專利名稱：開關(guān)放大器的制作方法
開關(guān)放大器
背景技術(shù)：
開關(guān)放大器，也稱為D類放大器，由于它們超越傳統(tǒng)線性放大器結(jié)構(gòu)的實(shí) 質(zhì)性的功效優(yōu)勢(shì)，越來越引起關(guān)注并逐漸發(fā)展。本質(zhì)上說，開關(guān)放大器使用 二進(jìn)制數(shù)字方法，對(duì)已為大家確定的原理作了拓展，該原理是與傳統(tǒng)線性 放大器中的情形一樣，放大器的晶體管在開或關(guān)的時(shí)刻而不是開和關(guān)的中間 (時(shí)刻)消耗最小的功率。開關(guān)放大器是對(duì)開關(guān)模式電源(SMPS)的發(fā)展。
眾所周知的，在開關(guān)放大器中，產(chǎn)生序列脈沖并將該脈沖施加于低通濾 波器，使得濾波后的脈沖序列形成輸入信號(hào)的放大形式。在這基本原理下， 可使用多種類型的開-關(guān)脈沖模式。然而，絕大多數(shù)現(xiàn)有的開關(guān)放大器的設(shè)計(jì) 都采用脈寬調(diào)制(PWM)，在脈寬調(diào)制中產(chǎn)生固定頻率的矩形脈沖流，并且這 些脈沖的開與關(guān)占空比也各不相同以達(dá)到所需的平均幅度。
同時(shí)，當(dāng)開關(guān)放大器的晶體管在完全接通或完全切斷時(shí)，所述開關(guān)放大 器的確消耗很少的功率，由于接通狀態(tài)和切斷狀態(tài)之間的切換，現(xiàn)有設(shè)計(jì)中 出現(xiàn)功效問題。在切換轉(zhuǎn)換間隔中，所述晶體管傳導(dǎo)非零電流越過非零伏特 電壓，因此，以由所述電流和電壓的產(chǎn)生的瞬時(shí)耗散功率方式散去熱量。切
換損耗是PWM放大器以及其他現(xiàn)有開關(guān)放大器耗散功率的主要原因。切換的 電壓常常很大的事實(shí)使這些損耗加劇。
其他產(chǎn)生開-關(guān)切換模式的方法是》A調(diào)制(SDM),也稱為脈沖密度調(diào) 制(PDM)。然而，SDM要求比PWM高很多的切換速率，因此它會(huì)引起更高 的切換功率損耗。在放大器的應(yīng)用中，這些損耗通常是難以接受的，因此SDM 主要在無功率(non-power)應(yīng)用中常見，例如數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)。在嘗試 阻遏SDM的切換功率損耗時(shí)，提議放大器結(jié)構(gòu)使用準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換(QRC)。 QRC 是一種可以大量減少單位脈沖切換能量損耗的SMPS技術(shù)。不同于矩形脈沖， ORC產(chǎn)生固定脈寬的正弦(或者近似正弦)波脈沖，并且由于開關(guān)元件僅當(dāng) 通過它們的電流趨近于零或者跨接它們的電壓趨近于零的時(shí)候才轉(zhuǎn)換的事實(shí) 實(shí)現(xiàn)了功率的節(jié)約；因此單位脈沖切換損耗趨近于零。
16然而，ORC自身不能有效地應(yīng)用于SDM。它的固定寬度脈沖要求脈沖 流的每個(gè)基本時(shí)鐘間隔內(nèi)需要有一個(gè)脈沖。例如，正常的SDM切換波形的一 個(gè)"on"時(shí)段持續(xù)三個(gè)基本時(shí)鐘周期通過三個(gè)連續(xù)的正QRC脈沖表示。因?yàn)檫@ 個(gè)原因，SDM準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換實(shí)施的切換速率甚至比已有的標(biāo)準(zhǔn)的SDM高速率要 高。其結(jié)果就是QRC單位脈沖的效益能被更高的切換速度所超過。
總體而言，現(xiàn)有開關(guān)放大器在一種形式或另一種形式中遭受相當(dāng)大的切 換功率損耗。由于這些損耗被頻繁地使用接近滿幅度的測(cè)試信號(hào)進(jìn)行測(cè)量， 從高度"宣揚(yáng)"的放大器效能數(shù)字(其中一種數(shù)字可能發(fā)現(xiàn)被引用)來看， 這些損耗通常是不明顯的。然而，當(dāng)該信號(hào)的幅度減小時(shí)，切換損耗會(huì)迅速 地超過傳遞至負(fù)載的功率。對(duì)高的峰均功率比(PAPR)信號(hào)(例如音頻信號(hào)) 而言，這是一個(gè)特殊問題，尤其是如果該放大信號(hào)已經(jīng)由可變?cè)鲆婕?jí)(例如 音頻音量控制)進(jìn)行了預(yù)處理。對(duì)于這些信號(hào)，現(xiàn)有放大器的長(zhǎng)期平均功率 很低，這導(dǎo)致縮短了電池供電應(yīng)用的工作壽命，以及導(dǎo)致電源部件和熱量排 除系統(tǒng)的成本開支和尺寸開銷增大。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一種用于開關(guān)放大器的調(diào)制器，所述調(diào) 制器包括脈沖發(fā)生器，該脈沖發(fā)生器用于提供復(fù)合脈沖流，其中，所述復(fù)合 脈沖流包括
正脈沖，該正脈沖具有正平均幅度并具有可控制的第一脈沖頻率，以及 負(fù)脈沖，該負(fù)脈沖具有負(fù)平均幅度并且有可獨(dú)立于第一脈沖頻率進(jìn)行控
制的第二脈沖頻率。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供了一種開關(guān)放大器，包括根據(jù)本發(fā)明第一
方面提供的調(diào)制器和濾波器，其中所述復(fù)合脈沖流施加于所述濾波器，以使
該濾波器的輸出信號(hào)為所述輸入信號(hào)的放大形式。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，提供了一種開關(guān)放大器的運(yùn)行方法，該方法包
括，為響應(yīng)輸入信號(hào)
生成具有正平均幅度并具有可控制的第一脈沖頻率的正脈沖；
生成具有負(fù)平均幅度并具有可獨(dú)立于第 一脈沖頻率進(jìn)行控制的第二脈沖
頻率的負(fù)脈沖；
17組合所述正脈沖和所述負(fù)脈沖以形成復(fù)合脈沖流；以及 將所述復(fù)合脈沖流施加于低通濾波器，以使該濾波器的輸出為所述輸入 信號(hào)的放大形式。
根據(jù)本發(fā)明第四方面，提供了 一種用于確定由抽樣值序列表示的信號(hào)越 過閾值的時(shí)間的方法，所述方法包括
a. 判定是否有多個(gè)連續(xù)輸入抽樣足夠接近直線形式；以及
b. 如果所述連續(xù)輸入抽樣足夠"^妾近直線形式，則執(zhí)行線性內(nèi)插法以確定 所述閾值被越過的時(shí)間，或者
c. 如果所述連續(xù)輸入抽樣未足夠接近直線形式，則執(zhí)行更準(zhǔn)確的插值方 式以在所述閾值越過點(diǎn)附近生成一個(gè)或多個(gè)新抽樣點(diǎn)，然后返回步驟a。
根據(jù)本發(fā)明的第五方面，提供了一種數(shù)字計(jì)時(shí)器，用作輸入數(shù)字時(shí)間值 并在該時(shí)間輸出觸發(fā)事件，該數(shù)字計(jì)時(shí)器包括 以較慢時(shí)鐘運(yùn)行的較低精度計(jì)時(shí)器，以及 以較快時(shí)鐘運(yùn)行的較高精度計(jì)時(shí)器，
所述較低精度計(jì)時(shí)器和較高精度計(jì)時(shí)器按如下設(shè)置所述較低精度計(jì)時(shí) 器始終被激活并且在所述輸出觸發(fā)事件之前的大部分時(shí)間計(jì)時(shí)，而所述較高 精度計(jì)時(shí)器被所述較低精度計(jì)時(shí)器激活僅持續(xù)所述輸出觸發(fā)事件之前的小部 分時(shí)間，所述較高精度計(jì)時(shí)器輸出所述觸發(fā)事件。
因此，我們提出一種采用雙極脈沖的新穎脈沖頻率調(diào)制(PFM)系統(tǒng)和 我們稱之為雙極PFM (BPFM)的技術(shù)。BPFM可以達(dá)到與用于高PAPR輸入信 號(hào)的PWM相比同樣慢或者更慢的平均切換速率。此外，因?yàn)榉桨甘褂霉潭▽?度脈沖，所以其可直接有效地應(yīng)用于QRC技術(shù)，而不需要借助于上述連續(xù)運(yùn) 行QRC脈沖。這允許開關(guān)放大器采用BPFM從QRC的優(yōu)勢(shì)中獲益，包括幾乎徹 底消除單位脈沖切換損耗，并且與矩形脈沖方式相比大大地減少了電磁干擾 (EMI)。
另外，我們提出了一種適合于高精度低功率計(jì)時(shí)器的新穎方案，所述高 精度低功率計(jì)時(shí)器提供了比從標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字系統(tǒng)時(shí)鐘得到更高的計(jì)時(shí)精度。由于 BPFM的應(yīng)用，以允許PFM脈沖的計(jì)時(shí)更加準(zhǔn)確，并且通過增加信噪比(SNR) 和減少總諧波失真(THD)提高了信號(hào)保真度。
根據(jù)本發(fā)明的第六方面，提供了一種用于開關(guān)放大器的調(diào)制器，所述調(diào)制器包括
用于接收輸入信號(hào)的輸入端；以及
脈沖發(fā)生器，該脈沖發(fā)生器用于提供具有可控制的脈沖頻率的脈沖流， 所述脈沖頻率為載頻和調(diào)制頻率之和；以及
用于實(shí)現(xiàn)如下功能的裝置根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度控制所述調(diào)制頻率 以使所述放大器產(chǎn)生期望的平均脈沖幅度；以及
用于實(shí)現(xiàn)如下功能的裝置當(dāng)所述脈沖流施加于低通濾波器時(shí)，控制所 述載頻以最小化該載頻的值，同時(shí)保持輸入信號(hào)的失真的可接受水平。
根據(jù)本發(fā)明的第七方面，提供了一種用于開關(guān)放大器的調(diào)制器，所述調(diào) 制器包括
用于接收輸入信號(hào)的輸入端；以及
脈沖發(fā)生器，該脈沖發(fā)生器用于提供具有可控制的脈沖頻率的脈沖流， 所述脈沖頻率為載頻和調(diào)制頻率之和；以及
用于實(shí)現(xiàn)如下功能的裝置根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度控制所述調(diào)制頻率 以使所述放大器產(chǎn)生期望的平均脈沖幅度；以及
使用準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換以形成所述脈沖的裝置。
因此，本發(fā)明提供了允許在可接受的低切換速率和低失真水平下使用脈 沖頻率調(diào)制的系統(tǒng)。


為了更好地理解本發(fā)明，現(xiàn)將借助實(shí)施例并且結(jié)合

本發(fā)明如何 付諸實(shí)施，其中
圖1是依照本發(fā)明的一方面的放大器的方框圖。
圖2圖示了用于說明本發(fā)明的放大器的脈沖序列。
圖3圖示了用于說明本發(fā)明的放大器的另一脈沖序列。
圖4是說明本發(fā)明的放大器結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖5是說明本發(fā)明放大器的另一種結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖6是說明本發(fā)明放大器的另一種結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖7是說明本發(fā)明放大器的另一種結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖8是說明本發(fā)明放大器的另一種結(jié)構(gòu)的方框圖。圖9是說明本發(fā)明另 一實(shí)施方式中放大器的另 一種結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖IO是說明本發(fā)明另一實(shí)施方式中放大器的另一種結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖11是說明本發(fā)明另一實(shí)施方式中放大器的另一種結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖12是說明本發(fā)明的放大器的另一種結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖13是說明本發(fā)明的放大器的另一種結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖14是說明本發(fā)明的放大器的另一種結(jié)構(gòu)的方框圖。
具體實(shí)施例方式
圖l示出了依照本發(fā)明實(shí)施方式的放大器裝置5。將要被放大的輸入信號(hào) 施加于控制器IO。如下文更為詳細(xì)的描述，控制器10確定用于控制放大器裝 置的方案，使得所述輸入信號(hào)被有效并準(zhǔn)確地放大，從而產(chǎn)生控制器輸出信
所述控制器輸出信號(hào)施加于功率脈沖發(fā)生器20，以依照由控制器10確定 的方案產(chǎn)生脈沖。控制器10和功率脈沖發(fā)生器20可合起來視為調(diào)制器。功率 脈沖發(fā)生器20輸出的脈沖傳輸?shù)降屯V波器30。在本發(fā)明的一些實(shí)施方式中， 功率脈沖發(fā)生器20是一個(gè)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器，該準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生定寬的正弦(或 近似正弦)脈沖。在任何情況下，功率脈沖發(fā)生器的確切形式通?？梢允浅?規(guī)的，在此不再進(jìn)一步描述。濾波器30本身通常是常規(guī)的，在此不會(huì)進(jìn)一步 描述。雖然圖中濾波器30作為獨(dú)立的部件示出，但是這樣的部件可以不是必 需的。例如，如果輸出信號(hào)將被施加于具有合適濾波特性的負(fù)載，那么由功 率脈沖發(fā)生器20產(chǎn)生的脈沖可直接施加于該負(fù)載。例如，如果放大器5被用作 音頻放大器，那么用感應(yīng)揚(yáng)聲器線圈的負(fù)載可提供合適的低通濾波，這就允 許脈沖直接施加于該負(fù)載。
