專利名稱：一種數模轉換方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種數模轉換方法，屬于信號處理技術領域。
背景技術：
已有的Delta-Sigma數模轉換器以其高精度和與數字系統(tǒng)的良好集成度等特點廣泛應用于高品質音頻信號處理芯片、多媒體信號處理芯片中。
Delta-Sigma數模轉換器的原理如圖1所示。輸入的數字信號(數據速率為fs)進行補償濾波，濾波之后的信號進行內插濾波，內插濾波后數據速率提高，提高的倍數與數模轉換的過采樣率(OSR)相同。過采樣的數字信號經過Delta-Sigma調制器截斷為1位的數據流。這個數據流在信號頻帶內的信噪比很高，信號截斷而產生的量化噪聲都搬移到信號頻帶外。數據流經半數字濾波后轉換為模擬信號，這個模擬輸出再經過一次模擬濾波成為最終的模擬輸出，從而完成了數字信號到模擬信號的轉換。
上述數模轉換中的內插濾波，其性能對整個數模轉換的工作性能有著重要影響。內插濾波時，抽頭系數的逼近精度決定了濾波的數據轉換精度和硬件實現時的復雜程度。在各種無乘法器實現方法中，已有技術大多將系數用2的冪次之和來逼近，即采用系數的基2分解方法，參見Q.Zhao等的“A simple design of FIR filters with powers-of-twocoefficients”，IEEE Trans.Circuit Syst.，vol.35，pp 566-570，May 1988，以及B.R.Horng等的“The design of two-channel lattice structureperfect-reconstruction filter banks using powers of two coefficients”，IEEE Trans.Circuits Syst.I，vol.40，pp.497-499，July 1993。這種單基分解方法具有設計簡便，時序控制邏輯簡單等優(yōu)點，但也存在許多實現上的問題。
上述基2分解方法的不足之處主要有以下幾個方面。第一，基2分解的系數逼近精度較低。為了保證數據的高精度轉換，必須使用很長的移位寄存器來存放小量數據，這將大大增加硬件開銷并占用更多的芯片面積。通常的數模轉換器芯片絕大部分面積被數字內插濾波器占據。第二，不同的系數按基2分解展開的數據格式很不相同，使得這種設計方法缺少通用性，得到的硬件電路結構很不規(guī)則，難以進行流程化設計。
為了避免上述問題，近年來，人們開始采用多基分解的思路來提高數據轉換精度和硬件的規(guī)則程度，已有技術參見S.Ghanekar等的“Signal-digit based multiplier-freerealizations for multirate converters”，IEEE Trans.Signal Process.，vol.43，pp.628-639，Mar.1995，以及J.L.Li等的“Multiplier-free realizations for FIRmultirate converts based on mixed-radix number representation”，IEEE Trans.SignalProcess.，vol 45，pp.880-890，April 1997。這種方法可以有效地節(jié)省硬件資源，但它往往采用犧牲速度換取精度的做法，時序控制電路比較復雜，數據處理效能較低。同時，這種方法可能將原本簡單的數據處理方式復雜化。

發(fā)明內容
本發(fā)明提出了一種數模轉換方法，其目的是在保證數據轉換精度的同時，盡可能地減小硬件實現時的時序控制復雜度，以降低硬件的生產成本。
本發(fā)明提出的數模轉換方法，包括如下步驟(1)對輸入的數據x(n)進行補償濾波，經補償濾波后的數據率與補償濾波前的數據率相同，補償濾波后的輸出信號為xc(n)；(2)對上述輸出信號xc(n)進行內插濾波，輸出信號為xp(n)，內插濾波后的數據率上升，上升倍數與所述數模轉換的過采樣率相同；(3)對上述內插濾波的輸出xp(n)進行Delta-Sigma調制，輸出單比特的數據流xd(n)；(4)對上述單比特的數據流xd(n)進行半數字濾波，輸出模擬信號xs；(5)對上述模擬信號xs進行模擬低通濾波，輸出模擬信號y。
