專利名稱：：具有基于仿真的反饋的數(shù)字pwm放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明通常涉及數(shù)字放大器，尤其是涉及借助反饋來(lái)改善數(shù)字開(kāi)關(guān)功率放大器性能的系統(tǒng)和方法。
背景技術(shù)：
：自從20世紀(jì)60年代中期以來(lái)，利用脈寬調(diào)制(PWM,PulseWidthModulation)的實(shí)用音頻功率放大器已為公知。在那個(gè)時(shí)期的放大器中，通過(guò)將表示輸入音頻信號(hào)的電壓與參考波形進(jìn)行比較來(lái)生成脈沖序列，參考波形通常為頻率范圍在50kHz到200kHz的三角波或鋸齒波。這個(gè)比較產(chǎn)生具有與參考波形相同頻率的兩電平矩形波，并且占空比隨音頻變化。該矩形波被放大到期望的功率電平，然后無(wú)源地進(jìn)行低通濾波以消除矩形波的絕大多數(shù)高頻分量，留下由音頻而得到的其平均電平來(lái)驅(qū)動(dòng)諸如揚(yáng)聲器等負(fù)載。當(dāng)這些放大器以"開(kāi)環(huán)"方式工作時(shí)，即沒(méi)有反饋，可能獲得極佳的性能，但這是個(gè)昂貴的方案，這是因?yàn)榉糯笃鞯男阅苤饕蕾囉谳敵黾?jí)和電源的品質(zhì)。為了減輕這種依賴性，20世紀(jì)70年代以來(lái)的發(fā)展趨勢(shì)為加入反饋。在比較音頻和三角波的放大器中加入反饋的一種簡(jiǎn)單方法是用鋸齒波來(lái)代替固定的三角波，該鋸齒波是通過(guò)對(duì)出現(xiàn)于放大器的功率開(kāi)關(guān)輸出處的、實(shí)質(zhì)上的矩形波進(jìn)行積分而得到的。分析表明這是一種提供反饋的有效方法。而且，由于反饋被緊密地集成至PWM自身，所以，通常與反饋有關(guān)的穩(wěn)定性問(wèn)題沒(méi)有出現(xiàn)。在通俗報(bào)道中，上面描述的放大器有時(shí)被稱為"數(shù)字式，，，但我們應(yīng)當(dāng)描述其為"模擬式"，因?yàn)榫匦尾ǖ倪呇貢r(shí)刻能夠隨音頻連續(xù)變化。我們應(yīng)當(dāng)為邊沿時(shí)刻被量化的放大器保留"數(shù)字式"這個(gè)詞，以便邊沿時(shí)刻能夠數(shù)字式地表示且邊沿能夠通過(guò)計(jì)數(shù)由諸如晶體振蕩器的高精度高頻率時(shí)鐘產(chǎn)生的脈沖來(lái)生成。這一原理由Sandler[6]提出，Sandler還認(rèn)識(shí)到通過(guò)使用過(guò)采樣和噪聲整形可以避免需要千兆赫茲區(qū)域內(nèi)的時(shí)鐘頻率。如今在市場(chǎng)上可得到使用這一原理的幾種商品。(例如，見(jiàn)[3])數(shù)字化原理為PWM波形產(chǎn)生提供了準(zhǔn)確性，但功率放大，通常由MOSFET(金屬氧化硅場(chǎng)效應(yīng)晶體管)功率開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現(xiàn)，其仍然采用基本上模擬的處理，因而容易受到非理想元件行為的影響。存在著與開(kāi)關(guān)有關(guān)的失真，其被稱為"死區(qū)時(shí)間失真(dead-timedistortion)"，并且如同最初的模擬PWM放大器一樣，還依賴于電源。沒(méi)有反饋或其它補(bǔ)償，輸出級(jí)的增益將直接與電源電壓成比例。這樣將無(wú)法使用便宜的非穩(wěn)壓電源，或者迫使系統(tǒng)只具備相當(dāng)?shù)偷男阅?。在現(xiàn)有技術(shù)中，已試圖將反饋施加至數(shù)字PWM放大器的輸出級(jí)。在PEDEC(PCT/DK98/00133)原理中，實(shí)現(xiàn)了這樣的一種嘗試，其中工作在較低電平下的調(diào)制器產(chǎn)生PWM波形，在將波形傳送至功率開(kāi)關(guān)之前校正單元對(duì)波形的邊沿重新定時(shí)。校正單元接收來(lái)自于誤差處理單元的控制信號(hào)，該i吳差處理單元比4交初始低電平PWM波形和功率開(kāi)關(guān)的輸出。由此，依賴于輸出來(lái)調(diào)整功率開(kāi)關(guān)的輸入，這構(gòu)成了反饋回路。PEDEC原理可應(yīng)用于數(shù)字式或才莫擬式PWM放大器。然而，反饋對(duì)于輸出級(jí)是模擬和局部的——輸出的質(zhì)量基本上由低電平PWM波形的質(zhì)量(包括抖動(dòng)性)來(lái)決定。在現(xiàn)有技術(shù)中反饋的另一個(gè)實(shí)例由Melanson在US6,373,334"RealTimeCorrectionofaDigitalPWMAmplifier"中公開(kāi)。這里仍然是通過(guò)比較低電平方波和功率開(kāi)關(guān)的輸出來(lái)得到反饋。然而，在這個(gè)方案中，校正被反饋至PWM調(diào)制器，因此不存在兩種PWM波形，即初始的和重新定時(shí)的波形，如PEDEC方案中。US6,373,334描述了緊密集成至一種特定類型的PWM調(diào)制器的反饋。它與PEDEC共有的性質(zhì)為，最終輸出的質(zhì)量受到低電平PWM波形質(zhì)量的限制。在模擬(非PWM)放大器中，習(xí)慣上是從最終輸出到接近于輸入的某點(diǎn)獲取至少一些反饋。這在數(shù)字PWM放大器中有難度的基本原因在于回路延遲。尤其是，由于輸出是模擬的，而輸入和早期的處理是數(shù)字的，因此在反饋通道中需要ADC(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)。依賴于線路布局，最終輸出的質(zhì)量將直接與ADC的質(zhì)量有關(guān)。然而，當(dāng)前可得到的具有足夠質(zhì)量的音頻ADC具有的延遲對(duì)于包含在0—20kHz音頻范圍內(nèi)提供有效反饋的回路中來(lái)說(shuō)是完全過(guò)大的。即使當(dāng)ADC延遲被最小化時(shí)，還會(huì)存在實(shí)質(zhì)性的穩(wěn)定性問(wèn)題。關(guān)于利用Bode圖、超前/滯后補(bǔ)償、嵌套反饋以及類似方法來(lái)穩(wěn)定反饋回路有大量文獻(xiàn)。絕大多數(shù)技術(shù)適用于具有固定增益的線性系統(tǒng)，除了允許足夠的"增益裕度"或"相位裕度，，之外，在如何處理非線性或增益變化方面存在很少的指導(dǎo)。遺憾的是，具有充足的"增益裕度"或"相位裕度"來(lái)對(duì)非線性和增益變化具有魯棒性的回路，當(dāng)包含有諸如lOps延遲時(shí)，該回路在20kHz處不太可能提供有效程度的反饋。"嵌套反饋"初看起來(lái)似乎能夠提供大量反饋的同時(shí)保持穩(wěn)定。然而，經(jīng)檢驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，這種穩(wěn)定是"有條件的，，，這意味著它易受到增益變化的影響，并且，甚至通過(guò)減少前向通道的增益就能引發(fā)振蕩。因此，這種技術(shù)完全不適于在需要與非穩(wěn)壓的電源一同工作的PWM放大器中使用。較不明顯的問(wèn)題是由脈寬調(diào)制過(guò)程所引發(fā)的固有非線性。這通常會(huì)被認(rèn)為是在高音頻下引起諧波失真的微小影響(例如，總標(biāo)度5kHz基波上的-70dB三次諧波[3])。然而，反饋回路的設(shè)計(jì)需要設(shè)計(jì)者充分地考慮到反饋有效控制的頻帶之外的頻率。在數(shù)字PWM放大器具有384kHz采樣頻率和開(kāi)關(guān)頻率的情況下，理論上應(yīng)當(dāng)考慮直至192kHz奈查斯特的頻率。在192kHz下，當(dāng)PWM波形的占空比在其滿量程上變化時(shí)，傳統(tǒng)的雙邊沿PWM的前向增益按100%調(diào)制。即使在80kHz下，前向增益按20%調(diào)制。對(duì)僅為超過(guò)期望控制范圍最大值的兩倍頻程的一部分頻譜的這種調(diào)制，將設(shè)置任何條件穩(wěn)定反饋能夠"進(jìn)攻(aggressive)"的極限，即使是對(duì)于總與穩(wěn)定電源一同使用的放大器也是這樣。用于PWM非線性的幾種校正方法也為人所知。一種簡(jiǎn)單直接的方法，如[3]中所示，幾乎完全消除了音頻帶內(nèi)的非線性影響。然而，如果希望通過(guò)校正PWM的非線性來(lái)改善反饋的穩(wěn)定性，那么校正器必須放置于反饋回路內(nèi)。由于[3]中的校正器具有一個(gè)采樣(例如2.6ps)的延遲，穩(wěn)定性問(wèn)題已經(jīng)惡化。而且，當(dāng)校正在音頻帶內(nèi)幾乎理想時(shí)，其仍然無(wú)法在奈查斯特頻率附近提供一致的性能，這是由于不可能補(bǔ)償100%的增益調(diào)制。根據(jù)上面討論的難點(diǎn)，需要一種具有魯棒性的方法來(lái)對(duì)數(shù)字PWM放大器施加反饋，該方法直接地解決回路延遲、非線性和前向增益變化的問(wèn)題。
發(fā)明內(nèi)容本公開(kāi)內(nèi)容針對(duì)借助反饋來(lái)改善數(shù)字開(kāi)關(guān)功率放大器性能的系統(tǒng)及方法。在本發(fā)明的不同實(shí)施方式中，對(duì)由數(shù)字脈寬調(diào)制(PWM)放大器中的信號(hào)處理裝置所執(zhí)行的處理過(guò)程進(jìn)行仿真，并且將仿真用作環(huán)繞該裝置的反饋的基礎(chǔ)。在示范性實(shí)施方式中，數(shù)字脈寬調(diào)制(PWM)放大器包括信號(hào)處理裝置，其被配置為接收和處理輸入音頻信號(hào)。所述放大器還包括仿真器，其被配置為模擬(model)所述裝置對(duì)音頻信號(hào)的處理。將所述裝置和仿真器的輸出提供至減法器，隨后將所述減法器的輸出作為反饋加到輸入音頻信號(hào)上。在不同的實(shí)施方式中，所述裝置可包括調(diào)制器、功率開(kāi)關(guān)、噪聲整形器或任意其它類型的裝置。如果所述裝置的輸入是數(shù)字的而輸出是模擬的，那么可提供模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)來(lái)將輸出音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)以便輸入至所述減法器。在ADC之前或之后，可以執(zhí)行濾波，并且如果ADC為過(guò)采樣ADC,那么在ADC之后可放置抽取器。仿真器可對(duì)音頻信號(hào)進(jìn)行線性或非線性處理，或者按需要將延遲引入到信號(hào)中以仿真所述裝置。在一個(gè)實(shí)施方式中，對(duì)使用數(shù)字脈寬調(diào)制器和饋送輸出的功率開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)放大器，提供模擬調(diào)制器和/或功率開(kāi)關(guān)的行為的仿真器，以及提供依賴于仿真器輸出和功率開(kāi)關(guān)輸出之間的差值來(lái)得到誤差信號(hào)的減法器。通過(guò)依賴于誤差信號(hào)得到的反饋信號(hào)來(lái)調(diào)整脈寬調(diào)制器的輸入。在一個(gè)實(shí)施方式中，仿真器將是數(shù)字式的，并且將模擬由調(diào)制器引起的非線性。在一個(gè)實(shí)施方式中，仿真器將模擬由脈寬調(diào)制器、或由功率開(kāi)關(guān)及其驅(qū)動(dòng)器、或由ADC或其它用于在減法器之前處理功率開(kāi)關(guān)輸出的其它電路所引起的任意延遲。在一個(gè)實(shí)施方式中，由基本上最小相位的濾波器對(duì)誤差信號(hào)進(jìn)行濾波，該濾波器的響應(yīng)在工作頻率范圍以上升高，以便提供補(bǔ)償某些所述延遲的相位超前。在一個(gè)實(shí)施方式中，放大器包括校準(zhǔn)及調(diào)整單元，用于最小化誤差信號(hào)。優(yōu)選地，減法器兩個(gè)輸入之間的增益差值將得以補(bǔ)償，并且通常這是通過(guò)調(diào)整仿真器或反饋通道的增益來(lái)實(shí)現(xiàn)。在一些實(shí)施方式中，兩個(gè)通道間的延遲差異也會(huì)被監(jiān)測(cè)并被補(bǔ)償。通常，校準(zhǔn)單元接收誤差信號(hào)，檢測(cè)誤差信號(hào)與反饋回路輸入之間的相關(guān)性，并且請(qǐng)求可減少這種相關(guān)性的調(diào)整。在一個(gè)實(shí)施方式中，反饋回路包括低延遲校正器，在工作頻率范圍內(nèi)其基本上校正脈寬調(diào)制器的非線性。通常，低延遲校正器具有最小相位的小信號(hào)傳遞函數(shù)。優(yōu)選地，在主反饋回路之前，放大器還包括預(yù)失真單元，該預(yù)失真單元基本上可補(bǔ)償?shù)脱舆t校正器沒(méi)有補(bǔ)償?shù)拿}寬調(diào)制器的非線性影響。在一些實(shí)施方式中，借助反饋信號(hào)的低頻部分來(lái)調(diào)整預(yù)失真單元的輸入。在另一個(gè)實(shí)施方式中，向開(kāi)關(guān)放大器提供包含ADC的反饋通道，該ADC的輸入響應(yīng)于來(lái)自低電平PWM波形的信號(hào)與來(lái)自功率開(kāi)關(guān)輸出的信號(hào)之間的差值。通常，ADC為過(guò)釆樣類型，在其前面是模擬低通濾波器，在其后面是抽取器。通常，反饋通道包括數(shù)字整形濾波器，該濾波器的響應(yīng)在高于工作頻率范圍處升高，以便在工作頻率范圍內(nèi)補(bǔ)償反饋回路中的延遲。通常，反饋回路還包括低延遲校正器，其在工作頻率范圍內(nèi)提供對(duì)脈寬調(diào)制器的非線性行為的近似或充分的校正。在另一個(gè)實(shí)施方式中，向開(kāi)關(guān)放大器提供反饋通道，該反饋通道包含抽取器。該抽取濾波器基本上為最小相位，并且其振幅響應(yīng)被處理為在高于抽取輸出的奈奎斯特頻率的每一個(gè)頻率處，實(shí)質(zhì)上提供將此頻率下的混疊反映(aliasedimage)減少至可接受級(jí)別所需的最小衰減。通常，抽取濾波器為FIR濾波器，該濾波器的一些零點(diǎn)并沒(méi)有被配置提供在所抽取輸出的采樣頻率或其諧波處的最大衰減。許多其它實(shí)施方式也是有可能的。通過(guò)閱讀隨后的詳細(xì)描述及參照附圖，本發(fā)明的其它目的及優(yōu)點(diǎn)顯而易見(jiàn)。圖1是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的數(shù)字脈寬調(diào)制放大器。圖2是說(shuō)明在384kHz下運(yùn)行的雙邊沿(AD類或BD類)PWM調(diào)制器的小信號(hào)振幅響應(yīng)的示圖，以脈寬為參數(shù)，脈寬為脈沖重復(fù)周期的百分比。圖3是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式來(lái)說(shuō)明包括反饋的數(shù)字脈寬調(diào)制放大器的示意圖。圖4是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中的過(guò)采樣ADC的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的示圖。到抽頭[79]的系數(shù)表。圖6是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中80抽頭FIR抽取濾波器的振幅響應(yīng)的示圖。圖7是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中80抽頭FIR抽取濾波器和四梳級(jí)聯(lián)(虛線)的振幅響應(yīng)的示圖。圖8是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中80抽頭FIR抽耳又濾波器和四梳級(jí)聯(lián)(虛線)的混疊衰減(aliasattenuation)的示圖。圖9是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中具有8個(gè)等抽頭的梳狀濾波器的z平面零點(diǎn)的示圖。圖IO是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中80抽頭FIR抽取濾波器的z平面零點(diǎn)的示圖。