參照?qǐng)D2，說明放大器裝置5的工作原理。要注意到圖2以及隨后圖中示出 的矩形脈沖。然而，如上所述，可優(yōu)選使用脈沖發(fā)生器20以準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器形 式產(chǎn)生正弦脈沖。因此，關(guān)于矩形脈沖流的描述僅是為了便于舉例說明。更 為一般而言，任意脈沖流都可輸入均值濾波器，并且該均值濾波器的輸出與 脈沖流的平均幅度線性相關(guān)。因而，例如，圖2中開-關(guān)占空比為100%將導(dǎo) 致經(jīng)過濾波器后的滿幅度的正輸出；開-關(guān)占空比為0 %將導(dǎo)致滿幅度的負(fù)輸 出；開-關(guān)占空比為50%導(dǎo)致零輸出。因此，通過產(chǎn)生響應(yīng)輸入信號(hào)的合適的脈沖流，均值濾波器的輸出可形 成為輸入信號(hào)的放大形式。
圖3示出放大器裝置5中的控制器10和功率脈沖發(fā)生器20的運(yùn)行。具體而 言，圖3示出了由脈沖42a、脈沖42b、脈沖42c、脈沖42d等組成的第一正PFM 脈沖流40，并且如圖3所示，所述脈沖流40具有固定脈沖周期^，并因此具有
固定脈沖頻率/^^7/7;。圖中示出的特定脈沖是矩形脈沖，但是注意本文提
出的所有技術(shù)適用于具有任何形狀脈沖的重復(fù)脈沖流，假定每一重復(fù)脈沖的 脈寬和幅度是相同的。具體而言，當(dāng)脈沖42a、脈沖42b、脈沖42c、脈沖42d 作為正脈沖描述時(shí)，任何具有正平均幅度的脈沖都可以被看作正脈沖。
圖3也示出了由脈沖46a、脈沖46b、脈沖46c等組成的第二負(fù)PFM脈沖流44，
并且如圖3所示，所述脈沖流44具有固定脈沖周期t;，并因此具有固定脈沖頻 率厶=//7;。可以假定負(fù)脈沖與正脈沖是相同的，該負(fù)脈沖只是該正脈沖流中 脈沖的反相形式。
另夕卜，圖3示出了復(fù)合脈沖流48，復(fù)合脈沖流48由第一脈沖流40中的脈沖 42a、脈沖42b、脈沖42c、脈沖42d和第二脈沖流44中的脈沖46a、脈沖46b、脈 沖46c相加在一起形成。
在放大器5中產(chǎn)生復(fù)合脈沖流48的結(jié)果可以通過考慮復(fù)合脈沖流48施加 于濾波器(例如低通濾波器30)的結(jié)果得知。為便于說明，可假定濾波器是
具有截止頻率為A的理想低通濾波器30，其中,<人且/;< / 。也就是說，
我們可以假定濾波器對(duì)于小于,的頻率成分具有單位增益，并且對(duì)于大于《 的頻率成分具有零增益。
我們可以定義差分頻率/^f為(/p -,)。那么，理想濾波器輸出信號(hào) 的幅度a等于脈沖流信號(hào)的平均幅度。我們發(fā)現(xiàn)
其中&為正常數(shù)。
我們也可以定義共模頻率/cw為可以注意到，a與/^無關(guān)。然而，在實(shí)際的脈沖頻率調(diào)制器中，或者在 由調(diào)制器驅(qū)動(dòng)的功率脈沖形成級(jí)中，大量功率損耗成分與平均脈沖頻率(即 /w)成比例。這是歸因于單位脈沖的能量損耗，該能量損耗通常是開關(guān)部件 在開狀態(tài)與關(guān)狀態(tài)之間轉(zhuǎn)換的切換損耗和在脈沖形成時(shí)傳導(dǎo)電流的部件中的 傳導(dǎo)損耗的組合。因此，為了最小化功率損耗，需要保持/cm盡可能的低。
然而，為了保持原始信號(hào)的真實(shí)表示，將脈沖頻率調(diào)制過程中產(chǎn)生的低 于7l的任何額外頻率成分最小化是重要的。這些無用成分的總功率與有用信 號(hào)的功率的比例被稱為總邊帶失真(TSD)。對(duì)于直流(DC)情況，容易看 出，我們僅需要保持力〉《且/"〉A(chǔ)，意味著/加〉/x,理想濾波器將濾除 所有脈沖諧波而只留下有用的DC值，即雙極脈沖頻率調(diào)制器(BPFM)將產(chǎn) 生零TSD。
交流(AC)情況比較難分析，但是下面會(huì)考慮這種情況。為了討論AC 情況，我們讓幾個(gè)變量變成時(shí)間的函數(shù)。具體而言，"、/cw、 /d#、入和fp 分別變成"G」、KO、 /,W、 / "」和//0。
如上所述，在將要放大的輸入信號(hào);^0是小輸入信號(hào)的任意時(shí)刻，需要 將/o/0保持在低值，并因此對(duì)高PAPR信號(hào)產(chǎn)生高功率效率，但這也需要維 持低TSD。
在一種稱為半靜態(tài)方法的方法中，我們選擇一個(gè)固定基頻A,所述A設(shè) 置為可被//0或者//0采用的最低值。選擇固定基頻入比濾波器的截止頻 率/x稍微大一些。根據(jù)<0的符號(hào)，正脈沖流或負(fù)脈沖流的頻率均保持在厶。 其他脈沖流的頻率變?yōu)楸攘Ω叩闹担詫?^/0設(shè)為所需值，并因此將 "">設(shè)為所需值。
因此，對(duì)于Xp」20，設(shè)定
//0 = /6+mjc"〕，其中m是正常數(shù)，并且
對(duì)于x(7) < 0 ，設(shè)定 //0 = /6，并且因此，根據(jù)需要，在每一情況中
顯然，對(duì)于DC情況，由于//"》/6〉乂且/"")^/6〉^,所有脈沖諧波被理想濾波器過濾掉。因此，對(duì)于DC情況
這種DC模式也可以為低帶寬或者小AC信號(hào)產(chǎn)生很好的近似值，當(dāng)信號(hào)帶寬或者幅度增加時(shí)，需要更高的(/廣乂)的值。
如上所述，基頻力是固定的。然而，在本發(fā)明的一些實(shí)施方式中，基頻/6可以被動(dòng)態(tài)調(diào)整，例如基于對(duì)信號(hào)帶寬和/或信號(hào)幅度的測(cè)量結(jié)果進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)整。
可以看出，對(duì)于小信號(hào)，乂 /0與低頻率《保持近似，因此，被單位脈沖損耗所消耗的功率小。
在另 一種稱為均衡法的方法中，所述兩個(gè)脈沖流的頻率和//O反相變化以便保持共模頻率X/C>等于期望的載頻。
于是
因此，要求
力#"」=薦"入
載頻/c"入可以對(duì)于所有,時(shí)刻保持在固定值，或者可以隨時(shí)間變化而變化以便在維持可接受的丁80的同時(shí)保持//0的值盡可能的低。顯然，第一種選擇是最簡(jiǎn)單的。然而，為了使功率損耗最小化，第二種選擇可能是優(yōu)選的。
對(duì)于這種均衡BPFM，對(duì)通常應(yīng)用于^^莫擬FM通信系統(tǒng)的典型的正弦調(diào)頻(FM)分析進(jìn)行擴(kuò)展是可能的。由于這種分析，基于X("O的幅度和頻譜得出一種用于調(diào)整//0的通用方法是可能的，以便達(dá)到的低值與低TSD之間的最優(yōu)平tf。我們稱這種方法為自適應(yīng)BPFM ( ABPFM)。
在典型的FM分析中，頻率/c的正弦曲線通過頻率/w的正弦曲線和峰值頻率偏差4/"調(diào)制。我們發(fā)現(xiàn)，調(diào)制引起/c每側(cè)的無窮級(jí)數(shù)邊帶頻率成分，該無窮級(jí)數(shù)邊帶頻率成分相對(duì)于/c以/w的整數(shù)倍相間隔開。邊帶成分的幅度由貝塞爾(Bessel)函數(shù)整形，這致使邊帶功率下降非常迅速超過某一點(diǎn)；因此，盡管理論描述邊帶成分遍布在無限帶寬，但在實(shí)踐中FM信號(hào)可被認(rèn)為僅占有有限帶寬。為了我們的目的，關(guān)鍵特征是當(dāng)以4/"表示的調(diào)制幅度或者調(diào)制頻率7^增加時(shí)，F(xiàn)M信號(hào)的有效帶寬增加。例如，在通信系統(tǒng)中，有效帶寬W有時(shí)候通過卡森規(guī)則(Carson's rule)估算
注意到重疊沒有應(yīng)用于FM，因此從數(shù)學(xué)的觀點(diǎn)來看，人們不能嚴(yán)格將該結(jié)果作為正弦調(diào)制信號(hào)，以及另外合成一般結(jié)果作為任意調(diào)制信號(hào)，例如，在用于調(diào)幅(AM)時(shí)。然而，在實(shí)踐中，為了估計(jì)邊帶功率，這樣的方法形成有效的近似值，從而被經(jīng)常使用。因此，例如，對(duì)于模擬FM無線電，我們發(fā)現(xiàn)是音頻的高幅度以及高頻率成分決定所需的有效帶寬。
可能的是，對(duì)典型的正弦FM分析進(jìn)行擴(kuò)展使得載波波形不是連續(xù)的正弦曲線，而是具有任意形狀的重復(fù)脈沖的脈沖流(對(duì)每個(gè)重復(fù)脈沖假定相同的脈沖寬度和脈沖幅度)。因而，將所述分析進(jìn)一步擴(kuò)展到我們?cè)诒疚目紤]的均衡BPFM情況是可能的。我們發(fā)現(xiàn)結(jié)果有點(diǎn)類似于正弦載波情況。由于PFM的處理，因而脈沖流的每個(gè)諧波具有有效的調(diào)制頻率和調(diào)制幅度(調(diào)幅有效是由于在固定脈寬PFM中占空比發(fā)生變化)。因此，脈沖流的每個(gè)原始諧波的每一側(cè)均產(chǎn)生類似FM的邊帶成分。然而，應(yīng)當(dāng)注意到，小于乂的無用邊帶功率幾乎全部正好歸因于脈沖流的第一諧波的較低的邊帶。
同樣應(yīng)當(dāng)注意到，通過如下方式可獲得相當(dāng)大的益處對(duì)BPFM的正脈沖和負(fù)脈沖進(jìn)行相位校準(zhǔn)，使得當(dāng)輸入信號(hào)X(^」為零時(shí)正脈沖和負(fù)脈沖一致并且因此抵消?？梢灾苯涌闯?，當(dāng)調(diào)制器處于"休眠"時(shí)會(huì)導(dǎo)致零脈沖輸出，這是其本身的優(yōu)勢(shì)，但是更重要的是，這種相位關(guān)系永久地抵消了一半的邊帶成分(偶數(shù)編號(hào)成分)，即使當(dāng)X("O是不為零時(shí)。最重要的是，這包括抵消原始脈沖諧波它們自身。脈沖諧波在現(xiàn)有的開關(guān)放大器中是重要問題，這會(huì)在輸出濾波器和負(fù)載中導(dǎo)致諧波功率損耗，并且脈沖諧波是已經(jīng)被認(rèn)識(shí)到的電磁干擾(EMI)問題。上文描述的相位校準(zhǔn)技術(shù)避免了這些問題，并且它允許省略輸出濾波器的低成本實(shí)施。此外，就信號(hào)保真度而言，抵消一半邊帶成分導(dǎo)致TSD減少兩倍。注意到，在一些實(shí)施中，可能不能夠精確調(diào)整正脈沖和負(fù)脈沖的相位(見后續(xù))，但是如果它們被調(diào)整得夠接近仍然可以獲得大部分的益處一尤其是對(duì)第一諧波的消除，因?yàn)檫@對(duì)于諧波損耗是最棘手的，而第 一諧波的消除是這些脈沖相位偏移的最大容限。
和典型的正弦載波FM分析一樣，對(duì)于均衡BPFM，我們發(fā)現(xiàn)當(dāng)調(diào)幅或者調(diào)頻增加時(shí)，每個(gè)脈沖諧波的邊帶的有效帶寬也增加。此外，盡管重疊不是絕對(duì)適用，但是它對(duì)于邊帶功率估算是有效的估算方法，并且，同模擬FM無線電一樣，可以看出，對(duì)于任意信號(hào)VO， x")的高幅度以及高頻率成分確定有效邊帶帶寬，因此確定可被具體的最大TSD容許的的最低值。
這:f巴我們引向一種用于調(diào)整載頻的常規(guī)方法。然而，首先應(yīng)當(dāng)注意到，載頻絕不能變化太快。上述分析基于^f叚定載頻是固定頻率。例如，使載頻變化能使自身產(chǎn)生邊帶。然而，如果我們確保,W相對(duì)于/,(^是緩慢變化的，那么會(huì)發(fā)現(xiàn)，固定載波分析是恰當(dāng)?shù)?，例如，任何歸因于//0的邊帶均受控于歸因于已滿足的/,f^的邊帶。
圖4顯示了一種實(shí)施用于基于所有這些考慮調(diào)整栽頻的方法的系統(tǒng)。輸入信號(hào)X(7)施加于延遲單元60，所述延遲單元60以時(shí)延^延遲信號(hào)，所述時(shí)延^被選擇足夠長(zhǎng)以允許有時(shí)間對(duì)輸入信號(hào)X("0進(jìn)行如下描述的測(cè)量并且處理該測(cè)量結(jié)果。具體地，輸入信號(hào)X(7)也施加于測(cè)量X"」的幅度的幅度測(cè)量單元62、以及測(cè)量Xfy的頻語(具體為X(^」的高頻譜)的頻率測(cè)量單元64。
25然后，將這些測(cè)量結(jié)果輸入到計(jì)算載頻值的載頻計(jì)算單元66。 X(7)的幅
度越大或者^"0的高頻譜越大，載頻計(jì)算單元66的輸出值越大。最后，為了確保栽頻的變化不會(huì)太快，將所述輸出值通過低通濾波器68。為了后續(xù)描述方便，稱輸出的載頻為C(^)，且有
—)
在這個(gè)通用方案范圍內(nèi)，許多具體實(shí)施方式
可供選擇。如一個(gè)實(shí)施例，幅度測(cè)量單元62可以測(cè)量在一些最近的時(shí)間間隔中出現(xiàn)的峰值的絕對(duì)振幅，頻率測(cè)量單元64可以為高通濾波器，所述高通濾波器緊接單獨(dú)的在整個(gè)時(shí)間間隔內(nèi)測(cè)量的峰值檢測(cè)器。載頻計(jì)算器可以是查表或者計(jì)算，產(chǎn)生兩個(gè)測(cè)量值是正單調(diào)的函數(shù)，并且所述函數(shù)符合所需的最大TSD的目的。
如另一個(gè)實(shí)施例，可用單獨(dú)的快速傅里葉變換(FFT)單元替換幅度測(cè)量單元62和頻率測(cè)量單元64。那么倍增抽頭(multiplicative taps )可用于對(duì)這些FFT頻率窗口 ( frequency bin)輸出的絕對(duì)值或平方值(即功率)進(jìn)4亍加斗又，其中對(duì)較高的頻率窗口進(jìn)行的加權(quán)較大。最后，總計(jì)這些結(jié)果?？梢钥闯觯@種方案產(chǎn)生隨幅度增長(zhǎng)的值，這對(duì)較高的頻率成分而言也是增長(zhǎng)的，因而形成一種用于計(jì)算載頻的方法。
如又一個(gè)實(shí)施例，可用微分器來替換幅度測(cè)量單元62和頻率測(cè)量單元64。(在離散時(shí)間的實(shí)施方式中，就是簡(jiǎn)單地從<0的當(dāng)前抽樣值中減去0的在先抽樣值)。這樣的裝置在輸入的幅度或者頻率增加時(shí)其輸出也增加，這產(chǎn)生了用于計(jì)算載頻的主要要素。
這些只是示例性實(shí)施方式。顯然，對(duì)于這些實(shí)施方式可以有許多變化和選擇。