上述方法中，對輸入數據x(n)進行補償濾波的方法，包括以下步驟(2-1)連續(xù)接收輸入的數據信號x(n)，進行延遲寄存，得到一個輸入數據信號x(n)的寄存延遲鏈，延遲鏈的長度為N，N為奇數；(2-2)將上述寄存延遲鏈中的第一個信號與最后一個信號相加，得到信號C0(n)，第二個信號與倒數第二個信號相加，得到信號C1(n)，依次類推，得到C2(n)，C3(n)，C(N-3)/2(n)，剩下的中間信號記為C(N-1)/2(n)，C0(n)～C(N-1)/2(n)分別與所述補償濾波的系數HC0，HC1，HC2，……，HC(N-1)/2相乘，再將所有相乘的結果相加，得到xc(n)。
上述方法中，對信號xc(n)進行內插濾波的方法，包括以下步驟(3-1)對補償濾波的輸出信號xc(n)進行第一次半帶濾波，將第一次的濾波結果作為第二次濾波的輸入，進行第二次半帶濾波，共完成四倍的采樣率提升；(3-2)對上述采樣率提升后的輸出信號進行梳值濾波，梳值濾波共完成32倍的采樣率提升，得到xp(n)。
其中對補償濾波的輸出信號xc(n)進行半帶濾波的方法，包括以下步驟(4-1)連續(xù)接收補償濾波的輸出信號xc(n)，進行延遲寄存，得到一個寄存延遲鏈，延遲鏈的長度為Nf/2+3，其中Nf為半帶濾波階數，Nf/2是奇數；(4-2)將上述寄存延遲鏈中的第一個信號與最后一個信號相加，得到信號u0(n)，第二個信號與倒數第二個信號相加，得到信號u1(n)，依次類推，直至剩下中間兩個信號，中間兩個信號兩側的信號相加后記為uM-2(n)，其中M＝(Nf+6)/4，取中間兩個信號中靠后的信號值的1/2，作為半帶濾波時進行二選一多路選擇的第一個輸入信號；
(4-3)將上述信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)依次進行采樣保持、加權求和以及調制累加，得到信號y’(m)；(4-4)將上述信號y’(m)進行抽取和增益縮放，作為半帶濾波時二選一多路選擇的第二輸入信號；(4-5)將上述二選一多路選擇的兩個輸入信號進行周期性交替輸出，即為半帶濾波的輸出信號，交替輸出的速率是輸入信號速率的2倍。
其中對信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)進行采樣保持的方法為將信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)分別復制K次，得到v0(m)，v1(m)…vM-2(m)，信號v0(m)，v1(m)…vM-2(m)的速率為信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)的K倍，其中K是半帶濾波混合基分解的一個維度，根據半帶濾波的混合基分解精度P選取，P=-log2(Cr1-Nr2-(K-1))+1,]]>其中r1，r2是半帶濾波混合基分解的兩個基底，C是半帶濾波混合基分解的歸一化因子，N是半帶濾波混合基分解的另一個維度，半帶濾波混合基分解是對半帶濾波系數h(n)進行的分解，即h(n)=Cr1-1Σk=0K-1Σi=0N-1cni(k)r1-ir2-(K-1-k),]]>n＝0，1，…，Nf，其中cni(k)是由半帶濾波混合基分解得到的系數。
