎖相環(huán)路處理以獲得同步時鐘的信號。遙測模塊728 的發(fā)射器部分可包括第一斬波階段，其在無線電頻率斬波輸入信號以傳 送至IMD 700或其它程序裝置或其它設(shè)備。
0210電源732向程序裝置720提供電源。也就是說，電源732 為處理器722、用戶接口 724、輸入/輸出模塊726、遙測模塊728和存儲 器730提供電源。由于遙測模塊728中的斬波穩(wěn)定混頻放大器工作功率 很低，所以它們可以增加電源732的壽命。
0211電源732可以是尺寸小、可再充電或不可再充電電池或經(jīng)皮接收感應(yīng)耦合能量的感應(yīng)功率接口。在可再充電電池的情況中，電源
732同樣可包括經(jīng)皮傳輸再充電能量的感功率接口。
0212本發(fā)明包括儀表放大器和相關(guān)的電路、設(shè)備、系統(tǒng)和方法， 且可以在各種應(yīng)用中使用。例如，可運用本發(fā)明支持與針對各種癥狀或 狀況的治療相關(guān)的感測，這些癥狀或狀況例如心律不齊、心臟顫動、慢 性疼痛、發(fā)抖、帕金森疾病、癲癇病、小便或大便失禁、性功能障礙、 肥胖或胃輕癱，并且本發(fā)明可為控制對各種組織的電刺激或藥物傳送提 供有用信息，這些組織例如病人的心臟、腦部、脊髓、骨腔神經(jīng)、末梢 神經(jīng)或胃腸道。
0213因此，本公開描述的儀表放大器可以與外部或植入式醫(yī)療 設(shè)備集成、包含在外部或植入式醫(yī)療設(shè)備內(nèi)部、與外部或植入式醫(yī)療設(shè) 備耦合或以其它方式與外部或植入式醫(yī)療設(shè)備關(guān)聯(lián)，外部或植入式醫(yī)療 設(shè)備諸如心律轉(zhuǎn)變器/心臟去顫器、脊髓刺激器、骨腔神經(jīng)刺激器、深部 腦刺激器、胃腸刺激器、末梢神經(jīng)刺激器或肌肉刺激器，并且本公開描 述的儀表放大器還與植入式或外部藥物傳送裝置一起使用。例如，儀表 放大器和/或相關(guān)的感測裝置可位于植入式醫(yī)療設(shè)備外殼內(nèi)或與該裝置耦 合的引線或?qū)Ч軆?nèi)。
0214儀表放大器可以與不同的治療應(yīng)用一起使用，例如心臟刺 激，深部腦刺激(DBS),脊髓電刺激(SCS)，對盆腔疼痛、失禁或性功 能障礙的盆腔刺激，對胃輕癱、肥胖或其它疾病的胃刺激或?qū)μ弁粗委?的周圍神經(jīng)場刺激。也可用于肌肉刺激，例如功能性電刺激(FES)，以 改善肌肉運動或防止萎縮。本文描述了本發(fā)明的各種實施例。這些或其 它實施例在以下權(quán)利要求所述范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種無線遙測接收器，包括混頻放大器，其放大被調(diào)制的差動遙測信號，以生成放大信號，并以一時鐘頻率解調(diào)所述放大信號，以生成輸出信號；調(diào)制器，其以所述時鐘頻率調(diào)制所述輸出信號的振幅；和反饋路徑，其將調(diào)制的輸出信號作為差動反饋信號應(yīng)用于被調(diào)制的差動遙測信號。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述接收器，進(jìn)一步包括一時鐘同步器，其基本 同步所述時鐘頻率和所述被調(diào)制的差動遙測信號的調(diào)制頻率。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述接收器，其中所述反饋路徑包括與所述混頻放大器的第一輸入耦合的第一反饋路徑分支和與所述混頻放大器的 第二輸入耦合的第二反饋路徑分支，并且其中所述第二調(diào)制器包括所述 第一反饋路徑分支中的調(diào)制器和所述第二反饋路徑分支中的調(diào)制器，兩 者反相調(diào)制所述輸出信號的振幅。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述接收器，其中所述第一反饋路徑分支和所述 第二反饋路徑分支每個都包括反饋電容，所述混頻放大器的所述第一輸 入和所述第二輸入每個都被耦合，以通過輸入電容接收所述差動遙測信 號，并且所述混頻放大器的增益至少部分取決于所述反饋電容與所述輸 入電容的比值。