在實(shí)踐中，可達(dá)到低于-200dB的TSD，這遠(yuǎn)低于任何實(shí)際可達(dá)到的熱噪聲的底線，因此對(duì)于所有實(shí)際目的，使用上述均衡BPFM方案可實(shí)現(xiàn)零邊帶失真。
應(yīng)當(dāng)注意到，均衡BPFM具有超過許多現(xiàn)有雙極放大器的優(yōu)點(diǎn)，因?yàn)榫釨PFM在正幅度輸出和負(fù)幅度輸出之間的模式中沒有變化時(shí)存在零交越失真。與基于PWM或者SDM的常規(guī)的二進(jìn)制開關(guān)放大器相比，BPFM (尤其是 ABPFM )具有如下優(yōu)點(diǎn)其受電源噪聲的影響要遠(yuǎn)低于二進(jìn)制的PWM和SDM 放大器受電源噪聲的影響，例如，將電源導(dǎo)軌切換到輸出僅僅持續(xù)總時(shí)間的 小部分時(shí)間。
到目前為止，我們已提出將雙極脈沖頻率調(diào)制器作為基于輸入信號(hào)直接 輸出任何形狀的正脈沖和負(fù)脈沖的系統(tǒng)。如圖l所示，該調(diào)制器可包括控制器 10，該控制器10用于產(chǎn)生控制信號(hào)以觸發(fā)單獨(dú)的功率脈沖發(fā)生器20中的脈沖 產(chǎn)生。如果功率脈沖發(fā)生器能以其自身的有效脈沖周期進(jìn)行計(jì)時(shí)，這些控制 信號(hào)可觸發(fā)功率脈沖發(fā)生器20中的每個(gè)脈沖的開始，或者如果功率脈沖發(fā)生 器沒有這種獨(dú)立的有效脈沖周期計(jì)時(shí)能力時(shí)，這些控制信號(hào)還可表示有效脈 沖周期的結(jié)束。在后一種情況中， 一種示例性控制信號(hào)的格式可以是二進(jìn)制 信號(hào)，在所述二進(jìn)制信號(hào)中正沿指示脈沖的開始，負(fù)沿指示脈沖的結(jié)束?？?見上述提出的方法足以適用于這種形式的調(diào)制器。
現(xiàn)描述控制器IO的多種實(shí)施方式，且該控制器形成均衡雙極性脈沖頻率 調(diào)制器的部分。在這些實(shí)施方式中，用q^)表示的載頻可保持在一個(gè)固定值 或適合的值，例如采用在前提出的方案。這樣，已提出的實(shí)施方式不是直接 輸出整形脈沖，而是輸出控制信號(hào)以觸發(fā)后續(xù)單元中的脈沖發(fā)生。
圖5示出了可能的連續(xù)時(shí)間的實(shí)施方式，例如，可以采用模擬電子元件來 實(shí)現(xiàn)該實(shí)施方式。所需的載頻C("O施加于加法器80和減法器82的各自的第一 輸入端，同時(shí)輸入信號(hào)^rO施加于加法器80和減法器82的各自的第二輸入端。 因此，加法器80計(jì)算正脈沖流的頻率，以及減法器82計(jì)算負(fù)il永沖流的頻率。
加法器80的輸出傳輸給第 一積分器84,而減法器82的輸出傳輸給第二積 分器86。這兩個(gè)積分器84、 86執(zhí)行頻率到相位的轉(zhuǎn)換。這兩個(gè)積分器等同于 是典型的正弦頻率調(diào)制器中存在的頻率到相位的積分器。應(yīng)當(dāng)注意到，這兩 個(gè)積分器84、 86的輸出是隨時(shí)間正單調(diào)的。
最后，這兩個(gè)積分器84、 86的輸出分別傳輸給第一分級(jí)閾值檢測(cè)器(STD) 88和第二分級(jí)閾值檢測(cè)器90，所述兩個(gè)分級(jí)閾值檢測(cè)器檢測(cè)各自積分器的相 位輸出何時(shí)超過一系列等距的相位閾值中的下一個(gè)相位閾值。兩個(gè)連續(xù)的相 位閾值之間的差表示一個(gè)完整的脈沖周期，即360度相位。當(dāng)每個(gè)相繼的相位
27閾值被超過時(shí)，觸發(fā)新脈沖一由第一STD88觸發(fā)正脈沖，以及由第二STD90 觸發(fā)負(fù)脈沖。
如果圖5中的這兩個(gè)積分器84、 86都以相同的初始狀態(tài)啟動(dòng)(即如果它們 有相同的積分常數(shù))，則如前部分中描述，將正脈沖和負(fù)脈沖最優(yōu)校準(zhǔn)。此 外，然后我們可實(shí)現(xiàn)圖6所示的等效系統(tǒng)。
在圖6所示的系統(tǒng)中，所需的載頻C(7)施加于第一積分器100,并且積分 后的載頻信號(hào)施加于加法器102和減法器104的各自的第一輸入端，同時(shí)輸入 信號(hào)x")施加于第二積分器l06，并且積分后的輸入信號(hào)施加于加法器102和 減法器104的各自的第二輸入端。因此，隨著積分器IOO、 106執(zhí)行頻率到相位 的轉(zhuǎn)換，加法器102計(jì)算正脈沖流的相位，而減法器104計(jì)算負(fù)脈沖流的相位。
加法器102和減法器104的輸出傳輸給各自的第一分級(jí)閾值檢測(cè)器(STD) 108和第二分級(jí)閾值檢測(cè)器(STD) 110。
圖5和圖6的系統(tǒng)中的 一個(gè)問題是至少 一些積分后的結(jié)果持續(xù)地增長(zhǎng)，即 圖5中的積分器84、 86的輸出和圖6中的第一積分器100的輸出，除非^"具有 零DC否則還有圖6中的第二積分器106的輸出。在實(shí)際的系統(tǒng)中，這些積分器 最終會(huì)達(dá)到極限，所以該系統(tǒng)必須定期地從所述積分器中減去已知的量，并 且在STD中考慮這種情況。
圖7中示出了數(shù)字離散時(shí)間的實(shí)施方式。圖6中的模擬加法器、模擬減法 器和模擬積分器直接地分別由數(shù)字加法器、數(shù)字減法器和數(shù)字累加器代替， 這對(duì)這種模數(shù)系統(tǒng)轉(zhuǎn)換是慣例的作法。顯然，通過對(duì)圖5所示系統(tǒng)中的模擬元 件作類似代替能獲得可選的數(shù)字離散時(shí)間的實(shí)施方式。
這樣，所需的載頻c(7)施加于第一累加器120，并且累加后的載頻信號(hào)施 加于加法器122和減法器124的各自的第 一輸入端，同時(shí)輸入信號(hào)V0施加于 第二累加器126,并且累加后的輸入信號(hào)施加于加法器122和減法器124的各自 的第二輸入端。
加法器122和減法器124的輸出傳輸給各自的第一脈沖時(shí)間計(jì)算器128和 第二脈沖時(shí)間計(jì)算器130。
在圖7中，累加器120、累加器126、加法器122和減法器124僅以X(^,的抽 樣率工作。然而，BPFM脈沖頻率常常比X(^)的抽樣率高，因此，為了可接受 的信號(hào)保真度，系統(tǒng)計(jì)算脈沖的觸發(fā)時(shí)間的精度必須比計(jì)算^的抽樣周期
28的精度要高得多。因此，系統(tǒng)不能僅將加法器122和減法器124之后的直接抽 樣與下一個(gè)相位閾值比較并在超過該下一個(gè)相位閾值時(shí)觸發(fā)脈沖。相反，優(yōu) 選的是更精確地計(jì)算脈沖觸發(fā)時(shí)間的數(shù)字值，同時(shí)需要低的平均計(jì)算復(fù)雜性， 并且因此需要低的功耗。
在圖7所示的實(shí)施方式中，第一脈沖時(shí)間計(jì)算器128和第二脈沖時(shí)間計(jì)算 器130計(jì)算用于脈沖觸發(fā)時(shí)間的值至足夠的精度，并且將這些值傳遞到各自的 計(jì)時(shí)器132、計(jì)時(shí)器134,所述計(jì)時(shí)器用來在恰當(dāng)?shù)臅r(shí)刻產(chǎn)生^^沖觸發(fā)。
對(duì)于目前考慮的數(shù)字實(shí)施方式，最直接的計(jì)時(shí)方法是僅用數(shù)字計(jì)數(shù)器來 計(jì)算每個(gè)觸發(fā)事件之間的主數(shù)字系統(tǒng)時(shí)鐘適當(dāng)?shù)闹芷跀?shù)。該主系統(tǒng)時(shí)鐘通常
會(huì)以明顯高于xf^」的抽樣率的頻率工作。取決于預(yù)期的應(yīng)用，這個(gè)時(shí)4中頻率 可足夠高以提供所需的精度，或者如下面更詳細(xì)的描述，可需要更精確的計(jì) 時(shí)器。
應(yīng)當(dāng)注意到，圖7中的頻率到相位的累加器120、累加器126可選擇具有比 計(jì)時(shí)器的可用精度更高的精度。這會(huì)增加通過輸出濾波器后的最終信號(hào)的精 度，因?yàn)橛捎谟?jì)時(shí)器的更低精度引起的脈沖抖動(dòng)被圖l所示的放大器中的輸出 濾波器30拉平。在極端的實(shí)施方式中，通過必要時(shí)增加累加器的精度可以獲 得任何所選精度的長(zhǎng)期平均輸出。
應(yīng)當(dāng)注意到，在這些離散時(shí)間的實(shí)施方式中，當(dāng)脈沖頻率低時(shí)脈沖頻率 誤差最小。這是保持共模頻率低的方法的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，例如較早提出的半靜 態(tài)和自適應(yīng)的均衡纟支術(shù)。
與連續(xù)時(shí)間的實(shí)施方式一樣，在實(shí)際的數(shù)字的實(shí)施方式中，有必要阻止 累加器中的值增長(zhǎng)超過有效的數(shù)字范圍。同樣，通過周期性地從該累加器中 減去已知的值來達(dá)到這個(gè)目的，并且在脈沖時(shí)間計(jì)算器中考慮到這一點(diǎn)。
在某些情況下，由調(diào)制器驅(qū)動(dòng)的脈沖產(chǎn)生電路可能不允許正脈沖和負(fù)脈 沖重疊。在這樣的情況下，在脈沖時(shí)間計(jì)算器后需要額外的處理來確保不發(fā) 生重疊。
圖8示出了顧及上述功能的本發(fā)明的實(shí)施方式。因此，在圖8中，所需的 載頻"0施加于第 一 累加器140,并且累加后的載頻信號(hào)施加于加法器142和 減法器144的各自的第 一輸入端，同時(shí)輸入信號(hào)<0施加于第二累加器146， 并且累加后的輸入信號(hào)施加于加法器142和減法器144的各自的第二輸入端。如上面關(guān)于圖7所述，加法器142和減法器144的輸出傳輸給各自的脈沖時(shí) 間計(jì)算器148、 150，并且如下面更詳細(xì)地描述，計(jì)算出的脈沖時(shí)間傳輸^^脈 沖重疊避免模塊152。
然后，脈沖重疊避免模塊152的輸出傳輸給相應(yīng)的計(jì)時(shí)器154、計(jì)時(shí)器156, 所述計(jì)時(shí)器在恰當(dāng)?shù)臅r(shí)刻產(chǎn)生脈沖觸發(fā)。
脈沖重疊避免模塊152利用定寬的正脈沖和負(fù)脈沖的在先知識(shí)來首先確 定重疊是否會(huì)發(fā)生，如果發(fā)生了，則該脈沖重疊避免模塊調(diào)整正脈沖和/或負(fù) 脈沖的時(shí)序以使它們不再重疊。 一種選擇是調(diào)整正脈沖和負(fù)脈沖的時(shí)序使得 這兩個(gè)脈沖在調(diào)整后具有相同的"重心"，換句話說，這兩個(gè)脈沖的平均時(shí) 間保持不變。這可以僅通過將第一脈沖提前時(shí)間r。并且將第二脈沖延遲同 一時(shí) 間K來實(shí)現(xiàn)。選擇兩個(gè)脈沖彼此之間的總時(shí)間位移2.r。以避免脈沖重疊?？梢?發(fā)現(xiàn)這種技術(shù)給信號(hào)帶來最小誤差。
與各種類型的其它放大器一樣，開關(guān)放大器有時(shí)使用負(fù)反饋以減小輸出 誤差。負(fù)反饋技術(shù)是眾所周知的。可以看到，與其他放大器一樣，負(fù)反饋可 應(yīng)用于剛才所述的雙極脈沖頻率調(diào)制器，或者可應(yīng)用于放大器，調(diào)制器屬于 該放大器的部分。
我們假定BPFM的負(fù)脈沖與正脈沖是相同的，該負(fù)脈沖只是該正脈沖的反 相形式。然而，如果情況不是這樣，并且正脈沖和負(fù)脈沖具有不同的平均幅 度，則最重要的影響是最終輸出波形的DC偏移。這可以通過在輸入信號(hào)中增 加互補(bǔ)DC項(xiàng)來糾正，而負(fù)反々赍顯然是一種實(shí)現(xiàn)這個(gè)目標(biāo)的方法。
應(yīng)當(dāng)注意到，在電橋結(jié)構(gòu)中可以實(shí)現(xiàn)BPFM，使得兩個(gè)脈沖流中的一個(gè)施 加于負(fù)載的一端，并且另一個(gè)脈沖流施加于該負(fù)載的另一端。這允許更高的 最大功率輸出，因?yàn)橥ㄟ^負(fù)載的最大4^蕩幅度增加了。
還可注意到，BPFM方法可以擴(kuò)展為包括不只兩個(gè)PFM"永沖流(如已經(jīng)提 出的， 一個(gè)正脈沖加上一個(gè)負(fù)脈沖)，而是任意個(gè)數(shù)的加在一起的正PFM脈 沖流和負(fù)PFM脈沖流。在這種情況下，差分頻率的定義可以概括為正3永沖頻 率的和與負(fù)脈沖頻率的和之間的差。
此外，盡管到目前為止描述的實(shí)施方式涉及產(chǎn)生至少一個(gè)正脈沖流和至 少 一個(gè)負(fù)脈沖流的調(diào)制器，放大器的可選形式可以恰好具有一個(gè)PFM脈沖流 輸出。那么，返回參考圖2，調(diào)制器以取決于輸入信號(hào)的幅度的頻率產(chǎn)生單月永沖
流。此外，當(dāng)脈沖發(fā)生器20使用QRC技術(shù)時(shí)，所述脈沖可以是正弦曲線的。
PFM脈沖流中脈沖的頻率需要集中于載頻上，以允許用于正頻率偏移和 負(fù)頻率偏移以響應(yīng)輸入信號(hào)的正幅度和負(fù)幅度。因此，PFM月永沖流中萬永沖的 頻率可以被視為栽頻與取決于輸入信號(hào)的幅度的調(diào)制頻率之和。
圖9示出了可能的連續(xù)時(shí)間的實(shí)施方式，例如其可以使用模擬電子元件來 實(shí)現(xiàn)。所需的載頻q"O施加于加法器280的第一輸入端，同時(shí)輸入信號(hào)乂"」施 加于加法器280的第二輸入端。因此，加法器280計(jì)算輸出脈沖流的所需頻率。
加法器280的輸出傳輸給積分器284。積分器284執(zhí)行頻率到相位的轉(zhuǎn)換。 積分器284的輸出傳輸給分級(jí)閾值檢測(cè)器288，分級(jí)閾值檢測(cè)器檢測(cè)積分器的 相位輸出何時(shí)超過一系列等間隔的相位閾值中的下一個(gè)閾值。兩個(gè)連續(xù)的相 位閾值之間的差表示一個(gè)完整的脈沖周期，即360度相位。當(dāng)每一個(gè)相繼的相 位閾值均被超過時(shí)，觸發(fā)新脈沖。
在圖10所示的系統(tǒng)中，所需的載頻c")施加于積分器300，并且積分后的 載頻信號(hào)施加于加法器302的第一輸入端，同時(shí)輸入信號(hào)<0施加于第二積 分器306，并且積分后的輸入信號(hào)施加于加法器302的第二輸入端。因此，當(dāng) 積分器300和積分器306^l行頻率到相位的轉(zhuǎn)換后，加法器302計(jì)算脈沖流的相 位。