對其中的信號vi(m)(i從0到M-2)進行加權求和的方法為當vi(m)(i從0到M-2)的信號值每更新一次后，在vi(m)的每個信號周期內將完成如下操作(6-1)使上述信號vi(m)進入N條分支路徑，將第j(j從0到N)條分支路徑上的信號vi(m)乘以j個、數值為r1-1的增益因子，再乘以周期性時變增益因子dij(k)，得到N個加權結果，所有信號vi(m)的加權結果共有N×(M-1)個；其中周期性時變增益因子dij(k)由半帶濾波系數混合基分解變換得到，即dni(μK+η)=cμ+2ni(η),]]>η＝0，1，…，K-1andμ＝0，1，其中cni(k)由混合基分解公式h(n)=Cr1-1Σk=0K-1Σi=0N-1cni(k)r1-ir2-(K-1-k),]]>n＝0，1，…，Nf求出，N，K為半帶濾波混合基分解的維度，r1，r2為半帶濾波混合基分解的兩個基底，h(n)是半帶濾波系數，C是半帶濾波混合基分解的歸一化因子；(6-2)將上述N×(M-1)個加權結果相加，得到信號w(m)；(6-3)將上述信號w(m)進行調制和累加，調制因子為r2-K+1+<m>K；其中<m>K表示m對K求模余；(6-4)當下一個信號周期到來時，重復步驟(6-1)、(6-2)、(6-3)，且k增加1，直到k＝K-1，此后k清0，累加結果也清零。
本發(fā)明提出的數模轉換方法，其優(yōu)點是，在保證數據轉換精度的條件下，減小了內插濾波的時序控制復雜度，因而使用該方法設計的數模轉換器，可以大大減少硬件開銷，節(jié)省芯片面積，降低生產成本。本發(fā)明中采用的半數字濾波方法，使硬件實現時，不需要電容、電阻等元件，因此便于與主流的數字工藝兼容，減小了數模轉換器的設計復雜度。


圖1是本發(fā)明方法的流程框圖。
圖2是本發(fā)明方法中補償濾波的流程框圖。
圖3是本發(fā)明方法中內插濾波的流程框圖。
圖4是內插濾波中半帶濾波的流程框圖。
圖5是內插濾波中梳值濾波的流程框圖。
圖6是本發(fā)明方法中Delta-Sigma調制的流程框圖。
圖7是本發(fā)明方法中的半數字濾波和模擬濾波的流程框圖。
具體實施例方式
本發(fā)明提出的數模轉換方法，其流程框圖如圖1所示，首先對輸入的數據x(n)進行補償濾波，經補償濾波后的數據率與補償濾波前的數據率相同，補償濾波后的輸出信號為xc(n)；對輸出信號xc(n)進行內插濾波，輸出信號為xp(n)，內插濾波后的數據率上升，上升倍數與所述數模轉換的過采樣率相同；對內插濾波的輸出xp(n)進行Delta-Sigma調制，輸出單比特的數據流xd(n)；對單比特的數據流xd(n)進行半數字濾波，輸出模擬信號xs；對模擬信號xs進行模擬低通濾波，輸出模擬信號y。
上述方法中，對輸入數據x(n)進行補償濾波的方法，其流程框圖如圖2所示，連續(xù)接收輸入的數據信號x(n)，進行延遲寄存，得到一個輸入數據信號x(n)的寄存延遲鏈，延遲鏈的長度為N，N為奇數；將上述寄存延遲鏈中的第一個信號與最后一個信號相加，得到信號C0(n)，第二個信號與倒數第二個信號相加，得到信號C1(n)，依次類推，得到C2(n)，C3(n)，C(N-3)/2(n)，剩下的中間信號記為C(N-1)/2(n)，C0(n)～C(N-1)/2(n)分別與所述補償濾波的系數HC0，HC1，HC2，……，HC(N-1)/2相乘，再將所有相乘的結果相加，得到xc(n)。
上述方法中，對信號xc(n)進行內插濾波的方法，其流程框圖如圖3所示，首先對補償濾波的輸出信號xc(n)進行第一次半帶濾波，將第一次的濾波結果作為第二次濾波的輸入，進行第二次半帶濾波，共完成四倍的采樣率提升；對上樣率提升后的輸出信號進行梳值濾波，梳值濾波共完成32倍的采樣率提升，得到xp(n)。
其中對補償濾波的輸出信號xc(n)進行半帶濾波的方法，其流程框圖如圖4所示，首先連續(xù)接收補償濾波的輸出信號xc(n)，進行延遲寄存，得到一個寄存延遲鏈，延遲鏈的長度為Nf/2+3，其中Nf為半帶濾波階數，Nf/2是奇數；將上述寄存延遲鏈中的第一個信號與最后一個信號相加，得到信號u0(n)，第二個信號與倒數第二個信號相加，得到信號u1(n)，依次類推，直至剩下中間兩個信號，中間兩個信號兩側的信號相加后記為uM-2(n)，其中M＝(Nf+6)/4，取中間兩個信號中靠后的信號值的1/2，作為半帶濾波時進行二選一多路選擇的第一個輸入信號；將上述信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)依次進行采樣保持、加權求和以及調制累加，得到信號y’(m)；將上述信號y’(m)進行抽取和增益縮放，作為半帶濾波時二選一多路選擇的第二輸入信號；將上述二選一多路選擇的兩個輸入信號進行周期性交替輸出，即為半帶濾波的輸出信號，交替輸出的速率是輸入信號速率的2倍。