圖ll是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中80抽頭FIR抽取濾波器的靠近z:0+l/的5個(gè)z平面零點(diǎn)的特寫(xiě)示圖。圖12是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中測(cè)量通道的示意圖。圖13是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中PWM非線性低頻模型的示意圖。圖14是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中模擬低通濾波器對(duì)PWM脈沖的響應(yīng)的示圖。圖15是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中使用3點(diǎn)反巻積濾波器來(lái)銳化模擬濾波器響應(yīng)的示圖。圖16是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中80抽頭FIR抽取濾波器響應(yīng)以銳化模擬濾波器響應(yīng)的示圖。圖17是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中測(cè)量通道的概念模型的示意圖。圖18是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中實(shí)際仿真器架構(gòu)的示意圖。圖19是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中包含可選仿真器的放大器的細(xì)節(jié)的示意圖。圖20是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中預(yù)測(cè)濾波器H'的振幅響應(yīng)的示圖。圖21是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中實(shí)現(xiàn)為25抽頭FIR的反饋濾波器H的乂人H到H[24]的系凄t表。圖22是說(shuō)明圖21的反饋濾波器H的振幅響應(yīng)的示圖。圖23是根據(jù)一個(gè)實(shí)施方式說(shuō)明不啟用仿真器的反饋回路的增益幅值的示圖。圖24是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中反饋回路的噪聲傳遞函數(shù)(NTF)的幅值的示圖。圖25是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中低延遲校正單元LDC的示意圖。圖26是說(shuō)明圖25的低延遲校正單元的小信號(hào)振幅響應(yīng)的示圖，以脈寬作為參數(shù)。圖27是i兌明在一個(gè)實(shí)施方式中對(duì)近似延遲t的非線性元件N所施加的Gerzon—階預(yù)失真的示意圖。圖28是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中適于補(bǔ)償LDC和S的Gerzon預(yù)失真單元的示意圖。圖29是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中包含用于小信號(hào)傳遞函數(shù)的校正的Gerzon預(yù)失真單元的示意圖。圖30是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中適于補(bǔ)償LDC和脈寬調(diào)制器的Gerzon預(yù)失真單元的示意圖。圖31是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中適于補(bǔ)償脈寬調(diào)制器的Gerzon預(yù)失真單元的示意圖，其后跟隨LDC補(bǔ)償器。圖32是說(shuō)明利用圖31原理的預(yù)失真單元細(xì)節(jié)的示意圖。圖33是說(shuō)明利用圖30原理的預(yù)失真單元細(xì)節(jié)的示意圖。圖34是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中具有對(duì)電源變化的影響進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆糯笃鞯氖疽鈭D。圖35是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中具有參考通道的放大器的示意圖。圖36是說(shuō)明在一個(gè)實(shí)施方式中主通道和參考通道的聯(lián)合限幅(jointclipping)的示意圖。雖然本發(fā)明可進(jìn)行各種修改和形式替換，但通過(guò)附圖和隨后的詳細(xì)描述以示例方式表示出本發(fā)明的特定實(shí)施方式。然而，應(yīng)當(dāng)理解到，附圖和詳細(xì)描述并不想要將本發(fā)明限制于所描述的具體實(shí)施方式。而是，本公開(kāi)的內(nèi)容想要覆蓋所有落入由后附權(quán)利要求所限定的本發(fā)明范圍內(nèi)的修改、等效方案和替換方案。具體實(shí)施例方式本發(fā)明的一個(gè)或多個(gè)實(shí)施方式如下描述。應(yīng)當(dāng)指出，如下描述的這些及任意其它實(shí)施方式為示例性的，并且是用來(lái)說(shuō)明本發(fā)明而不是限制。如此處所述，本發(fā)明的不同實(shí)施方式包括借助基于仿真的反饋來(lái)改善數(shù)字開(kāi)關(guān)功率放大器性能的系統(tǒng)及方法。在一個(gè)實(shí)施方式中，數(shù)字脈寬調(diào)制(PWM)放大器包括信號(hào)處理裝置，其被配置為接收和處理輸入音頻信號(hào)。所述放大器還包括仿真器，其被配置為模擬所述裝置對(duì)音頻信號(hào)的處理。將所述裝置和仿真器的輸出提供至減法器，隨后將所述減法器的輸出作為反饋加到輸入音頻信號(hào)。在不同的實(shí)施方式中，所述裝置包括調(diào)制器、功率開(kāi)關(guān)、噪聲整形器或任意其它類型的裝置。如果所述裝置的輸入是數(shù)字的而輸出是模擬的，那么可提供模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)來(lái)將輸出音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)以便輸入至所述減法器。在ADC之前或之后，可以執(zhí)行濾波，并且如果ADC為過(guò)采樣ADC,那么在ADC之后可放置抽取器。仿真器可對(duì)音頻信號(hào)進(jìn)行線性或非線性處理，或者按需要將延遲引入到信號(hào)中以仿真所述裝置。圖1表示典型的現(xiàn)有技術(shù)的使用脈寬調(diào)制的數(shù)字功率放大器，如[3]中所詳細(xì)描述。在圖l中，脈寬調(diào)制器提供占空比可變的方波，可選擇地描述為寬度可變的脈沖的序列。在被認(rèn)為是"對(duì)稱AD類調(diào)制"的所描述的情況中，脈沖上升沿和下降沿響應(yīng)于調(diào)制器的輸入朝相反方向移動(dòng)，正如圖1中的箭頭所指示。已調(diào)制的脈沖序列被輸送至驅(qū)動(dòng)器級(jí)(未顯示)，然后輸送至通常為MOSFET的功率開(kāi)關(guān)。在典型的實(shí)現(xiàn)方式中，將反相驅(qū)動(dòng)兩個(gè)MOSFET，以便它們的接合點(diǎn)交替地連接至供電電平+Vcc和-Vcc,由此承載高電平的PWM波形，該波形的占空比由信號(hào)調(diào)制。由于效率原因以及從最終的輸出中去除方波而提供LC濾波器。然后濾波的模擬輸出近似跟隨調(diào)制器的輸入，并可用于驅(qū)動(dòng)諸如揚(yáng)聲器等負(fù)載。在現(xiàn)有技術(shù)中還已知圖l的幾種不同布局，包括在全"H橋，，中使用四個(gè)開(kāi)關(guān)，而不是所示的在半橋中使用兩個(gè)開(kāi)關(guān)。調(diào)制器的輸入是數(shù)字的。在"對(duì)稱AD類"調(diào)制中，每次數(shù)字采樣控制脈沖的兩個(gè)邊沿時(shí)刻。還有"前沿"和"后沿"調(diào)制方案，其中只調(diào)制一個(gè)脈沖邊沿，還有"連續(xù)邊沿調(diào)制"，其中例如偶計(jì)數(shù)的輸入采樣控制脈沖的上升沿，奇計(jì)數(shù)采樣控制脈沖的下降沿。因此，對(duì)于連續(xù)邊沿調(diào)制(以及對(duì)于"BD類調(diào)制"，也被稱為"三級(jí)調(diào)制")，數(shù)字采樣頻率是功率開(kāi)關(guān)頻率的兩倍，而對(duì)于上面所提及的其它調(diào)制方案，兩種頻率是相同的?？商鎿Q的調(diào)制方案和功率開(kāi)關(guān)布局將不再作進(jìn)一步討論，但應(yīng)當(dāng)理解到，本發(fā)明不受限于對(duì)稱AD類調(diào)制，也不受限于半橋式功率開(kāi)關(guān)布局。對(duì)于調(diào)制器的輸入，典型的采樣頻率為384kHz。因此，接收在44.1kHz和192kHz之間標(biāo)準(zhǔn)用電設(shè)備采樣頻率的數(shù)字輸入的放大器將需要上采樣器(upsampler)，在圖1中未顯示。數(shù)字脈寬調(diào)制器通過(guò)計(jì)數(shù)數(shù)字振蕩器或時(shí)鐘的拍數(shù)，來(lái)確定PWM波形的邊沿轉(zhuǎn)換時(shí)刻。當(dāng)前技術(shù)可能的最大時(shí)鐘頻率是300MHz級(jí)別，其意味著有少于1000個(gè)不同的有可能的脈沖長(zhǎng)度，如果使用對(duì)稱式AD類調(diào)制，則少于500個(gè)。如果直接使用，則產(chǎn)生的數(shù)字分辨率低于9位PCM的分辨率，或是在常規(guī)音頻頻率的0到20kHz的范圍內(nèi)比-66dB更差的本底噪聲(noisefloor),或是在奈奎斯特范圍0至192kHz內(nèi)所見(jiàn)的比-56dB更差的本底噪聲。圖1中的噪聲整形器的目的是重新量化字寬通常在16和28位之間的輸入數(shù)字音頻信號(hào)，將其字寬減少到通常為9位或更少位，具有0-20kHz范圍內(nèi)在-100dB和-135dB之間某處的噪聲等級(jí)。然而，噪聲整形將寬頻帶0-192kHz中所見(jiàn)的噪聲提升通常高達(dá)12dB,值得注意的是，-44dB寬頻帶噪聲將大大減少限幅之前的信號(hào)擺幅的凈空間。數(shù)字脈寬調(diào)制本身就是非線性的。這種非線性具有精確已知的數(shù)學(xué)形式，并在音頻的范圍內(nèi)，通過(guò)如圖1所示以及在3中所討論的預(yù)失真單元，能夠被高度精確地校正。這種通過(guò)預(yù)失真的校正可能非常有效，但仍有其他預(yù)先不能描述得如此精確的問(wèn)題，因此不能按照通過(guò)預(yù)失真來(lái)進(jìn)行校正。這些問(wèn)題包括諸如與功率開(kāi)關(guān)有關(guān)的"死區(qū)時(shí)間失真"以及電源對(duì)音頻的調(diào)制等失真影響。應(yīng)當(dāng)了解到，調(diào)制器僅改變兩個(gè)開(kāi)關(guān)之間的連接處在+Vcc和-Vcc處所消耗時(shí)間的比例，因此已濾波輸出波形的幅值將與差值(+VCC)_(_Vcc)成比例。在典型的模擬PWM放大器中，這些問(wèn)題基本上可由全反饋來(lái)減少，但是如果某人想在反饋回路中放置圖1所示的大多數(shù)或全部元件，那么他將面臨實(shí)時(shí)性問(wèn)題。首先，功率開(kāi)關(guān)輸出是模擬的，而調(diào)制器輸入端處以及鏈路中較早點(diǎn)處的信號(hào)是數(shù)字的，所以將需要ADC(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)。由于需要將延遲保持為幾微秒，所以需要特定類型的ADC。即使使用專門設(shè)計(jì)的快速ADC，實(shí)現(xiàn)低于5|is-10^is的回路延遲也是困難的。10)is的延遲對(duì)應(yīng)于20kHz處72。的相移，并且為了使用現(xiàn)有技術(shù)方法獲得在0-20kHz范圍內(nèi)的實(shí)質(zhì)性反饋，將會(huì)迫使一設(shè)計(jì)者考慮"條件性穩(wěn)定"的設(shè)計(jì)。在這種設(shè)計(jì)中，某些頻率處允許相位超過(guò)180°，在這些頻率處回路增益(的模)大于1,但是，當(dāng)回路增益從大于1轉(zhuǎn)變到小于1時(shí)，必須將相位下降至小于180°。如果能夠考慮過(guò)載，那么條件性穩(wěn)定反饋回路可滿足線性系統(tǒng)或準(zhǔn)線性系統(tǒng)的情況。然而，脈寬調(diào)制過(guò)程是非線性的。在雙邊沿調(diào)制的情況下，當(dāng)脈沖長(zhǎng)度趨向零時(shí)，傳遞函數(shù)在極限狀態(tài)下是平直的，當(dāng)脈沖長(zhǎng)度增加時(shí)，顯示出增長(zhǎng)的高頻下垂(droop)，如圖2所示。當(dāng)脈沖長(zhǎng)度趨向于脈沖重復(fù)周期的100%時(shí)，在奈奎斯特頻率(在所描述情況下的192kHz)處振幅響應(yīng)趨向于0。這意味著在零脈沖長(zhǎng)度處穩(wěn)定的條件性穩(wěn)定反饋回路可能隨著脈沖長(zhǎng)度的增加而出現(xiàn)穩(wěn)定性問(wèn)題。在已^l是及的PEDEC和Melanson現(xiàn)有4支術(shù)中，這些問(wèn)題的避免是通過(guò)將反饋^l施加至功率開(kāi)關(guān)，在PEDEC的情況下，通過(guò)將反饋保持在i^莫擬域中，以至于完全地避免ADC延遲。本發(fā)明的實(shí)施方式解決了如何最小化由高質(zhì)量音頻ADC所引入的延遲，以及解決在盡管存在延遲和PWM非線性的情況下如何保持?jǐn)?shù)字反饋回路穩(wěn)定的問(wèn)題。;改大器的布局本發(fā)明的示范性實(shí)施方式將參照?qǐng)D3進(jìn)行描迷。圖3中虛線左邊的信號(hào)為數(shù)字的，而右邊的信號(hào)為模擬的。PWM調(diào)制器和ADC為兩種域之間的接口。圖3中的噪聲整形器、脈沖調(diào)制器、功率開(kāi)關(guān)和LC濾波器執(zhí)行與圖1中的相應(yīng)項(xiàng)相同的功能。為了提供圖3中的反饋，功率開(kāi)關(guān)輸出由模擬低通濾波器進(jìn)行濾波，并且由ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字式。LPF"單元提供關(guān)于模擬低通濾波器影響的部分校正。然后，減法節(jié)點(diǎn)從反饋中減去由仿真器S計(jì)算得到的比較信號(hào)，差值通過(guò)整形濾波器H傳遞，并且經(jīng)由能夠用于啟用或禁用反饋的開(kāi)關(guān)，施加至主信號(hào)通道。低延遲校正器LDC為PWM的非線性提供部分校正。預(yù)失真單元進(jìn)一步提供PWM非線性的校正?，F(xiàn)在將更詳細(xì)地描述這些元件。4氐通濾波、釆纟羊和ADC由于PWM波形，功率開(kāi)關(guān)的輸出具有銳利的邊緣，并且包含大量開(kāi)關(guān)頻率及其諧波。在從連續(xù)時(shí)間域到離散時(shí)間域轉(zhuǎn)變時(shí)，ADC將進(jìn)行采樣操作，需要低通濾波器來(lái)避免開(kāi)關(guān)頻率及其諧波與采樣過(guò)程混疊，以及避免開(kāi)關(guān)頻率及其諧波破壞輸出音頻信號(hào)的數(shù)字表示。這一濾波需要關(guān)于所涉及的采樣頻率和所引入的延遲進(jìn)行仔細(xì)的考慮。當(dāng)前，用于高質(zhì)量音頻的ADC轉(zhuǎn)換器優(yōu)選類型為高過(guò)采樣的類型，其中，例如，調(diào)制器在6MHz或12MHz處產(chǎn)生數(shù)字輸出，然后將該數(shù)字輸出抽取到通常在44.1kHz到192kHz之間的音頻采樣頻率。通常，采用兩級(jí)或多級(jí)抽取，抽取的第一級(jí)通常以4倍最終輸出速率產(chǎn)生輸出(參見(jiàn)文獻(xiàn)7的1.3.2節(jié))。