加法器302的輸出傳輸給分級(jí)閾值檢測(cè)器308。
圖9和圖10的系統(tǒng)中的 一個(gè)問題是至少 一些積分后的結(jié)果持續(xù)地增長(zhǎng)。這 些積分器最終會(huì)達(dá)到極限，所以該系統(tǒng)必須周期性地從積分器中減去已知的 量，并且在分級(jí)閾值檢測(cè)器中考慮到這種情況。
圖11中示出了數(shù)字離散時(shí)間的實(shí)施方式。圖IO中的模擬加法器和積分器 可以分別直接由數(shù)字加法器和積分器代替，這對(duì)這種模數(shù)系統(tǒng)轉(zhuǎn)換是慣例的 做法。顯然，通過對(duì)圖9所示的系統(tǒng)中的模擬元件作類似代替可獲得可選的數(shù) 字離散時(shí)間的實(shí)施方式。
這樣，所需的載頻cf7)施加于第一累加器320，并且累加后的載頻信號(hào)施 加于加法器322的第一輸入端，同時(shí)輸入信號(hào)x(7)施加于第二累加器326，并 且累加后的輸入信號(hào)施加于加法器322的第二輸入端。脈沖時(shí)間計(jì)算器328。該脈沖時(shí)間計(jì)算器328計(jì)算 用于脈沖觸發(fā)時(shí)間的值至足夠精確，并且將這些值傳給計(jì)時(shí)器332,該計(jì)時(shí)器 在恰當(dāng)?shù)臅r(shí)間產(chǎn)生脈沖觸發(fā)。
存在載波意味著在PFM脈沖流中除了由于有用信號(hào)引起的頻率成分之外 還存在必然的DC成分。在許多應(yīng)用中(例如，音頻放大器驅(qū)動(dòng)動(dòng)圈式揚(yáng)聲器)， 這種DC成分必須在其被施加于負(fù)載之前除去。
為了除去DC成分，功率脈沖發(fā)生器可被設(shè)計(jì)為輸出具有負(fù)DC偏移的PFM 脈沖流，即使得在脈沖之間產(chǎn)生負(fù)電壓，并且在脈沖期間產(chǎn)生正電壓。負(fù) DC偏移可設(shè)置為恰好抵消由于載波引起的正DC偏移。該詳細(xì)設(shè)計(jì)對(duì)本領(lǐng)域技 術(shù)人員來說應(yīng)是顯而易見的。然后交替極性脈沖流可施加于負(fù)載的一端，同 時(shí)負(fù)載的另一端被保持在零幅度("接地")。
作為可選的實(shí)施方式，可以采用電橋輸出級(jí)。這將具有兩個(gè)輸出，每一 個(gè)輸出驅(qū)動(dòng)負(fù)載的兩端中的一端。在一種形式中，例如，第一輸出可應(yīng)用如 已述的功率脈沖，并且第二輸出可應(yīng)用相同的但是具有反相幅度的功率脈沖。 可以看出，這會(huì)允許正差動(dòng)幅度和負(fù)差動(dòng)幅度都被應(yīng)用于負(fù)載。因此，通過 適當(dāng)選擇載頻/e, DC可以被消除。此外，如對(duì)上述BPFM的電橋形式已經(jīng)提 到的那樣，放大器可以受益于可對(duì)電橋設(shè)計(jì)有用的增加的最大功率輸出。
作為另一個(gè)可選的實(shí)施方式，可以采用用于阻隔DC的裝置，例如，與放 大器的輸出端串聯(lián)的電容(在放大器的電子實(shí)現(xiàn)中)。然而，在實(shí)踐中，這 可能導(dǎo)致需要具有大電容值的電容，并且其能夠容許正極性和負(fù)極性的電壓。
為了適應(yīng)來自放大器的最大可能的正輸出振蕩和負(fù)輸出振蕩，載頻乂必 須被設(shè)置為接近于0與最大脈沖頻率4的中間值，即調(diào)制器能夠使X近似等
于f皿/2 (例如，所選的脈沖寬度？;設(shè)置脈沖頻率的上限為v :)。這可導(dǎo)致
高的平均轉(zhuǎn)換速率，并且因此導(dǎo)致高的轉(zhuǎn)換損耗。
為了應(yīng)對(duì)這個(gè)高轉(zhuǎn)換速率的問題，可使用 一種裝置動(dòng)態(tài)適應(yīng)乂 ，使得乂的 較低的值被用于放大器的輸入中的較小信號(hào)。這可以包含圖4的方案或者任何 關(guān)于所述方案操作所描述的技術(shù)。然而，改變,，即使緩慢改變，也^f吏上面 考慮的DC阻隔變得復(fù)雜，因?yàn)楫?dāng)前實(shí)際上不再是我們需要阻隔的DC,而是低 頻成分?？梢圆捎蒙鲜龅幕陔娙萜鞯姆桨福瞧溆行У念l率截止帶來對(duì)/c的變化速率的附加約束?？蛇x地，在上述的其他方法中可以采用動(dòng)態(tài)裝置以 改變相反的DC偏移。
如上述討論的，在圖7、圖8和圖11的數(shù)字系統(tǒng)中，系統(tǒng)需要計(jì)算脈沖觸 發(fā)時(shí)間至高精度，并且分辨率大大高于^rO的抽樣周期。在圖5、圖6、圖9 和圖IO的模擬系統(tǒng)中，對(duì)脈沖觸發(fā)計(jì)時(shí)僅是系統(tǒng)等待直到模擬相位信號(hào)超過 固定相位閾值的問題。系統(tǒng)的連續(xù)時(shí)間特性不會(huì)使產(chǎn)生觸發(fā)時(shí)間的精度受到 限制。然而，在數(shù)字情況下，確定用于相位閾值被超過的時(shí)間的高精度和高 準(zhǔn)確度的數(shù)字值顯然更加困難。
一種選擇是使用眾所周知的內(nèi)插技術(shù)筒單地對(duì)信號(hào)向上抽樣到高抽樣 率。然后，系統(tǒng)可以將這些以內(nèi)插值替換的抽樣中的每一個(gè)與相位閾值相比 較，并且如果超過該閾值，系統(tǒng)會(huì)確定脈沖觸發(fā)時(shí)間達(dá)到新抽樣周期的精度。 然而，這種方法意味著大量的計(jì)算開銷，并且因此產(chǎn)生額外的功耗。這種強(qiáng) 力的向上抽樣計(jì)算了許多不必要的值，因?yàn)橹恍枰獌蓚€(gè)以內(nèi)插抽樣值來界定 閾值越過點(diǎn)。此外，對(duì)于低誤差的內(nèi)插法，最優(yōu)選的技術(shù)是眾所周知的正弦 內(nèi)插法，但是其對(duì)每一個(gè)輸出抽樣都需要大量的乘法運(yùn)算，所述大量的乘法 運(yùn)算組成所需要的計(jì)算。
在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式中，脈沖時(shí)間計(jì)算器128、脈沖時(shí)間計(jì)算器130 (在圖7實(shí)施方式中)或脈沖時(shí)間計(jì)算器148、脈沖時(shí)間計(jì)算器150 (在圖8實(shí) 施方式中)或脈沖時(shí)間計(jì)算器328 (在圖ll實(shí)施方式中)運(yùn)行以高精度和高準(zhǔn) 確度計(jì)算脈沖觸發(fā)時(shí)間，但是需要比剛才所述的強(qiáng)力正弦內(nèi)插法少得多的計(jì) 算工作量。它們采用具有可變次數(shù)的迭代的迭代方法，該迭代方法連續(xù)"填補(bǔ)" 更多的正弦內(nèi)插抽樣直到算法判定該線性內(nèi)插達(dá)到足夠好的近似值(即可接 受地接近對(duì)應(yīng)的正弦結(jié)果)，在所述正弦內(nèi)插抽樣點(diǎn)執(zhí)行線性內(nèi)插并且算法 結(jié)束。因此，該方法受益于高準(zhǔn)確性的正弦內(nèi)插和高精度的線性內(nèi)插。曲線 的二階導(dǎo)數(shù)被用作衡量曲線在局部區(qū)域內(nèi)的直的程度，并且用以判定何時(shí)應(yīng) 用線性內(nèi)插以及何時(shí)結(jié)束線性內(nèi)插。
為了便于說明，以下假定用于脈沖觸發(fā)的相位閾值為零。然而，可以看 出，可容易地?cái)U(kuò)展該方法以適用于任何值的相位閾值，例如，通過將常量值 加到所有的輸入抽樣值。
考慮輸入脈沖時(shí)間計(jì)算器的四個(gè)連續(xù)抽樣值，依序取名為<formula>formula see original document page 34</formula>
首先，系統(tǒng)檢查在凡l與少+i之間是否有零交點(diǎn)，即凡i和^+l是否符號(hào)相 反。如果不是，系統(tǒng)終止算法并且向前移動(dòng)一個(gè)抽樣值以便處理下一組四個(gè) 抽樣值；即少-l變?yōu)閊—3， y+l變?yōu)閊—p ^+3變?yōu)樯?i,而下一個(gè)新的抽樣值 作為7+3 。
但是，如果凡l和Al符號(hào)相反，則系統(tǒng)計(jì)算前三個(gè)一階導(dǎo)數(shù)，如下 <formula>formula see original document page 34</formula>注意到，在我們的這種算法的應(yīng)用中，我們實(shí)際上可以省略上述計(jì)算，
因?yàn)檫@些導(dǎo)數(shù)等于輸入圖7、圖8和圖11中的積分器的值，所以我們的具體系 統(tǒng)可以直接使用這些值代替。然后，系統(tǒng)計(jì)算兩個(gè)二階導(dǎo)數(shù)，如下
<formula>formula see original document page 34</formula> 一
如果這兩個(gè)值均低于給定閾值^w^,則系統(tǒng)判定對(duì)將要使用的線性內(nèi)插
法而言，曲線是局部足夠"直"的，因而終止算法；在這種情況中，最后的 工作將是執(zhí)行線性內(nèi)插計(jì)算，如下<formula>formula see original document page 34</formula>
其中，^炎e,是脈沖觸發(fā)時(shí)間，該脈沖觸發(fā)時(shí)間用抽樣周期的分?jǐn)?shù)表示，
該脈沖觸發(fā)時(shí)間遠(yuǎn)離考慮的周期的中點(diǎn)(即y一和J^的中點(diǎn))。
另外，也就是，如果任意一個(gè)二階導(dǎo)數(shù)不低于:vw^ ，如下，系統(tǒng)準(zhǔn)備重 復(fù)所述算法。系統(tǒng)應(yīng)用正弦內(nèi)插以在y"和；^間的中點(diǎn)處插入值，該值稱為
少o (為了產(chǎn)生可接受的結(jié)果，正弦內(nèi)插計(jì)算一般需要比當(dāng)前考慮的4個(gè)輸入抽樣值多的輸入抽樣值，因此還必須使得這些抽樣值對(duì)算法有用)。然后，
如果系統(tǒng)發(fā)現(xiàn)零交點(diǎn)被限制在h與之間(例如，通過如上對(duì)相反符號(hào)的 檢驗(yàn))，則系統(tǒng)在^+i與y+3之間的中點(diǎn)正弦內(nèi)插一個(gè)值，該值稱為少+2;如
果不是，則零交點(diǎn)必然被限制在少-l與少o之間，在這種情況中，系統(tǒng)在少—1與 7—3之間的中點(diǎn)正弦內(nèi)插一個(gè)值，該值稱為y—2。在這兩種情況的任何一種 中，我們現(xiàn)在有一串以半原始抽樣周期隔開的4個(gè)相鄰抽樣值(原始抽樣和正 弦內(nèi)插抽樣的混合)。這四個(gè)抽樣可以用于開始算法的新的重復(fù)，例如，用
它們?nèi)〈厦娴脑汲闃?少-3 ， y—i,_y+3}，然后算法重新啟動(dòng)。
可以看出，可以允許算法重復(fù)期望的次數(shù)。但是，如果算法自身沒有在 確定次數(shù)的重復(fù)后自然結(jié)束，算法可以被強(qiáng)制結(jié)束。
在算法確實(shí)結(jié)束時(shí)，系統(tǒng)保存計(jì)算衍生值和正弦內(nèi)插結(jié)果是有用的，因 為他們可被接下來的脈沖時(shí)間計(jì)算重新使用，這可以進(jìn)一步節(jié)約平均計(jì)算負(fù) 荷，并且因此節(jié)約功耗。
對(duì)于目前考慮的數(shù)字的實(shí)現(xiàn)方式，計(jì)時(shí)器132、計(jì)時(shí)器134 (在圖7實(shí)施方 式中)或計(jì)時(shí)器154、計(jì)時(shí)器156(在圖8實(shí)施方式中)或計(jì)時(shí)器332 (在圖ll實(shí)施 方式中)可以在最簡(jiǎn)單的情況下僅使用數(shù)字計(jì)數(shù)器來計(jì)數(shù)每個(gè)觸發(fā)事件之間 主數(shù)字系統(tǒng)時(shí)鐘的適當(dāng)?shù)闹芷跀?shù)。主系統(tǒng)時(shí)鐘將通常以顯著高于x(^」的抽樣 率的頻率工作。然而，在一些應(yīng)用中，如聲頻，主系統(tǒng)時(shí)鐘頻率可能不足夠 高以提供獲得想要的信號(hào)保真度所需的計(jì)時(shí)精度，尤其是當(dāng)?shù)拖到y(tǒng)功耗的需 求趨于降低對(duì)主系統(tǒng)時(shí)鐘的頻率選擇時(shí)。
因此，在優(yōu)選的實(shí)施方式中，計(jì)時(shí)器132、計(jì)時(shí)器134 (在圖7所示的實(shí)施 方式中)或計(jì)時(shí)器154、計(jì)時(shí)器156 (在圖8所示的實(shí)施方式中)或計(jì)時(shí)器332 (在圖ll所示的實(shí)施方式中)根據(jù)如下方案工作，該方案提供了高精度、低 功率的計(jì)時(shí)器，所述計(jì)時(shí)器提供的計(jì)時(shí)精度比一般從主數(shù)字系統(tǒng)時(shí)鐘可獲得 的計(jì)時(shí)精度高得多，這允許在這些要求的應(yīng)用中滿足保真度需求。
因此，以下描述了低功率數(shù)字事件計(jì)時(shí)器，將該計(jì)時(shí)器視為輸入高精度 數(shù)字時(shí)間值，該值的分辨率比主數(shù)字系統(tǒng)時(shí)鐘的循環(huán)周期更高，并以上述精 度輸出計(jì)時(shí)的事件觸發(fā)。所述計(jì)時(shí)器在目前考慮的BPFM調(diào)制器中有直接的應(yīng) 用，但是這也是比較普遍的方法，該方法可發(fā)現(xiàn)被應(yīng)用于需要這樣的高精度 事件計(jì)時(shí)器的任何數(shù)字系統(tǒng)中。例如，某一應(yīng)用可能是在數(shù)字PWM調(diào)制器或
35數(shù)字PWM開關(guān)放大器中，其中計(jì)時(shí)器可提供基本脈寬計(jì)時(shí)達(dá)到比通常使用的 主數(shù)字系統(tǒng)時(shí)鐘更高的精度，使得在最終輸出的誤差更低。
圖12示出了根據(jù)優(yōu)選實(shí)施方式的計(jì)時(shí)器。其基本思想是采用根據(jù)主系統(tǒng)