其中對信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)進行采樣保持的方法為將信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)分別復制K次，得到v0(m)，v1(m)…vM-2(m)，信號v0(m)，v1(m)…vM-2(m)的速率為信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)的K倍，其中K是半帶濾波混合基分解的一個維度，根據半帶濾波的混合基分解精度P選取，P=-log2(Cr1-Nr2-(K-1))+1,]]>其中r1，r2是半帶濾波混合基分解的兩個基底，C是半帶濾波混合基分解的歸一化因子，N是半帶濾波混合基分解的另一個維度，半帶濾波混合基分解是對半帶濾波系數h(n)進行的分解，即h(n)=Cr1-1Σk=0K-1Σi=0N-1cni(k)r1-ir2-(K-1-k),]]>n＝0，1，…，Nf，其中cni(k)是由半帶濾波混合基分解得到的系數。
對其中的信號vi(m)(i從0到M-2)進行加權求和的方法，當vi(m)(i從0到M-2)的信號值每更新一次后，在vi(m)的每個信號周期內將完成如下操作首先使上述信號vi(m)進入N條分支路徑，將第j(j從0到N)條分支路徑上的信號vi(m)乘以j個、數值為r1-1的增益因子，再乘以周期性時變增益因子dij(k)，得到N個加權結果，所有信號vi(m)的加權結果共有N×(M-1)個；其中周期性時變增益因子dij(k)由半帶濾波系數混合基分解變換得到，即dni(μK+η)=cμ+2ni(η),]]>η＝0，1，…，K-1andμ＝0，1，其中cni(k)由混合基分解公式h(n)=Cr1-1Σk=0K-1Σi=0N-1cni(k)r1-ir2-(K-1-k),]]>n＝0，1，…，Nf求出，N，K為半帶濾波混合基分解的維度，r1，r2為半帶濾波混合基分解的兩個基底，h(n)是半帶濾波系數，C是半帶濾波混合基分解的歸一化因子；將上述N×(M-1)個加權結果相加，得到信號w(m)；將上述信號w(m)進行調制和累加，調制因子為r2-K+1<m>K；其中<m>K表示m對K求模余；當下一個信號周期到來時，重復上述步驟，且k增加1，直到k＝K-1，此后k清0，累加結果也清零。
本發(fā)明的半帶濾波方法中，對信號y’(m)進行抽取的方法為抽取的是第K次的累加結果，而不抽取累加過程的中間結果，信號速率又變回到輸入信號的速率。后面的增益縮放因子為Cr1-1。r1是半帶濾波混合基分解的一個基底，C是半帶濾波混合基分解的歸一化因子。
圖3中的兩個半帶濾波的性能決定了整個濾波的性能。為了使用較少硬件資源并實現高精度數據轉換，本發(fā)明提出的半帶濾波方法流程圖如圖4所示。這種結構基于系數混合基分解的方法，結合了半帶濾波近一半系數為0的特點，同時運用了多相濾波的設計思想。圖4中x(n)和y(n)分別為輸入、輸出信號。圖中的箭頭指向為數據處理傳送的方向。圖中上面部分的寄存延遲鏈用于存放數據；“+”為加法操作；采樣保持操作實現將信號復制K次的功能，這也使得信號速率提高到原來的K倍；所有的三角符號表示數據的倍乘，均可用移位的方法實現；“×”為調制操作，也用移位相加的方法實現；累加操作完成信號的累加，每完成K次累加后清零；抽取操作則在每K個輸入信號中抽取第一個信號輸出，即將信號速率還原至輸入信號的速率；圖中的開關則實現上下兩路信號的交替選通輸出，使得輸出信號速率是輸入的2倍。
下面結合圖4介紹本發(fā)明數模轉換方法的內插濾波中半帶濾波的詳細過程在本方法中濾波系數采用混合基算法進行分解，對于一個M階的濾波過程，假如系數{h(j)，j＝0，1，2…M-1}都已經歸一化到[-1，1]的范圍內，其混合基表示如式(1)所示。