384kHz的頻率對(duì)于第一級(jí)抽取的輸出并非不合理，這意味著可以省掉第二級(jí)，這是非常方便的，因?yàn)樗鼤?huì)引入延遲。圖4顯示了ADC的優(yōu)選形式，其包括以如6.144MHz的fsAoc頻率運(yùn)行的ADC調(diào)制器，在ADC調(diào)制器后面是單級(jí)抽取，從而產(chǎn)生諸如384kHz的fSpwM輸出。圖3中數(shù)字電路的其它部分也以fSpwM的頻率運(yùn)行，如果使用AD類調(diào)制，則這也是PWM的開(kāi)關(guān)頻率。PWM的輸出波形包括開(kāi)關(guān)頻率以及具有實(shí)質(zhì)性幅值的諧波分量。通過(guò)PWM調(diào)制器的輸入，基波和諧波全都被非線性調(diào)制。諧波次數(shù)越高，其調(diào)制更加非線性。如果非線性調(diào)制的諧波混疊入音頻頻帶，那么它們會(huì)將音頻失真引入至反饋鏈路中，因此將失真加入到復(fù)制音頻中。如果要獲得高保真音響愛(ài)好者級(jí)別的失真特性，每個(gè)有可能混疊入音頻頻帶的頻率必須;故衰減約100dB。兩個(gè)可能引起混疊的過(guò)程是以fSADC進(jìn)行的采樣過(guò)程，以及從fSADc到fSpWM之間的抽取過(guò)程。這些過(guò)程會(huì)將分別接近fSADC和fSpwM的頻率分量，以及接近它們各自諧波的頻率分量混疊到音頻頻帶中。圖3中模擬低通濾波器的作用是確保接近fsADC以及其諧波的頻率分量被充分衰減，而圖4中抽取濾波器的作用是確保接近fSpwM以及其諧波的頻率分量被充分衰減。在fsADc約為6MHz的情況中，在40kHz(4ps)處具有兩個(gè)^L點(diǎn)的二階低通濾波器，將在fsADc處提供約87dB的衰減。在200kHz(0.8ps)處具有三個(gè)非諧振極點(diǎn)的三階濾波器將在fSADC處提供非常相似的衰減，并且其可能更為優(yōu)選，但為了簡(jiǎn)便起見(jiàn)，我們將基于二階濾波器的假設(shè)進(jìn)行以下i侖述。低通濾波器引入顯著或?qū)嵸|(zhì)性的延遲，但如果其為最小相位濾波器，那么或者是在校正單元LPF1中，或者是當(dāng)沒(méi)有LPF-'時(shí)在之后的信號(hào)鏈路中，延遲的大部分都能夠得到數(shù)字補(bǔ)償。例如，4fis的兩個(gè)極點(diǎn)中的每一個(gè)極點(diǎn)將顯然在DC附近產(chǎn)生8ps的群延遲，但如果假定濾波器LPF"在384kHz的采樣頻率處的響應(yīng)為如隨后所討論，那么可補(bǔ)償5.6764ps的延遲，將凈延遲減少至2.3236fis或0.89個(gè)采樣。抽取濾波器在商品化的高過(guò)采樣ADC中，通用的做法幾乎都是采用級(jí)聯(lián)"梳狀"濾波器來(lái)執(zhí)行第一級(jí)的抽取，每個(gè)"梳狀，，濾波器具有頻率響應(yīng)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage23</formula>等式l其中f為頻率，fs-fspwM為輸出采樣頻率，以及N為抽取率fsADC/fsPWM。梳狀濾波器具有特別簡(jiǎn)單的實(shí)現(xiàn)方案(參見(jiàn)文獻(xiàn)7的1.3.3節(jié))。單個(gè)梳狀濾波器提供對(duì)fspwM及其諧波的無(wú)限衰減，但考慮到20kHz處的失真，關(guān)鍵因素為從諧波中衰減20kHz的頻率分量。當(dāng)fsPWM=384kHz和N=16時(shí)，相對(duì)于20kHz的響應(yīng)，(384kHz-20kHz)=364kHz的衰減為25.15dB。因此如果需要衰減約為100dB,那么需要4個(gè)梳狀濾波器的級(jí)聯(lián)。單個(gè)梳狀濾波器群延遲剛好低于輸出速率的采樣周期的一半。更精確地，群延遲為(N-1)/(2xN)周期，當(dāng)N46時(shí)，群延遲為0.46875個(gè)周期。4個(gè)才危狀濾波器產(chǎn)生2x(N-l)/N周期=1.875周期，或當(dāng)々=384kHz為4.88jis。這個(gè)延遲與在192kHz奈奎斯特頻率處15.63dB的幅值下垂一同出現(xiàn)。通過(guò)隨后以抽取速率進(jìn)行濾波，能夠校正幅值下垂，并且如果使用最小相位濾波器來(lái)實(shí)施，那么可減少在DC處的群延遲。詳纟田i也,才艮才居"TabulationofRelationsBetweenRealandImaginaryComponentsofNetworkFunctions",1975年第二版第334頁(yè)組I中的結(jié)果，我們能推斷出離散時(shí)間最小相位濾波器DC附近的群延遲為其中G(f)為濾波器的振幅增益。我們將這個(gè)公式稱為"Bode公式"。就下垂才交正(droopconrrection)濾波器而言，增益G(f)通常高于DC增益G(O),所以對(duì)數(shù)為負(fù)值，群延遲也為負(fù)值，也就是，濾波器產(chǎn)生相位提前。校正梳狀下垂需要的校正濾波器為TVsinG(/)=—罪sm將G(f)插入Bobe公式中，當(dāng)N=16時(shí)，得到負(fù)延遲-0.11998采樣周期。加入0.46875周期的梳狀延遲，得到0.34877周期的凈延遲。因此，振幅下垂纟皮4t正的4個(gè)沖克狀濾波器的級(jí)聯(lián)產(chǎn)生的延遲為4x0.34877=1.39507周期，或者在fsPWM=384kHz時(shí)延遲為3.633(is。這種延遲在反饋回路中相當(dāng)重要或占主導(dǎo)作用?，F(xiàn)在考慮設(shè)計(jì)具有最小延遲的抽取濾波器。該濾波器的用途是衰減那些引起混疊反映的頻率。最小相位濾波器將提供具有最小延遲的規(guī)定的衰減。在Bode公式(等式2)中，G(0)/G(f)項(xiàng)為有關(guān)DC的衰減，表示為振幅率。增加除了DC外任何頻率處的衰減都將增加延遲，由于分母中有項(xiàng)sin所以與較高頻率相比，較低頻率的衰減更為重要。因此，抽取濾波器在任意給定頻率處的衰減不必比所需的衰減大。最需要被衰減的頻率是那些將混疊入通常為0-20kHz的音頻頻率范圍的頻率。這樣，就上述考慮來(lái)說(shuō)，在臨界頻率范圍364kHz-404kHz,748kHz-788kHz等等，需要高衰減。抽取器將混疊這些頻率范圍之外的信號(hào)分量，使得它們作為超聲分量出現(xiàn)在反饋通道中，這些信號(hào)分量從反饋通道中注入至前向通道。因此，抽取濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)需要部分考慮到其在臨界頻率范圍之外的響應(yīng)，以便限制注入到主信號(hào)通道中的總超聲能量。然而，在臨界頻率范圍外其響應(yīng)允許顯著上升。圖5表示根據(jù)這些原理設(shè)計(jì)的80抽頭FIR抽取濾波器的系數(shù)，圖6表示抽取濾波器所給出的衰減，在0至fsADC/2的整個(gè)奈查斯特頻率范圍上繪制，就所考慮的情況而言，fsADC/2為3.072MHz。這個(gè)濾波器的設(shè)計(jì)是利用簡(jiǎn)單線性最小平方法。罰函數(shù)構(gòu)建為給予臨界頻率范圍內(nèi)的均方響應(yīng)以非常高的權(quán)值，而給予其他頻率范圍內(nèi)的均方響應(yīng)以中等的權(quán)值。將第一抽頭約束為單位(unity),而通過(guò)最小平方選擇剩余的79抽頭以最小化罰函數(shù)。然后，重新歸一化所述濾波器以得到DC處的單位響應(yīng)。據(jù)經(jīng)驗(yàn)得知，少于80抽頭的濾波器無(wú)法在臨界頻率范圍上提供充分衰減。在原理上，濾波器越長(zhǎng)越好，造成衰減在遠(yuǎn)離所需頻率范圍處更為快速地減少，但對(duì)整體系統(tǒng)性能的改善微小。圖7是80抽頭FIR濾波器和先前所述的四梳級(jí)聯(lián)之間的比較。這兩種濾波器都對(duì)臨界頻率范圍提供至少所需的100dB的衰減，但梳狀濾波器在這些范圍之外一些頻率上提供不必要的大幅衰減，以及在整數(shù)倍的開(kāi)關(guān)頻率上提供不必要的大幅衰減。在0-192kHz的輸出奈奎斯特頻率范圍中，上述兩種濾波器都并非完全平坦。試圖讓以6.144MHz運(yùn)行的濾波器在這個(gè)范圍上獲得平坦性是不經(jīng)濟(jì)的，因?yàn)橥ㄟ^(guò)以384kHz輸出速率運(yùn)行的平坦濾波器(flatteningfilter)進(jìn)行后處理，可更為經(jīng)濟(jì)地獲得相似的結(jié)果。對(duì)于放大器，這種平坦化與其他的濾波相重疊，但為了比較，我們暫時(shí)假定各個(gè)抽取濾波器使其響應(yīng)0-192kHz由專用濾波器所平滑。顯然混疊性能不受這種濾波器的影響，因?yàn)椴攀歉呃?0kHz處的響應(yīng)，將以相同比例增大落在50kHz處的所需信號(hào)和混疊結(jié)果。這等價(jià)于前置濾波(即在抽取器前)，從而在50kHz和在所有384kHz士50kHz，768kHz士50kHz等頻率上提高響應(yīng)。更為深入的檢驗(yàn)顯示這種等價(jià)不僅適用于混疊性能，而且也適用于總的延遲。因此，表征抽取濾波器的有效方法是繪制某頻率處的響應(yīng)與該頻率在輸出奈奎斯特范圍中的鏡像處的響應(yīng)之間的比例。這給出了在利用上述兩個(gè)等價(jià)方法之一來(lái)平滑輸出奈奎斯特范圍的假定之下的響應(yīng)。在圖8中，根據(jù)這一基本原則來(lái)比較80抽頭FIR濾波器和四梳級(jí)聯(lián)。曲線形狀現(xiàn)在不同，并且再一次見(jiàn)到四梳級(jí)聯(lián)提供許多不必要的衰減。根據(jù)圖5的系數(shù)，80抽頭FIR濾波器DC處的群延遲容易計(jì)算為輸入速率的12.94采樣周期，或384kHz的輸出速率的0.809周期。在/p384kHz處實(shí)現(xiàn)的平坦濾波器具有-0.1869采樣周期的群延遲，該平坦濾波器平坦化0-192kHz上的響應(yīng)。因此，平坦化的濾波器的群延遲為0.809+(-0.1869)=0.6221周期。這可與四梳級(jí)聯(lián)所獲得的1.39507周期的對(duì)應(yīng)數(shù)值相比較。因此在這個(gè)例子中，80抽頭FIR濾波器的延遲優(yōu)勢(shì)大于四梳級(jí)聯(lián)的兩倍。在上述最小平方方法中，如果減少給予關(guān)鍵區(qū)域外響應(yīng)的權(quán)值，F(xiàn)IR濾波器的延遲優(yōu)勢(shì)將減小。由ADC產(chǎn)生的噪聲為確定在關(guān)鍵區(qū)域外所需衰減量的主要因素。這對(duì)于一個(gè)ADC和另一個(gè)ADC是不同的，并且其是依賴于頻率的，因此最小平方權(quán)重在關(guān)鍵區(qū)域外也必然是依賴于頻率的。在關(guān)鍵區(qū)域內(nèi)賦予權(quán)值應(yīng)該模擬對(duì)開(kāi)關(guān)頻率諧波的混疊的邊帶的敏感性。這將取決于模擬低通濾波器的傳遞函數(shù)。當(dāng)顧及所有這些考慮因素時(shí)，所得到的FIR抽取濾波器與所描述的濾波器相比可能具有更大的延遲。然而，相比于級(jí)聯(lián)梳狀濾波器的優(yōu)勢(shì)仍可能保留?，F(xiàn)有
技術(shù)領(lǐng)域：
梳狀濾波器與本文所公開(kāi)的抽取濾波器之間的差異在圖9和圖10中進(jìn)行了描述。圖9表示根據(jù)等式1在N=16時(shí)的單個(gè)梳狀濾波器的z平面?zhèn)鬟f函數(shù)零點(diǎn)。這里有15個(gè)零點(diǎn)，等間距放置在單位圓上，除了缺少在z=1+0/處的零點(diǎn)。各個(gè)零點(diǎn)都位于與采樣頻率或其諧波相對(duì)應(yīng)的頻率處。在四^f危級(jí)if關(guān)結(jié)構(gòu)中，圖9中每個(gè)零點(diǎn)都變成四個(gè)零點(diǎn)，所以全部的零點(diǎn)再次位于單位圓上，并且在采樣頻率或諧波處。圖10表示上述80抽頭FIR抽取濾波器的z平面?zhèn)鬟f函數(shù)的零點(diǎn)?？梢?jiàn)大多數(shù)零點(diǎn)仍接近于單位圓，但有一些零點(diǎn)沿圓周分布，以便在各個(gè)關(guān)鍵范圍內(nèi)給出更為均衡的衰減。接近于z=0+l/的5個(gè)零點(diǎn)集的進(jìn)一步細(xì)節(jié)在圖11中顯示。更優(yōu)選地，所有的零點(diǎn)都應(yīng)當(dāng)位于所示的單位圓內(nèi)，但由于系數(shù)舍入誤差實(shí)際上無(wú)法達(dá)到。使用仿真器的反饋穩(wěn)定性如上所解釋，對(duì)于使用現(xiàn)有技術(shù)方法所設(shè)計(jì)的反饋回路，電源變化以及PWM非線性都會(huì)引起顯著的穩(wěn)定性問(wèn)題。如圖3所示，本放大器提供仿真器S,其模擬脈寬調(diào)制器和功率開(kāi)關(guān)響應(yīng)的已知方面。于是，通過(guò)從LPF"校正濾波器輸出減去仿真器輸出得到誤差信號(hào)e，或者若沒(méi)有LPF1校正單元，那么通過(guò)從ADC輸出減去仿真器輸出得到誤差信號(hào)e。這樣有兩條從噪聲整形器的輸出U到減法器的通道。第一條通道為經(jīng)過(guò)仿真器S,而第二條通道為經(jīng)過(guò)脈寬調(diào)制器、輸出開(kāi)關(guān)、模擬低通濾波器、ADC和LPF—'。第二條通道在此稱為測(cè)量通道，為了將來(lái)參考，我們將測(cè)量通道顯示于圖12。仿真器S期望用于模擬測(cè)量通道。如果模擬理想，那么兩條通道均衡而且誤差信號(hào)e為0。這是反饋穩(wěn)定性的基本原則一如果誤差信號(hào)為0，那么沒(méi)有反饋，而且也沒(méi)有振蕩。實(shí)際上，模擬并非理想。然而，振蕩的趨勢(shì)能夠受到很大抑制。例如，假定各條通道都具有大約為1(unity)的小信號(hào)增益，只不過(guò)在一些頻率處，兩條通道的增益之間有5%的差值，于是，圖3中從u點(diǎn)到e點(diǎn)的增益約為0.05?，F(xiàn)考慮到從e回到u的通道，假定噪聲整形器具有單位(unity)增益，LDC的增益可以以某個(gè)數(shù)為限，例如1.7(參見(jiàn)圖26)，因此整形濾波器H將需要大約1/(0.05x1.7)=11.8的增益，以便環(huán)繞回路的增益大于單位增益，由此用于自持振蕩。實(shí)際上，當(dāng)限制H的增益遠(yuǎn)小于此時(shí)，能夠得到相當(dāng)有效的性能改善。理^r上，仿真器必須^^莫擬測(cè)量通道的線性響應(yīng)和實(shí)際的非線性方面。這個(gè)模擬需要在整個(gè)0到fsPWM/2的奈奎斯特頻率范圍內(nèi)相當(dāng)精確，在這個(gè)范圍內(nèi)，由調(diào)制器產(chǎn)生的PWM非線性非常顯著，如參考圖2所討論的。在文獻(xiàn)(4，5)中詳細(xì)討論了PWM非線性的精確已知的數(shù)學(xué)形式。圖13顯示了PWM非線性的簡(jiǎn)單模型，其模擬了對(duì)稱雙邊沿調(diào)制器。輸入x表示與PWM開(kāi)關(guān)周期成比例的脈沖寬度。在AD類調(diào)制中，x范圍為從0到1，而在BD類調(diào)制中，x范圍為從-l到+l。模型傳送具有一個(gè)釆樣延遲的信號(hào)，另外產(chǎn)生三次非線性，然后數(shù)值逼近二次微分(doubledifferentiation)。除了延遲，在音頻范圍內(nèi)這種模型是精確的，并且如果隨后進(jìn)行線性濾波以模擬測(cè)量通道的線性響應(yīng)，那么可合理地用作仿真器S的基礎(chǔ)。隨著頻率的增加，圖13的模型變得越加不精確，但是如果反饋回路在接近奈查斯特頻率時(shí)并不處于激活狀態(tài)的話，那么就無(wú)關(guān)緊要。低速率仿真器的推導(dǎo)圖13的仿真器是一般化的，因?yàn)槠錄](méi)有預(yù)先假設(shè)使用任何特定類型ADC。我們現(xiàn)在描述與過(guò)釆樣ADC—起使用的模擬過(guò)程，由此產(chǎn)生的仿真器精確地模擬PWM調(diào)制器，而且也模擬測(cè)量通道中剩余的部分。在圖14中，水平軸表示以如6.144MHz運(yùn)行的過(guò)采樣ADC時(shí)鐘周期為單位的時(shí)間。我們假定PWM開(kāi)關(guān)頻率為384kHz，以及時(shí)間軸按概念地劃分為幀，每一幀包4舌一個(gè)PWM脈沖，并且在這種情況下具有ADC時(shí)鐘的16拍長(zhǎng)度，如垂直直線所示。