時(shí)鐘工作的計(jì)數(shù)器對(duì)事件之間大多數(shù)間隔進(jìn)行計(jì)時(shí)，產(chǎn)生"粗略"計(jì)時(shí)，并 用一個(gè)由更快的時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)的計(jì)數(shù)器對(duì)所述粗略計(jì)時(shí)進(jìn)行微調(diào)。用于更快時(shí)鐘 的時(shí)鐘產(chǎn)生器及其相關(guān)的計(jì)數(shù)器，只在需要的時(shí)候被使能，這樣最小化全部 計(jì)時(shí)器電路的平均時(shí)鐘線路和數(shù)據(jù)線路的觸發(fā)率，并因此最小化功耗。依靠 任選的校準(zhǔn)方案可以對(duì)快時(shí)鐘與主系統(tǒng)時(shí)鐘之間的不同步或漂移設(shè)置容差。 最后，提出了用于快計(jì)時(shí)器方案，該快計(jì)時(shí)器提供非常高的精度和非常低的 功耗。
在圖12中，提供了外部的O + 9)比特二進(jìn)制值f,斧作為計(jì)時(shí)器160的輸入。 該計(jì)時(shí)器也接收主系統(tǒng)時(shí)鐘作為慢時(shí)鐘計(jì)數(shù)器162的輸入，該主系統(tǒng)時(shí)鐘即慢 時(shí)鐘信號(hào)。
外部二進(jìn)制值f,斧的高/ 位提供給比較器，該比較器也接收慢時(shí)鐘計(jì)數(shù) 器162的輸出。
當(dāng)比較器164檢測(cè)到在外部二進(jìn)制值f,伊的高/M立與慢時(shí)鐘計(jì)數(shù)器162的 輸出之間的匹配時(shí)，二進(jìn)制信號(hào)被發(fā)送至快計(jì)時(shí)器166,該二進(jìn)制信號(hào)即快計(jì) 時(shí)器使能信號(hào)。
快計(jì)時(shí)器166包括快時(shí)鐘脈沖發(fā)生器168，其產(chǎn)生快時(shí)鐘信號(hào)?？鞎r(shí)鐘信 號(hào)施加于快時(shí)鐘計(jì)數(shù)器170的輸入端，快時(shí)鐘計(jì)數(shù)器170的輸出施加于另一比 較器172的第一輸入端。
外部二進(jìn)制值f,斧的低《位提供給乘法器l74,該乘法器構(gòu)成了快計(jì)時(shí)器 166中的同步器176的一部分?？鞎r(shí)鐘計(jì)數(shù)器170的輸出也提供給同步器176中 的校準(zhǔn)單元178。乘法器174的輸出施加于另一比較器172的第二輸入端。
當(dāng)另一個(gè)比較器172檢測(cè)到快時(shí)鐘計(jì)數(shù)器170的輸出與乘法器174的輸出 之間的匹配時(shí)，提供二進(jìn)制信號(hào)作為計(jì)時(shí)器160的輸出，該二進(jìn)制信號(hào)即事件 觸發(fā)信號(hào)。
在計(jì)時(shí)器160的使用中，外部二進(jìn)制值f,斧給出了事件觸發(fā)器應(yīng)被觸發(fā)的 時(shí)間。f,斧的高/M立給出了用主系統(tǒng)時(shí)鐘(即慢時(shí)鐘信號(hào))的許多完整周期 表示的時(shí)間。為便于說明，就計(jì)時(shí)器而言，我們將上述高p位作為時(shí)間的整
36數(shù)部分。同樣地，我們將f,斧的低《位作為時(shí)間的小數(shù)部分，即表示少于慢 時(shí)鐘信號(hào)的一個(gè)時(shí)鐘周期的部分。f,斧的低《位形成高戶位的常規(guī)定點(diǎn)二進(jìn)
制擴(kuò)展；即它們代表值5，其中0^5<1。在圖9的方案中，慢時(shí)鐘計(jì)數(shù)器162 提供了對(duì)于f,斧的整數(shù)部分的計(jì)時(shí)，而快時(shí)鐘計(jì)數(shù)器提供了對(duì)于f,斧的小數(shù) 部分的計(jì)時(shí)。
慢時(shí)鐘信號(hào)被假定為是連續(xù)運(yùn)轉(zhuǎn)的。慢時(shí)鐘計(jì)數(shù)器162也連續(xù)運(yùn)轉(zhuǎn)，對(duì)慢 時(shí)鐘信號(hào)的每一個(gè)周期遞增l，并在達(dá)到其最高值時(shí)回巻為零，這對(duì)于計(jì)數(shù)器 是標(biāo)準(zhǔn)行為。當(dāng)二進(jìn)制信號(hào)(即快計(jì)時(shí)器使能信號(hào))保持為低，這是標(biāo)準(zhǔn)狀 態(tài)，快計(jì)時(shí)器電路166被禁止并且保持在非活動(dòng)狀態(tài)。這僅通過將快時(shí)鐘脈沖 發(fā)生器168保持在非活動(dòng)狀態(tài)就可實(shí)現(xiàn)。
慢時(shí)鐘計(jì)數(shù)器162輸出/ 比特二進(jìn)制數(shù)^教《，纟^f用于計(jì)算整數(shù)時(shí)間。數(shù) 字比較器164檢測(cè)^敏何時(shí)等于f,斧的高/ 位代表的值，如果它們相等，比 較器164提高二進(jìn)制信號(hào)(即快計(jì)時(shí)器使能信號(hào))達(dá)一個(gè)慢時(shí)鐘信號(hào)的一個(gè)時(shí) 鐘周期。這將使能快計(jì)時(shí)器166。
當(dāng)快計(jì)時(shí)器166被使能時(shí)，快時(shí)鐘脈沖發(fā)生器168開始產(chǎn)生高頻方波信號(hào) 即快時(shí)鐘信號(hào)，該信號(hào)驅(qū)動(dòng)快時(shí)鐘計(jì)數(shù)器170。該計(jì)數(shù)器從零開始計(jì)數(shù)(例 如，通過將快計(jì)時(shí)器使能信號(hào)跌落為低電平可復(fù)位該計(jì)數(shù)器)，并且對(duì)于快 時(shí)鐘信號(hào)的每一個(gè)周期遞增l。該計(jì)數(shù)器永不會(huì)達(dá)到其計(jì)數(shù)范圍的終點(diǎn)或是回 巻，然而，由于其比特位寬r被選擇以使在活動(dòng)狀態(tài)的慢時(shí)鐘信號(hào)的單時(shí)鐘周 期內(nèi)不會(huì)發(fā)生這種情況。快時(shí)鐘計(jì)數(shù)器170輸出r比特二進(jìn)制數(shù)(/凌，其輸入到 另一數(shù)字比較器172。另一數(shù)字比較器172檢測(cè)^、凌何時(shí)達(dá)到值^^—v凌 標(biāo)記觸發(fā)事件觸發(fā)器的恰當(dāng)時(shí)刻，在該時(shí)刻比較器172用二進(jìn)制信號(hào)(即事件 觸發(fā)信號(hào))的躍變表示所述事件。為了節(jié)約功率，隨后快計(jì)時(shí)器電路可返回 到非活動(dòng)狀態(tài)。
剛剛概述的方法基于激活快計(jì)時(shí)器166達(dá)到慢時(shí)鐘信號(hào)的 一個(gè)時(shí)鐘周期。 可選地，可以看到該方法可以直接修改為以慢時(shí)鐘信號(hào)的半個(gè)時(shí)鐘周期工作， 例如，通過使用"雙沿"觸發(fā)的計(jì)數(shù)器，即，對(duì)于快時(shí)鐘信號(hào)的每一個(gè)正沿 和負(fù)沿遞增l的計(jì)數(shù)器。然而，在這種情況下必須注意，慢時(shí)鐘信號(hào)的占空比 接近50%。 ^翔iv凌的值及其是如何從f,斧得到的取決于系統(tǒng)配置。在最簡(jiǎn)單的系統(tǒng)配置中，快時(shí)鐘脈沖發(fā)生器168與慢時(shí)鐘信號(hào)同步以使快
時(shí)鐘信號(hào)是慢時(shí)鐘信號(hào)頻率的29倍。在這種情況下，同步器176包括乘法器 174，而校準(zhǔn)單元178可以省略，并且^斧j凌僅僅等于f,斧的低q位?？梢钥闯?， 視需要，該系統(tǒng)計(jì)時(shí)可達(dá)到f,斧的完全分辨率。
在第二系統(tǒng)配置中，不需要在慢時(shí)鐘信號(hào)和快時(shí)鐘信號(hào)之間有2^的頻率 倍數(shù)。然而，對(duì)于這種配置，我們?nèi)匀患俣▋蓚€(gè)時(shí)鐘體系是同步的，快時(shí)鐘 信號(hào)以A/,倍慢時(shí)鐘的頻率運(yùn)行。在這種情況下，校準(zhǔn)單元178可以省略，但 是需要乘法器174，視需要，通過將f齊伊的低《位乘以常數(shù)<formula>formula see original document page 38</formula>
以產(chǎn)生^7t/凌，從而對(duì)二者不是2的冪的關(guān)系進(jìn)行修正。對(duì)于這些同步的配置， 一類適合快時(shí)鐘脈沖發(fā)生器168的電路是鎖相環(huán)(PLL)。 一些類型的快時(shí)鐘 脈沖發(fā)生器電路，像PLL,在其可以用來驅(qū)動(dòng)快時(shí)鐘計(jì)數(shù)器170之前，可能需 要額外的時(shí)間來激活并達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。在這種情況下，直接通過慢時(shí)鐘信號(hào) 的一個(gè)或多個(gè)慢時(shí)鐘周期對(duì)快時(shí)鐘脈沖發(fā)生器170安排提早激活，但快時(shí)鐘計(jì) 數(shù)器170保持非活動(dòng)狀態(tài)直到上述的標(biāo)準(zhǔn)活動(dòng)周期到來。
在第三系統(tǒng)配置中，慢時(shí)鐘信號(hào)與快時(shí)鐘信號(hào)不同步，并且在頻率倍數(shù) ^中可存在緩慢變化("漂移，，)。在這種情況下，可以使用校準(zhǔn)方案在運(yùn)行 開始時(shí)動(dòng)態(tài)設(shè)置^，并對(duì)其周期性地更新以顧及任何的漂移。該方案運(yùn)行如 下在啟動(dòng)時(shí)，升高快計(jì)時(shí)器使能信號(hào)持續(xù)慢時(shí)鐘信號(hào)的一個(gè)時(shí)鐘周期?？?時(shí)鐘計(jì)數(shù)器170運(yùn)行持續(xù)整個(gè)周期，并在最后該快時(shí)鐘計(jì)數(shù)器的值(該值是、, 的一個(gè)經(jīng)驗(yàn)測(cè)量值)儲(chǔ)存在圖12的校準(zhǔn)單元178中。然后，校準(zhǔn)單元178將值 ^/2《送至乘法器174,以產(chǎn)生所需的^斧」/凌值。這個(gè)校準(zhǔn)過程可以周期性 地執(zhí)行，以跟蹤^s的任何的漂移。在校準(zhǔn)周期期間，事件觸發(fā)信號(hào)不被觸發(fā) (例如，通過將^斧—v凌設(shè)定為一個(gè)不可能出現(xiàn)的高值)。
對(duì)于該非同步的情況，圖13示出了用于快時(shí)鐘脈沖發(fā)生器168的一種可能 的電路布置。具體地，快時(shí)鐘脈沖發(fā)生器168的形式為環(huán)形振蕩器加上門控元 件192以開始和停止振蕩，該環(huán)形振蕩器是一種廣為人知的振蕩器電路，其由 被布置成環(huán)狀的奇數(shù)個(gè)反相器190a、 190b、 190c、 l卯d等組成。門控元件圖示
38為NAND門192,NAND門192通過接收快計(jì)時(shí)器使能信號(hào)充當(dāng)開始振蕩和停止 振蕩的門，并且也充當(dāng)環(huán)中的反相器之一。然而，應(yīng)當(dāng)注意到，還可以使用 許多其他類型的雙輸入邏輯門控元件來代替提供門控，這時(shí)要合適地考慮信 號(hào)反相。
應(yīng)當(dāng)注意到，如果環(huán)形振蕩器中反相器的數(shù)目減少(保持總數(shù)為奇數(shù))， 振蕩器的頻率將增加，從而提高計(jì)時(shí)器的精度。但是，這會(huì)導(dǎo)致快時(shí)鐘計(jì)數(shù) 器170中相應(yīng)的更高的功耗，這也許是不希望發(fā)生的。此外，計(jì)數(shù)器工作頻率 存在上限。最快的可能的環(huán)形振蕩器僅包括一個(gè)反相元件(例如只是圖13中 的NAND門)，這可能產(chǎn)生極高的計(jì)時(shí)分辨率，下至單個(gè)反相元件的傳播時(shí)間 Aw。然而，對(duì)于一個(gè)實(shí)際的二進(jìn)制計(jì)數(shù)器的運(yùn)行而言，頻率l/^v可能太高 了。應(yīng)當(dāng)注意，環(huán)形振蕩器損耗的功率幾乎不依賴于反相元件的數(shù)目，因?yàn)?對(duì)于任何數(shù)目的元件，電路的總觸發(fā)率仍然是1/^。
圖14圖示了在圖12中所示的實(shí)施方式的快計(jì)時(shí)器166可選的實(shí)施方式。在 這個(gè)快計(jì)時(shí)器196中，如圖13中，快計(jì)時(shí)器使能信號(hào)施加于NAND門198， NAND 門198形成由反相器200a、 200b、 200c、 200d等組成的環(huán)形振蕩器的一部分。 以NAND門控198的輸出提供快時(shí)鐘信號(hào)，并將快時(shí)鐘信號(hào)施加于計(jì)數(shù)器202, 計(jì)數(shù)器202的輸出施加于比較器204。
外部二進(jìn)制值f,斧的低《位施加于乘法器206，乘法器206形成快計(jì)時(shí)器 196中的同步器208的一部分。計(jì)數(shù)器202的輸出也施加于同步器208中的校準(zhǔn) 單元210。乘法器206的輸出為一個(gè)r比特二進(jìn)制數(shù)，其高(r一s )位施加于 比較器204的第二輸入端。
NAND門198和反相器200a、 200b、 200c、 200d等的輸出施加于多路復(fù)用 器212的各個(gè)輸入端，該復(fù)用器也接收乘法器206輸出中的低s位作為選擇輸入。 乘法器206的輸出的最低位以及多路復(fù)用器212的輸出還施加于異或(XOR) 門214。
快時(shí)鐘信號(hào)、來自比較器204的輸出和XOR門214的輸出都施加于觸發(fā)組 合單元216，該單元可提供輸出事件觸發(fā)信號(hào)。
現(xiàn)在描述圖14的快計(jì)時(shí)器196，為便于解釋，假定計(jì)數(shù)器202為"雙沿"觸發(fā)， 即對(duì)于快時(shí)鐘信號(hào)的每一個(gè)正沿和負(fù)沿計(jì)數(shù)遞增l。環(huán)形振蕩器可包括任意奇 數(shù)個(gè)反相元件198、 200a、 200b、 200c、 200d等，但是將對(duì)其的描述假定其具有25+1個(gè)元件，其中S為整數(shù)。其具有的反相元件越多，計(jì)數(shù)器的時(shí)鐘越慢， 并且，因而整個(gè)計(jì)時(shí)器電路損耗的功耗越低。這為實(shí)施者提供了關(guān)于功耗對(duì) 電路的物理尺寸的選擇。反相元件的數(shù)目不影響計(jì)時(shí)器的分辨率^v 。