h(j)=Cr1-1Σk=0K-1Σi=1N-1cji(k)r1-1r2-(K-1-k)---(1)]]>r1和r2為基，cji(k)為屬于{0，±1，……，±α0}的集合。整數α0滿足 這里 表示不大于t的最小整數。r2的最優(yōu)值可由(2)式決定(r2opt-1)=r1-1r1-1+2α0(r1N-1)---(2)]]>C為歸一化因子，由(3)式決定C=r1N(r1-1)(1-r2-1)r2-(K-1)(1-r2-1)(r1-1)+α0(r1N-1)(1-r2-K)---(3)]]>這種表示方法可以達到的精度為P=-log2(Cr1-Nr2-(K-1))+1---(4)]]>例如取N＝3，K＝5，r1＝4，整數α0為2。系數h(j)的混合基分解結果cji(k)屬于集合{0，±1，±2}，因此與h(j)的相乘操作可以簡化為一系列的移位和累加操作。r2-1和C的值由式(2)和式(3)決定。在硬件實現時，r2-1和C的值可以用2的整數次冪表示為r2opt-1=2-6-2-9,]]>C＝1+2-1+2-8。由(3)式知系數的逼近精度可以達到32bit，這用傳統(tǒng)的基2分解是極難達到的。根據上面的分解，每一個濾波系數可以寫成一個N×K的矩陣，這個矩陣每一列上的數據代表了某一時刻該系數的分解因子，不同列上的數據表示這些系數的周期時變性。對于本設計，這個系數的混合基分解矩陣MR(h)可以表示如下MRh(n)=cn0(0)cn0(1)cn0(2)cn0(3)cn0(4)cn1(0)cn1(1)cn1(2)cn1(3)cn1(4)cn2(0)cn2(1)cn2(2)cn2(3)cn2(4)---(5)]]>通過簡單的線性變換式dni(μK+η)=cμ+2ni(η),]]>η＝0，1，…，K-1andμ＝0，1(6)混合基矩陣(5)變換為MR*h'(n*)=dn*0(0)dn*0(1)dn*0(2)···dn*0(9)dn*1(0)dn*1(1)dn*1(2)···dn*1(9)dn*2(0)dn*2(1)dn*2(2)···dn*2(9)]]>n*＝0，1，…，M-2(7)可以看到矩陣的行數沒有變化，但是列數變成了原來的兩倍。因此這種變換通過增加時序控制的負擔來降低硬件開銷。特別地，對于半帶濾波，大多數系數的混合基矩陣MR*h′(n*)中右面5列的元素都是0，只有一個系數——半帶濾波過程中最中間的系數0.5——例外。在此理論基礎上，本發(fā)明提出的方法(圖4所示)利用了多相濾波的思想，大大降低了時序控制邏輯復雜度。優(yōu)化的依據是將半帶濾波最中間的系數0.5直接移位輸出，而不經過復雜的混合基分解處理，此即多相濾波的思想。
本發(fā)明方法中，補償濾波的系數HC0，HC1，HC2，……，HC(N-1)/2，按如下方法確定。如果沒有補償濾波，可以通過計算機仿真確定內插濾波的幅度響應H(w)，這個幅度響應在信號的通帶邊緣有一定的衰減，這個衰減是因梳值濾波的頻率特性造成的。在信號的通帶內取頻率點w0，w1，w2，……，wN-1，根據H(w)計算內插濾波的幅度響應H(w0)，H(w1)，H(w2)，……，H(wN-1)。相應的補償濾波的頻率響應應該是1/H(w0)，1/H(w1)，1/H(w2)，……，1/H(wN-1)。根據頻率采樣算法可以求出圖2中補償濾波的系數HC0，HC1，HC2，……，HC(N-1)/2。本發(fā)明方法中取N的值為11，即對未加補償濾波的內插濾波的頻率響應曲線的通帶采樣11個頻率點w0，w1，w2，……，w10的幅度響應值H(w0)，H(w1)，H(w2)，……，H(w10)，補償濾波的濾波特性在所選的頻率點上的特性應該為1/H(w0)，1/H(w1)，1/H(w2)，……，1/H(w10)，根據頻率取樣算法可以計算出補償濾波的系數HC0，HC1，HC2，……，HC5。
本發(fā)明方法中，梳值濾波的流程圖如圖5所示，梳值濾波分五次子濾波，每個子濾波實現的傳遞函數為(1-z-1)4，每個子濾波完成兩倍的數據率提升。