第一幀從1=0運(yùn)行至1=16,虛線表示放置在該幀中間的PWM脈沖，長(zhǎng)度為8拍，也就是x二0.5,其中x是與PWM開(kāi)關(guān)時(shí)間周期成比例的脈沖長(zhǎng)度。實(shí)線是二階全極點(diǎn)模擬低通濾波器對(duì)上述脈沖的響應(yīng)，該低通濾波器具有兩個(gè)4ps的非諧振極點(diǎn)(因此在40kHz時(shí)約為-6dB)。使用標(biāo)準(zhǔn)拉普拉斯變換方法，能夠計(jì)算關(guān)于任意x值的這一濾波器響應(yīng)。圖15中的虛線表示在t=0、t=16和t=32處面積分別為4.36757、-4.55540、和1.18783的三個(gè)《火4立克脈沖。如果圖14中的實(shí)線曲線和這個(gè)脈沖序列巻積，結(jié)果產(chǎn)生圖15中的實(shí)線曲線。三個(gè)脈沖面積總計(jì)為1(unity),它們的高度是通過(guò)極-零點(diǎn)匹配計(jì)算出來(lái)的，使得巻積脈沖響應(yīng)是有限的x=0.5時(shí)，對(duì)于t^44，圖15中實(shí)線曲線為0;x=l時(shí)，PWM脈沖在每個(gè)方向上長(zhǎng)度增大4個(gè)單位，而巻積脈沖響應(yīng)在時(shí)間上從t=0到t=48延伸。如果圖15的巻積響應(yīng)進(jìn)一步與圖5的抽^0慮波器巻積，圖16顯示了響應(yīng)結(jié)果。從1=123向前，結(jié)果為0,或x^時(shí)，在0<"127范圍上其為非0。我們通過(guò)d(x,t)表示這個(gè)響應(yīng)。如果現(xiàn)在我們?cè)?=0，16,32...,采樣d(x,t)，我們將獲得以PWM開(kāi)關(guān)頻率384kHz采樣得到的采樣序列0,d(x，16),d(x，32)，d(x，48),d(x,64),d(x,80),d(x,96)，d(x，112),0,0...現(xiàn)在我們逐條列記上述處理步驟，它們按照次序?yàn)椤c低通濾波器巻積一與三脈沖序列巻積—與抽取濾波器巻積—以頻率fSpwM采樣三個(gè)巻積在概念上為連續(xù)時(shí)間巻積，為這個(gè)目的，抽取濾波器看作5函數(shù)序列。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到上述步驟對(duì)等于下列步驟一與低通濾波器巻積—以fSADC釆樣一采樣值與抽取濾波器巻積_從fsADC抽耳又至fsPWM一采樣值與三脈沖序列巻積其中，抽取濾波器和三脈沖序列現(xiàn)在為常規(guī)的FIR數(shù)字濾波器。如果圖12中的LPF1為執(zhí)行三脈沖序列巻積的FIR濾波器丄PF1=4.36757—4.55540.z-1+1.18783.Z-2則上面的處理次序等同于圖12所示的處理，為了實(shí)現(xiàn)上述等同，我們假定ADC調(diào)制器將輸入無(wú)變化地傳遞至輸出。我們也假設(shè)功率開(kāi)關(guān)的作用是為各個(gè)PWM脈沖提供與電源電壓Vcc成比例的高度，假設(shè)在脈沖期間電源電壓不會(huì)改變。由此得出，圖12的處理將輸入值x轉(zhuǎn)換成輸出脈沖序列0,d(x,16)xVcc,d(x,32)xVcc,...,d(x,112)xVcc,0,0...。在脈寬調(diào)制器之后的所有處理都是線性的，所以疊加適用，由此得出圖17的結(jié)構(gòu)能夠模擬圖12的測(cè)量通道，其中各個(gè)d(x,16),d(x,32)等由具有輸入x的非線性函數(shù)發(fā)生器表示。為了產(chǎn)生實(shí)際的仿真器，我們用x的多項(xiàng)式來(lái)逼近各個(gè)非線性函數(shù)。對(duì)于上述所討論的情況，在30個(gè)x(x=l/32,2/32,…,30/32)處求各個(gè)函數(shù)d(x,.)的值，通過(guò)線性最小平方方法獲得下列系數(shù)d(x,16)=0.0819616x+0扁8626x3+0.0011542x5d(x,32)=0.8066498x—0.0849205x3-0.0056800x5d(x,48)=0.0438820x+0.0533158x3+0.0114638x5of(x，64)=0.0784520x—0.0229539x3-0.0122444x5d(x,80)=—0.1146495x+0.0269429x3+0.0073815x5t/(x,96)=0.0921093;c-0.0188471x3—0.0024272x512)=0.0115946x+0.0056019x3+0扁3500x5其中，近似誤差通常小于10—5。利用這種逼近，能夠在更為實(shí)際的架構(gòu)中實(shí)現(xiàn)圖17的^^莫型，該架構(gòu)如圖18所示。圖18通用仿真器執(zhí)行x的偶次冪和奇次冪。系數(shù)SIMpbxy能夠經(jīng)編程后反映用于反饋的抽取器和濾波。這允許對(duì)AD類調(diào)制器的直接處理，其中便于重新定義x,使得脈沖長(zhǎng)度為PWM開(kāi)關(guān)周期的(l+x)/2，x在無(wú)信號(hào)條件下為0。圖18中的"PSe"表示Vcc的估值。圖18中的"NS"是釆用圖3噪聲整形器進(jìn)行確定，因此，圖18能夠產(chǎn)生這樣的輸出，其線性項(xiàng)被噪聲整形，而其非線性項(xiàng)來(lái)自于噪聲整形之前的信號(hào)。仿真器需要能模擬測(cè)量通道在過(guò)載條件下以及在通常操作期間的行為。因?yàn)槊}沖長(zhǎng)度不能超過(guò)重復(fù)周期的100%，x需要受限，以使lx—1。如果在圖3的放大器中，噪聲整形器包含內(nèi)部限幅，那么卜一l能夠自動(dòng)獲得。如果噪聲整形器沒(méi)有包含內(nèi)部限幅，或如果如圖18所示，在噪聲整形前仿真器獲取了部分輸入，那么可在緊接著圖3的LDC之后插入信號(hào)限制裝置，以便實(shí)現(xiàn)條件lx一l。上面所顯示的濾波器LPF"在z域具有2個(gè)零點(diǎn)。為了某些有待解釋的原因，其階次和系數(shù)被選擇為使其零點(diǎn)可抵消模擬低通濾波器的s域極點(diǎn)。具體而言，低通濾波器在,9=0.25^-i處具有兩個(gè)重合極點(diǎn)，據(jù)此，LPF"的零點(diǎn)計(jì)算為z=exp(—義r)=exp(-0.25xW他/384他)=exp(-.65104)=0.5215因此丄尸F(xiàn)—1=(z-0.5215)2/z2/(1—0.5215)2=4.36757_4.55540.Z—'+1.18783.z一2更一^L而言，低通濾波器具有更高的階次和/或具有復(fù)極點(diǎn)，在這種情況下，LPF1將為更高階以及/或具有復(fù)零點(diǎn)，同樣通過(guò)零極點(diǎn)匹配計(jì)算出來(lái)。采樣點(diǎn)和計(jì)算延遲將圖17的概念上的仿真器與上面的d(x,.)的多項(xiàng)式逼近相比較，我們可以忽略非線性項(xiàng)從而得到仿真器的小信號(hào)響應(yīng)(忽略乘以Vcc項(xiàng))0.0819616.Z—1+0.8066498.Z—2+0.0438820.Z-3+0.0784520.Z—4-0.1146495.z一5+0.0921093.Z—6+0.0115946.z—7公共因子z"使在諸如圖3的沒(méi)有其他延遲部件的回路中包含仿真器成為可能，而不會(huì)產(chǎn)生延遲自由的反饋回路。參見(jiàn)圖14也可理解z"延遲。圖14中，t=0,16，32,48等時(shí)刻的開(kāi)關(guān)頻率fSpwM處，我們識(shí)別采樣。在t=0時(shí)的脈寬調(diào)制器的輸入能夠調(diào)制以t=8為中心的脈沖，并且在下一個(gè)采樣時(shí)刻t=16影響圖16中的波形。因此，在見(jiàn)到測(cè)量通道的第一個(gè)響應(yīng)之前，存在正好一個(gè)fsPWM釆樣的延遲。理想地，上述響應(yīng)將沿著圖3的反饋回路饋送，并影響下一個(gè)以1=24為中心的PWM脈沖的寬度(未顯示)。實(shí)際上，隨著x接近于l,且脈沖邊沿變得更靠近采樣點(diǎn)，上述理想狀況難以實(shí)現(xiàn)。脈寬調(diào)制器中的任何延遲，或在饋送該延遲的信號(hào)通道中的計(jì)算延遲，都使得在t=16時(shí)接收的信號(hào)不能夠控制以t=24為中心且前沿靠近t46的對(duì)稱脈沖。相反地，測(cè)量通道中的任何延遲將意味著以t=8為中心的脈沖的后沿不能以預(yù)期的程度影響在t=16處的采樣。解決這個(gè)問(wèn)題的一種方法是在反饋回路中插入額外的延遲采樣，使得對(duì)以t=8為中心的脈沖的測(cè)量不影響以t=24為中心的脈沖，而是首先影響以t二40為中心的脈沖。這產(chǎn)生定時(shí)間隙，使得能夠容納計(jì)算延遲，也允許在時(shí)間上將采樣點(diǎn)稍微移后，從而對(duì)應(yīng)于測(cè)量通道中的任何延遲。給仿真器一個(gè)額外的因子z",使其小信號(hào)響應(yīng)(忽略乘以Vcc項(xiàng))為0.0819616.z-2+0.8066498.z-3+0,0438820.Z4+0.0784520.z-5-0.1146495.z-6+0.0921093.z-7+0.0115946.z-8然而，這種解決方法并不理想，因?yàn)樵诜答伝芈分辛硗獾囊蜃觶"會(huì)降低其校正誤差的有效性。另一種可選擇的解決辦法是在PWM幀內(nèi)的一些點(diǎn)，也就是，在圖14中的1=0和1=16之間的一些點(diǎn)執(zhí)行采樣，使得即使是全調(diào)制(x=l)的下一個(gè)脈沖也能夠響應(yīng)于該采樣而^^皮影響，并且允許計(jì)算延遲。一種方案是在t=8,t=24，t=40等脈沖中間處或稍;微靠后處進(jìn)行采樣以允許測(cè)量通道中的延遲。如果使用AD類調(diào)制器，上述方案在數(shù)學(xué)上是有吸引力的，這是因?yàn)檎{(diào)制不會(huì)引起脈沖邊沿越過(guò)采樣點(diǎn)，那么所有的d(x,.)函數(shù)連續(xù)并解析，使得通過(guò)低階多項(xiàng)式能夠很好的逼近。另一種方案是在PWM幀中更靠后采樣，但對(duì)于采樣值仍允許有充分的時(shí)間以影響下一個(gè)脈沖，容許計(jì)算延遲。在這種方案中，當(dāng)x值能夠使得調(diào)制脈沖的后邊沿越過(guò)采樣點(diǎn)時(shí)，在行為上將有質(zhì)變，而且不可能使用低價(jià)多項(xiàng)式將d(x,.)函數(shù)來(lái)準(zhǔn)確逼近。然而，更加深入的分析揭示，如果合理設(shè)計(jì)抽取濾波器，那么由不精確的多項(xiàng)式逼近引起的失真基本上能夠受限于超聲波范圍。為了實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)，通過(guò)對(duì)誤差標(biāo)準(zhǔn)施加頻域權(quán)值，逼近d(x,.)函數(shù)的多項(xiàng)式需要共同優(yōu)化，而不是單獨(dú)優(yōu)化。高速率仿真器存在許多用于模擬測(cè)量通道的架構(gòu)。因此，下面描述可選擇的另一種仿真器，其期望與過(guò)采樣ADC—起使用，并且其中仿真以較高的時(shí)鐘頻率fSADC實(shí)現(xiàn)。在圖19中，信號(hào)w和e為PWM調(diào)制器的輸入和反饋誤差信號(hào)，等同于圖3中的相應(yīng)信號(hào)w和e。這樣，圖19提供圖3中右半邊的代替形式。在圖19中，脈寬調(diào)制器接收輸入信號(hào)m,并產(chǎn)生模擬PWM波形，其驅(qū)動(dòng)輸出功率開(kāi)關(guān)。功率開(kāi)關(guān)的輸出經(jīng)模擬低通濾波器濾波，并且被提供給ADC調(diào)制器，該ADC調(diào)制器的工作頻率為諸如6.144MHz的高過(guò)采樣頻率fsADc。調(diào)制器的輸出提供給數(shù)字抽取濾波器，之后使用例如n-16因子進(jìn)行下采樣，以產(chǎn)生頻率為fSpwM的輸出。在奈奎斯特范圍內(nèi)，數(shù)字濾波器LPF1基本上補(bǔ)償了模擬低通濾波器的影響。如果圖3中標(biāo)記為"ADC"的單元如圖4所示展開(kāi)，則圖19中的測(cè)量通道等同于圖3中的測(cè)量通道。圖19中脈寬調(diào)制器的輸入W也供給至邊沿時(shí)刻確定單元，其確定出將由脈沖寬度調(diào)制器產(chǎn)生的脈沖的前邊沿和后邊沿的時(shí)刻。上述信息傳遞至抗鋸齒采樣器(antialiassedsampler),抗鋸齒采樣器以采樣頻率fsAoc對(duì)將由脈寬調(diào)制器產(chǎn)生的脈沖提供采樣表示。然后，抗鋸齒采樣器的輸出序列由數(shù)字低通濾波器濾波，之后，被從ADC調(diào)制器的輸出中減去。邊沿時(shí)刻確定單元、抗鋸齒采樣器以及數(shù)字低通濾波器一起形成所示的仿真器，與圖3中仿真器S的功能的差異在于，其輸出以較高采樣速率fsADC提供，因此該輸出是在抽取之前而不是之后被從測(cè)量通道中減去。現(xiàn)更詳細(xì)地考慮抗鋸齒采樣器，如果脈沖邊沿時(shí)刻量化為fsADC時(shí)鐘的節(jié)拍，則采樣器的任務(wù)是普通的，例如發(fā)送序列-1,-1,-1,-1,+1,+1，+1，+1,+1,+1,+1,-1,-1,-1,-1以表示參見(jiàn)圖14所討論的8個(gè)時(shí)鐘節(jié)拍的脈沖長(zhǎng)度。表示長(zhǎng)度不是按這種方式量化的脈沖的簡(jiǎn)單方法是使用線性插值。例如，上升沿在t=3.8而下降沿在t=12.2的8.4個(gè)單位長(zhǎng)度的脈沖可由以下序列表示-1，-1,-1,-0.6，+1，+1,+1，+1,+1,+1，+1，-0.6,-1，-1,-1這個(gè)"線性插值"方法相當(dāng)于將連續(xù)時(shí)間PWM脈沖與寬度為一個(gè)fsADC時(shí)鐘的窄矩形脈沖巻積，然后以頻率fSADc采樣。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將意識(shí)到，可選才奪地，可以與節(jié)點(diǎn)間距(knotspacing)為一個(gè)fsADC時(shí)鐘的B樣條進(jìn)行巻積，從而更好地抑制混疊產(chǎn)物，以及存在很多其他插值的可能性。抗鋸齒采樣器也用Vcc的數(shù)字估計(jì)乘以其輸出序列，以便模擬輸出開(kāi)關(guān)所執(zhí)行的有效模擬乘法。圖19中數(shù)字低通濾波器旨在主要對(duì)模擬低通濾波器的效果進(jìn)行模擬。例如，如果模擬濾波器為全極點(diǎn)濾波器，那么數(shù)字濾波器也可為全極點(diǎn)，其中模擬濾波器中的S二Sp處的極點(diǎn)通過(guò)數(shù)字濾波器中的Z:Zp:eXp(f,、)處的極點(diǎn)進(jìn)行匹配，其中r-l/々肌.。如果ADC和輸出開(kāi)關(guān)的小信號(hào)傳遞函數(shù)不為1,那么也能疊加至這個(gè)濾波器中。驅(qū)動(dòng)電路中的純延遲不需要在此濾波器中出現(xiàn)，因?yàn)樵谶呇貢r(shí)刻確定單元中能夠解決該延遲。這種數(shù)字濾波器的響應(yīng)在奈奎斯特頻率附近可能顯著不同于模擬濾波器的響應(yīng)。通過(guò)在抗鋸齒采樣器中使用B樣條巻積可以非常充分地減少這種不同，其中B樣條的階次小于模擬采樣器的階次，例如二次B樣條將與三階模擬濾波器一起使用。還可進(jìn)一步調(diào)節(jié)數(shù)字低通濾波器，來(lái)模擬在功率開(kāi)關(guān)和ADC調(diào)制器的小信號(hào)傳遞函數(shù)中的延遲和其它非理想性質(zhì)。圖19中的脈寬調(diào)制器能供給抗鋸齒采樣器所需要的邊沿時(shí)刻，如果事實(shí)確實(shí)如此，則邊沿時(shí)刻確定單元將不作為仿真器的專門部件出現(xiàn)在這種情況下，仿真器將從脈寬調(diào)制器接收輸入。在圖3中的放大器的情況下，如果使用高速仿真器，圖19中的濾波器LPF1能夠刪除。在這種情況下，在我們現(xiàn)在將要描述的H的設(shè)計(jì)過(guò)程中，傳遞函數(shù)"LPF""由1代替。反饋回路濾波器參見(jiàn)圖3，至今所描述的特征關(guān)注于最小化經(jīng)由測(cè)量通道(圖12)的信號(hào)延遲，也關(guān)注于確保圖3中的仿真器能精確地模擬測(cè)量通道，以便在0-fsPWM/2整個(gè)奈奎斯特范圍上從m到e的傳遞函數(shù)接近于0。