在圖14中，校準(zhǔn)單元210、乘法器206、計(jì)數(shù)器202和比較器204基本上以 與圖12中的快計(jì)時(shí)器166中它們對(duì)應(yīng)的裝置相同的方式運(yùn)行，不同之處在于比 較器204僅使用^斧—高r - s位。電路的這部分提供粒度為f, v.(" +1)的計(jì) 時(shí)，并且當(dāng)計(jì)數(shù)器達(dá)到^斧—v凌的高r-s位的值時(shí)，粗略觸發(fā)信號(hào)升高。
如圖所示，雖然是可選的，但是^斧—,/凌的低S位輸入到多路復(fù)用器212 的選擇輸入端，并且^伊j凌的最低位也輸入到XOR門214。多路復(fù)用器212的 作用是在環(huán)形振蕩器的反相器鏈中"抽出，，信號(hào)點(diǎn)，以便在快時(shí)鐘信號(hào)的最后躍 變之后觀察適當(dāng)延遲的躍變，所述快時(shí)鐘信號(hào)的最后躍變被計(jì)時(shí)至~v粒度。 如圖14中所示，相應(yīng)于多路復(fù)用器的選擇輸入端上的值多路復(fù)用器的輸入端 可枚舉為0到25-1。
XOR門214的目的是為了對(duì)沿反相器鏈移動(dòng)的輸出的交替反相進(jìn)行補(bǔ)償。 這樣，快時(shí)鐘信號(hào)的上升沿將會(huì)總是與XOR器214的輸出精確觸發(fā)信號(hào)的適當(dāng) 延遲的上升沿對(duì)應(yīng)，并且類似地，快時(shí)鐘信號(hào)的下降沿總是與精確觸發(fā)信號(hào) 的適當(dāng)延遲的下降沿對(duì)應(yīng)?？蛇x擇地，可以省略XOR門214，而在后面的觸發(fā) 組合單元216中包括等同的功能。
圖14中的觸發(fā)組合單元216的作用是用于組合粗略觸發(fā)信號(hào)和精確觸發(fā) 信號(hào)，并在適當(dāng)?shù)臅r(shí)刻輸出最終的組合觸發(fā)作為事件觸發(fā)信號(hào)的單一躍變。 視需要，觸發(fā)組合單元216也必須考慮任何實(shí)際電路中的傳輸延遲。
更詳細(xì)地，當(dāng)依次觀察到以下三個(gè)事件時(shí)，觸發(fā)組合單元216輸出事件觸 發(fā)信號(hào)的躍變(1 )粗略觸發(fā)信號(hào)的上升沿，(2 )快時(shí)鐘信號(hào)的跟隨沿， (3)精確觸發(fā)信號(hào)的跟隨沿。存在許多具體的電路可以實(shí)現(xiàn)這種行為。此處 不給出具體的例子，但一個(gè)適當(dāng)?shù)碾娐方鉀Q方案應(yīng)為本領(lǐng)域普通^^支術(shù)人員所 熟知。由于計(jì)數(shù)器和比較器的傳輸時(shí)間，以及我們可能遺漏了在當(dāng)前的半個(gè) 周期中的相關(guān)精確觸發(fā)信號(hào)沿，因此需要步驟(2)。在處理步驟(2)和(3) 的計(jì)時(shí)需要注意，以使觸發(fā)組合單元216已經(jīng)準(zhǔn)備好以檢測(cè)精確觸發(fā)信號(hào)的沿 不至于太晚或太早，但是這僅僅是以本領(lǐng)域普通技術(shù)人員所熟知的方式進(jìn)行 電路延遲的工程問題。
40可以注意到，在上述的方案中，由于在環(huán)形振蕩器中有2'+l個(gè)反相器延 遲元件而多路復(fù)用器僅使用其中的個(gè)，因而在有效的觸發(fā)時(shí)間中存在"間 隙"。這個(gè)問題或是可以容忍的(隨著S增加誤差減少)，或是可以通過在反
相器輸出和多路復(fù)用器212之間增加適當(dāng)?shù)难舆t來完全校正，其中每一個(gè)相繼 編號(hào)的多路復(fù)用器輸入上的延遲增加了。例如，可以在每一個(gè)反相器的輸出 和多路復(fù)用器的相應(yīng)的輸入之間增加緩沖器。然后，可以按照需要設(shè)定每一 個(gè)緩沖器的延遲，例如，通過在每一個(gè)緩沖器的輸出上加載合適的電容。
可選擇地，間隙問題可以通過使用由單獨(dú)的2'個(gè)反相器的鏈校正而不是 通過環(huán)形振蕩器自身的反相器校正，以驅(qū)動(dòng)多路復(fù)用器的2^個(gè)輸入。然后， 這個(gè)鏈中的反相器可以布置成其每一個(gè)反相器都具有只比環(huán)形振蕩器中的反 相器稍微長(zhǎng)(2^+l)/2M咅的延遲，這樣就解決了計(jì)時(shí)間隙的問題。再者，例如， 可以通過合適的電容加載設(shè)置反相器延遲。
如上面提及的，目前描述的系統(tǒng)采用雙沿計(jì)時(shí)的方案。但是，可以修改 系統(tǒng)以使用單沿計(jì)時(shí)。在這種情況下，我們需要處理的問題是，對(duì)于計(jì)數(shù)器 的每次增加，有兩個(gè)躍變繞環(huán)形振蕩器傳播，即對(duì)于快時(shí)鐘信號(hào)的每個(gè)上升 沿繞環(huán)形振蕩器有一個(gè)"正，，躍變，和對(duì)每個(gè)下降沿有一個(gè)"負(fù)，，躍變，而不是一 個(gè)躍變。因此，對(duì)于每個(gè)計(jì)數(shù)器周期，需要考慮環(huán)形振蕩器中的兩倍次數(shù)的 躍變，因此，第一個(gè)修改是向產(chǎn)生快時(shí)鐘信號(hào)的電路提供s + 7位而不是s位。
目前提供兩種修改電路方法以處理額外位。第 一種方法是將到多路復(fù)用器的 開關(guān)輸入的個(gè)數(shù)從2'到25+1進(jìn)行翻倍，給選擇輸入端提供^伊」/凌的低s + 7 位，并用一個(gè)單獨(dú)的2^個(gè)反相器的鏈驅(qū)動(dòng)上述的開關(guān)輸入，如前面概述所述 反相器被適當(dāng)?shù)赜?jì)時(shí)。第二種方法是保持多路復(fù)用器不變，如圖14所示，仍 然由環(huán)形振蕩器的反相器驅(qū)動(dòng)相同的2s個(gè)輸入，并且仍然僅由的低s 位驅(qū)動(dòng)其選擇輸入；但是，修改觸發(fā)組合單元216以使其等待下述三個(gè)事件 (1 )粗略觸發(fā)信號(hào)的上升沿；(2 )快時(shí)鐘信號(hào)的跟隨上升沿(假定起作用 的時(shí)鐘沿為上升沿)；(3 )精確觸發(fā)信號(hào)的上升沿或下降沿，分別取決于^斧—v叆 的比特位s (從0枚舉)是否是0或1。
為便于說明，圖14的方案示意為在環(huán)形振蕩器中需要2^+1個(gè)反相器。但 是，如果^斧—v凌的低s位(或在單沿計(jì)時(shí)的情況下為s+l位)先乘以一個(gè)常數(shù)(以與如圖12中的比例乘法器相同的方式)，則可以使用任意奇數(shù)個(gè)數(shù)的 反相元件。
其他可能的修改將是直接顯而易見的。例如，為了粗略計(jì)時(shí)分辨率，可 以每隔一個(gè)抽頭省略一個(gè)到多路復(fù)用器的抽頭。類似地，在提出的任何方案 中，計(jì)數(shù)器可以倒計(jì)數(shù)而不是順計(jì)數(shù)以獲得相同的效果。也可以采用枚舉而
不是簡(jiǎn)單的計(jì)數(shù)序列，例如，基于線性反饋移位寄存器(LFSR)的序列、伽 羅瓦域(Galois fields )或格雷碼(Gray codes)?？梢钥闯觯鲜鋈魏蔚男薷?都沒有改變剛提出的思想的本質(zhì)。
提出圖14的方案作為圖12中的快計(jì)時(shí)器的可能方法，但是顯然地，圖14 的方案憑其自身能力具有作為獨(dú)立的高精度計(jì)時(shí)器的效用，適合于任何需要 這樣高精度事件計(jì)時(shí)器的數(shù)字系統(tǒng)的應(yīng)用。因而，在上述的調(diào)制器的情況中， 將被計(jì)時(shí)的事件是由圖7和圖8的系統(tǒng)輸出的正脈沖啟動(dòng)觸發(fā)和負(fù)脈沖啟動(dòng)觸 發(fā)，以及由圖ll輸出的系統(tǒng)的脈沖啟動(dòng)觸發(fā)。此外，如果之后的脈沖產(chǎn)生單 元不能獨(dú)立計(jì)時(shí)其有效脈沖寬度，那么計(jì)時(shí)器也能計(jì)時(shí)脈沖停止時(shí)刻。不管 怎樣，計(jì)時(shí)器能作為通用的事件計(jì)時(shí)器，并且事件可以是由二進(jìn)制信號(hào)觸發(fā) 的任何事件。
在以上描迷的調(diào)制器中，脈沖時(shí)間計(jì)算器(見圖7，圖8和圖11)可以根 據(jù)計(jì)時(shí)域而不根據(jù)慢時(shí)鐘信號(hào)計(jì)算脈沖觸發(fā)時(shí)間。例如，上述的脈沖時(shí)間計(jì) 算器128、 130、 148、 150、 328根據(jù)X("0的抽樣周期計(jì)算脈沖觸發(fā)時(shí)間?？梢?看出，為了將這些觸發(fā)時(shí)間值轉(zhuǎn)換為慢時(shí)鐘信號(hào)的周期，系統(tǒng)僅僅需要將這 些值乘以慢時(shí)鐘信號(hào)的頻率與的抽樣時(shí)鐘頻率的比率。
本文描述了用于雙極性脈沖頻率調(diào)制器的總體方案。雖然調(diào)制器尤其適 用于實(shí)現(xiàn)功率脈沖形成的準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器，但調(diào)制器可以以任何需要的功率脈 沖發(fā)生器的形式用于開關(guān)放大器中。然而，調(diào)制器也可以包括非QRC功率級(jí)。
類似地，雖然本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式是調(diào)制器，該調(diào)制器用于開關(guān)放大 器，并且包括脈沖時(shí)間計(jì)算器和事件計(jì)時(shí)器的具體實(shí)施方式
，但是該脈沖時(shí) 間計(jì)算器和事件計(jì)時(shí)器可以應(yīng)用于其他類型的調(diào)制器或開關(guān)放大器或確實(shí)完
全不相關(guān)的應(yīng)用。
權(quán)利要求
1. 一種用于開關(guān)放大器的調(diào)制器，所述調(diào)制器包括脈沖發(fā)生器，該脈沖發(fā)生器用于提供復(fù)合脈沖流，其中，所述復(fù)合脈沖流包括正脈沖，該正脈沖具有正平均幅度并具有可控制的第一脈沖頻率，以及負(fù)脈沖，該負(fù)脈沖具有負(fù)平均幅度并具有可獨(dú)立于所述第一脈沖頻率進(jìn)行控制的第二脈沖頻率。
2.如權(quán)利要求l所述的調(diào)制器，包括 用于接收輸入信號(hào)的輸入端；以及用于實(shí)現(xiàn)如下功能的裝置根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度來控制所述脈沖發(fā) 生器，以使由所述第一脈沖頻率和所述第二脈沖頻率之差定義的脈沖頻差產(chǎn) 生期望的平均脈沖幅度。
3.如權(quán)利要求2所述的調(diào)制器，其中，用于控制所述脈沖發(fā)生器的裝置運(yùn) 行以使當(dāng)所述復(fù)合脈沖流施加于低通濾波器時(shí)，由所述第一脈沖頻率和所 述第二脈沖頻率的平均值定義的平均脈沖頻率被最小化，同時(shí)保持所述輸入信號(hào)的失真的可接受水平。
4.如權(quán)利要求3所述的調(diào)制器，包括用于接收輸入信號(hào)的裝置；用于接收平均脈沖頻率信號(hào)的裝置；用于形成所述輸入信號(hào)和所述平均脈沖頻率信號(hào)的和以及差的裝置； 用于對(duì)所述和以及所述差進(jìn)行積分的裝置；用于當(dāng)積分后的和達(dá)到相應(yīng)的預(yù)定閾值時(shí)生成正脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置;以及用于當(dāng)積分后的差達(dá)到相應(yīng)的預(yù)定閾值時(shí)生成負(fù)脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置。
5.如權(quán)利要求3所述的調(diào)制器，包括: 用于接收輸入信號(hào)的裝置；用于接收平均脈沖頻率信號(hào)的裝置；用于對(duì)所述輸入信號(hào)和所述平均脈沖頻率信號(hào)進(jìn)行積分的裝置； 用于形成所述積分后的輸入信號(hào)和所述積分后的平均脈沖頻率信號(hào)的和 以及差的裝置；用于當(dāng)所述和達(dá)到相應(yīng)的預(yù)定閾值時(shí)生成正脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置；以及 用于當(dāng)所述差達(dá)到相應(yīng)的預(yù)定閾值時(shí)生成負(fù)脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置。
6. 如權(quán)利要求3所述的調(diào)制器，包括 用于接收輸入信號(hào)的裝置；用于接收平均脈沖頻率信號(hào)的裝置；用于形成所述輸入信號(hào)和所述平均脈沖頻率信號(hào)的和以及差的裝置；用于累加所述和的值以及所述差的值的裝置；用于根據(jù)所述和的累加值確定生成正脈沖觸發(fā)信號(hào)的時(shí)間的裝置；用于根據(jù)所述差的累加值確定生成負(fù)脈沖觸發(fā)信號(hào)的時(shí)間的裝置；以及用于生成所述正脈沖觸發(fā)信號(hào)和負(fù)脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置。
7. 如權(quán)利要求3所述的調(diào)制器，包括 用于接收輸入信號(hào)的裝置；用于接收平均脈沖頻率信號(hào)的裝置； 用于累加所述輸入信號(hào)和所述平均脈沖頻率信號(hào)的裝置； 用于形成所述累加后的輸入信號(hào)和所迷累加后的平均脈沖頻率信號(hào)的和 以及差的裝置；用于根據(jù)所述和確定生成正脈沖觸發(fā)信號(hào)的時(shí)間的裝置；用于根據(jù)所述差確定生成負(fù)脈沖觸發(fā)信號(hào)的時(shí)間的裝置；以及用于生成所述正脈沖觸發(fā)信號(hào)和負(fù)脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置。