本發(fā)明方法中的Delta-Sigma調制，采用單環(huán)單比特分布反饋的結構，并引入兩個局部反饋，信號流圖如圖6所示。圖中各個系數a1～a4，b1～b5，g1，g2的確定可參見“Delta-sigma數據轉換器原理設計和仿真”(Steven R.Norsworthy，Richard Schreier，Gabor C.Temes.的Delta-sigma data converterstheory，design，and simulation.NewYork，IEEE PRESS，1996.512-513)。
Delta-Sigma調制后的信號進行半數字濾波和模擬低通濾波，其硬件結構如圖7所示。半數字濾波實現的傳輸函數為H(z)=Σj=0N-1h(j)z-j]]>系數由加權的電流源實現，電流源的尺寸與濾波的系數成正比。圖中的延時單元在硬件實現時用D觸發(fā)器實現。濾波輸入DIN是來自前述Delta-Sigma調制器的1位的數據流，第j個延時單元是DIN的j級延時，j＝0，1，2，…，N。因為輸入信號是‘0’或‘1’，每個乘積項h(j)·DIN·z-j的值為‘0’或為h(j)，這可以將乘積項簡化為由延時單元控制的開關實現。其作用是在單比特Delta-Sigma數模轉換器中，把單比特的數字比特流轉換為模擬信號并進行一定程度的濾波。半數字濾波后的輸出信號作為模擬低通濾波的輸入信號，由于半數字濾波的輸出信號為電流信號，模擬低通濾波將這個電流信號轉換為電壓信號同時進行模擬低通濾波。
權利要求
1.一種數模轉換方法，其特征在于該方法包括如下步驟(1)對輸入的數據x(n)進行補償濾波，經補償濾波后的數據率與補償濾波前的數據率相同，補償濾波后的輸出信號為xc(n)；(2)對上述輸出信號xc(n)進行內插濾波，輸出信號為xp(n)，內插濾波后的數據率上升，上升倍數與所述數模轉換的過采樣率相同；(3)對上述內插濾波的輸出xp(n)進行Delta-Sigma調制，輸出單比特的數據流xd(n)；(4)對上述單比特的數據流xd(n)進行半數字濾波，輸出模擬信號xs；(5)對上述模擬信號xs進行模擬低通濾波，輸出模擬信號y。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于對輸入數據x(n)進行補償濾波的方法，包括以下步驟(2-1)連續(xù)接收輸入的數據信號x(n)，進行延遲寄存，得到一個輸入數據信號x(n)的寄存延遲鏈，延遲鏈的長度為N，N為奇數；(2-2)將上述寄存延遲鏈中的第一個信號與最后一個信號相加，得到信號C0(n)，第二個信號與倒數第二個信號相加，得到信號C1(n)，依次類推，得到C2(n)，C3(n)，C(N-3)/2(n)，剩下的中間信號記為C(N-1)/2(n)，C0(n)～C(N-1)/2(n)分別與所述補償濾波的系數HC0，HC1，HC2，……，HC(N-1)/2相乘，再將所有相乘的結果相加，得到xc(n)。
3.如權利要求1所述的方法，其特征在于對其中所述的信號xc(n)進行內插濾波的方法，包括以下步驟(3-1)對補償濾波的輸出信號xc(n)進行第一次半帶濾波，將第一次的濾波結果作為第二次濾波的輸入，進行第二次半帶濾波，共完成四倍的采樣率提升；(3-2)對上述采樣率提升后的輸出信號進行梳值濾波，梳值濾波共完成32倍的采樣率提升，得到xp(n)。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于對補償濾波的輸出信號xc(n)進行半帶濾波的方法，包括以下步驟(4-1)連續(xù)接收補償濾波的輸出信號xc(n)，進行延遲寄存，得到一個寄存延遲鏈，延遲鏈的長度為Nf/2+3，其中Nf為半帶濾波階數，Nf/2是奇數；(4-2)將上述寄存延遲鏈中的第一個信號與最后一個信號相加，得到信號u0(n)，第二個信號與倒數第二個信號相加，得到信號u1(n)，依次類推，直至剩下中間兩個信號，中間兩個信號兩側的信號相加后記為uM-2(n)，其中M＝(Nf+6)/4，取中間兩個信號中靠后的信號值的1/2，作為半帶濾波時進行二選一多路選擇的第一個輸入信號；(4-3)將上述信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)依次進行采樣保持、加權求和以及調制累加，得到信號y’(m)；(4-4)將上述信號y’(m)進行抽取和增益縮放，作為半帶濾波時二選一多路選擇的第二輸入信號；(4-5)將上述二選一多路選擇的兩個輸入信號進行周期性交替輸出，即為半帶濾波的輸出信號，交替輸出的速率是輸入信號速率的2倍。