如果我們假定從w到e的傳遞函數(shù)確實(shí)為0，那么很容易計(jì)算出反饋效應(yīng)，因?yàn)椴恍枰紤]再循環(huán)。反饋將功率開(kāi)關(guān)中的干擾作用乘以傳遞函數(shù)。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage35</formula>等式3其中H為反饋濾波器的小信號(hào)傳遞函數(shù)，以及P為L(zhǎng)DC、噪聲整形器、脈寬調(diào)制器、功率開(kāi)關(guān)、模擬低通濾波器、ADC和LPF"的組合小信號(hào)傳遞函數(shù)。這樣，H.P是形成圖3中反饋回路的所有部件的組合傳遞函數(shù)，而不是仿真器的。為了完全抑制功率開(kāi)關(guān)誤差，我們需要NTF:0，因此H.P二l，H=P"。這未必是可能的，因?yàn)镻不可能具有因果逆(causalinverse)。為了再進(jìn)一步，我們將P分解為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage36</formula>等式4其中M是最小相位的，A為全通的。對(duì)M的可能的貢獻(xiàn)者為抽取濾波器、模擬低通濾波器(然而，該模擬低通濾波器可由LPF"部分補(bǔ)償)、脈寬調(diào)制器的下垂度(參見(jiàn)圖2，然而，該脈寬調(diào)制器可由校正單元LDC部分補(bǔ)償)。另外，M包括功率開(kāi)關(guān)的增益，如果電源改變，那么功率開(kāi)關(guān)的增益也可不同。對(duì)A的貢獻(xiàn)者包括脈寬調(diào)制器的固有延遲、經(jīng)由模擬和數(shù)字電子元件的傳播延遲、以及計(jì)算延遲。這些因素通過(guò)已經(jīng)討論的對(duì)采樣點(diǎn)選擇的作用來(lái)影響A。抽取濾波器也可對(duì)A有貢獻(xiàn)，因?yàn)殡m然抽取濾波器設(shè)計(jì)為采樣速率fSADc下的最小相位濾波器，但是當(dāng)通過(guò)fSpwM處的采樣過(guò)程觀察時(shí)，抽取濾波器的作用不必是最小相位。類似的考慮也適用于模擬低通濾波器。只有P的最小相位部分是因果可逆的。如果我們選擇<formula>formulaseeoriginaldocumentpage36</formula>等式5那么在等式(3)中代換等式(5)和(4)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage36</formula>在DC下，A=l,所以反饋幾乎理想地抑制非常低頻率的誤差。在上面所討論的例子的結(jié)構(gòu)中，采用圖5所示的抽取濾波器，具有匹配的LPF"的二階低通濾波器，并且計(jì)算延遲問(wèn)題通過(guò)在反饋回路中插入另外的延遲采樣得以解決，我們發(fā)現(xiàn)，A在低頻下的群延遲約為2.8個(gè)采樣。這種延遲對(duì)應(yīng)于當(dāng)fsPWM=384kHz時(shí)20kHz處的0.92個(gè)弧度的相移，由此lNTF卜0.88，也就是誤差在20kHz處減小l.ldB，或在5kHz處減小12.8dB。雖然A不是因果可逆的，但有可能設(shè)計(jì)一種預(yù)測(cè)濾波器H'，其能夠充分補(bǔ)償在工作頻率范圍上A的相位響應(yīng)，所述工作頻率范圍小于0到fsPWM/2的整個(gè)奈奎斯特范圍。對(duì)等式(2)的研究表明，在超過(guò)工作頻率范圍處具有增強(qiáng)的振幅響應(yīng)(如圖20所示)的最小相位濾波器將在DC附近具有負(fù)的群延遲。給定這種濾波器H',如果我們現(xiàn)設(shè)定^二M"Z/'等式6于是得到而這在工作頻率范圍上，給出了比使用等式(5)選擇H時(shí)的結(jié)果更小的NTF的可能性。圖20顯示在工作頻率范圍之上上升而在更高頻率處下降的Z/'。在較高頻率處的衰減對(duì)防止來(lái)自ADC的太多高頻噪聲通過(guò)H注入到主信號(hào)通道是必須的。為實(shí)現(xiàn)這些原則，不必要分別設(shè)計(jì)兩個(gè)濾波器M-'和i/'然后再將它們合并。圖21用表格列出了反饋濾波器/f的系數(shù)，該反饋濾波器設(shè)計(jì)為具有由線性最小二次方優(yōu)化過(guò)程所選擇的系數(shù)的單個(gè)濾波器，圖22顯示其振幅響應(yīng)。最優(yōu)化嘗試平衡幾種標(biāo)準(zhǔn)。首先，為在音頻范圍內(nèi)提供最大的反饋優(yōu)勢(shì)，最優(yōu)化企圖最小化在0-20kHz范圍上的幾個(gè)頻率處計(jì)算的l1-最大的權(quán)值給予低頻。其次，最優(yōu)化嘗試在整個(gè)奈奎斯特范圍內(nèi)最小化|//.Zi^-'.A%(,|,其中AU(.是ADC所產(chǎn)生的噪音頻譜的估算，以控制噪聲注入。第三，存在附加至其最大值的區(qū)域內(nèi)(這種情況下，39kHz)的響應(yīng)的一些懲罰(penalty),以便控制最大增益|//.戶|，這樣，在仿真器和測(cè)量通道沒(méi)有理想匹配的情況下，提供一些穩(wěn)定性裕度。圖23和圖24提供由剛才所描述的回路濾波器H產(chǎn)生的回路特征的深一層的細(xì)節(jié)。圖23用分貝刻度繪制|//"的曲線。這是在去除仿真器時(shí)將會(huì)獲得的回路增益。用S表示仿真器的傳遞函數(shù)，則具有仿真器時(shí)通過(guò)H的回路增益為S〗。穩(wěn)定性的充分條件為在所有頻率上|//.(-^<1。重新整理這個(gè)條件為ICP-S)/尸I<1/(仏尸)由此得出，1/(//)是在穩(wěn)定性還沒(méi)有得到保證之前能夠容許的P與S之間比例偏差的估計(jì)。在圖23中，|//.戶|的峰值在約+20dB處，所以P和S需要在大約10%內(nèi)進(jìn)行匹配，以便滿足上面的條件穩(wěn)定性。在這種情況下，圖23并非與圖22顯著不同。這是因?yàn)槌槿V波器在所考慮的頻率范圍內(nèi)具有基本上平坦的振幅響應(yīng)，模擬低通濾波器由LPF"充分補(bǔ)償，所以|尸|僅與1稍有不同。圖24是|1-//|的分貝曲線，l-ZZ.尸也稱為噪聲傳遞函數(shù)或NTF。據(jù)此，我們看出，0-20kHz音頻范圍內(nèi)的誤差被實(shí)質(zhì)性降低，20kHz-90kHz超聲范圍內(nèi)的誤差大約增加了20dB,而90kHz以上的誤差沒(méi)有顯著影響。在20kHz處，相比于先前等式5中不具有預(yù)測(cè)的傳遞函數(shù)H所給出的l.ldB估值，誤差降低9.3dB。在實(shí)際中，可優(yōu)選比圖22所示更為嚴(yán)格地限制H的最大增益，目的是對(duì)于P和S之間的差異提供更多的魯棒性，同時(shí)還限制超聲范圍內(nèi)的誤差放大的最大程度。這些優(yōu)點(diǎn)是以0-20kHz范圍內(nèi)誤差的較小降低為代價(jià)的。傳遞函數(shù)P包括抽取濾波器的響應(yīng)，抽取濾波器至今被假設(shè)為在0-fsPWM/2的頻率范圍上近似平坦。然而，可自由調(diào)整這種響應(yīng)，并且，采用合適的調(diào)整，M(等式4)可接近于1,使得選擇//=似-'將使H也接近于l,在這種情況下，可完全省略濾波器H。低延遲校正單元LDC濾波器H使小信號(hào)回路傳遞函數(shù)經(jīng)調(diào)整能夠以在例如0-20kHz的工作頻率范圍上的整體穩(wěn)定性和反饋的有效性之間獲得理想的折衷。然而，如圖2所示，脈寬調(diào)制器的傳遞函數(shù)響應(yīng)大信號(hào)而變化。取決于期望的反饋量，這種變化可能會(huì)顯著降低高信號(hào)擺幅(signalexcursion)下的反饋，因此可選的校正單元LDC的功能是提供對(duì)這種效應(yīng)的部分補(bǔ)償。適合雙邊脈寬調(diào)制的LDC的設(shè)計(jì)如圖25所示。在圖25中，信號(hào)y一皮饋送通過(guò)一個(gè)非線性函數(shù)發(fā)生器以形成P(y)，從y中減去P(y)以提供輸出信號(hào)x，并通過(guò)具有傳遞函數(shù)5/2.z-1-2+fV2的濾波器反饋。在圖3中，LDC單元饋入脈寬調(diào)制器，而x的假定縮放比例是x=0對(duì)應(yīng)0長(zhǎng)度的脈沖，而x=l對(duì)應(yīng)于100%開(kāi)關(guān)周期(l/fsPWM)的脈沖長(zhǎng)度。基于圖13中的模型，可以看出充分模擬了PWM的非線性，而可能稍好一點(diǎn)為i\y)=0.08251487120/-0.01495088616/圖25中的限幅單元被提供來(lái)防止超出范圍的輸入信號(hào)使包含在圖25中反饋回路持續(xù)振蕩。以±0.125的程度進(jìn)行限幅的限幅器在所顯示的位置中可以滿足要求。在圖26中，對(duì)于等于0%、50%和100%開(kāi)關(guān)周期的脈沖長(zhǎng)度，繪制了圖25的小信號(hào)振幅響應(yīng)的曲線，其中，尸(力=//12。在每種情況下，響應(yīng)為最小相位。當(dāng)與圖2的PWM非線性合并時(shí)，所得結(jié)果在0-20kHz的工作頻率范圍內(nèi)在高度精確的程度上是平坦的。對(duì)于不是0的脈沖長(zhǎng)度，LDC的響應(yīng)在這個(gè)范圍上開(kāi)始上升以防止圖2所顯示的下垂。然而，對(duì)于對(duì)稱雙沿調(diào)制，圖2的非線性是無(wú)相位的，所以上升的振幅響應(yīng)必須不伴隨相位提前。如圖26所示，通過(guò)使振幅響應(yīng)在較高頻率處下降，按合理精確度獲得恒定相位響應(yīng)。除了在高信號(hào)水平處維持反饋有效性，LDC單元提供了另一個(gè)好處。如果沒(méi)有LDC單元，源于ADC并通過(guò)H注入主信號(hào)通道的超聲噪聲在脈寬調(diào)制器的非線性內(nèi)會(huì)與自身進(jìn)行互調(diào)，并在音頻頻段內(nèi)產(chǎn)生互調(diào)制的產(chǎn)物。這種現(xiàn)象已經(jīng)在4中關(guān)于噪聲整形器所產(chǎn)生的噪聲進(jìn)行了討論。圖25的校正單元在工作頻率范圍內(nèi)基本上補(bǔ)償了由與其自己身互調(diào)的寬帶噪聲或混疊的ADC噪聲所產(chǎn)生的產(chǎn)物。校正單元不能校正由圖3所示的來(lái)自噪聲整形器的噪聲互調(diào)制所產(chǎn)生的產(chǎn)物。預(yù)失真在先前技術(shù)中，反饋通常試圖提高諸如放大器的裝置的線性。然而，根據(jù)本發(fā)明的反饋并不設(shè)法直接影響線性行為，而是降低與仿真器行為的偏差。更精確地，參見(jiàn)圖3，反饋試圖在工作頻率范圍上獲得w反饋有效=s反饋無(wú)效等式7其中w是測(cè)量通道的輸出，而s是仿真器的輸出。在下列討論中，我們假i殳等式7正確。圖3中的預(yù)失真單元接收輸入信號(hào)/,并被設(shè)計(jì)為提供與LDC和S的組合相反的非線性特性。假設(shè)噪聲整形器在大信號(hào)分析中可忽略。這樣，預(yù)失真單元提供校正信號(hào)c，使得在工作頻率范圍上，以及通過(guò)使反饋無(wú)效，仿真器的輸出s緊隨/的線性濾波的形式。因此，通過(guò)等式7，當(dāng)反饋有效時(shí)，w將緊隨/的線性濾波的形式。然而，更直接的關(guān)注是放大器的輸出o,我們假設(shè)輸出o線性依賴于功率開(kāi)關(guān)的輸出p。因此我們希望知道p與放大器輸入/是線性相關(guān)的。從p到m的通道，包括模擬低通濾波器、ADC和LPF1單元，應(yīng)當(dāng)實(shí)質(zhì)上是線性的。上述通道包括采樣過(guò)程，但抽取濾波器應(yīng)當(dāng)確保在工作頻率范圍上，w不會(huì)顯著地被混疊產(chǎn)物污染。因此，w應(yīng)當(dāng)在工作頻率范圍上與p線性相關(guān)。因此，如果反饋和預(yù)失真的合并影響能夠確保m與/線性相關(guān)，則/與/線性相關(guān)。這樣，正如所需，放大器作為整體在工作頻率范圍上是線性的。取決于預(yù)失真單元的設(shè)計(jì)，從/到p的小信號(hào)傳遞函數(shù)可能是或者也可能不是純延遲的。如果從/到；？的小信號(hào)傳遞函數(shù)不是純延遲的，則可通過(guò)放置在預(yù)失真單元之前的線性補(bǔ)償器進(jìn)行補(bǔ)償。如果需要，對(duì)LC濾波器的傳遞函數(shù)的校正也可應(yīng)用在這里。有幾種方法來(lái)設(shè)計(jì)預(yù)失真單元。一種方法是使用非線性系統(tǒng)識(shí)別技術(shù)來(lái)得出非線性系統(tǒng)的Volterra級(jí)數(shù)展開(kāi)，然后轉(zhuǎn)換該Volterra級(jí)數(shù)。Gei2Dn1建議了一種不需要高等數(shù)學(xué)的方法。一階Gerzon校正如圖27所示。Gerzon的方法校正弱非線性系統(tǒng)中的非線性，所述弱非線性系統(tǒng)的小信號(hào)傳遞函數(shù)近似為純延遲r。圖27中虛線右邊的元件N表示待被校正的非線性系統(tǒng)。Gerzon的方法需要待被校正的非線性系統(tǒng)的一個(gè)或多個(gè)復(fù)制品，因此預(yù)失真單元中另一個(gè)元件N顯示在虛線的左側(cè)。一階預(yù)失真單元將輸入信號(hào)乘以2，并延遲r,然后減去由復(fù)制非線性單元N提供的失真信號(hào)。減法的結(jié)果為預(yù)失真的信號(hào)。如果預(yù)失真信號(hào)提供給另一個(gè)非線性單元N,受N上的條件控制，結(jié)果輸出將包括比輸入信號(hào)直接輸入N時(shí)小得多的失真。Gerzon方法可嵌套。也就是說(shuō)，圖27的整個(gè)系統(tǒng)自身能夠看作是能以相同方法獲得補(bǔ)償?shù)姆蔷€性元件。Gerzonl描述了另外的方法，通過(guò)這些方法能夠獲得高階校正。再參見(jiàn)圖3，如果期望使仿真器輸出(反饋無(wú)效時(shí))跟隨輸入信號(hào)，那么預(yù)失真單元必須對(duì)LDC單元和仿真器S的級(jí)耳關(guān)合并應(yīng)用補(bǔ)償。(々支設(shè)圖3中的噪聲整形器具有單位傳遞函數(shù)，并且待由不能進(jìn)行補(bǔ)償?shù)募有栽肼曔M(jìn)行模擬)。如果圖27中的元件N由LDC和S的級(jí)聯(lián)所代替，我們得到圖28,用作圖3中的預(yù)失真單元的代替物。通常，S的小信號(hào)傳遞函數(shù)的振幅并不是完全平坦的，相位也不是線性的。將純延遲t逼近于圖28的Gerzon校正所需的精度以達(dá)到最佳效果也是不必要的。一種改進(jìn)是在LDC和S的級(jí)聯(lián)前放置線性校正單元Slin-'，其充分校正S的振幅響應(yīng)，并線性化其相位響應(yīng)，使得Sh,，-'.S至少在工作頻率范圍上近似為純延遲。這樣，圖27中的各個(gè)N由()替代。因?yàn)閳D27中有兩個(gè)N的實(shí)例，當(dāng)進(jìn)行替代時(shí)，有兩個(gè)SuJ的實(shí)例。如果Su,r'為最小相位，那么Slin"實(shí)例可直接放置在各個(gè)LDC實(shí)例前。然而，線性化S的相位響應(yīng)需要S^"具有全通因子，如果是這種情況，S,iJ不應(yīng)當(dāng)出現(xiàn)在反饋回路中。因此，Slin"的兩個(gè)實(shí)例放置在預(yù)失真單元中，如圖29所示。圖29作為整體可用作如圖3所示的預(yù)失真單元。如果從w到p的前向通道的合適模型可用，就有可能得到獨(dú)立于仿真器S的預(yù)失真。例如，如果輸出開(kāi)關(guān)本身認(rèn)為是理想的，則從w到p的通道僅包括脈寬調(diào)制器，而對(duì)于脈寬調(diào)制器能夠構(gòu)建各種低頻模型，其中一種低頻模型如13中所示。此外，如果輸出開(kāi)關(guān)理想，那么仿真器S應(yīng)當(dāng)非常精確地模擬測(cè)量通道，而反饋信號(hào)/本質(zhì)上應(yīng)當(dāng)為0。在這些情況下，從/到p的通道能夠通過(guò)補(bǔ)償從d到p通道的預(yù)失真單元進(jìn)行線性化。適合于補(bǔ)償從d到的通道(也就是，LDC和脈寬調(diào)制器的級(jí)聯(lián)合并)的兩個(gè)可選才奪預(yù)失真單元，如圖30和圖31中的略圖所示。在圖30中，圖27的Gerzon原則直接應(yīng)用到LDC和脈寬調(diào)制器模型的級(jí)聯(lián)合并。在圖31中，Gerzon原則僅應(yīng)用到脈寬調(diào)制器，將LDC用獨(dú)立單元LDCT1進(jìn)行補(bǔ)償。