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述接收器，其中反饋路徑是第一反饋路徑， 所述接收器還包括積分器，其積分所述輸出信號；第三調(diào)制器，其以所述時鐘頻率調(diào)制被積分的輸出信號，以生成第 二差動反饋信號；和第二反饋路徑，其將所述第二差動反饋信號應(yīng)用到所述差動遙測信號。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述接收器，其中所述第二反饋路徑包括與所述混頻放大器的第一輸入耦合的第一反饋路徑分支和與所述混頻放大器的 第二輸入耦合的第二反饋路徑分支，并且其中所述第三調(diào)制器包括所述 第一反饋路徑分支中的調(diào)制器和所述第二反饋路徑分支中的調(diào)制器，兩 者反相調(diào)制所述被積分的輸出信號的振幅。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述接收器，其中所述第二反饋路徑中的所述第 一反饋路徑分支和所述第二反饋路徑分支每個都包括反饋電容，并且其 中所述第二反饋路徑在低于高通截頻的頻率處處于支配地位，并且所述 第一反饋路徑在高于所述高通截頻的頻率處處于支配地位。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述接收器，進(jìn)一步包括為所述混頻放大器 提供功率的電源，其中在運行過程中，所述電源向所述放大器提供約小 于2.0微安的電流，并為該電路提供約小于2.0伏的電壓。
9. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的接收器，進(jìn)一步天線，其接收所述被 調(diào)制的遙測信號，并將所述被調(diào)制的遙測信號作為所述被調(diào)制的差動遙 測信號提供給所述混頻放大器。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的接收器，其中所述接收器位于植入式 醫(yī)療設(shè)備內(nèi)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求IO所述的接收器，其中所述植入式醫(yī)療設(shè)備包括 心臟起搏器、心臟去顫器、電神經(jīng)刺激器和植入式輸藥設(shè)備中的一種。
12. 據(jù)權(quán)利要求1或2所述的接收器，其中所述混頻放大器和所述反 饋路徑構(gòu)成所述被調(diào)制的差動遙測信號的同步解調(diào)器。
13. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的接收器，其中所述混頻放大器包括積分器，該積分器積分被解調(diào)的信號以生成所述輸出信號。
14. 一種無線遙測接收器，包括放大被調(diào)制的差動遙測信號以生成放大信號的裝置； 以一時鐘頻率解調(diào)所述放大信號以生成輸出信號的裝置；以所述時鐘頻率調(diào)制所述輸出信號的振幅的裝置；和 將被調(diào)制的輸出信號作為差動反饋信號應(yīng)用于被調(diào)制的差動遙測信 號的裝置。
15. —種方法包括放大被調(diào)制的差動遙測信號以生成放大信號； 以一時鐘頻率解調(diào)所述放大信號以生成輸出信號； 以所述時鐘頻率調(diào)制所述輸出信號的振幅；和將被調(diào)制的輸出信號作為差動反饋信號應(yīng)用于所述被調(diào)制的差動遙測信號。
16. 根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，進(jìn)一步包括大致同步所述時鐘頻 率與所述被調(diào)制的差動遙測信號的調(diào)制頻率。
17. 根據(jù)權(quán)利要求15或16所述的方法，還包括通過所述第一反饋路 徑的第一反饋路徑分支和所述第一反饋路徑的第二反饋路徑分支應(yīng)用所 述差動反饋信號，所述第一反饋路徑分支與所述混頻放大器的第一輸入 耦合，所述第二反饋路徑分支與所述混頻放大器的第二輸入耦合，其中 調(diào)制所述輸出信號的振幅包括調(diào)制所述第一反饋路徑分支中輸出信號的 振幅以及調(diào)制所述第二反饋路徑分支中輸出信號的振幅，所述第一反饋 路徑分支中的調(diào)制和所述第二反饋路徑分支中的調(diào)制反相。