5.如權利要求4所述的方法，其特征在于對其中所述的信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)進行采樣保持的方法為將信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)分別復制K次，得到v0(m)，v1(m)…vM-2(m)，信號v0(m)，v1(m)…vM-2(m)的速率為信號u0(n)，u1(n)…uM-2(n)的K倍，其中K是半帶濾波混合基分解的一個維度，根據半帶濾波的混合基分解精度P選取，log2(Cr1-Nr2-(K-1))+1,]]>其中r1，r2是半帶濾波混合基分解的兩個基底，C是半帶濾波混合基分解的歸一化因子，N是半帶濾波混合基分解的另一個維度，半帶濾波混合基分解是對半帶濾波系數h(n)進行的分解，即h(n)=Cr1-1Σk=0K-1Σi=0N-1cni(k)r1-ir2-(K-1-k),n=0,1,···,Nf,]]>其中cni(k)是由半帶濾波混合基分解得到的系數。
6.如權利要求4所述的方法，其特征在于對其中所述的信號vi(m)(i從0到M-2)進行加權求和的方法為當vi(m)(i從0到M-2)的信號值每更新一次后，在vi(m)的每個信號周期內將完成如下操作(6-1)使上述信號vi(m)進入N條分支路徑，將第j(j從0到N)條分支路徑上的信號vi(m)乘以j個、數值為r1-1的增益因子，再乘以周期性時變增益因子dij(k)，得到N個加權結果，所有信號vi(m)的加權結果共有N×(M-1)個；其中周期性時變增益因子dij(k)由半帶濾波系數混合基分解變換得到，即dni(μK+η)=cμ+2ni(η),η=0,1,···,K-1andμ=0,1,]]>其中cni(k)由混合基分解公式h(n)=Cr1-1Σk=0K-1Σi=0N-1cni(k)r1-ir2-(K-1-k),n=0,1,···,Nf]]>求出，N，K為半帶濾波混合基分解的維度，r1，r2為半帶濾波混合基分解的兩個基底，h(n)是半帶濾波系數，C是半帶濾波混合基分解的歸一化因子；(6-2)將上述N×(M-1)個加權結果相加，得到信號w(m)；(6-3)將上述信號w(m)進行調制和累加，調制因子為r2-K+1+<m>K；其中<m>K表示m對K求模余；(6-4)當下一個信號周期到來時，重復步驟(6-1)、(6-2)、(6-3)，且k增加1，直到k＝K-1，此后k清0，累加結果也清零。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種數模轉換方法，屬于信號處理技術領域。首先對輸入的數據進行補償濾波，經補償濾波后的數據率與補償濾波前的數據率相同，補償濾波后的輸出信號；對該輸出信號進行內插濾波及數據率上升，最后進行Delta－Sigma調制，輸出單比特的數據流，對單比特的數據流進行半數字濾波，輸出模擬信號；對模擬信號進行模擬低通濾波，輸出最后的模擬信號。本發(fā)明方法的優(yōu)點是，在保證數據轉換精度的條件下，減小了內插濾波的時序控制復雜度，因而減少了數模轉換器的硬件開銷，節(jié)省芯片面積，降低生產成本。本發(fā)明中采用的半數字濾波方法，使硬件實現時，不需要電容、電阻等元件，便于與主流的數字工藝兼容，減小了設計復雜度。
文檔編號H03M1/66GK101060333SQ200710064940
公開日2007年10月24日 申請日期2007年3月30日 優(yōu)先權日2007年3月30日
發(fā)明者劉力源, 陳潤, 李冬梅 申請人:清華大學