圖32顯示了根據(jù)圖31原理的示例預(yù)失真單元的更詳細(xì)的細(xì)節(jié)，也就是對(duì)LDC使用獨(dú)立補(bǔ)償器。使用圖13的PWM模型，圖32的虛線左邊部分來(lái)源于圖31的對(duì)應(yīng)部分。圖32的虛線右邊部分是圖25的LDC的單獨(dú)導(dǎo)出的逆。如果非線性函數(shù)Q(x)滿足Q(X)=JP(X+g(X))則圖32的虛線右邊部分為L(zhǎng)DC的精確的逆(直到限幅點(diǎn))。選捧較簡(jiǎn)單的p<formula>formulaseeoriginaldocumentpage42</formula>化簡(jiǎn)為2W=(x+,)3/12有多種方法來(lái)逼近這個(gè)方程的解以便于實(shí)時(shí)計(jì)算。如果僅需要中等精確，則取以下冪級(jí)數(shù)展開(kāi)中的一項(xiàng)或多項(xiàng)即可<formula>formulaseeoriginaldocumentpage42</formula>對(duì)于P的其他選4奪，能夠使用相似的方法來(lái)提供Q(x)。圖33顯示了根據(jù)圖30的原理的預(yù)失真單元例子的更詳細(xì)細(xì)節(jié)。圖33中標(biāo)識(shí)為"ZDCORR"的區(qū)域與圖25中相同，"Pzd"是上述所討論的多項(xiàng)式P(y)。標(biāo)識(shí)為"PWMCORR"的區(qū)域?qū)崿F(xiàn)在概念上與圖13中的三階模型相似的PWM非線性的五階模型。為了實(shí)現(xiàn)方便，盡管圖13執(zhí)行單一非線性，之后是z"的多項(xiàng)式，而在圖33中，根據(jù)z"的冪將這些項(xiàng)分成組，以形成多項(xiàng)式非線性P50至P54。主項(xiàng)為多項(xiàng)式P52中的線性項(xiàng)，其由兩個(gè)z"延遲元件的級(jí)聯(lián)所供給。從P52中移去這一項(xiàng)，并且由從ZDCORR輸出到圖33頂部的求和節(jié)點(diǎn)的通道來(lái)替代補(bǔ)償這一項(xiàng)。這種變換降低了最終的輸出對(duì)由向PWMCORR塊提供輸入的量化器Q所引入的噪聲的敏感性，這樣允許使用更粗的量化器(coarserquantizer)，以提高實(shí)現(xiàn)多項(xiàng)式非線性P50至P54中的效率。適應(yīng)變化的電源有時(shí)候，PWM放大器被要求使用不穩(wěn)定的電源，在這種情況下，電源電壓可能偏離其標(biāo)稱值的10%或更多。對(duì)于所有常用的輸出開(kāi)關(guān)結(jié)構(gòu)，電源變化都會(huì)引起前向增益的變化。對(duì)于某些結(jié)構(gòu)，電源變化也會(huì)引起直流偏移變化，但在此我們應(yīng)當(dāng)僅考慮增益變化。圖34表示與圖3中的放大器相似的放大器，只是針對(duì)電源變化時(shí)的性能保持進(jìn)行了改進(jìn)。電源估計(jì)單元提供考慮到電源的輸出級(jí)增益的估計(jì)PSe以及其逆PSe"。為方便起見(jiàn)，假設(shè)當(dāng)電源電壓為標(biāo)稱值時(shí)PSe為1。有幾種電源估計(jì)單元運(yùn)行的方法。一種是連續(xù)地表征放大器增益，而另一種是連續(xù)地測(cè)量電源電壓，例如使用ADC。如先前參見(jiàn)圖12至圖18所描述的，仿真器被設(shè)計(jì)為模擬測(cè)量通道，尤其是其增益。圖34假定仿真器具有固定增益，之后乘以PSe。另一種以及更好的方法是使用如圖17或圖18所示的仿真器，其提供對(duì)V^或PSe影響的顯式建模。反饋濾波器H是依賴于仿真器而導(dǎo)出的，如上所述，按等式(4)所定義，H實(shí)質(zhì)上對(duì)濾波器M的響應(yīng)取逆，而濾波器M包含了功率開(kāi)關(guān)的增益。實(shí)際上，濾波器H不動(dòng)態(tài)變化，而是如圖34所示，其后乘以PSe",是更為方便的。至今所描述的元件確保了電源電壓改變時(shí)反饋回路仍繼續(xù)正確運(yùn)行，但在放大器的前向回路增益中仍存在沒(méi)有被校正的變化。如圖34所示，放大器的前向回路增益中的變化可通過(guò)在預(yù)失真單元前將輸入信號(hào)乘以PSe"得以校正。參考通道至今所描述的本發(fā)明通過(guò)ADC將反饋應(yīng)用到放大器。ADC必須處理放大器輸出的全部動(dòng)態(tài)范圍，因此放大器的噪聲和失真性能不太可能比ADC的更好。使用性能足夠高的ADC可能方便也可能不方便。在US6，373，334中所描述的先前技術(shù)反饋設(shè)計(jì)允許使用性能降低的ADC。在這種先前的技術(shù)設(shè)計(jì)中，給ADC輸入功率開(kāi)關(guān)輸出的比例表示(scaledversion)和由參考開(kāi)關(guān)所產(chǎn)生的低電平PWM波形之間的差值，參考開(kāi)關(guān)由與功率開(kāi)關(guān)相同的脈寬調(diào)制器所驅(qū)動(dòng)。設(shè)計(jì)意圖為這種差值較小，這樣減小必須由ADC所處理的動(dòng)態(tài)范圍。然而，如果由于電源變化而導(dǎo)致功率開(kāi)關(guān)的增益改變，那么該差值就可能增加。圖35顯示了使用參考開(kāi)關(guān)的放大器，該參考開(kāi)關(guān)由獨(dú)立的脈寬調(diào)制器驅(qū)動(dòng)，該脈寬調(diào)制器標(biāo)注為"脈寬調(diào)制器參考"。沿框圖頂部的信號(hào)通道如同圖1中先前技術(shù)放大器的信號(hào)通道，只是參考開(kāi)關(guān)為低功率電平工作的精確開(kāi)關(guān)，并且省略了輸出濾波器元件L和C。因此，參考輸出信號(hào)r非常精確地跟隨輸入信號(hào)/，在工作頻率范圍內(nèi)，為輸入信號(hào)/的高精度的復(fù)制。尤其是，可以假定/至r的增益為恒定，因?yàn)閰⒖奸_(kāi)關(guān)使用局部穩(wěn)定的電壓參考Vref(未顯示)，因此不受Vee變化的影響。圖35中，模擬低通濾波器顯示為具有差分輸入。實(shí)際上，在功率開(kāi)關(guān)的輸出和濾波器的正輸入之間有電阻衰減(沒(méi)有顯示)。另一個(gè)可能是將參考開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)數(shù)字化反相，使得信號(hào)p和r能夠相加，而不是相減。然后，可以在具有單端輸入的濾波器前使用無(wú)源電阻求和。設(shè)計(jì)目的為當(dāng)來(lái)自p和r的信號(hào)合并時(shí)，兩者應(yīng)當(dāng)實(shí)質(zhì)上抵消，因此基本上降低了對(duì)ADC所要求的動(dòng)態(tài)范圍。如果使用無(wú)源電阻求和，低通濾波器所處理的動(dòng)態(tài)范圍也被降低。圖35還提供了標(biāo)識(shí)為"Sref"的第二個(gè)仿真器。除信號(hào)反相外，這個(gè)仿真器用于模擬從點(diǎn)Uref到點(diǎn)m的信號(hào)通道，恰如仿真器"S^n，，模擬從Umain到m的通道。因此，考慮到通過(guò)參考開(kāi)關(guān)的通道，和通過(guò)S^的通道，從點(diǎn)uw到點(diǎn)e的增益理想上應(yīng)當(dāng)為0。因此，比較圖35和圖34，將參考開(kāi)關(guān)及其仿真器添加到圖34的放大器，理想上不應(yīng)影響總的性能，只是圖35的ADC需要處理比圖34中的ADC更小的信號(hào)。然而，需要意識(shí)到，雖然圖35中的信號(hào)；？和r在音頻中實(shí)際上可抵消，但也需要考慮到高頻過(guò)載。和r處的信號(hào)都為PWM波形，但通常它們不具有相同的占空比。例如，p處波形的占空比響應(yīng)于Vcc的變化而變化，而r處的波形獨(dú)立于Vce。因此，即使參考開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)被反相，并且使用/和r處信號(hào)的無(wú)源電阻求和來(lái)提供在低頻處實(shí)際上為0的結(jié)果，仍然存在瞬時(shí)快速邊沿，其在到達(dá)模擬低通濾波器中的有源器件前需要進(jìn)行無(wú)源濾波。而且，各個(gè)信號(hào)r和p具有實(shí)質(zhì)性的fspwM處的分量。在兩個(gè)脈寬調(diào)制器內(nèi)提供延遲調(diào)整，使得fSpwM處的這兩個(gè)分量在相位上基本上對(duì)準(zhǔn)，將是有利的。然而，即使這兩個(gè)分量這樣對(duì)準(zhǔn)了，不同的占空比將導(dǎo)致兩分量的不同振幅，所以在fspwM處的抵消并不精確。考慮到ADC處理高頻的能力，上述考慮可提出在模擬低通濾波器中fsPWM處獲得顯著衰減的要求。由于存在LDC,所以圖35中的"預(yù)失真主，，單元的目的不是在功能上復(fù)制"預(yù)失真參考"單元。在正常運(yùn)行期間，圖35提供輸入到ADC的信號(hào)之間的實(shí)質(zhì)上的抵消，但如果放大器限幅，就不能保證主通道和參考通道能同步限幅，在這種情況下，較大的信號(hào)會(huì)出現(xiàn)在ADC處。這個(gè)問(wèn)題在圖36中得到了解決，圖36顯示了圖35的放大器的細(xì)節(jié)，但添加了限幅處理器，限幅處理器具有兩個(gè)輸出并提供兩個(gè)調(diào)整信號(hào)，然后兩個(gè)調(diào)整信號(hào)被加到兩個(gè)限幅前信號(hào)pec^'和pe證中，以產(chǎn)生限幅后信號(hào)；wcv和/x)c固w。在正常運(yùn)行中，兩個(gè)調(diào)整信號(hào)為0。如果任一個(gè)限幅前信號(hào)超過(guò)脈寬調(diào)制器所處理的有效信號(hào)范圍，例如-1到+1,那么限幅處理器必須發(fā)出相反極性的調(diào)整信號(hào)。例如，如果網(wǎng)幽具有值1.2，將-0.2的調(diào)整信號(hào)加到主通道上，將給出，cm。,=1.0。如果參考通道沒(méi)有經(jīng)過(guò)相似地調(diào)整，這個(gè)擾動(dòng)將導(dǎo)致在ADC的輸入處的沒(méi)有被消除的擾動(dòng)。因此，限幅處理器也向參考通道發(fā)出調(diào)整信號(hào)。如果電源電壓偏離其工作電壓，這對(duì)擾動(dòng)產(chǎn)生倍增的影響，所以采用有關(guān)比例的合適假設(shè)，對(duì)參考通道-0.2xPSe的調(diào)整將實(shí)際上消除了ADC所見(jiàn)的擾動(dòng)。可選纟奪的實(shí)施方式本
技術(shù)領(lǐng)域：
中的技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，對(duì)此處所提供的框圖進(jìn)行不同的重新布局不會(huì)影響到基本操作。例如，線性濾波操作能夠在次序上相互交換，而不影響傳遞函數(shù)；它們可被移動(dòng)到加法或減法節(jié)點(diǎn)之前或之后，只要對(duì)其他的通道進(jìn)行合適的補(bǔ)償調(diào)整。兩個(gè)概念上不同的濾波器可以合并為一個(gè)，在一些情況下，如果合并的傳遞函數(shù)計(jì)算為1，濾波器可不出現(xiàn)。如果信號(hào)極性在別處得到調(diào)整，則加法和減法本質(zhì)上相等。作為例子，并且無(wú)損于前述的一般性，在圖3中，濾波器LPF"可刪除，逆濾波器LPF可在仿真器S之后插入。在仿真器通道和測(cè)量通道之間的平衡不會(huì)受這種改變的影響，且通過(guò)對(duì)H的合適調(diào)整，反饋回路的小信號(hào)傳遞函數(shù)可以恢復(fù)至以前的值。為了清楚起見(jiàn)，本說(shuō)明省略了比例因子(scalingfactor)。無(wú)論模擬信號(hào)還是數(shù)字信號(hào)，都可以方便地按比例換算(scale):可用來(lái)在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中對(duì)比例換算進(jìn)行優(yōu)化的乘、除、放大和衰減沒(méi)有被顯示出來(lái)。使用一對(duì)開(kāi)/關(guān)的開(kāi)關(guān)來(lái)表示功率開(kāi)關(guān)，不應(yīng)視為限制。技術(shù)人員能夠調(diào)整本文所描述的基本原理使其適應(yīng)實(shí)現(xiàn)模擬信號(hào)被平衡的全橋設(shè)計(jì)，以及其它更為復(fù)雜的調(diào)制類型。功率開(kāi)關(guān)可類似地由自身包括反饋的復(fù)合組件代替。多個(gè)具有可替代結(jié)構(gòu)的示例性的實(shí)施方式將在下面描述，以說(shuō)明在發(fā)明范圍內(nèi)可能的一些變化。一個(gè)實(shí)施方式包括放大器，其具有接收數(shù)字輸入的脈寬調(diào)制器、產(chǎn)生功率開(kāi)關(guān)輸出的功率開(kāi)關(guān)、以及連接到功率開(kāi)關(guān)輸出的輸出。放大器還包括接收與脈寬調(diào)制器所接收信號(hào)基本相似的輸入信號(hào)的仿真器、輸入與功率開(kāi)關(guān)輸出相連的ADC(模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器)、具有連接到仿真器輸出的第一個(gè)輸入以及連接到ADC輸出的第二個(gè)輸入的減法器，其中脈寬調(diào)制器的輸入依賴于減法器的輸出進(jìn)行調(diào)整。一個(gè)實(shí)施方式還包括噪聲整形器，其中仿真器具有第一個(gè)輸入和第二個(gè)輸入，第二個(gè)輸入依賴于噪聲整形器的輸出供給。在一個(gè)實(shí)施方式中，仿真器對(duì)其第二個(gè)輸入的響應(yīng)基本上是線性的。一個(gè)實(shí)施方式還包括低電平的開(kāi)關(guān)，其開(kāi)關(guān)時(shí)刻由數(shù)字調(diào)制器所控制，其中ADC的輸入依賴于功率開(kāi)關(guān)輸出和低電平開(kāi)關(guān)輸出之間的差值來(lái)形成。一個(gè)實(shí)施方式還包括低電平開(kāi)關(guān)，其接收來(lái)自于第二個(gè)調(diào)制器的輸入。一個(gè)實(shí)施方式還包括第二個(gè)仿真器，其接收與第二個(gè)調(diào)制器所接收信號(hào)基本相似的輸入信號(hào)。在一個(gè)實(shí)施方式中，仿真器模擬脈寬調(diào)制器的非線性特征。在一個(gè)實(shí)施方式中，仿真器模擬功率開(kāi)關(guān)的已知的非理想性。在一個(gè)實(shí)施方式中，仿真器模擬從脈寬調(diào)制器輸入到減法器第二個(gè)輸入之間的信號(hào)通道的延遲和其他全通特征。在一個(gè)實(shí)施方式中，仿真器包括FIR濾波器，其輸入連接至產(chǎn)生輸入信號(hào)的算術(shù)冪(arithmeticpower)的非線性函數(shù)發(fā)生器。在一個(gè)實(shí)施方式中，從功率開(kāi)關(guān)輸出到ADC的信號(hào)通道包括低通濾波器。在一個(gè)實(shí)施方式中，從ADC到減法器第二個(gè)輸入的信號(hào)通道包括FIR(有限沖激響應(yīng))濾波器。在一個(gè)實(shí)施方式中，F(xiàn)IR濾波器的傳遞函數(shù)零點(diǎn)實(shí)質(zhì)上抵消了從功率開(kāi)關(guān)輸出到ADC輸入的信號(hào)通道的傳遞函數(shù)中的極點(diǎn)。一個(gè)實(shí)施方式也包括校準(zhǔn)單元，在啟動(dòng)時(shí)，其表征從功率開(kāi)關(guān)輸出到ADC輸入的信號(hào)通道，并且依賴于這一表征來(lái)配置以下項(xiàng)中的至少一項(xiàng)(i)仿真器；或(ii)從ADC到減法器的第二個(gè)輸入的信號(hào)通道。一個(gè)實(shí)施方式包括校準(zhǔn)單元，其連續(xù)表征從功率開(kāi)關(guān)輸出到ADC輸入的信號(hào)通道，并且響應(yīng)于這一表征來(lái)修改控制以下項(xiàng)的行為的參數(shù)(i)仿真器和(ii)從所述ADC到所述減法器的第二個(gè)輸入的所述信號(hào)通道。