8. 如權(quán)利要求6或7所述的調(diào)制器，還包括脈沖重疊避免單元，用于確定生成所述正脈沖觸發(fā)的時(shí)間和生成所述負(fù) 脈沖觸發(fā)的時(shí)間，以使所述正脈沖和所述負(fù)脈沖不重疊。
9. 如權(quán)利要求6或7所述的調(diào)制器，其中，所述用于確定生成所述正脈沖 觸發(fā)的時(shí)間和生成所述負(fù)脈沖觸發(fā)的時(shí)間的裝置使用提供的抽樣之間的線性 插值來確定閾值被越過的時(shí)間。
10. 如權(quán)利要求l所述的調(diào)制器，其中，所述正脈沖和所述負(fù)脈沖是矩形 脈沖。
11. 如權(quán)利要求l所述的調(diào)制器，包括使用準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換來形成所述正脈沖 和所述負(fù)脈沖的裝置。
12. —種開關(guān)放大器，包括調(diào)制器，用于接收輸入信號(hào)，其中，所述調(diào)制器包括用于提供復(fù)合脈沖 流的脈沖發(fā)生器，其中，所述復(fù)合脈沖流包括具有正平均幅度并具有可控 制的第 一脈沖頻率的正脈沖，以及具有負(fù)平均幅度并具有可獨(dú)立于所述第一 脈沖頻率進(jìn)行控制的第二脈沖頻率的負(fù)脈沖；以及濾波器，其中所述復(fù)合脈沖流施加于所述濾波器，以使所述濾波器的輸 出信號(hào)為所述輸入信號(hào)的放大形式。
13. 如權(quán)利要求12所述的開關(guān)放大器，其中，所述調(diào)制器包括用于實(shí)現(xiàn)如 下功能的裝置控制所述脈沖發(fā)生器以使由所述第一脈沖頻率和所述第二脈 沖頻率之差定義的脈沖頻差在所述濾波器的輸出端產(chǎn)生期望的幅度。
14. 如權(quán)利要求13所述的開關(guān)放大器，其中，所述用于控制脈沖發(fā)生器的 裝置運(yùn)行以使由所述第一脈沖頻率和所述第二脈沖頻率的平均值定義的平 均脈沖頻率被最小化，同時(shí)保持所述輸入信號(hào)的放大形式中的失真的可接受 水平。
15. —種開關(guān)放大器的運(yùn)行方法，該方法包括，為響應(yīng)輸入信號(hào) 生成具有正平均幅度并具有可控制的第 一脈沖頻率的正脈沖； 生成具有負(fù)平均幅度并具有可獨(dú)立于所述第一脈沖頻率進(jìn)行控制的第二脈沖頻率的負(fù)脈沖；組合所述正脈沖和所述負(fù)脈沖以形成復(fù)合脈沖流；以及 將所述復(fù)合脈沖流施加于低通濾波器，以使所述濾波器的輸出為所述輸入信號(hào)的放大形式。
16. 如權(quán)利要求15所述的方法，包括設(shè)置所述第一脈沖頻率和所述第二脈 沖頻率以使由所述第一脈沖頻率和所述第二脈沖頻率之差定義的脈沖頻差在所述濾波器的輸出端產(chǎn)生期望的幅度。
17. 如權(quán)利要求15所述的方法，包括設(shè)置所述第一脈沖頻率和所述第二脈 沖頻率以使由所述第一脈沖頻率和所述第二脈沖頻率的平均值定義的平均脈沖頻率被最小化，同時(shí)所述濾波器的輸出形成具有可接受的失真水平的所 述輸入信號(hào)的放大形式。
18. 如權(quán)利要求17所述的方法，其中，失真是根據(jù)相對(duì)于有用信號(hào)的功率 的無用頻率成分的功率來測(cè)量。
19. 如權(quán)利要求16所述的方法，包括 設(shè)置基頻；設(shè)置所述第一脈沖頻率和第二脈沖頻率之一與所述基頻相等；以及 設(shè)置所述第一脈沖頻率和第二脈沖頻率中的另一個(gè)，使其比所述第一脈 沖頻率和第二脈沖頻率的所述之一 大所述脈沖頻差。
20. 如權(quán)利要求19所述的方法，其中，所述基頻是固定的。
21. 如權(quán)利要求19所述的方法，其中，所述基頻是可變的。
22. 如權(quán)利要求16所述的方法，包括設(shè)置所述第一脈沖頻率和第二脈沖頻 率以使所述平均脈沖頻率與期望的載頻相等，并且改變所述第一脈沖頻率和 所述第二脈沖為反相位以保持期望的脈沖頻差。
23. 如權(quán)利要求22所述的方法，其中，所述載頻是固定的。
24. 如權(quán)利要求22所述的方法，其中，所述載頻是可變的。
25. 如權(quán)利要求24所述的方法，包括形成輸入信號(hào)的幅度和輸入信號(hào)的頻譜中至少 一個(gè)的測(cè)量結(jié)果；并且 根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果和/或一艮據(jù)所述輸入信號(hào)的頻譜的測(cè) 量結(jié)果確定所述期望的載頻。
26. 如權(quán)利要求25所述的方法，其中所述輸入信號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果是由在先時(shí)間段內(nèi)所述輸入信號(hào)的峰值 幅度的測(cè)量結(jié)果形成；所述輸入信號(hào)的頻譜的測(cè)量結(jié)果是通過檢測(cè)高通濾波后的輸入信號(hào)的峰 值形成；以及所述期望的載頻是根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果和根據(jù)所述輸入 信號(hào)的頻語的測(cè)量結(jié)果確定。
27. 如權(quán)利要求25所述的方法，包括通過快速傅立葉變換形成所述輸入信 號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果和形成所述輸入信號(hào)的頻譜的測(cè)量結(jié)果。
28. 如權(quán)利要求25所述的方法，包括通過對(duì)所述輸入信號(hào)進(jìn)行」徵分形成該 輸入信號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果和形成該輸入信號(hào)的頻譜的測(cè)量結(jié)果。
29. 如權(quán)利要求15所述的方法，包括調(diào)整所述正脈沖和所述負(fù)脈沖的相 位，以使當(dāng)所ii^文大器處于休眠狀態(tài)時(shí)所述正脈沖和所述負(fù)脈沖基本一致。
30. —種用于確定由抽樣值序列表示的信號(hào)越過閾值的時(shí)間的方法，所述 方法包才舌a.判定是否有多個(gè)連續(xù)輸入抽樣足夠接近直線形式；以及b.如果所述連續(xù)輸入抽樣足夠接近直線形式，則執(zhí)行線性內(nèi)插法以確定 所述閾值被越過的時(shí)間，或者C.如果所述連續(xù)輸入抽樣未足夠接近于直線形式，則執(zhí)行更準(zhǔn)確的插值方式以在所述閾值越過點(diǎn)附近生成一個(gè)或多個(gè)新的抽樣點(diǎn)，然后返回步驟a。
31. 如權(quán)利要求30所述的方法，其中，步驟a包括根據(jù)一個(gè)或多個(gè)提供的抽樣確定是否有一個(gè)或多個(gè)二階導(dǎo)數(shù)超過某閾 值，并且，如果是，則判定所述連續(xù)輸入抽樣未足夠接近直線形式。
32. 如權(quán)利要求30所述的方法，其中，所述更準(zhǔn)確的插值方式為正弦插值法。
33. 如權(quán)利要求30所述的方法，其中在步驟a中，所述連續(xù)輸入抽樣包括連續(xù)的第一抽樣、第二抽樣、第三抽 樣和第四抽樣；確定所述閾值是否限定在所述第二抽樣和第三抽樣之間，如果不是，則 算法結(jié)束，未產(chǎn)生閾值越過時(shí)間；在步驟c中，所述更準(zhǔn)確的插值方式在所述第二抽樣和第三抽樣的中心點(diǎn) 生成一個(gè)新的抽樣點(diǎn)；確定所述閾值越過點(diǎn)是否限定在所述新的抽樣點(diǎn)和所述第三抽樣之間， 如果是，則所述更準(zhǔn)確的插值方式在所述第三抽樣和第四抽樣的中心點(diǎn)生成 另一個(gè)新的抽樣點(diǎn)，產(chǎn)生四個(gè)連續(xù)抽樣，對(duì)于該四個(gè)連續(xù)的抽樣返回步驟a; 否則，所述更準(zhǔn)確的插值方式在所述第一抽樣和第二抽樣的中心點(diǎn)生成另一 個(gè)新的抽樣點(diǎn)，產(chǎn)生四個(gè)連續(xù)的抽樣，對(duì)于該四個(gè)連續(xù)的抽樣返回步驟a。
34. 如權(quán)利要求30所述的方法，其中保存所述步驟c中生成的新的抽樣點(diǎn) 以避免因隨后的抽樣而重新計(jì)算。
35. 如權(quán)利要求31所述的方法，其中提供的四個(gè)連續(xù)的抽樣分別是尺3 、 7-i、 >^和力3，該四個(gè)連續(xù)抽樣被用來計(jì)算三個(gè)一階導(dǎo)數(shù)/—2、 /o和y+2，如下乂—2=乂「乂3乂oH并且這三個(gè)導(dǎo)數(shù)隨后被用于計(jì)算所述二階導(dǎo)數(shù)^ 、和/'+1,如下乂'—尸乂o-力 乂W廠乂o。
36. 如權(quán)利要求35所述的方法，其中保存所述一階導(dǎo)數(shù)和二階導(dǎo)數(shù)以避免 因隨后的抽樣而重新計(jì)算。
37. 如權(quán)利要求6或7所述的調(diào)制器，其中，所述用于確定生成正脈沖觸發(fā) 信號(hào)的時(shí)間的裝置和所述用于確定生成負(fù)脈沖觸發(fā)信號(hào)的時(shí)間的裝置按照權(quán) 利要求30至36中任一項(xiàng)的方法運(yùn)行。
38. —種數(shù)字計(jì)時(shí)器，用作輸入數(shù)字時(shí)間值并在該時(shí)間輸出觸發(fā)事件，該 數(shù)字計(jì)時(shí)器包括以較慢時(shí)鐘運(yùn)行的較低精度計(jì)時(shí)器，以及 以較快時(shí)鐘運(yùn)行的較高精度計(jì)時(shí)器，所述較低精度計(jì)時(shí)器和較高精度計(jì)時(shí)器按如下設(shè)置所述較低精度計(jì)時(shí) 器始終被激活并且對(duì)所述輸出觸發(fā)事件之前的大部分時(shí)間進(jìn)行計(jì)時(shí)，而所述 較高精度計(jì)時(shí)器被所述較低精度計(jì)時(shí)器激活僅持續(xù)所述輸出觸發(fā)事件之前的 小部分時(shí)間，所述較高精度計(jì)時(shí)器輸出所述觸發(fā)事件。
39. 如權(quán)利要求38所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，產(chǎn)生所述較快時(shí)鐘的電路被 所述較低精度計(jì)時(shí)器激活僅持續(xù)輸出觸發(fā)事件之前的小段時(shí)間。
40. 如權(quán)利要求38所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，相對(duì)于所述較慢時(shí)鐘，所述 較快時(shí)鐘的頻率被周期性地測(cè)量，并且連同所述輸入的數(shù)字時(shí)間值一起用于 確定所述較高精度的計(jì)時(shí)器被激活持續(xù)的較快時(shí)鐘周期的次數(shù)。
41. 如權(quán)利要求38所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，所述輸出觸發(fā)事件使所述較 高精度計(jì)時(shí)器去激活。
42. 如權(quán)利要求38所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，所述較低精度計(jì)時(shí)器僅在緊 接所述輸出觸發(fā)事件之前開始的該較低精度計(jì)時(shí)器的時(shí)鐘周期內(nèi)激活所述較 高精度計(jì)時(shí)器。
43. 如權(quán)利要求38所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，所述較低精度計(jì)時(shí)器僅在緊 接所述輸出觸發(fā)事件之前開始的該較低精度計(jì)時(shí)器的半個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)激活所 述較高精度計(jì)時(shí)器。
44. 如權(quán)利要求38所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，所述輸入的數(shù)字時(shí)間值按如 下處理在所迷較低精度計(jì)時(shí)器激活所述較高精度計(jì)時(shí)器之前，所述值的高 位(高比特位字段)被用來確定所述時(shí)間，所述值的余留的低位(低比特位 字段)被用來確定所述較高精度計(jì)時(shí)器的計(jì)時(shí)。
45. 如權(quán)利要求44所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中在所述較低精度計(jì)時(shí)器激活所 述較高精度計(jì)時(shí)器之前，所述高比特位字段直接指定較慢時(shí)鐘周期的次數(shù)。
46. 如權(quán)利要求45所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中所述較快時(shí)鐘運(yùn)行在所述較 慢時(shí)鐘的頻率的2的整數(shù)次冪倍的頻率下，并且，其中在所迷較高精度計(jì)時(shí) 器輸出所述觸發(fā)事件之前，所述低比特位字段直接指定較快時(shí)鐘周期的次數(shù)。
47. 如權(quán)利要求45所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，所述較快時(shí)鐘運(yùn)行在所述 較低時(shí)鐘的頻率的任意常數(shù)倍的頻率下，并且，其中出于對(duì)所述較快時(shí)鐘頻 率和所述較慢時(shí)鐘頻率的比率的必要考慮，所述低比特位字段乘以常數(shù)值。
48. 如權(quán)利要求45所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，所述較快時(shí)鐘和較慢時(shí)鐘不 同步，其中相對(duì)于所述較慢時(shí)鐘，所述較快時(shí)鐘的頻率被周期性地測(cè)量，并 且出于對(duì)所述較快時(shí)鐘頻率和較慢時(shí)鐘頻率的比率的必要考慮，所述低比特 位字段乘以一個(gè)數(shù)值。
49. 如權(quán)利要求40所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，相對(duì)于所述較慢時(shí)鐘，通過 計(jì)算在所述較慢時(shí)鐘的 一個(gè)周期內(nèi)發(fā)生的所述較快時(shí)鐘周期的次數(shù)測(cè)量所述 較快時(shí)鐘的頻率。