18. 據(jù)權(quán)利要 17所述的方法，其中所述第一反饋路徑分支和所述 第二反饋路徑分支每個均包括反饋電容，所述混頻放大器的所述第一輸 入和所述第二輸入每個都被耦合以通過輸入電容接收差動輸入信號，并且所述混頻放大器的增益至少部分取決于所述反饋電容與所述輸入電容 的比值。
19. 根據(jù)權(quán)利要求15或16所述的方法，其中所述反饋路徑是第一反饋路徑，所述方法還包括積分所述輸出信號；以所述時鐘頻率調(diào)制被積分的輸出信號，以生成第二差動反饋信號；和通過第二反饋路徑將所述第二差動反饋信號應(yīng)用于差動遙測信號。
20. 據(jù)權(quán)利要求19所述的方法，其中所述第二反饋路徑包括與所述 混頻放大器的第一輸入耦合的所述第二反饋路徑的第一反饋路徑分支和 與所述混頻放大器的第二輸入耦合的所述第二反饋路徑的第二反饋路徑 分支，并且調(diào)制被積分的輸出信號包括調(diào)制所述第一反饋路徑分支中被 積分的輸出信號的振幅以及調(diào)制所述第二反饋路徑分支中被積分的輸出 信號的振幅，所述第一反饋路徑分支中的調(diào)制與所述第二反饋路徑分支 中的調(diào)制反相。
21. 根據(jù)權(quán)利要求20所述的方法，其中所述第二反饋路徑中的所述 第一反饋路徑分支和所述第二反饋路徑分支每個均包括反饋電容，并且 其中所述第二反饋路徑在低于高通截頻的頻率中處于支配地位，并且所 述第一反饋路徑在高于所述高通截頻的頻率中處于支配地位。
22. 根據(jù)權(quán)利要求15或16所述的方法，還包括放大所述被調(diào)制的差 動遙測信號和解調(diào)混頻放大器中的放大信號，以及在運行過程中為所述 混頻放大器提供約小于2.0微安的電流和約小于2.0伏的電壓。
23. 根據(jù)權(quán)利要求22所述的方法，其中所述混頻放大器位于植入式 醫(yī)療設(shè)備內(nèi)。
24. 根據(jù)權(quán)利要求23所述的方法，其中所述植入式醫(yī)療設(shè)備包括心臟起搏器、心臟去顫器、電神經(jīng)剌激器和植入式輸藥設(shè)備中的一種。
25. 跟據(jù)權(quán)利要求23所述的方法，還包括從外部醫(yī)療設(shè)備程序裝置 接收所述遙測信號。
26. 根據(jù)權(quán)利要求15或16所述的方法，還包括積分被解調(diào)的信號以 生成所述輸出信號。
27. —種植入式醫(yī)療設(shè)備，包括天線，其接收被調(diào)制的遙測信號并將所述被調(diào)制的遙測信號表示為 調(diào)制的差動遙測信號；混頻放大器，其放大所述調(diào)制的差動遙測信號以生成放大信號，并 以時鐘頻率解調(diào)所述放大信號以生成輸出信號；調(diào)制器，其以所述時鐘頻率調(diào)制所述輸出信號的振幅；和反饋路徑，其將被調(diào)制的輸出信號作為差動反饋信號應(yīng)用于所述調(diào) 制的差動遙測信號。
全文摘要
本公開描述了一種斬波穩(wěn)定儀表放大器。本放大器被配置為在低頻下以很低的功率消耗實現(xiàn)穩(wěn)定測量。儀表放大器利用差動結(jié)構(gòu)和混頻放大器顯著消除放大器生成的輸出信號中的噪聲和偏移。低功率下的斬波穩(wěn)定會產(chǎn)生動態(tài)限值，如低頻干擾，通過將混頻放大器中低阻抗結(jié)點的斬波和反饋電路結(jié)合顯著地消除了這些動態(tài)限值。放大器的信號路徑作為連續(xù)時間系統(tǒng)運行，并為在斬波頻率或其諧波進(jìn)入信號路徑的噪聲或者外部信號提供最小的失真。放大器可以用于低功率系統(tǒng)，例如植入式醫(yī)療設(shè)備。放大器可以用于生理信號感測、阻抗感測、遙測或其它測試與測量應(yīng)用。
文檔編號H03F3/38GK101622784SQ200780050530
公開日2010年1月6日 申請日期2007年4月4日 優(yōu)先權(quán)日2007年1月31日
發(fā)明者T·J·丹尼森 申請人:麥德托尼克公司