在一個(gè)實(shí)施方式中，校準(zhǔn)單元調(diào)整控制放大器行為的參數(shù)，而這種調(diào)整是響應(yīng)于依賴于減法器輸出而計(jì)算得到的相關(guān)性進(jìn)行的。一個(gè)實(shí)施方式還包括在從減法器到脈寬調(diào)制器的信號(hào)通道中的濾波器，其中濾波器實(shí)質(zhì)上為最小相位，并具有在超過(guò)工作頻率范圍的頻率處上升的幅^f直響應(yīng)。一個(gè)實(shí)施方式還包括在從減法器到脈寬調(diào)制器輸入的信號(hào)通道中的非線性校正單元，校正單元實(shí)質(zhì)上校正脈寬調(diào)制器在工作頻率范圍上的一部分非線性影響。在一個(gè)實(shí)施方式中，非線性校正單元的小信號(hào)傳遞函數(shù)是最小相位。一個(gè)實(shí)施方式還包括預(yù)失真單元，其實(shí)質(zhì)上補(bǔ)償在脈沖調(diào)制器中沒(méi)有由非線性校正單元補(bǔ)償?shù)姆蔷€性影響。在一個(gè)實(shí)施方式中，預(yù)失真單元至少由信號(hào)的低頻部分來(lái)調(diào)節(jié)，該信號(hào)依賴于減法器的輸出來(lái)確定。一個(gè)實(shí)施方式包括放大器，其具有以第一個(gè)采樣頻率運(yùn)行的數(shù)字調(diào)制器；產(chǎn)生輸出的功率器件；接收依賴于功率器件輸出的輸入的ADC,其以第二個(gè)采樣頻率運(yùn)行，第二個(gè)采樣頻率為第一個(gè)采樣頻率的倍數(shù)；以及接收ADC輸出的抽取器，該抽取器包括抽取濾波器。在這個(gè)實(shí)施方式中，數(shù)字調(diào)制器的輸入依賴于抽取器的輸出進(jìn)行調(diào)整，以及其中抽取濾波器的傳遞函數(shù)零點(diǎn)中的某些零點(diǎn)在z復(fù)平面上的位置明顯遠(yuǎn)離于單位圓上對(duì)應(yīng)于第一個(gè)采樣頻率以及其諧波的位置。一個(gè)實(shí)施方式包括開(kāi)關(guān)放大器，其具有提供低電平PWM波形的脈寬調(diào)制器；產(chǎn)生功率開(kāi)關(guān)輸出的功率開(kāi)關(guān)；以及其后跟隨抽取器的過(guò)采樣ADC。在這個(gè)實(shí)施方式中，ADC響應(yīng)于由^^電平PWM波形得到的信號(hào)和由功率開(kāi)關(guān)輸出得到的信號(hào)之間的差值，其中功率開(kāi)關(guān)的輸入響應(yīng)于抽取器的輸出。一個(gè)實(shí)施方式包括開(kāi)關(guān)放大器，其具有提供低電平PWM波形的脈寬調(diào)制器；產(chǎn)生功率開(kāi)關(guān)輸出的功率開(kāi)關(guān)；響應(yīng)于由低電平PWM波形得到的信號(hào)和由功率開(kāi)關(guān)輸出得到的信號(hào)之間差值的ADC;以及其輸入連接到ADC輸出的整形濾波器，該整形濾波器的響應(yīng)在超過(guò)工作頻率范圍處上升。在這個(gè)實(shí)施方式中，功率開(kāi)關(guān)的輸入響應(yīng)于整形濾波器的輸出。一個(gè)實(shí)施方式包括開(kāi)關(guān)放大器，其具有提供低電平PWM波形的脈寬調(diào)制器；產(chǎn)生功率開(kāi)關(guān)輸入的功率開(kāi)關(guān)；響應(yīng)于由低電平PWM波形得到的信號(hào)和由功率開(kāi)關(guān)輸出得到的信號(hào)之間差值的ADC;其輸入響應(yīng)于ADC輸出的低延遲校正器，在工作頻率范圍內(nèi)，所述校正器對(duì)脈寬調(diào)制器的非線性行為提供近似或充分的校正。在這種實(shí)施方式中，功率開(kāi)關(guān)的輸入響應(yīng)于低延遲校正單元的輸出。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，結(jié)合本文所公開(kāi)的實(shí)施方式所描述的各種示意性的邏輯框圖、模塊、電路和算法步驟，可以作為電子硬件、計(jì)算機(jī)軟件或兩者組合來(lái)實(shí)現(xiàn)。為了清楚地描述這種硬件和軟件的互換性，各種示意性的元件、框圖、模塊、電路和步驟通常已經(jīng)根據(jù)它們的功能性在上面進(jìn)行了描述。這種功能性作為硬件或者作為軟件實(shí)現(xiàn)，取決于特定的應(yīng)用和施加于整個(gè)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)限制。本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠以用于各種特定應(yīng)用的不同方式來(lái)實(shí)現(xiàn)所描述的功能性，但這些實(shí)現(xiàn)方案不應(yīng)解釋為導(dǎo)致偏離本發(fā)明范圍。結(jié)合本文所公開(kāi)的實(shí)施方式所描述的各種示意性的邏輯框圖、模塊、電路，可使用專用集成電路(ASIC)、現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯門陣列(FPGA)、通用處理器、數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)或其他邏輯器件、分立門(discretegate)或晶體管邏輯、分立硬件元件、或者設(shè)計(jì)用于實(shí)現(xiàn)本文所描述功能的其它任何組合，來(lái)實(shí)施或4丸行。結(jié)合本文所公開(kāi)的實(shí)施方式所描述的方法或算法的步驟，可直接采用硬件、由處理器執(zhí)行的軟件(程序指令)或兩者的組合來(lái)實(shí)現(xiàn)。軟件可駐存于RAM存儲(chǔ)器、閃存、ROM存儲(chǔ)器、EPROM存儲(chǔ)器、EEPROM存儲(chǔ)器、寄存器、硬盤、可移動(dòng)碟片、CD-ROM、或任何其他
技術(shù)領(lǐng)域：
已知形式的存儲(chǔ)介質(zhì)中。這樣，包括實(shí)現(xiàn)一種現(xiàn)有方法的程序指令的存儲(chǔ)器媒介本身也是本發(fā)明的可選實(shí)施方式。一個(gè)典型的存儲(chǔ)介質(zhì)可連接到處理器，以便處理器能從存儲(chǔ)介質(zhì)中讀出信息，或?qū)⑿畔?xiě)入到存儲(chǔ)介質(zhì)中。由本發(fā)明所提供的好處或優(yōu)點(diǎn)已經(jīng)關(guān)于具體實(shí)施方式在上面進(jìn)行了描述。這些好處或優(yōu)點(diǎn)，以及任何促使其出現(xiàn)或使它們變得更顯著的任何元件或限制，都不應(yīng)解釋為任何或所有權(quán)利要求的關(guān)鍵、需要、或者必要的特征。如本文所使用的，術(shù)語(yǔ)"comprise(包括)"、"comprising(包括)"或其它任何變化，都是想要將其解釋為非排他性地包括在這些術(shù)語(yǔ)之后的元件或限定內(nèi)容。因此，包括一套元件的系統(tǒng)、方法或其他實(shí)施方式不受限于這些元件，以及可包括未顯示列出或?qū)τ谒蟮膶?shí)施方式所固有的其他元件。當(dāng)本發(fā)明參照特定實(shí)施方式進(jìn)行描述時(shí)，應(yīng)當(dāng)理解到，這些實(shí)施方式是例證性的，本發(fā)明的范圍并不受限于這些實(shí)施方式?？赡芫哂性S多對(duì)這些所述實(shí)施方式的變化、修改、添加和改進(jìn)?？深A(yù)期的，這些變化、修改、添加和改進(jìn)都將落入在隨后的權(quán)利要求中詳細(xì)描述的本發(fā)明范圍內(nèi)。參考文獻(xiàn)1.Gerzon，M.A.,"PredistortionTechniquesforComplexbutPredictableTransmissionSystems",J.AudioEng.Soc.,Volume20,pp.475-482(July1972).2.Bode,H.W""NetworkAnalysisandFeedbackAmplifierDesign",Litton,1945;reprintedVanNostrand,NewYork,1959;reprintedKrieger,NewYork1975ISBN0-88275-242-1.3.Harris,S.,Andersen,J.,andChieng,D.,"IntelligentClassDAmplifierControllerIntegratedCircuitasanIngredientTechnologyforMulti-ChannelAmplifierModulesofGreaterthan50Watts/Channel",PresentedattheAES115thConvention2003Oct.10-13NewYork,AudioEng.Soc.preprint#5947.4.Craven,P.G""Towardthe24-bitDAC:NovelNoise-ShapingTopologiesIncorporatingCorrectionfortheNonlinearityinaPWMOutputStage",J.AudioEng.Soc.,Volume41Number5pp.291-313;May1993.5.Hawksford，M.OJ,"DynamicModel-BasedLinearizationofQuantizedPulse-WidthModulationforApplicationsinDigital-to-AnalogConversionandDigitalPowerAmplifierSystems",J.AudioEng.Soc.,Volume40Number4pp.235-252;April1992.6.Sandier,M.,"TowardsaDigitalPowerAmplifier",AudioEng.SocPreprintNumber:2135,September1984.7.Norsworthy,S.R.,Schreier,R，Temes,G.C.(editors),"Delta畫(huà)SigmaDataConverters:Theory,DesignandSimulation",IEEEPress1997,ISBN0-7803-1045-4.權(quán)利要求1.一種系統(tǒng)，其包括裝置，其在數(shù)字脈寬調(diào)制(PWM)放大器中被實(shí)現(xiàn)，其中所述裝置被配置為接收輸入音頻信號(hào)并且根據(jù)所述輸入音頻信號(hào)來(lái)產(chǎn)生輸出音頻信號(hào)；仿真器，其被配置為模擬所述裝置的行為，其中所述仿真器被配置為接收所述輸入音頻信號(hào)并且根據(jù)所述輸入音頻信號(hào)來(lái)產(chǎn)生仿真器輸出信號(hào)；以及減法器，被配置為接收所述輸出音頻信號(hào)的表示和所述仿真器輸出信號(hào)并且生成校正信號(hào)，其中根據(jù)所述校正信號(hào)來(lái)調(diào)整所述輸入音頻信號(hào)。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中所述裝置包括脈寬調(diào)制器和一個(gè)或多個(gè)功率開(kāi)關(guān)，其中所述功率開(kāi)關(guān)被配置為接收所述調(diào)制器的已調(diào)制輸出，并且生成所述輸出音頻信號(hào)。3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中所述輸出音頻信號(hào)包括模擬輸出信號(hào)，其中所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC),所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器被配置為數(shù)字化所迷模擬輸出信號(hào)，以及其中由所述減法器接收的所述輸出音頻信號(hào)的所述表示為數(shù)字的。4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括低通濾波器，所述低通濾波器被配置為對(duì)從所述功率開(kāi)關(guān)接收到的所述模擬輸出信號(hào)進(jìn)行濾波，并且提供已濾波的模擬輸出信號(hào)至所述ADC。5.才艮據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，其中所述ADC包括過(guò)采樣ADC,以及其中所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括抽取器，所述抽取器被配置為對(duì)從所述ADC接收到的數(shù)字化的輸出音頻信號(hào)進(jìn)行抽取，并且提供經(jīng)抽取的數(shù)字化的輸出音頻信號(hào)至所述減法器。6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中所述裝置包括噪聲整形器。7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中所述仿真器被配置為模擬所述裝置的線性特性。8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中所述仿真器被配置為模擬所述裝置的非線性特性。9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中所述仿真器被配置為模擬由從所述裝置的輸入到所述減法器的輸入之間的測(cè)量通道中的元件所引入到所述輸出音頻信號(hào)中的延遲。10.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括在從所述減法器到所述脈寬調(diào)制器的輸入之間的信號(hào)通道上的低延遲校正單元，其中所述校正單元被配置為實(shí)質(zhì)地校正所述脈寬調(diào)制器在工作頻率范圍內(nèi)的一部分非線性影響。11.根據(jù)權(quán)利要求IO所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括預(yù)失真單元，其被配置為調(diào)整所述輸入音頻信號(hào)，以實(shí)質(zhì)地校正沒(méi)有被所述低延遲校正單元補(bǔ)償?shù)乃雒}寬調(diào)制器的非線性影響。12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中所述預(yù)失真單元被配置為接收所述校正信號(hào)的低頻分量，并且根據(jù)所述校正信號(hào)的低頻分量來(lái)調(diào)整所述輸入音頻信號(hào)。13.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，其中所述ADC被配置為關(guān)于所述功率開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)速率對(duì)所述模擬輸出信號(hào)進(jìn)行過(guò)采樣，以及其中所述系統(tǒng)包括抽取器，所述抽取器被配置為抽取所產(chǎn)生的已過(guò)采樣的信號(hào)。14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的系統(tǒng)，其中所述抽取器包括具有最小相位傳遞函數(shù)的抽取濾波器。15.根據(jù)權(quán)利要求13所述的系統(tǒng)，其中所述仿真器被配置為按照等同于所述ADC采樣率的速率來(lái)工作，其中所述減法器被配置為從所述ADC的已過(guò)采樣信號(hào)中減去所述仿真器的輸出，并且其中所述抽取器被配置為抽取所述減法器的輸出。16.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括校準(zhǔn)單元，所述校準(zhǔn)單元在啟動(dòng)時(shí)表征從所述功率開(kāi)關(guān)輸出到所述ADC輸入的信號(hào)通道，并且依賴于所述表征來(lái)配置以下至少一項(xiàng)(i)所述仿真器；或(ii)從所述ADC到所述減法器的信號(hào)通道。17.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括校準(zhǔn)單元，所述校準(zhǔn)單元連續(xù)表征從所述功率開(kāi)關(guān)輸出到所述ADC輸入的信號(hào)通道，并且響應(yīng)于所述表征來(lái)修改控制以下至少一項(xiàng)的行為的參數(shù)(i)所述仿真器和(ii)從所述ADC到所述減法器的信號(hào)通道。18.