50. 如權(quán)利要求38至49中任一項(xiàng)所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，生成所述較快 時(shí)鐘的電路為鎖相環(huán)(PLL)。
51. 如權(quán)利要求38至49中任一項(xiàng)所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，生成所述較快 時(shí)鐘的電路為環(huán)形振蕩器。
52. 如權(quán)利要求45或46所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，指定多個(gè)半時(shí)鐘周期而 不是指定多個(gè)整時(shí)鐘周期。
53. 如權(quán)利要求38至52任一項(xiàng)所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，所述較低精度計(jì) 時(shí)器或較高精度計(jì)時(shí)器包括計(jì)數(shù)器和比較器。
54. —種數(shù)字計(jì)時(shí)器，用作輸入數(shù)字時(shí)間值并且在該時(shí)間輸出觸發(fā)事件， 包括環(huán)形振蕩器，具有奇數(shù)個(gè)反相元件； 計(jì)時(shí)定時(shí)器，其被所述環(huán)形振蕩器計(jì)時(shí)； 將所述環(huán)形振蕩器的多個(gè)反相元件的輸出連接到多路復(fù)用器； 用于組合來自所述計(jì)時(shí)定時(shí)器的觸發(fā)和所述多路復(fù)用器的輸出以形成該 數(shù)字計(jì)時(shí)器的輸出的裝置；用于根據(jù)所述數(shù)字時(shí)間值的輸入設(shè)置所述計(jì)時(shí)定時(shí)器的觸發(fā)時(shí)間和所述多路復(fù)用器的輸入選擇的裝置。
55. 如權(quán)利要求54所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中在所述環(huán)形振蕩器中增加門元 件以開始和停止振蕩。
56. 如權(quán)利要求54所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，還包括由環(huán)形振蕩器驅(qū)動(dòng)的反相元 件鏈，其中，在從所述環(huán)形振蕩器中的多個(gè)反相元件的輸出到多路復(fù)用器的 連接包括從所述反相元件鏈中的多個(gè)反相元件到所述多路復(fù)用器的連接。
57. 如權(quán)利要求54所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中所述反相元件的數(shù)目為 2^+1，其中s為整數(shù)，2s個(gè)反相元件與所述多路復(fù)用器連接，并且所述數(shù)字時(shí)間值的低J位被用于設(shè)置所述多路復(fù)用器的輸入選擇。
58. 如權(quán)利要求57所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，由于2'+l個(gè)反相元件而僅 有2s個(gè)連接到所述多路復(fù)用器之間的失配導(dǎo)致的計(jì)時(shí)間隙通過以下方式被校 正通過在所述反相元件與所述多路復(fù)用器的連接上插入適當(dāng)?shù)难訒r(shí)裝置。
59. 如權(quán)利要求57所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中，由于有2'+l個(gè)反相元件 而僅有2s個(gè)反相元件連接到多路復(fù)用器之間的失配導(dǎo)致的計(jì)時(shí)間隙通過增 加反相元件鏈進(jìn)行校正，向那些反相元件中的每一個(gè)增加適當(dāng)?shù)难訒r(shí)裝置。
60. 如權(quán)利要求54所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中計(jì)時(shí)元件利用單邊沿計(jì)時(shí)。
61. 如權(quán)利要求54所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中計(jì)時(shí)元件采用雙邊沿計(jì)時(shí)。
62. 如權(quán)利要求54所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中所述計(jì)時(shí)定時(shí)器包括計(jì)數(shù)器和 比較器。
63. 如權(quán)利要求38至53中任一項(xiàng)所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器，其中所述較高精度計(jì) 時(shí)器包括如權(quán)利要求54至62中任一項(xiàng)所述的計(jì)時(shí)器。
64.如權(quán)利要求6或7所述的調(diào)制器，其中所述用于產(chǎn)生所述正脈沖觸發(fā)信 號(hào)和負(fù)脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置包括如權(quán)利要求38至63中任一項(xiàng)所述的數(shù)字計(jì)時(shí)
65. —種用于開關(guān)放大器的調(diào)制器，所述調(diào)制器包括 用于接收輸入信號(hào)的輸入端；以及脈沖發(fā)生器，該脈沖發(fā)生器用于提供具有可控制的脈沖頻率的脈沖流， 所述脈沖頻率為載頻與調(diào)制頻率之和；以及用于實(shí)現(xiàn)如下功能的裝置根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度控制所述調(diào)制頻率 以使所述放大器產(chǎn)生期望的平均脈沖幅度；以及用于實(shí)現(xiàn)如下功能的裝置當(dāng)所述脈沖流施加于低通濾波器時(shí)，控制所 述載頻以最小化該載頻的值，同時(shí)保持輸入信號(hào)的失真的可接受水平。
66. 如權(quán)利要求65所述的調(diào)制器，還包括 使用準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換以形成所述脈沖的裝置。
67. —種用于開關(guān)放大器的調(diào)制器，所述調(diào)制器包括 用于接收輸入信號(hào)的輸入端；以及脈沖發(fā)生器，該脈沖發(fā)生器用于提供具有可控制的脈沖頻率的脈沖流， 所述脈沖頻率為載頻和調(diào)制頻率之和；以及用于實(shí)現(xiàn)如下功能的裝置根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度控制所述調(diào)制頻率， 以使所述放大器產(chǎn)生期望的平均脈沖幅度；以及使用準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換以形成所述脈沖的裝置。
68. 如權(quán)利要求65、 66或67所述的調(diào)制器，包括 用于接收輸入信號(hào)的裝置； 用于接收載頻信號(hào)的裝置；用于形成所述輸入信號(hào)和所述載頻信號(hào)之和的裝置； 用于對(duì)所述和進(jìn)行積分的裝置；用于在所述積分后的和達(dá)到相應(yīng)的預(yù)定閾值時(shí)生成脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置。
69. 如權(quán)利要求65、 66或67所述的調(diào)制器，包括 用于接收輸入信號(hào)的裝置； 用于接收載頻信號(hào)的裝置；用于對(duì)所述輸入信號(hào)和所述載頻信號(hào)進(jìn)行積分的裝置；用于形成所述積分后的輸入信號(hào)和所述積分后的載頻信號(hào)之和的裝置；用于在所述和達(dá)到相應(yīng)的預(yù)定閾值時(shí)生成脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置。
70. 如權(quán)利要求65、 66或67所述的調(diào)制器，包括 用于接收輸入信號(hào)的裝置； 用于接收載頻信號(hào)的裝置；用于形成所述輸入信號(hào)和所述載頻信號(hào)之和的裝置； 用于累加所述和的值的裝置；用于根據(jù)所述和的累加值確定生成脈沖觸發(fā)信號(hào)的時(shí)間的裝置； 用于生成所述脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置。
71. 如權(quán)利要求65， 66或67所述的調(diào)制器，包括 用于接收輸入信號(hào)的裝置； 用于接收載頻信號(hào)的裝置； 用于累加所述輸入信號(hào)和所述載頻信號(hào)的裝置；用于形成所述累加后的輸入信號(hào)和累加后的載頻信號(hào)之和的裝置；用于才艮據(jù)所述和確定生成脈沖觸發(fā)信號(hào)的時(shí)間的裝置；用于生成所述脈沖觸發(fā)信號(hào)的裝置。
72. 如權(quán)利要求70或71所述的調(diào)制器，其中所述用于確定生成所述脈沖觸 發(fā)的時(shí)間的裝置使用提供的抽樣值間的線性插值來確定閾值被越過的時(shí)間。
73. 如權(quán)利要求65、 66或67所述的調(diào)制器，其中由所述調(diào)制器輸出的脈沖流在最小幅度和最大幅度之間變化；并且 所述脈沖流施加于兩端負(fù)載中的一端；并且所述兩端負(fù)載的另一端被保持在所述最小幅度和最大幅度之間的幅度。
74. 如權(quán)利要求65、 66或67所述的調(diào)制器，其具有電橋輸出級(jí)，其中 所述電橋接收來自所述調(diào)制器的脈沖流，并生成兩個(gè)輸出，這樣所述兩個(gè)輸出之間的差動(dòng)幅度可以是正值或負(fù)值；并且所述電橋的其中一個(gè)輸出施加于兩端負(fù)載中的一端；以及 所述電橋的另一個(gè)輸出施加于所述兩端負(fù)載中的另一端。
75. 如權(quán)利要求65、 66或67所述的調(diào)制器，該調(diào)制器具有對(duì)來自負(fù)載的脈 沖流進(jìn)行AC去耦的裝置。
76. —種開關(guān)放大器，包括 如權(quán)利要求65至75任一項(xiàng)所述的調(diào)制器；以及濾波器，其中所述脈沖流施加于該濾波器，以使所述濾波器的輸出信號(hào) 為所述輸入信號(hào)的放大形式。
77. —種開關(guān)放大器的運(yùn)行方法，所述方法包括，為了響應(yīng)輸入信號(hào) 生成具有可控制的脈沖頻率的脈沖，所述脈沖頻率為載頻和調(diào)制頻率之和；根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度控制所述調(diào)制頻率以使所述放大器產(chǎn)生期望的 平均脈沖幅度；以及當(dāng)所述脈沖流施加于低通濾波器時(shí)控制所述載頻以最小化其值，同時(shí)保 持所述輸入信號(hào)的失真的可接受水平；以及將所述脈沖流施加于低通濾波器以使該濾波器的輸出是所述輸入信號(hào)的 放大形式。
78. 如權(quán)利要求77所述的方法，其中失真是根據(jù)相對(duì)于有用信號(hào)功率的無 用頻率成分的功率來測(cè)量。
79. 如權(quán)利要求77所述的方法，包括形成輸入信號(hào)的幅度和輸入信號(hào)的頻鐠中至少一個(gè)的測(cè)量結(jié)果；并且 根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果和/或根據(jù)所述輸入信號(hào)的頻譜的測(cè) 量結(jié)果確定期望的載頻。
80. 如權(quán)利要求79所述的方法，其中所述輸入信號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果是由在先時(shí)間段內(nèi)輸入信號(hào)的峰值幅度 的測(cè)量所形成；所述輸入信號(hào)的頻鐠的測(cè)量結(jié)果是通過檢測(cè)高通濾波后的輸入信號(hào)的峰 值形成；以及所述期望的載頻是根據(jù)所述輸入信號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果和根據(jù)所述輸入 信號(hào)的頻譜的測(cè)量結(jié)果確定。
81. 如權(quán)利要求79所述的方法，包括通過快速傅立葉變換形成所述輸入信 號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果和形成所述輸入信號(hào)的頻鐠的測(cè)量結(jié)果。
82. 如權(quán)利要求79所述的方法，包括通過對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行微分形成輸入信 號(hào)的幅度的測(cè)量結(jié)果和形成輸入信號(hào)的頻譜的測(cè)量結(jié)杲。
83. 如權(quán)利要求70或71所述的調(diào)制器，其中所述用于確定生成脈沖觸發(fā)信 號(hào)的時(shí)間的裝置根據(jù)權(quán)利要求30至36中任一項(xiàng)所述的方法運(yùn)行。
84. 如權(quán)利要求70或71所述的調(diào)制器，其中所述用于確定生成脈沖觸發(fā)信 號(hào)的裝置包括如權(quán)利要求30至63中任一項(xiàng)所述的數(shù)字計(jì)時(shí)器。
全文摘要
一種包括調(diào)制器的開關(guān)放大器，該調(diào)制器包括脈沖發(fā)生器。該脈沖發(fā)生器生成正脈沖和負(fù)脈沖以響應(yīng)輸入信號(hào)，并且該負(fù)脈沖頻率可以獨(dú)立于所述正脈沖的頻率被控制。所述正脈沖和負(fù)脈沖被組合以形成復(fù)合脈沖流，可對(duì)該復(fù)合脈沖流進(jìn)行低通濾波，以使濾波器的輸出為輸入信號(hào)的放大形式。
文檔編號(hào)H03K7/08GK101523723SQ200780037896
公開日2009年9月2日 申請(qǐng)日期2007年8月31日 優(yōu)先權(quán)日2006年9月5日
發(fā)明者克萊德·威特查爾德 申請(qǐng)人:奧迪姆半導(dǎo)體有限公司