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括電源電壓估計(jì)單元，所述電源電壓估計(jì)單元被配置為生成電源電壓估計(jì)值(Pse),其中依賴于Pse來(lái)修改所述仿真器輸出信號(hào)。19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的系統(tǒng)，其中用1/Pse來(lái)按比例換算所述校正信號(hào)和所述輸入音頻信號(hào)。20.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括電源電壓估計(jì)單元，所述電源電壓估計(jì)單元^皮配置為生成電源電壓估計(jì)值(Pse),其中用1/Pse來(lái)按比例換算從所述裝置的輸出到所述減法器的輸入之間的通道。21.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括一個(gè)或多個(gè)低電平開(kāi)關(guān)，其被配置為接收脈寬已調(diào)制的參考信號(hào)，并且產(chǎn)生參考輸出信號(hào)；以及其中，所述ADC的輸入是依賴于所述輸出音頻信號(hào)和所述參考輸出信號(hào)之間的差值來(lái)形成的。22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其中權(quán)利要求3的所述脈寬調(diào)制器包括第一脈寬調(diào)制器，所述系統(tǒng)進(jìn)一步包括第二參考脈寬調(diào)制器，其被配置為接收參考輸入信號(hào)，并且產(chǎn)生所述脈寬已調(diào)制的參考輸出信號(hào)。23.根據(jù)權(quán)利要求22所述的系統(tǒng)，包括第二參考仿真器，其被配置為接收實(shí)質(zhì)上等同于所述參考輸入信號(hào)的信號(hào)。24.根據(jù)權(quán)利要求22所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括限幅處理器，其被配置為監(jiān)控所述輸入音頻信號(hào)和所述參考輸入信號(hào)，并且產(chǎn)生第一調(diào)整信號(hào)和參考調(diào)整信號(hào)，其中所述第一調(diào)整信號(hào)被添加到所述第一輸入音頻信號(hào)，并且所述參考調(diào)整信號(hào)被添加到所述參考輸入音頻信號(hào)。25.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括噪聲整形器，其中所述噪聲整形器的輸出作為所述輸入音頻信號(hào)提供至所述裝置。26.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，其中所述仿真器被配置為模擬所述功率開(kāi)關(guān)的非理想性。27.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，其中所述仿真器包括FIR(有限沖激響應(yīng))濾波器，所述FIR濾波器具有連接到非線性函數(shù)發(fā)生器的輸入，并且被配置為從所述非線性函數(shù)發(fā)生器接收輸入信號(hào)的算術(shù)冪。28.根據(jù)權(quán)利要求27所述的系統(tǒng)，其中所述非線性函數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生輸入信號(hào)的算術(shù)冪。29.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括在從所述減法器到所述脈寬調(diào)制器的輸入之間的信號(hào)通道上的濾波器，其中所述濾波器實(shí)質(zhì)上是最小相位的，并且所述濾波器的振幅響應(yīng)在超過(guò)工作頻率范圍的頻率上增加。30.根據(jù)權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中所述非線性校正單元的小信號(hào)傳遞函數(shù)為最小相位。31.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括濾波器，所述濾波器被配置為對(duì)從所述ADC接收到的已數(shù)字化的輸出音頻信號(hào)進(jìn)行濾波，并且提供已濾波且已數(shù)字化的輸出音頻信號(hào)至所述減法器。32.根據(jù)權(quán)利要求31所述的系統(tǒng)，其中所述濾波器具有傳遞函數(shù)零點(diǎn)，所述零點(diǎn)實(shí)質(zhì)上抵消了在從所述功率開(kāi)關(guān)到所述ADC之間的信號(hào)通道的傳遞函數(shù)中的極點(diǎn)。33.根據(jù)權(quán)利要求31所述的系統(tǒng)，其中所述濾波器包括FIR(有限沖激響應(yīng))濾波器。34.—種方法，用于校正由在數(shù)字脈寬調(diào)制(PWM)放大器中的裝置所生成的輸出音頻信號(hào)，所述方法包括接收第一輸入信號(hào)；從所述第一輸入信號(hào)得到裝置輸入信號(hào)和仿真輸入信號(hào)；將所述裝置輸入信號(hào)施加至所述裝置的輸入；從所述裝置的輸出得到裝置反饋信號(hào)；基于所述仿真輸入信號(hào)，通過(guò)仿真所述裝置的行為，來(lái)產(chǎn)生已仿真的信號(hào)；通過(guò)從所述裝置反饋信號(hào)中減去所述已仿真的信號(hào)來(lái)產(chǎn)生差值信號(hào)；以及依賴于所述差值信號(hào)來(lái)修改所述輸入信號(hào)。35.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中所述裝置包括脈寬調(diào)制器和功率開(kāi)關(guān)，其中所述裝置響應(yīng)于所述裝置輸入信號(hào)來(lái)產(chǎn)生脈寬調(diào)制(PWM)信號(hào)，并且控制所述功率開(kāi)關(guān)以產(chǎn)生模擬輸出音頻信號(hào)。36.根據(jù)權(quán)利要求35所述的方法，進(jìn)一步包括將所述模擬輸出音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出音頻信號(hào)。37.根據(jù)權(quán)利要求36所述的方法，進(jìn)一步包括在將所述模擬輸出音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為所述數(shù)字輸出音頻信號(hào)之前，對(duì)由所述功率開(kāi)關(guān)生成的所述模擬輸出音頻信號(hào)進(jìn)行低通濾波。38.根據(jù)權(quán)利要求36所述的方法，進(jìn)一步包括在將所述模擬輸出音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為所述數(shù)字輸出音頻信號(hào)之后，對(duì)已數(shù)字化的輸出音頻信號(hào)進(jìn)行濾波。39.根據(jù)權(quán)利要求38所述的方法，進(jìn)一步包括在將所述模擬輸出音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為所述數(shù)字輸出音頻信號(hào)之后，對(duì)所述已數(shù)字化的輸出音頻信號(hào)進(jìn)行有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波。40.根據(jù)權(quán)利要求36所述的方法，其中將所述模擬輸出音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸出音頻信號(hào)包括過(guò)釆樣所述模擬輸出音頻信號(hào)，所述方法進(jìn)一步包括抽取已數(shù)字化的輸出音頻信號(hào)。41.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中所述裝置包括噪聲整形器，以及其中所述裝置被配置為對(duì)所述輸入音頻信號(hào)進(jìn)行量化和噪聲整形。42.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中所述仿真器對(duì)所述仿真輸入信號(hào)進(jìn)行實(shí)質(zhì)上線性的處理。43.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中所述仿真器對(duì)所述仿真輸入信號(hào)進(jìn)行非線性處理。44.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中所述仿真器引入延遲，所述延遲對(duì)應(yīng)于由從所述裝置的輸入到所述減法器的輸入之間的測(cè)量通道中的各元件所引發(fā)的延遲。45.—種放大器，其提供包含有低噪聲和最高為最大工作頻率的失真的輸出，所述放大器包括數(shù)字調(diào)制器，其在第一采樣頻率處產(chǎn)生輸出；功率裝置，其產(chǎn)生輸出；ADC，其接收依賴于所述功率裝置的所述輸出的輸入；以及低延遲濾波器，其依賴于所述ADC的輸出來(lái)供給，其中所述數(shù)字調(diào)制器的輸入依賴于所述低延遲濾波器的輸出得到，其中所述低延遲濾波器以高于所述第一采樣頻率的第二采樣頻率工作，其中所述低延遲濾波器具有非對(duì)稱的沖激響應(yīng)，其中所述低延遲濾波器在臨界頻率范圍內(nèi)提供衰減，每個(gè)臨界頻率范圍都以所述第一采樣頻率的某個(gè)諧波為中心，且每個(gè)臨界頻率范圍的寬度等于所述最大工作頻率的兩倍。46.根據(jù)權(quán)利要求45所述的放大器，其中所述低延遲濾波器的響應(yīng)實(shí)質(zhì)上為最小相位。47.根據(jù)權(quán)利要求45所述的放大器，其中在每個(gè)臨界頻率范圍內(nèi)的所述衰減足以以確保當(dāng)以所述第一采樣頻率重新采樣所述低延遲濾波器的輸出時(shí)產(chǎn)生的混疊產(chǎn)物不會(huì)對(duì)所述放大器的輸出增添顯著的噪聲和失真。48.根據(jù)權(quán)利要求45所述的放大器，其中所述低延遲濾波器的響應(yīng)在臨界頻率范圍之外增加需要滿足的約束條件為，當(dāng)所述低延遲濾波器的輸出在所述第一采樣頻率下被重新采樣時(shí)，超過(guò)所述最大工作頻率范圍的混疊產(chǎn)物包括的能量不足以削弱所述放大器的性能。49.根據(jù)權(quán)利要求47或48所述的放大器，其中在每個(gè)臨界頻率范圍內(nèi)的衰減至少為大約100dB。50.根據(jù)權(quán)利要求45所述的放大器，其中所述低延遲濾波器具有z復(fù)平面上的成組的傳遞函數(shù)零點(diǎn)，每一組都包含有聚集靠近某個(gè)位置的相異零點(diǎn)，所述位置與所述第一采樣頻率或其諧波之一相對(duì)應(yīng)。51.根據(jù)權(quán)利要求45所述的放大器，還包括依賴于所述低延遲濾波器的輸出來(lái)供給的抽取器，并且其中所述數(shù)字調(diào)制器的輸入是依賴于所述抽取器的輸出來(lái)調(diào)整的。52.—種放大器，其包括數(shù)字調(diào)制器，其產(chǎn)生非線性影響；功率裝置，其產(chǎn)生輸出；ADC,其接收依賴于所述功率裝置的輸出的輸入；以及低延遲校正單元(LDC),其中所述數(shù)字調(diào)制器的輸入是依賴于所述LDC的輸出得到的，且其中所述LDC的輸入是依賴于所述ADC的輸出和數(shù)字輸入音頻信號(hào)得到的，且其中所述LDC被配置為在工作頻率范圍內(nèi)實(shí)質(zhì)上校正所述脈寬調(diào)制器的一部分非線性影響，并以低延遲為條件。53.才艮據(jù)權(quán)利要求52所述的放大器，其中所述LDC的小信號(hào)傳遞函數(shù)為最小相位。54.根據(jù)權(quán)利要求52所述的放大器，進(jìn)一步包括預(yù)失真單元，所述預(yù)失真單元被配置為調(diào)整所述數(shù)字音頻輸入信號(hào)，從而在工作頻率范圍內(nèi)55.—種低延遲校正單元(LDC),具有輸入和輸出，包括多項(xiàng)式函數(shù)發(fā)生器P,其接收輸入信號(hào)y，并且產(chǎn)生輸出；濾波器F,其依賴于所述P的輸出來(lái)供給；其中，所述信號(hào)y是依賴于所述LDC的輸入和所述F的輸出來(lái)得到的，其中，所述LDC的輸出是依賴于所述信號(hào)y和所述P的輸出來(lái)得到的。56.根據(jù)權(quán)利要求55所述的低延遲校正單元(LDC),其中所述濾波器F為FIR濾波器。57.根據(jù)權(quán)利要求55所述的低延遲校正單元(LDC),其中所述濾波器F為FIR濾波器，所述FIR濾波器的z變換響應(yīng)為(5.z-1-4.z-2+z-3)/2。58.根據(jù)權(quán)利要求55所述的低延遲校正單元(LDC)，其中P實(shí)現(xiàn)三次多項(xiàng)式。59.根據(jù)權(quán)利要求55所述的低延遲校正單元(LDC),其中所述LDC的輸出是作為y和所述P的輸出之間的差值來(lái)得到的。60.—種開(kāi)關(guān)放大器，包括脈寬調(diào)制器，其提供低電平PWM波形；功率開(kāi)關(guān)，其具有輸入并且產(chǎn)生功率開(kāi)關(guān)輸出；過(guò)采樣ADC,其后跟隨抽取器，其中所述ADC對(duì)從所述低電平PWM波形所得到的信號(hào)和從功率開(kāi)關(guān)輸出得到的信號(hào)之間的差值作出響應(yīng)，且其中所述功率開(kāi)關(guān)的輸入對(duì)所述抽取器的輸出作出響應(yīng)。61.—種開(kāi)關(guān)放大器，包括脈寬調(diào)制器，其提供低電平PWM波形；功率開(kāi)關(guān)，其產(chǎn)生功率開(kāi)關(guān)輸出；ADC,其對(duì)從所述低電平PWM波形所得到的信號(hào)和從功率開(kāi)關(guān)輸出得到的信號(hào)之間的差值作出響應(yīng)；整形濾波器[H],所述整形濾波器[H]的輸入[間接地]連接到所述ADC的輸出，并且所述整形濾波器[H]的響應(yīng)在超過(guò)工作頻率范圍處升高，其中所述功率開(kāi)關(guān)的輸入對(duì)所述整形濾波器的輸出作出響應(yīng)。62.—種開(kāi)關(guān)放大器，包括脈寬調(diào)制器，其提供低電平PWM波形；功率開(kāi)關(guān)，其產(chǎn)生功率開(kāi)關(guān)輸出；ADC，其對(duì)從所述低電平PWM波形所得到的信號(hào)和從功率開(kāi)關(guān)輸出得到的信號(hào)之間的差值作出響應(yīng)；低延遲校正器，所述低延遲校正器的輸入對(duì)所述ADC的輸出作出響應(yīng)，在工作頻率范圍內(nèi)，所述校正器為脈寬調(diào)制器的非線性行為提供近似或?qū)嵸|(zhì)的校正，其中所述功率開(kāi)關(guān)的輸入對(duì)所述低延遲校正器的輸出作出響應(yīng)。全文摘要通過(guò)使用基于仿真的反饋來(lái)改善數(shù)字開(kāi)關(guān)放大器性能的系統(tǒng)及方法。在一個(gè)實(shí)施方式中，數(shù)字脈寬調(diào)制(PWM)放大器包括信號(hào)處理裝置，其被配置為接收和處理輸入音頻信號(hào)。所述放大器還包括仿真器，其被配置為模擬所述裝置對(duì)音頻信號(hào)的處理過(guò)程。將所述裝置和仿真器的輸出提供至減法器，隨后將該減法器的輸出作為反饋加到輸入音頻信號(hào)上。所述裝置還包括調(diào)制器和功率開(kāi)關(guān)、噪聲整形器或任意其它類型的裝置?？商峁┠?shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)來(lái)將輸出音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)以便輸入至所述減法器。在ADC之前或之后，可以執(zhí)行濾波，并且如果ADC為過(guò)采樣ADC，那么在ADC之后可放置抽取器。文檔編號(hào)H03F3/68GK101390287SQ200680053489公開(kāi)日2009年3月18日申請(qǐng)日期2006年12月28日優(yōu)先權(quán)日2005年12月30日發(fā)明者威爾森·E·泰勒,彼得·克拉文,拉瑞·E·漢德,杰克·B·安德森,邁克爾·A·考思特,錢連瑋申請(qǐng)人:D2音頻有限公司